JPH10341575A - 改善された波形率と低減した電磁干渉を有する部分共振直列コンバータ - Google Patents
改善された波形率と低減した電磁干渉を有する部分共振直列コンバータInfo
- Publication number
- JPH10341575A JPH10341575A JP10142882A JP14288298A JPH10341575A JP H10341575 A JPH10341575 A JP H10341575A JP 10142882 A JP10142882 A JP 10142882A JP 14288298 A JP14288298 A JP 14288298A JP H10341575 A JPH10341575 A JP H10341575A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tank
- circuit
- capacitor
- current
- inductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 title claims abstract description 10
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 title abstract description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 71
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 7
- 238000004904 shortening Methods 0.000 claims description 4
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 abstract description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 abstract description 5
- 230000009467 reduction Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 改善された波形率および効率、かつＥＭＩを
低減しながら簡単な直列共振コンバータと関連する利点
を保持する部分共振コンバータを提供する。 【解決手段】 タンク回路全体が、直列に接続された少
なくとも第１のインダクタＬ２および第１のコンデンサ
Ｃ１と、負荷回路と並列に接続された第２のコンデンサ
Ｃ２と、電圧ブースト能力を提供するため前記第２のコ
ンデンサと並列に接続された第２のインダクタＬ３とを
含む。負荷回路におけるｄｖ／ｄｔを低減することに加
えて、第２のコンデンサが、１つのスイッチング・デバ
イスの逆並列ダイオードに流れる逆電流が次のスイッチ
ング・デバイスのターンオンにより終了されることによ
り、かかるターンオン時の電流における急激な初期立上
がりと関連するＥＭＩを減じるように、供給電流のサイ
クルの負の部分を短縮しながら該電流の波形率を減じる
効果を有する電流を導く。
低減しながら簡単な直列共振コンバータと関連する利点
を保持する部分共振コンバータを提供する。 【解決手段】 タンク回路全体が、直列に接続された少
なくとも第１のインダクタＬ２および第１のコンデンサ
Ｃ１と、負荷回路と並列に接続された第２のコンデンサ
Ｃ２と、電圧ブースト能力を提供するため前記第２のコ
ンデンサと並列に接続された第２のインダクタＬ３とを
含む。負荷回路におけるｄｖ／ｄｔを低減することに加
えて、第２のコンデンサが、１つのスイッチング・デバ
イスの逆並列ダイオードに流れる逆電流が次のスイッチ
ング・デバイスのターンオンにより終了されることによ
り、かかるターンオン時の電流における急激な初期立上
がりと関連するＥＭＩを減じるように、供給電流のサイ
クルの負の部分を短縮しながら該電流の波形率を減じる
効果を有する電流を導く。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、部分共振型直列共
振コンバータ（即ち、コンバータの共振周波数より低い
スイッチング周波数で動作する直列共振コンバータ）に
関し、特に電磁干渉（ＥＭＩ）を低減して効率を改善す
る負荷結合タンク要素を持つコンバータに関する。
振コンバータ（即ち、コンバータの共振周波数より低い
スイッチング周波数で動作する直列共振コンバータ）に
関し、特に電磁干渉（ＥＭＩ）を低減して効率を改善す
る負荷結合タンク要素を持つコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】共振コンバータは、一般に、ＤＣ源また
は整流ＡＣ源が２つ以上のリアクタンス要素（タンク回
路）の直列組合わせおよび（または）並列組合わせにお
いて切換えられるコンバータと、出力電力を制御するた
めスイッチング周波数を変動させ得る出力結合回路とし
て定義することができる。コンバータ回路の設計におい
て考慮される２つのパラメータは、効率に影響を及ぼす
ものとして、電磁干渉（ＥＭＩ）と伝導電流の波形率と
である。ＥＭＩは、主としてタンク回路または出力回路
における迅速に立上がるか立下がる電流により生成さ
れ、可能ならば、レシーバその他の電子装置との好まし
くない干渉を避けるように最小限に抑えるべきものであ
る。２乗平均平方根値即ちｒｍｓ値の電流波形の平均値
に対する比として定義される波形率は、コンバータにお
ける伝導損を定性的に利用するため用いられる。１．１
１の波形率を持つ電流の純正弦波が、効率の観点から理
想的であると考えられている。
は整流ＡＣ源が２つ以上のリアクタンス要素（タンク回
路）の直列組合わせおよび（または）並列組合わせにお
いて切換えられるコンバータと、出力電力を制御するた
めスイッチング周波数を変動させ得る出力結合回路とし
て定義することができる。コンバータ回路の設計におい
て考慮される２つのパラメータは、効率に影響を及ぼす
ものとして、電磁干渉（ＥＭＩ）と伝導電流の波形率と
である。ＥＭＩは、主としてタンク回路または出力回路
における迅速に立上がるか立下がる電流により生成さ
れ、可能ならば、レシーバその他の電子装置との好まし
くない干渉を避けるように最小限に抑えるべきものであ
る。２乗平均平方根値即ちｒｍｓ値の電流波形の平均値
に対する比として定義される波形率は、コンバータにお
ける伝導損を定性的に利用するため用いられる。１．１
１の波形率を持つ電流の純正弦波が、効率の観点から理
想的であると考えられている。
【０００３】共振コンバータ形態の最も簡単な形態は、
タンク回路がコンデンサとインダクタの直列組合わせを
含む。図１に示されるこの形態は、ハード・スイッチド
ＰＷＭで可能であるよりも高い動作周波数における隔離
ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）の如き
高電力スイッチング・デバイスのその高効率、ソフト・
スイッチングおよび有効利用において有利である。用語
「ソフト・スイッチング」とは、以下に述べるように、
ゼロ電圧またはゼロ電流スイッチングで動作する回路に
適用される。
タンク回路がコンデンサとインダクタの直列組合わせを
含む。図１に示されるこの形態は、ハード・スイッチド
ＰＷＭで可能であるよりも高い動作周波数における隔離
ゲート・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）の如き
高電力スイッチング・デバイスのその高効率、ソフト・
スイッチングおよび有効利用において有利である。用語
「ソフト・スイッチング」とは、以下に述べるように、
ゼロ電圧またはゼロ電流スイッチングで動作する回路に
適用される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】特に図１において、直
列接続されたタンク要素Ｃ１およびＬ２が、入力ＥＭＩ
フィルタ、バイパス・コンデンサＣ４、Ｃ５、および高
電力ＩＧＢＴ Ｑ１、Ｑ２を介して、ＤＣ電力源に跨が
って接続される。前記タンク回路は、コンデンサＣ１の
インピーダンスがインダクタＬ２のインピーダンスに等
しい周波数における単一の共振極を有する。ＩＧＢＴ
Ｑ１およびＱ２は、タンク回路を交流で励起するため制
御されたスイッチング周波数で交互にオン／オフ・バイ
アスされる。変成器Ｔ１は、全波ブリッジ整流器ＣＲ
２、バイパス・コンデンサＣ６および出力ＥＭＩフィル
タを介してタンク回路をＤＣ負荷に誘導的に結合する。
図示された実施の形態においては、変成器Ｔ１が１：１
の巻線比を持ち、このためコンバータの性能に著しい影
響を及ぼすことがないものとすれば、バイパス・コンデ
ンサＣ４、Ｃ５およびＣ６が、インピーダンスにおいて
タンク・コンデンサＣ１より少なくとも１段階低い大き
さである。
列接続されたタンク要素Ｃ１およびＬ２が、入力ＥＭＩ
フィルタ、バイパス・コンデンサＣ４、Ｃ５、および高
電力ＩＧＢＴ Ｑ１、Ｑ２を介して、ＤＣ電力源に跨が
って接続される。前記タンク回路は、コンデンサＣ１の
インピーダンスがインダクタＬ２のインピーダンスに等
しい周波数における単一の共振極を有する。ＩＧＢＴ
Ｑ１およびＱ２は、タンク回路を交流で励起するため制
御されたスイッチング周波数で交互にオン／オフ・バイ
アスされる。変成器Ｔ１は、全波ブリッジ整流器ＣＲ
２、バイパス・コンデンサＣ６および出力ＥＭＩフィル
タを介してタンク回路をＤＣ負荷に誘導的に結合する。
図示された実施の形態においては、変成器Ｔ１が１：１
の巻線比を持ち、このためコンバータの性能に著しい影
響を及ぼすことがないものとすれば、バイパス・コンデ
ンサＣ４、Ｃ５およびＣ６が、インピーダンスにおいて
タンク・コンデンサＣ１より少なくとも１段階低い大き
さである。
【０００５】図１のコンバータが共振極より高いスイッ
チング周波数、即ち超共振周波数で動作させられる時、
負荷電流は周波数が増加するに伴って一貫して低減す
る。各ＩＧＢＴがターンオフ時に大きい順方向電流を遮
断するが、ターンオン時にはＩＧＢＴの両端には順方向
電圧は生じない。このため、超共振動作モードは、一般
にゼロ電圧スイッチングと呼ばれる状態に達する。超共
振モードは一般に小さなスイッチング損失で迅速にター
ンオフするパワーＭＯＳＦＥＴにおける使用に適する
が、ＥＭＩを生じる傾向があり、可聴度より非常に高い
動作周波数（即ち、２０ＫＨz）でＩＧＢＴなどの遅い
ターンオフ・デバイスでの使用には適さない。コンバー
タが共振極より低いスイッチング周波数、即ち部分共振
周波数で動作させられる時、周波数の減少と共に負荷電
流が一貫して減少する。このモードにおいては、他のＩ
ＧＢＴがターンオンさせられる前にＩＧＢＴに流れる順
方向電流が完全に整流されるように、通電状態のＩＧＢ
Ｔに流れる電流が、ターンオフに先立ち逆並列ダイオー
ド即ちフリーホイーリング・ダイオードを介して反転す
る。このため、部分共振動作モードは、ゼロ電流スイッ
チングと一般に呼ばれる状態に達する。最初はＳＣＲで
使用されたこのようなモードは、ＩＧＢＴの如きＭＯＳ
ＦＥＴより遅い最近の電力デバイスで使用するのに非常
に満足できる。
チング周波数、即ち超共振周波数で動作させられる時、
負荷電流は周波数が増加するに伴って一貫して低減す
る。各ＩＧＢＴがターンオフ時に大きい順方向電流を遮
断するが、ターンオン時にはＩＧＢＴの両端には順方向
電圧は生じない。このため、超共振動作モードは、一般
にゼロ電圧スイッチングと呼ばれる状態に達する。超共
振モードは一般に小さなスイッチング損失で迅速にター
ンオフするパワーＭＯＳＦＥＴにおける使用に適する
が、ＥＭＩを生じる傾向があり、可聴度より非常に高い
動作周波数（即ち、２０ＫＨz）でＩＧＢＴなどの遅い
ターンオフ・デバイスでの使用には適さない。コンバー
タが共振極より低いスイッチング周波数、即ち部分共振
周波数で動作させられる時、周波数の減少と共に負荷電
流が一貫して減少する。このモードにおいては、他のＩ
ＧＢＴがターンオンさせられる前にＩＧＢＴに流れる順
方向電流が完全に整流されるように、通電状態のＩＧＢ
Ｔに流れる電流が、ターンオフに先立ち逆並列ダイオー
ド即ちフリーホイーリング・ダイオードを介して反転す
る。このため、部分共振動作モードは、ゼロ電流スイッ
チングと一般に呼ばれる状態に達する。最初はＳＣＲで
使用されたこのようなモードは、ＩＧＢＴの如きＭＯＳ
ＦＥＴより遅い最近の電力デバイスで使用するのに非常
に満足できる。
【０００６】コンバータ・モードに拘わらず、出力制御
の感度が一般に共振に近すぎ、共振時の動作が大きな負
荷への暴走を生じ得るので、共振極における動作あるい
は共振極に近い動作は一般に避けられる。更に、ターン
オフ復帰時間が不充分である場合、共振に近すぎる動作
はＩＧＢＴの如き遅いデバイスに対する問題となる。し
かし、共振に近い動作の有利は、正弦波の波形率に近い
波形率が得られ、これにより伝導損を減じることであ
る。先に示したように、本発明はとりわけ、部分共振ス
イッチング周波数で動作するコンバータに関するもので
ある。従って、以降の論議は、部分共振コンバータ形態
および性能を改善するかあるいは機能を追加するために
提起された種々の設計修正に限定されることになる。
の感度が一般に共振に近すぎ、共振時の動作が大きな負
荷への暴走を生じ得るので、共振極における動作あるい
は共振極に近い動作は一般に避けられる。更に、ターン
オフ復帰時間が不充分である場合、共振に近すぎる動作
はＩＧＢＴの如き遅いデバイスに対する問題となる。し
かし、共振に近い動作の有利は、正弦波の波形率に近い
波形率が得られ、これにより伝導損を減じることであ
る。先に示したように、本発明はとりわけ、部分共振ス
イッチング周波数で動作するコンバータに関するもので
ある。従って、以降の論議は、部分共振コンバータ形態
および性能を改善するかあるいは機能を追加するために
提起された種々の設計修正に限定されることになる。
【０００７】図２は、第３のタンク要素、即ち変成器Ｔ
１の一次巻線と並列に接続されたインダクタＬ３を追加
したコンバータを示している。この追加的なインダクタ
Ｌ３は、ブースト能力を与えて、コンバータにその入力
電圧より高い出力電圧を生じさせる。更にまた、当該イ
ンダクタＬ３は、負荷が軽減される即ち開放されると、
周波数が低い主共振極をシフトするように働く。開放負
荷の極端な場合は、共振極はコンデンサＣ１とインダク
タＬ２とインダクタＬ３の直列組合わせによって生成さ
れる。他の極端な（短絡回路負荷）の場合は、図１のコ
ンバータにおけるように、極はコンデンサＣ１とインダ
クタＬ２の直列組合わせによって決定される。
１の一次巻線と並列に接続されたインダクタＬ３を追加
したコンバータを示している。この追加的なインダクタ
Ｌ３は、ブースト能力を与えて、コンバータにその入力
電圧より高い出力電圧を生じさせる。更にまた、当該イ
ンダクタＬ３は、負荷が軽減される即ち開放されると、
周波数が低い主共振極をシフトするように働く。開放負
荷の極端な場合は、共振極はコンデンサＣ１とインダク
タＬ２とインダクタＬ３の直列組合わせによって生成さ
れる。他の極端な（短絡回路負荷）の場合は、図１のコ
ンバータにおけるように、極はコンデンサＣ１とインダ
クタＬ２の直列組合わせによって決定される。
【０００８】図３は、図２の３要素の共振コンバータと
比較された図１の２要素共振コンバータの電力転送特性
を示す。比較される両コンバータが略々同じ電力出力能
力を持つように、特定の成分値が調整されている。図２
におけるインダクタＬ３の値は、ＡＣ入力構成における
最大の力率を生じる最適に近いブーストを生じるように
選定された。更に、両コンバータは、主共振極の約６０
％を越えないスイッチング周波数で動作させられる。こ
のように動作周波数を制限することで、ゼロ電流ソフト
・スイッチングおよび広範囲の負荷電圧への良好な動作
を保証する。欠点は、特に電力スイッチング・デバイス
において、伝導電流の最適な波形率よりやや高い波形率
である。性能は４つの異なる動作周波数で比較され、最
大周波数は１５０ＫＨzであり、最小周波数は１０ＫＨz
である。制御は、全動作範囲にわたり変化がない。図２
のコンバータは、広い周波数レンジにわたる動作、即
ち、困難な変成器の設計、可聴ノイズおよび大きい入出
力フィルタの必要と、一般に関連する欠点を有する。ま
た、図３は制御異常は示さないが、大半の物理的構成は
完全に無変動ではない。このことは、低い動作周波数に
おける変成器Ｔ１のコアの飽和を結果として生じる傾向
がある。
比較された図１の２要素共振コンバータの電力転送特性
を示す。比較される両コンバータが略々同じ電力出力能
力を持つように、特定の成分値が調整されている。図２
におけるインダクタＬ３の値は、ＡＣ入力構成における
最大の力率を生じる最適に近いブーストを生じるように
選定された。更に、両コンバータは、主共振極の約６０
％を越えないスイッチング周波数で動作させられる。こ
のように動作周波数を制限することで、ゼロ電流ソフト
・スイッチングおよび広範囲の負荷電圧への良好な動作
を保証する。欠点は、特に電力スイッチング・デバイス
において、伝導電流の最適な波形率よりやや高い波形率
である。性能は４つの異なる動作周波数で比較され、最
大周波数は１５０ＫＨzであり、最小周波数は１０ＫＨz
である。制御は、全動作範囲にわたり変化がない。図２
のコンバータは、広い周波数レンジにわたる動作、即
ち、困難な変成器の設計、可聴ノイズおよび大きい入出
力フィルタの必要と、一般に関連する欠点を有する。ま
た、図３は制御異常は示さないが、大半の物理的構成は
完全に無変動ではない。このことは、低い動作周波数に
おける変成器Ｔ１のコアの飽和を結果として生じる傾向
がある。
【０００９】図１および図２のコンバータは、低いスイ
ッチング損失、スイッチング・デバイスにおける低いｄ
ｉ／ｄｔ、従って低い電磁干渉（ＥＭＩ）という有利を
共有する。しかし、これらの回路は、変成器Ｔ１の両端
に高いｄｖ／ｄｔを生じる。当業者は、変成器の二次巻
線の各端子から接地される小さなコンデンサを配置する
ことにより、差動および共通の両モードのｄｖ／ｄｔが
おそらくは最も有効に低減され得ることを認識されよ
う。あるいはまた、変成器Ｔ１の一次巻線および（また
は）二次巻線に跨がって小さなコンデンサを付加するこ
とで、回路の挙動に著しく他の影響を及ぼすことなく、
このｄｖ／ｄｔを低減することができる。
ッチング損失、スイッチング・デバイスにおける低いｄ
ｉ／ｄｔ、従って低い電磁干渉（ＥＭＩ）という有利を
共有する。しかし、これらの回路は、変成器Ｔ１の両端
に高いｄｖ／ｄｔを生じる。当業者は、変成器の二次巻
線の各端子から接地される小さなコンデンサを配置する
ことにより、差動および共通の両モードのｄｖ／ｄｔが
おそらくは最も有効に低減され得ることを認識されよ
う。あるいはまた、変成器Ｔ１の一次巻線および（また
は）二次巻線に跨がって小さなコンデンサを付加するこ
とで、回路の挙動に著しく他の影響を及ぼすことなく、
このｄｖ／ｄｔを低減することができる。
【００１０】図４は、タンク・コンデンサＣ１と並列に
接続されたインダクタＬ１を更に含む４要素の共振回路
を示す。同様な形態が、Ｓａｋａｉｂａｒａ等の米国特
許第４，６７９，１２９号により、更に最近は、Ｂｅｙ
ｅｒｌｅｉｎ等の同第５，５０４，６６８号により提起
されている。インダクタＬ１およびコンデンサＣ１の並
列組合わせは、負荷から独立的であり、さもなければ移
動不能なゼロをタンク回路の電力伝達関数に置く。部分
共振動作モードにおいては、このゼロの周波数は、コン
バータ出力がゼロまで減じられる最小動作周波数を正確
に決定する。Ｓａｋａｉｂａｒａ等の特許は、可聴ノイ
ズを除去するために並列タンクを用いてこのゼロを２０
ＫＨzかあるいはその僅か上に置く。
接続されたインダクタＬ１を更に含む４要素の共振回路
を示す。同様な形態が、Ｓａｋａｉｂａｒａ等の米国特
許第４，６７９，１２９号により、更に最近は、Ｂｅｙ
ｅｒｌｅｉｎ等の同第５，５０４，６６８号により提起
されている。インダクタＬ１およびコンデンサＣ１の並
列組合わせは、負荷から独立的であり、さもなければ移
動不能なゼロをタンク回路の電力伝達関数に置く。部分
共振動作モードにおいては、このゼロの周波数は、コン
バータ出力がゼロまで減じられる最小動作周波数を正確
に決定する。Ｓａｋａｉｂａｒａ等の特許は、可聴ノイ
ズを除去するために並列タンクを用いてこのゼロを２０
ＫＨzかあるいはその僅か上に置く。
【００１１】図５は、電源電圧およびスイッチング・ト
ランジスタ形態に関して従来技術において公知の他の２
つの形態変更例を示している。電源電圧に関して、図
１、図２および図４のコンバータはＤＣ電源により給電
されるように示されるが、図５のコンバータはＡＣ電源
により給電され、このため、入力全波ブリッジ整流回路
ＣＲ１を含む。インダクタＬ３に対する値の適切な選定
により、ＡＣ入力回路が、能動的な調波制御なしに０．
９８より高い力率を呈する。更に、動作周波数の能動的
制御により、広い範囲にわたって力率を０．９９より高
めることができることが示された。スイッチング・トラ
ンジスタ形態に関しては、図１、図２および図４のコン
バータは、１対のトランジスタが交互にバイアス通電状
態となる半波ブリッジ回路と一般に呼ばれるものを用
い、タンク回路は１対のバイパス・コンデンサＣ４、Ｃ
５を介して電源に結合される。あるいはまた、図５に示
されるように、コンバータは、１つのバイパス・コンデ
ンサ（Ｃ５）を持つ全波トランジスタ・ブリッジ（ＩＧ
ＢＴ Ｑ１〜Ｑ４）を用いる。一般に、全波トランジス
タ・ブリッジの構成は、ブリッジ・トランジスタＱ１／
Ｑ４およびＱ２／Ｑ３が対でオン／オフにバイパスされ
ることを除いて、図１、図２および図４に関して先に述
べた半波構成と同様に動作する。
ランジスタ形態に関して従来技術において公知の他の２
つの形態変更例を示している。電源電圧に関して、図
１、図２および図４のコンバータはＤＣ電源により給電
されるように示されるが、図５のコンバータはＡＣ電源
により給電され、このため、入力全波ブリッジ整流回路
ＣＲ１を含む。インダクタＬ３に対する値の適切な選定
により、ＡＣ入力回路が、能動的な調波制御なしに０．
９８より高い力率を呈する。更に、動作周波数の能動的
制御により、広い範囲にわたって力率を０．９９より高
めることができることが示された。スイッチング・トラ
ンジスタ形態に関しては、図１、図２および図４のコン
バータは、１対のトランジスタが交互にバイアス通電状
態となる半波ブリッジ回路と一般に呼ばれるものを用
い、タンク回路は１対のバイパス・コンデンサＣ４、Ｃ
５を介して電源に結合される。あるいはまた、図５に示
されるように、コンバータは、１つのバイパス・コンデ
ンサ（Ｃ５）を持つ全波トランジスタ・ブリッジ（ＩＧ
ＢＴ Ｑ１〜Ｑ４）を用いる。一般に、全波トランジス
タ・ブリッジの構成は、ブリッジ・トランジスタＱ１／
Ｑ４およびＱ２／Ｑ３が対でオン／オフにバイパスされ
ることを除いて、図１、図２および図４に関して先に述
べた半波構成と同様に動作する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、改善された波
形率を更に提供しかつＥＭＩを低減しながら、簡単な直
列共振コンバータと一般的に関連する利点を保持する改
善された部分共振コンバータに関するものである。本発
明によれば、全タンク回路は、少なくとも直列に接続さ
れた第１のインダクタと第１のコンデンサと、負荷回路
と並列に接続された第２のコンデンサと、電圧ブースト
能力を提供するため第２のコンデンサと並列に接続され
た第２のインダクタとを含んでいる。負荷回路における
ｄｖ／ｄｔを低減することに加えて、第２のコンデンサ
は、次のスイッチング・デバイスのターンオンにより、
１つのスイッチング・デバイスの逆並列ダイオードを流
れる逆電流が終了され、あるいはそれに近い状態になる
ように前記電流のサイクルの負の部分を短縮しながら、
供給電流の波形率を低減する効果をもつ電流を引っ張
り、これによりかかるターンオン時の電流における迅速
な初期の立上がりと関連するＥＭＩを低減する。
形率を更に提供しかつＥＭＩを低減しながら、簡単な直
列共振コンバータと一般的に関連する利点を保持する改
善された部分共振コンバータに関するものである。本発
明によれば、全タンク回路は、少なくとも直列に接続さ
れた第１のインダクタと第１のコンデンサと、負荷回路
と並列に接続された第２のコンデンサと、電圧ブースト
能力を提供するため第２のコンデンサと並列に接続され
た第２のインダクタとを含んでいる。負荷回路における
ｄｖ／ｄｔを低減することに加えて、第２のコンデンサ
は、次のスイッチング・デバイスのターンオンにより、
１つのスイッチング・デバイスの逆並列ダイオードを流
れる逆電流が終了され、あるいはそれに近い状態になる
ように前記電流のサイクルの負の部分を短縮しながら、
供給電流の波形率を低減する効果をもつ電流を引っ張
り、これによりかかるターンオン時の電流における迅速
な初期の立上がりと関連するＥＭＩを低減する。
【００１３】望ましい実施の形態において、当該タンク
回路はまた、スイッチング周波数レンジを狭めることに
よりコンバータの全負荷範囲にわたる上記の波形率およ
びＥＭＩの改善を拡張するため、第１のコンデンサと並
列に接続された第３のインダクタも含んでいる。更に、
タンク回路は、図１、図２および図４に関して先に述べ
た如き絶縁形変成器を介して負荷回路に結合されること
が望ましい。
回路はまた、スイッチング周波数レンジを狭めることに
よりコンバータの全負荷範囲にわたる上記の波形率およ
びＥＭＩの改善を拡張するため、第１のコンデンサと並
列に接続された第３のインダクタも含んでいる。更に、
タンク回路は、図１、図２および図４に関して先に述べ
た如き絶縁形変成器を介して負荷回路に結合されること
が望ましい。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明については、添付図面に関
して，事例として次に述べる。図６ないし図８は、異な
る構成の詳細でない表示における本発明によるコンバー
タ回路を示している。各構成がＡＣ電源により給電され
かつ全波ＩＧＢＴブリッジを用いる如くに示されるが、
ＤＣ電源により給電され、そして／またはＩＧＢＴ以外
の半波ブリッジまたはスイッチング・デバイスを用いる
他の構成もまた可能である。全波ブリッジは、一般に半
波ブリッジにおいてその効率と柔軟性が増加されること
が望ましい。ブリッジ・トランジスタに関して見れば、
ＭＯＳＦＥＴは一般に低い入力電圧に対して望ましい
が、ＩＧＢＴは一般に２００ボルトより高い入力電圧に
対して望ましい。ＤＣ構成において、Ｃ４およびＣ５
は、典型的に、Ｃ１の値の１０ないし５０倍の値を有す
る。同じ値の典型的な比はＡＣ構成において妥当し、従
って、全波ブリッジ整流器ＣＲ１の出力における電圧は
全波整流された正弦波である。全波構成においては、１
つの半波ブリッジの出力は他の半波ブリッジに対して位
相がずれているが、望ましい実施の形態においては、第
２の半波ブリッジが１８０°の固定された位相シフトで
動作する。
して，事例として次に述べる。図６ないし図８は、異な
る構成の詳細でない表示における本発明によるコンバー
タ回路を示している。各構成がＡＣ電源により給電され
かつ全波ＩＧＢＴブリッジを用いる如くに示されるが、
ＤＣ電源により給電され、そして／またはＩＧＢＴ以外
の半波ブリッジまたはスイッチング・デバイスを用いる
他の構成もまた可能である。全波ブリッジは、一般に半
波ブリッジにおいてその効率と柔軟性が増加されること
が望ましい。ブリッジ・トランジスタに関して見れば、
ＭＯＳＦＥＴは一般に低い入力電圧に対して望ましい
が、ＩＧＢＴは一般に２００ボルトより高い入力電圧に
対して望ましい。ＤＣ構成において、Ｃ４およびＣ５
は、典型的に、Ｃ１の値の１０ないし５０倍の値を有す
る。同じ値の典型的な比はＡＣ構成において妥当し、従
って、全波ブリッジ整流器ＣＲ１の出力における電圧は
全波整流された正弦波である。全波構成においては、１
つの半波ブリッジの出力は他の半波ブリッジに対して位
相がずれているが、望ましい実施の形態においては、第
２の半波ブリッジが１８０°の固定された位相シフトで
動作する。
【００１５】更に別の回路変更例は、タンク回路を負荷
回路に結合する絶縁形変成器を使用することである。図
６および図７のコンバータ回路は、コンバータ回路は、
絶縁方形成器Ｔ１を含んでいるが、図８のコンバータ回
路においては、タンク回路は負荷回路に直接結合され
る。各コンバータ回路は、システム要件に従って、絶縁
形変成器を備えるかあるいは備えずに用いることができ
る。出力回路においては、整流器ＣＲ２が負荷電流の全
波整流を提供する。中心タップと電圧逓増回路の如き他
の種々の回路形態もまた可能である。コンデンサＣ４お
よびＣ５の如きコンデンサＣ６は、バイパス機能を有す
る。従って、コンデンサＣ６のキャパシタンスは、典型
的に、コンデンサＣ１のキャパシタンスの１０ないし５
０倍である。このことは、変成器Ｔ１が１：１の巻線比
を持つか、あるいは存在しないことを前提とする。さも
なければ、変成器Ｔ１が１：ｎの巻線比を持つとするな
らば、Ｃ６のキャパシタンスは典型的にＣ１／（ｎ2）
の１０ないし５０倍である。
回路に結合する絶縁形変成器を使用することである。図
６および図７のコンバータ回路は、コンバータ回路は、
絶縁方形成器Ｔ１を含んでいるが、図８のコンバータ回
路においては、タンク回路は負荷回路に直接結合され
る。各コンバータ回路は、システム要件に従って、絶縁
形変成器を備えるかあるいは備えずに用いることができ
る。出力回路においては、整流器ＣＲ２が負荷電流の全
波整流を提供する。中心タップと電圧逓増回路の如き他
の種々の回路形態もまた可能である。コンデンサＣ４お
よびＣ５の如きコンデンサＣ６は、バイパス機能を有す
る。従って、コンデンサＣ６のキャパシタンスは、典型
的に、コンデンサＣ１のキャパシタンスの１０ないし５
０倍である。このことは、変成器Ｔ１が１：１の巻線比
を持つか、あるいは存在しないことを前提とする。さも
なければ、変成器Ｔ１が１：ｎの巻線比を持つとするな
らば、Ｃ６のキャパシタンスは典型的にＣ１／（ｎ2）
の１０ないし５０倍である。
【００１６】絶縁形変成器を使用しない最も簡単なコン
バータ構成が図６に示され、この場合、コンバータ・タ
ンク回路は４つの要素、即ち、負荷回路のブリッジ整流
器ＣＲ２と並列に接続された負荷結合コンデンサＣ２
と、コンデンサＣ２と並列に接続されたブースト・イン
ダクタＬ３と、負荷結合コンデンサＣ２と直列に接続さ
れたタンク・インダクタＬ２およびタンク・コンデンサ
Ｃ１とを含んでいる。絶縁形変成器Ｔ１が使用される
時、その二次巻線ＳがコンデンサＣ２と並列に接続さ
れ、その一次巻線Ｐはブースト・インダクタＬ３と並列
に接続されている。変成器のない構成においては、ブー
スト・インダクタＬ３は、図８に示されるように、負荷
結合コンデンサＣ２と並列に直接接続されている。図２
に関して先に述べたように、インダクタＬ３が電圧ブー
スト能力を提供する。
バータ構成が図６に示され、この場合、コンバータ・タ
ンク回路は４つの要素、即ち、負荷回路のブリッジ整流
器ＣＲ２と並列に接続された負荷結合コンデンサＣ２
と、コンデンサＣ２と並列に接続されたブースト・イン
ダクタＬ３と、負荷結合コンデンサＣ２と直列に接続さ
れたタンク・インダクタＬ２およびタンク・コンデンサ
Ｃ１とを含んでいる。絶縁形変成器Ｔ１が使用される
時、その二次巻線ＳがコンデンサＣ２と並列に接続さ
れ、その一次巻線Ｐはブースト・インダクタＬ３と並列
に接続されている。変成器のない構成においては、ブー
スト・インダクタＬ３は、図８に示されるように、負荷
結合コンデンサＣ２と並列に直接接続されている。図２
に関して先に述べたように、インダクタＬ３が電圧ブー
スト能力を提供する。
【００１７】５要素の構成は図７に示され、この場合、
タンク回路は、コンデンサＣ１と並列に接続されたイン
ダクタＬ１を更に含んでいる。図４に関して先に述べた
ように、この構成はタンク回路の伝達関数に負荷から独
立したゼロを生じる。実際には、このゼロは、コンバー
タの出力電力がゼロに減じられる最小スイッチング周波
数ｆminを確立する。換言すれば、トランジスタ・ブリ
ッジのスイッチング周波数ｆ0が最小周波数ｆminまで減
じられる時、コンバータの出力電圧がゼロになる。望ま
しい実施の形態においては、Ｌ１のインピーダンス値
は、負荷から独立したゼロがタンク要素により確立され
る主共振周波数ｆresの約５０％の周波数を持つように
選定される。
タンク回路は、コンデンサＣ１と並列に接続されたイン
ダクタＬ１を更に含んでいる。図４に関して先に述べた
ように、この構成はタンク回路の伝達関数に負荷から独
立したゼロを生じる。実際には、このゼロは、コンバー
タの出力電力がゼロに減じられる最小スイッチング周波
数ｆminを確立する。換言すれば、トランジスタ・ブリ
ッジのスイッチング周波数ｆ0が最小周波数ｆminまで減
じられる時、コンバータの出力電圧がゼロになる。望ま
しい実施の形態においては、Ｌ１のインピーダンス値
は、負荷から独立したゼロがタンク要素により確立され
る主共振周波数ｆresの約５０％の周波数を持つように
選定される。
【００１８】先に示した如き変成器のない別の４要素の
構成が、図８に示される。当該構成においては、タンク
回路は、ブースト・インダクタＬ３を含むが、周波数を
制限するインダクタＬ１は含まない。インダクタＬ１が
ない場合には、コンバータの動作周波数の下限は固定さ
れず低負荷条件下では、コンデンサＣ２に関して先に述
べた性能の改善は、強調されるほどではない。それにも
拘わらず、図８のコンバータ回路は、本発明が絶縁形変
成器Ｔ１の使用に限定されるものではなく、あるいはタ
ンク・コンデンサＣ１と並列のインダクタＬ１に限定さ
れるものでないことを示す。特定のタンク回路の動作を
除けば、図６ないし図８に示されるコンバータの機能は
簡単であり、当業者には周知である。トランジスタＱ１
ないしＱ４は、ピークピーク電圧がＣＲ１の出力におけ
る瞬時電圧のピークピーク電圧と等しく、主としてコン
デンサＣ１およびインダクタＬ２のインピーダンス値に
より規定されるタンクの主共振周波数ｆresより低い周
波数における擬似方形波を生じるように対でスイッチ・
オン／オフされる。コンデンサＣ２およびインダクタＬ
３が負荷回路と並列に結合されているので、主要極の周
波数に対するその影響は負荷と共に変動する。
構成が、図８に示される。当該構成においては、タンク
回路は、ブースト・インダクタＬ３を含むが、周波数を
制限するインダクタＬ１は含まない。インダクタＬ１が
ない場合には、コンバータの動作周波数の下限は固定さ
れず低負荷条件下では、コンデンサＣ２に関して先に述
べた性能の改善は、強調されるほどではない。それにも
拘わらず、図８のコンバータ回路は、本発明が絶縁形変
成器Ｔ１の使用に限定されるものではなく、あるいはタ
ンク・コンデンサＣ１と並列のインダクタＬ１に限定さ
れるものでないことを示す。特定のタンク回路の動作を
除けば、図６ないし図８に示されるコンバータの機能は
簡単であり、当業者には周知である。トランジスタＱ１
ないしＱ４は、ピークピーク電圧がＣＲ１の出力におけ
る瞬時電圧のピークピーク電圧と等しく、主としてコン
デンサＣ１およびインダクタＬ２のインピーダンス値に
より規定されるタンクの主共振周波数ｆresより低い周
波数における擬似方形波を生じるように対でスイッチ・
オン／オフされる。コンデンサＣ２およびインダクタＬ
３が負荷回路と並列に結合されているので、主要極の周
波数に対するその影響は負荷と共に変動する。
【００１９】本発明によれば、ブリッジ・トランジスタ
Ｑ１ないしＱ４のスイッチング周波数ｆ0は、所望の出
力電力を維持するように制御されるが、主共振周波数ｆ
resの約６０％の最大周波数ｆmaxに制限される。この最
大周波数より低いスイッチング周波数においては、出力
電力は、スイッチング周波数に対して比例的かつ単調に
変動する。従って、コンデンサＣ１と並列に接続された
インダクタＬ１を含む構成においては、周波数レンジは
主共振周波数ｆresの５０％ないし６０％の間に限定さ
れる。コンバータが部分共振モード（即ち、そのスイッ
チング周波数ｆ0が主共振周波数ｆresより低い）で動作
するので、タンク電流は、そのサイクルの正の部分にお
いて通電するＩＧＢＴ対を流れ、次いで同じＩＧＢＴの
逆並列ダイオードを逆に流れる。電流が反転した後、Ｉ
ＧＢＴは、先に述べたようにゼロ電流即ちソフト・スイ
ッチングを生じるようにターンオフされる。他の対のＩ
ＧＢＴがターンオンされる時は、任意の残留する逆電流
に逆並列ダイオードの逆の回復電流を加えたものがＩＧ
ＢＴを通るように分路され、これに流れる電流の望まし
くないサージを生じる結果となる。
Ｑ１ないしＱ４のスイッチング周波数ｆ0は、所望の出
力電力を維持するように制御されるが、主共振周波数ｆ
resの約６０％の最大周波数ｆmaxに制限される。この最
大周波数より低いスイッチング周波数においては、出力
電力は、スイッチング周波数に対して比例的かつ単調に
変動する。従って、コンデンサＣ１と並列に接続された
インダクタＬ１を含む構成においては、周波数レンジは
主共振周波数ｆresの５０％ないし６０％の間に限定さ
れる。コンバータが部分共振モード（即ち、そのスイッ
チング周波数ｆ0が主共振周波数ｆresより低い）で動作
するので、タンク電流は、そのサイクルの正の部分にお
いて通電するＩＧＢＴ対を流れ、次いで同じＩＧＢＴの
逆並列ダイオードを逆に流れる。電流が反転した後、Ｉ
ＧＢＴは、先に述べたようにゼロ電流即ちソフト・スイ
ッチングを生じるようにターンオフされる。他の対のＩ
ＧＢＴがターンオンされる時は、任意の残留する逆電流
に逆並列ダイオードの逆の回復電流を加えたものがＩＧ
ＢＴを通るように分路され、これに流れる電流の望まし
くないサージを生じる結果となる。
【００２０】上記の動作は、図７に示される如きコンバ
ータ回路でコンデンサＣ２を外したコンバータ回路に対
する時間の関数として電流および電圧をそれぞれ示す図
９のＡおよび図１０のＡにグラフで示されている。図９
のＡにおいて、時間ｔ0はＱ１およびＱ２の如き所与の
ＩＧＢＴ対のターンオンを示し、スイッチング・サイク
ルの始まりを記している。ＩＧＢＴ（Ｑ２およびＱ３）
の他の対は時間ｔ4でオンにバイアスされ、このサイク
ルは、ＩＧＢＴ Ｑ１およびＱ４がオンにバイアスされ
る時間ｔ0′に反復される。ＩQ1で示される太い実線
は、ＩＧＢＴ Ｑ１により供給される電流を示してい
る。実線ＩL3はインダクタＬ３を経るように分路される
電流を示し、破線ＩCR2はブリッジ整流器ＣＲ２の出力
における整流出力または負荷電流を示している。図１０
のＡでは、ＶQ1で示される実線はＩＧＢＴ Ｑ１におけ
る電圧を示し、ＶT1で示される破線は絶縁形変成器Ｔ１
の二次巻線Ｓにおける電圧を示している。ＩQ1は、ＩL3
とＩCR2の和と見なすことができる。図示のように、間
隔ｔ0〜ｔ2において生じる供給電流ＩQ1の正の部分は、
ブースト・インダクタＬ３の動作によりやや歪められ
る。このことは、先に示したように、最適値より高いタ
ンク電流の波形率を大きくする効果を有する。時間ｔ1
では、変成器Ｔ１の二次巻線における電圧が図１０のＡ
に示されるように反転して出力ブリッジＣＲ２を介する
電流経路を変化させる。タンク電流ＩQ1の負の部分は間
隔ｔ2〜ｔ4において生じ、ＩＧＢＴ Ｑ１およびＱ４が
時間ｔxにおいてターンオフされるのがこの期間中であ
る。時間ｔ4における負の電流の終了は、ＩＧＢＴ Ｑ
２およびＱ３のターンオンによる。類似するが極性が逆
であるタンク電流波形が、間隔ｔ4〜ｔ0において生じ
る。
ータ回路でコンデンサＣ２を外したコンバータ回路に対
する時間の関数として電流および電圧をそれぞれ示す図
９のＡおよび図１０のＡにグラフで示されている。図９
のＡにおいて、時間ｔ0はＱ１およびＱ２の如き所与の
ＩＧＢＴ対のターンオンを示し、スイッチング・サイク
ルの始まりを記している。ＩＧＢＴ（Ｑ２およびＱ３）
の他の対は時間ｔ4でオンにバイアスされ、このサイク
ルは、ＩＧＢＴ Ｑ１およびＱ４がオンにバイアスされ
る時間ｔ0′に反復される。ＩQ1で示される太い実線
は、ＩＧＢＴ Ｑ１により供給される電流を示してい
る。実線ＩL3はインダクタＬ３を経るように分路される
電流を示し、破線ＩCR2はブリッジ整流器ＣＲ２の出力
における整流出力または負荷電流を示している。図１０
のＡでは、ＶQ1で示される実線はＩＧＢＴ Ｑ１におけ
る電圧を示し、ＶT1で示される破線は絶縁形変成器Ｔ１
の二次巻線Ｓにおける電圧を示している。ＩQ1は、ＩL3
とＩCR2の和と見なすことができる。図示のように、間
隔ｔ0〜ｔ2において生じる供給電流ＩQ1の正の部分は、
ブースト・インダクタＬ３の動作によりやや歪められ
る。このことは、先に示したように、最適値より高いタ
ンク電流の波形率を大きくする効果を有する。時間ｔ1
では、変成器Ｔ１の二次巻線における電圧が図１０のＡ
に示されるように反転して出力ブリッジＣＲ２を介する
電流経路を変化させる。タンク電流ＩQ1の負の部分は間
隔ｔ2〜ｔ4において生じ、ＩＧＢＴ Ｑ１およびＱ４が
時間ｔxにおいてターンオフされるのがこの期間中であ
る。時間ｔ4における負の電流の終了は、ＩＧＢＴ Ｑ
２およびＱ３のターンオンによる。類似するが極性が逆
であるタンク電流波形が、間隔ｔ4〜ｔ0において生じ
る。
【００２１】本発明に関しては、実質的な逆電流がいま
だに他の対のＩＧＢＴの逆並列ダイオードに流れる間に
各対のＩＧＢＴのターンオンが生じることを知ることが
重要である。これが、時間ｔ0および時間ｔ0′に認めら
れるＩQ1における急激な増加の理由である。トランジス
タＱ２およびＱ３がターンオンされる時間ｔ4におい
て、同様な増加が無論生じる。各増加において、コンバ
ータは関連するスイッチング損失を被り、望ましからざ
る多量のＥＭＩを生じる。ＥＭＩの供給源が付加する
と、図１０のＡで示される時間ｔ1における変成器Ｔ１
における急激なｄｖ／ｄｔとなる。図９のＢおよび図１
０のＢは、図７のコンバータに対する電流および電圧の
対応波形を示している。コンデンサＣ２に流れる電流を
示す波形ＩC2が加わったことを除いて、図９のＢの波形
および時間の表示は図９のＡに示されたそれらに対応し
ている。これら波形により示されるように、本発明によ
る負荷結合コンデンサＣ２を付加することが、図９のＡ
および図１０のＡに関して述べた望ましからざる動作特
性を実質的に排除する。図１０のＢに示す通り、出力電
圧における反転は著しくゆっくり生じる。このことは、
それ自体ＥＭＩを減じるが、更に重要なことは、逆電流
の間隔ｔ2〜ｔ4を短縮しながら、その波形率を減じるよ
うに供給電流ＩQ1の波形を変化させるｄｖ／ｄｔ間隔ｔ
1〜ｔ3をコンデンサ電流ＩC2に生じる結果となる。
だに他の対のＩＧＢＴの逆並列ダイオードに流れる間に
各対のＩＧＢＴのターンオンが生じることを知ることが
重要である。これが、時間ｔ0および時間ｔ0′に認めら
れるＩQ1における急激な増加の理由である。トランジス
タＱ２およびＱ３がターンオンされる時間ｔ4におい
て、同様な増加が無論生じる。各増加において、コンバ
ータは関連するスイッチング損失を被り、望ましからざ
る多量のＥＭＩを生じる。ＥＭＩの供給源が付加する
と、図１０のＡで示される時間ｔ1における変成器Ｔ１
における急激なｄｖ／ｄｔとなる。図９のＢおよび図１
０のＢは、図７のコンバータに対する電流および電圧の
対応波形を示している。コンデンサＣ２に流れる電流を
示す波形ＩC2が加わったことを除いて、図９のＢの波形
および時間の表示は図９のＡに示されたそれらに対応し
ている。これら波形により示されるように、本発明によ
る負荷結合コンデンサＣ２を付加することが、図９のＡ
および図１０のＡに関して述べた望ましからざる動作特
性を実質的に排除する。図１０のＢに示す通り、出力電
圧における反転は著しくゆっくり生じる。このことは、
それ自体ＥＭＩを減じるが、更に重要なことは、逆電流
の間隔ｔ2〜ｔ4を短縮しながら、その波形率を減じるよ
うに供給電流ＩQ1の波形を変化させるｄｖ／ｄｔ間隔ｔ
1〜ｔ3をコンデンサ電流ＩC2に生じる結果となる。
【００２２】波形率の低減は、先に述べたように、イン
ダクタＬ３の包含が最適値より高いタンク電流の波形率
を増す望ましからざる効果を有するので、ブースト能力
を得るためインダクタＬ３を組み込むコンバータにおい
て特に有利である。最適値に近づくよう波形率を減じる
ことは、伝導損を減じて動作効率を改善する効果を持
つ。図７の構成においては、約１８％の波形率の改善が
達成された。供給電流の負のサイクルの持続時間を短縮
することにより、スイッチング・デバイスの電流対の逆
並列ダイオードに流れる逆電流が終了され、あるいは、
スイッチング・デバイスの次の対のターンオンによって
逆電流が略々終了される。図９のＢの事例においては、
ＩＧＢＴ Ｑ２およびＱ３がターンオンされる時間ｔ4
において少量の逆電流だけが残る。その結果、各対のＩ
ＧＢＴのターンオン時の電流サージが実質的に低減され
る。このことは、更に、スイッチング損およびターンオ
ン時の電流の初期の急激な立上がりと関連するＥＭＩを
減じる効果を有する。
ダクタＬ３の包含が最適値より高いタンク電流の波形率
を増す望ましからざる効果を有するので、ブースト能力
を得るためインダクタＬ３を組み込むコンバータにおい
て特に有利である。最適値に近づくよう波形率を減じる
ことは、伝導損を減じて動作効率を改善する効果を持
つ。図７の構成においては、約１８％の波形率の改善が
達成された。供給電流の負のサイクルの持続時間を短縮
することにより、スイッチング・デバイスの電流対の逆
並列ダイオードに流れる逆電流が終了され、あるいは、
スイッチング・デバイスの次の対のターンオンによって
逆電流が略々終了される。図９のＢの事例においては、
ＩＧＢＴ Ｑ２およびＱ３がターンオンされる時間ｔ4
において少量の逆電流だけが残る。その結果、各対のＩ
ＧＢＴのターンオン時の電流サージが実質的に低減され
る。このことは、更に、スイッチング損およびターンオ
ン時の電流の初期の急激な立上がりと関連するＥＭＩを
減じる効果を有する。
【００２３】図１１は、１：１０００（以上）、１：
２、１：１．５および１：１．２の周波数レンジに対す
るタンク構成要素の周波数区切り点および関連する成分
値を示す表である。１：１０００（以上）の周波数レン
ジは、インダクタＬ１が外された図７の回路に対応し、
他の周波数レンジは図示される如き図７の回路に対応し
ている。当該表においてなされた前提は、変成器が１：
１の巻線比を持つことである。ＡＣ入力構成に対するＶ
ｉｎ／Ｖｏｕｔ比は、Ｖｒｍｓ／Ｖｄｃにおいて与えら
れる。Ｒｌｏａｄ（実効）は、定格出力においてＶｏｕ
ｔ／Ｉｌｏａｄとして計算される。周波数区切り点は、
全出力Ｆｏ（ｍａｘ）における動作周波数と関連して与
えられる。５要素の構成要素のインピーダンス値は、Ｒ
に関してＦｏ（ｍａｘ）で与えられる。
２、１：１．５および１：１．２の周波数レンジに対す
るタンク構成要素の周波数区切り点および関連する成分
値を示す表である。１：１０００（以上）の周波数レン
ジは、インダクタＬ１が外された図７の回路に対応し、
他の周波数レンジは図示される如き図７の回路に対応し
ている。当該表においてなされた前提は、変成器が１：
１の巻線比を持つことである。ＡＣ入力構成に対するＶ
ｉｎ／Ｖｏｕｔ比は、Ｖｒｍｓ／Ｖｄｃにおいて与えら
れる。Ｒｌｏａｄ（実効）は、定格出力においてＶｏｕ
ｔ／Ｉｌｏａｄとして計算される。周波数区切り点は、
全出力Ｆｏ（ｍａｘ）における動作周波数と関連して与
えられる。５要素の構成要素のインピーダンス値は、Ｒ
に関してＦｏ（ｍａｘ）で与えられる。
【００２４】図１２は、図１１のチャートの右端列に示
された成分値例を用いる４つの異なる動作周波数
（Ｆ0）における図７の５要素の共振コンバータの電力
伝導特性を示している。図示の如く、最大電力出力は１
５０ＫＨzの動作周波数で生じ、動作周波数がインダク
タＬ１およびコンデンサＣ１の並列組合わせにより規定
される１２５ＫＨzの最小動作周波数まで減じるに伴
い、単調にゼロまで減じる。要約すると、本発明は、伝
導電流の波形率を改善してコンバータにより生じるＥＭ
Ｉを減じながら、簡単な直列共振コンバータと略々関連
する利点を保持する新規な部分共振コンバータ形態を提
供する。
された成分値例を用いる４つの異なる動作周波数
（Ｆ0）における図７の５要素の共振コンバータの電力
伝導特性を示している。図示の如く、最大電力出力は１
５０ＫＨzの動作周波数で生じ、動作周波数がインダク
タＬ１およびコンデンサＣ１の並列組合わせにより規定
される１２５ＫＨzの最小動作周波数まで減じるに伴
い、単調にゼロまで減じる。要約すると、本発明は、伝
導電流の波形率を改善してコンバータにより生じるＥＭ
Ｉを減じながら、簡単な直列共振コンバータと略々関連
する利点を保持する新規な部分共振コンバータ形態を提
供する。
【００２５】本発明について種々の実施の形態に関して
記述したが、本発明の範囲内の他の多くの変更もまた可
能であることを理解すべきである。このように、本発明
の範囲は、図示された実施の形態に限定されるのではな
く、むしろ特許請求の範囲によって規定されるものであ
る。
記述したが、本発明の範囲内の他の多くの変更もまた可
能であることを理解すべきである。このように、本発明
の範囲は、図示された実施の形態に限定されるのではな
く、むしろ特許請求の範囲によって規定されるものであ
る。
【図１】タンク電流をＤＣ負荷に結合するため第１のタ
ンク・コンデンサと、第１のタンク・インダクタと、出
力変成器とを有する、ＤＣ電源により給電され半波トラ
ンジスタ・ブリッジ回路を用いる従来技術の２要素の直
列共振コンバータ回路を示す回路図である。
ンク・コンデンサと、第１のタンク・インダクタと、出
力変成器とを有する、ＤＣ電源により給電され半波トラ
ンジスタ・ブリッジ回路を用いる従来技術の２要素の直
列共振コンバータ回路を示す回路図である。
【図２】出力変成器の一次巻線と並列に接続された第２
のタンク・インダクタが付加された、図１における如き
従来技術の３要素共振回路を示す回路図である。
のタンク・インダクタが付加された、図１における如き
従来技術の３要素共振回路を示す回路図である。
【図３】４つの異なる動作周波数における図１および図
２のコンバータ回路に対する入力電圧の関数としてのＤ
Ｃ負荷電流を示すグラフである。
２のコンバータ回路に対する入力電圧の関数としてのＤ
Ｃ負荷電流を示すグラフである。
【図４】第１のタンク・コンデンサと並列に接続された
第３のタンク・インダクタが付加された図１における如
き従来技術の４要素の共振回路を示す回路図である。
第３のタンク・インダクタが付加された図１における如
き従来技術の４要素の共振回路を示す回路図である。
【図５】図１に示された如き従来技術の３要素の直列共
振コンバータであって、ＡＣ電源により給電され全波ト
ランジスタ・ブリッジ回路を用いる直列共振コンバータ
を示す回路図である。
振コンバータであって、ＡＣ電源により給電され全波ト
ランジスタ・ブリッジ回路を用いる直列共振コンバータ
を示す回路図である。
【図６】直列に接続されたタンク・インダクタおよびタ
ンク・コンデンサ、負荷回路と並列に接続された負荷結
合コンデンサ、負荷結合されたコンデンサと並列に接続
されたブースト・インダクタ、およびタンク回路を負荷
回路に結合する絶縁形変成器を含む本発明による４要素
の共振コンバータ回路を示す回路図である。
ンク・コンデンサ、負荷回路と並列に接続された負荷結
合コンデンサ、負荷結合されたコンデンサと並列に接続
されたブースト・インダクタ、およびタンク回路を負荷
回路に結合する絶縁形変成器を含む本発明による４要素
の共振コンバータ回路を示す回路図である。
【図７】タンク・コンデンサと並列に接続されたインダ
クタを更に含む図６に示された本発明による５要素の共
振コンバータ回路を示す回路図である。
クタを更に含む図６に示された本発明による５要素の共
振コンバータ回路を示す回路図である。
【図８】負荷回路が直接結合された、図６に示された如
き本発明による４要素の直並列共振回路を示す回路図で
ある。
き本発明による４要素の直並列共振回路を示す回路図で
ある。
【図９】Ａは、第１のコンデンサが取除かれた、図７に
示されたコンバータ回路と類似するコンバータ回路にお
ける典型的な電流波形を示すグラフである。Ｂは、図７
の５要素コンバータ回路における典型的な電流波形を示
すグラフである。
示されたコンバータ回路と類似するコンバータ回路にお
ける典型的な電流波形を示すグラフである。Ｂは、図７
の５要素コンバータ回路における典型的な電流波形を示
すグラフである。
【図１０】Ａは、第１のコンデンサが取除かれた、図７
に示されたコンバータ回路と類似するコンバータ回路に
おける典型的な電圧波形を示すグラフである。Ｂは、図
７の５要素コンバータにおける典型的な電圧を示すグラ
フである。
に示されたコンバータ回路と類似するコンバータ回路に
おける典型的な電圧波形を示すグラフである。Ｂは、図
７の５要素コンバータにおける典型的な電圧を示すグラ
フである。
【図１１】インダクタＬ１が取除かれ、図７の５要素コ
ンバータにおいて、図７の４要素コンバータで用いられ
た周波数の区切り点と関連する成分値を示す表である。
ンバータにおいて、図７の４要素コンバータで用いられ
た周波数の区切り点と関連する成分値を示す表である。
【図１２】４つの異なる動作周波数における図７のコン
バータ回路に対する入力電圧の関数としてのＤＣ負荷電
流を示すグラフである。
バータ回路に対する入力電圧の関数としてのＤＣ負荷電
流を示すグラフである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ 7/5387 Ｈ０１Ｆ 31/00 Ｌ
Claims (10)
- 【請求項１】 ユニポーラ・ソースから負荷回路へ電流
を供給する共振コンバータであって、前記負荷回路に結
合されてタンク回路の主共振周波数を規定する共振タン
ク要素を含む共振タンク回路と、前記ソースから前記タ
ンク回路へ電流を供給する交互に付勢されるスイッチン
グ・デバイスを含むブリッジ・インバータ回路とを含む
共振コンバータにおいて、 前記タンク回路における電流が前記付勢されたスイッチ
ング・デバイスを分路する逆並列ダイオードを通り反転
する負の間隔に続く前記タンク回路における電流が付勢
されたスイッチング・デバイスを通りタンク回路へ供給
される正の間隔を含むように、前記ブリッジ・インバー
タ回路のスイッチング・デバイスが、前記タンク回路の
前記主共振周波数より低いスイッチング周波数で付勢さ
れ、 前記共振タンク要素が、直列に接続されたタンク・イン
ダクタおよびタンク・コンデンサと、前記タンク・コン
デンサおよびタンク・インダクタと直列に接続された付
加的なコンデンサと、該付加的なコンデンサと並列に接
続されたブースト・インダクタとを含み、負荷はまた前
記付加的なコンデンサと並列に接続され、他のスイッチ
ング・デバイスが付勢される時に、所与のスイッチング
・デバイスを分路する逆並列ダイオードに流れるタンク
回路電流が終了され、あるいは終了に近い状態となるよ
うな電流の前記負の間隔を短縮しながら前記タンク回路
における該電流の波形率を減じるように前記付加的なコ
ンデンサは動作する、共振コンバータ。 - 【請求項２】 前記ブースト・インダクタと並列に接続
された一次巻線と前記付加的なコンデンサと並列に接続
された二次巻線とを有する絶縁形変成器を備える請求項
１記載の共振コンバータ。 - 【請求項３】 前記スイッチング・デバイスのスイッチ
ング周波数が最大値に限定され、前記ブースト・インダ
クタと付加的なコンデンサとが、前記最大値の約２倍の
共振周波数を有する負荷ゼロを形成する請求項１記載の
共振コンバータ。 - 【請求項４】 前記共振タンク要素が、前記タンク・コ
ンデンサと並列に接続された付加的なインダクタを含
み、該付加的なインダクタとタンク・コンデンサとが前
記主共振周波数より低い周波数で共振ゼロを画定するこ
とにより、前記ブリッジ・インバータ回路に対する最小
スイッチング周波数を画定する請求項１記載の共振コン
バータ。 - 【請求項５】 前記負荷回路が、蓄電池と該蓄電池にＤ
Ｃ電流を供給する全波ブリッジ整流器とを含む請求項１
記載の共振コンバータ。 - 【請求項６】 前記ユニポーラ・ソースが、交流ソース
と全波ブリッジ整流器とを含む請求項１記載の共振コン
バータ。 - 【請求項７】 ユニポーラ・ソースから負荷回路へ電流
を供給する共振コンバータであって、前記負荷回路に結
合されてタンク回路の主共振周波数を規定する共振タン
ク要素を含む共振タンク回路と、前記ソースから前記タ
ンク回路へ電流を供給する交互に付勢されるスイッチン
グ・デバイスを含むブリッジ・インバータ回路とを含む
共振コンバータにおいて、 前記タンク回路における電流が前記付勢されたスイッチ
ング・デバイスを分路する逆並列ダイオードを通り反転
する負の間隔に続く前記タンク回路における電流が付勢
されたスイッチング・デバイスを通りタンク回路へ供給
される正の間隔を含むように、前記ブリッジ・インバー
タ回路のスイッチング・デバイスが、前記タンク回路の
前記主共振周波数より低いスイッチング周波数で付勢さ
れ、 前記共振タンク要素が、直列に接続されたタンク・イン
ダクタおよびタンク・コンデンサと、相互に並列に接続
されかつ前記タンク・インダクタおよびタンク・コンデ
ンサと直列に接続された第２のコンデンサおよび第２の
インダクタとを含み、負荷が前記第２のコンデンサおよ
び第２のインダクタと並列に接続され、他のスイッチン
グ・デバイスが付勢される時に、所与のスイッチング・
デバイスを分路する逆並列ダイオードに流れるタンク回
路電流が終了され、あるいは終了に近い状態となるよう
な電流の前記負の間隔を短縮しながら前記タンク回路に
おける該電流の波形率を減じるように前記第２のコンデ
ンサは動作する、共振コンバータ。 - 【請求項８】 前記共振タンク要素が、前記タンク・コ
ンデンサと並列に接続された第３のインダクタを含み、
該第３のインダクタとタンク・コンデンサとが前記主共
振周波数より低い周波数で共振ゼロを画定することによ
り、前記ブリッジ・インバータ回路に対する最小スイッ
チング周波数を画定する請求項７記載の共振コンバー
タ。 - 【請求項９】 前記スイッチング周波数が、前記最小ス
イッチング周波数と、当該最小スイッチング周波数より
高いが前記タンク回路の前記主共振周波数より低い最大
スイッチング周波数との間で変動することを許容される
請求項８記載の共振コンバータ。 - 【請求項１０】 前記スイッチング・デバイスのスイッ
チング周波数が最大値に限定され、前記第２のインダク
タと第２のコンデンサとが、前記最大値の約２倍の共振
周波数を持つ負荷ゼロを形成する請求項７記載の共振コ
ンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US866794 | 1997-05-30 | ||
| US08/866,794 US5768112A (en) | 1997-05-30 | 1997-05-30 | Sub-resonant series resonant converter having improved form factor and reduced EMI |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341575A true JPH10341575A (ja) | 1998-12-22 |
Family
ID=25348431
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10142882A Pending JPH10341575A (ja) | 1997-05-30 | 1998-05-25 | 改善された波形率と低減した電磁干渉を有する部分共振直列コンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5768112A (ja) |
| EP (1) | EP0881759B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10341575A (ja) |
| CN (1) | CN1066294C (ja) |
| DE (1) | DE69810846T2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002191174A (ja) * | 2000-12-20 | 2002-07-05 | Toshiba Corp | 電源装置 |
| JP2005033956A (ja) * | 2003-07-10 | 2005-02-03 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2006174571A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電流共振コンバータ |
| JP2008506345A (ja) * | 2004-07-08 | 2008-02-28 | エルヴィー パワー （２００３） リミテッド | 双方向エネルギー変換システム |
| JP2016012956A (ja) * | 2014-06-27 | 2016-01-21 | タツモ株式会社 | 無機エレクトロルミネッセンス用インバータ及び照明用インバータ |
Families Citing this family (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6021055A (en) * | 1998-09-24 | 2000-02-01 | International Rectifier Corporation | Intentional cross conduction of converter circuit to ignite high ignition voltage loads |
| JP3743193B2 (ja) * | 1999-02-23 | 2006-02-08 | 松下電工株式会社 | 非接触電力伝達装置 |
| US6151222A (en) * | 1999-03-02 | 2000-11-21 | Delco Electronics Corp. | Dual voltage automotive electrical system with sub-resonant DC-DC converter |
| JP2001095247A (ja) | 1999-09-21 | 2001-04-06 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2001095253A (ja) | 1999-09-24 | 2001-04-06 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| US6147881A (en) * | 1999-09-29 | 2000-11-14 | Hua-In Co., Ltd. | Resonant switching power supply |
| US6549071B1 (en) * | 2000-09-12 | 2003-04-15 | Silicon Laboratories, Inc. | Power amplifier circuitry and method using an inductance coupled to power amplifier switching devices |
| DE10128687A1 (de) * | 2001-06-13 | 2002-12-19 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungswandler |
| US6486618B1 (en) * | 2001-09-28 | 2002-11-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Adaptable inverter |
| NL1020886C2 (nl) * | 2002-06-17 | 2003-12-19 | Nedap Nv | Schakelende voeding voor het kortstondig leveren van vermogen aan één of meer gelijkstroomgebruikers. |
| US6757184B2 (en) * | 2002-11-21 | 2004-06-29 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Step-down buck converter with full bridge circuit |
| US20040190213A1 (en) * | 2003-03-24 | 2004-09-30 | Kuo-Liang Lin | Compensation circuit for power supply |
| US6859372B2 (en) * | 2003-06-05 | 2005-02-22 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Bridge-buck converter with self-driven synchronous rectifiers |
| JP4619769B2 (ja) * | 2004-12-21 | 2011-01-26 | 株式会社東芝 | 電源装置 |
| US7519328B2 (en) * | 2006-01-19 | 2009-04-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wireless IC device and component for wireless IC device |
| US7286373B1 (en) * | 2006-04-07 | 2007-10-23 | Li Shin International Enterprise Corporation | Full-resonant power circuit device for receiving a variable input voltage |
| US7313004B1 (en) * | 2006-12-21 | 2007-12-25 | System General Corp. | Switching controller for resonant power converter |
| DE102007015302B4 (de) * | 2007-03-27 | 2013-01-10 | Astrium Gmbh | Konverter, insbesondere für ein Ionentriebwerk |
| US8270457B2 (en) * | 2007-06-27 | 2012-09-18 | Qualcomm Atheros, Inc. | High sensitivity GPS receiver |
| TWI382642B (zh) * | 2008-05-22 | 2013-01-11 | Acbel Polytech Inc | Resonant circuit with narrow operating frequency band and resonant power converter |
| DE102009032980A1 (de) * | 2009-07-14 | 2011-01-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Störungsarme Spannungsversorgung |
| PL219054B1 (pl) | 2010-12-03 | 2015-03-31 | Akademia Górniczo Hutnicza Im Stanisława Staszica W Krakowie | Zintegrowany element indukcyjny |
| PL221896B1 (pl) | 2011-03-23 | 2016-06-30 | Akademia Górniczo Hutnicza Im Stanisława Staszica W Krakowie | Zintegrowany element indukcyjny |
| US9620995B2 (en) * | 2011-04-26 | 2017-04-11 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Wireless power transmission system |
| CN103078472B (zh) * | 2012-10-25 | 2015-01-07 | 中国船舶重工集团公司第七二三研究所 | 用于微波功率模块的高压电源磁性组件一体化集成方法 |
| CN104142426A (zh) * | 2013-05-09 | 2014-11-12 | 瑞奇外科器械(中国)有限公司 | 查找换能器谐振频率点的方法及系统 |
| DE102013109827C5 (de) * | 2013-09-09 | 2017-10-19 | Lorch Schweißtechnik GmbH | Verfahren zum Minimieren der durch eine Schweißstromquelle hervorgerufenen Oberwellenbelastung und Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens |
| US9985516B2 (en) * | 2014-02-12 | 2018-05-29 | Palo Alto Research Center Incorporated | DC/DC converter and method for zero voltage switching |
| US20150311723A1 (en) * | 2014-03-31 | 2015-10-29 | Evatran Group, Inc. | Parallel series dc inductive power transfer system |
| US20160094141A1 (en) * | 2014-09-25 | 2016-03-31 | Greecon Technologies Ltd. | Single conversion stage bidirectional soft-switched ac-to-ac power converter |
| WO2016071123A1 (en) * | 2014-11-03 | 2016-05-12 | Koninklijke Philips N.V. | Resonant converter |
| US9531282B1 (en) * | 2015-04-03 | 2016-12-27 | Avatekh, Inc. | Method and apparatus for regulated three-phase AC-to-DC conversion with high power factor and low harmonic distortions |
| US9923448B2 (en) * | 2015-04-03 | 2018-03-20 | Avatekh, Inc. | Method and apparatus for regulated three-phase AC-to-DC conversion with high power factor and low harmonic distortions |
| CN104868712A (zh) * | 2015-05-26 | 2015-08-26 | 周玲 | 一种半桥电路结构 |
| US9973078B2 (en) * | 2016-09-13 | 2018-05-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion apparatus and method of using the apparatus |
| US10938302B2 (en) * | 2017-10-19 | 2021-03-02 | Ford Global Technologies, Llc | Elimination of power inductor thermistor with variable air gap |
| US11411510B2 (en) * | 2020-01-24 | 2022-08-09 | Lear Corporation | DC/AC inverter resonance topology |
| CN111525807B (zh) * | 2020-04-13 | 2023-04-14 | 哈尔滨工业大学 | 基于谐波优化的高阶lclcl直流变换器及参数设计方法 |
| CN113360960B (zh) * | 2021-07-14 | 2023-03-21 | 重庆大学 | 一种计及空间电荷的换流变数字孪生模型构建方法 |
| CN113708636B (zh) * | 2021-08-09 | 2023-07-21 | 上海交通大学 | 一种宽电压增益电池储能型双向直流变换电路及方法 |
| CN114006392B (zh) * | 2021-11-01 | 2023-07-14 | 国网山东省电力公司广饶县供电公司 | 分布式电源系统储能节点容量需求估算系统 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4274071A (en) * | 1979-11-16 | 1981-06-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Three-phase ferroresonant transformer structure embodied in one unitary transformer construction |
| US4460949A (en) * | 1982-09-30 | 1984-07-17 | General Electric Company | High frequency parallel resonant dc-dc converter |
| US4679129A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Series resonant converter |
| CN2114942U (zh) * | 1991-03-30 | 1992-09-02 | 卢赤 | 改进的低压卤素灯电源 |
| US5438497A (en) * | 1993-05-13 | 1995-08-01 | Northern Telecom Limited | Tertiary side resonant DC/DC converter |
| DE4334592C1 (de) * | 1993-10-11 | 1994-07-21 | Siemens Ag | Hochfrequenz-Generator |
| US5434767A (en) * | 1994-01-10 | 1995-07-18 | University Of Central Florida | Power converter possessing zero-voltage switching and output isolation |
| US5534766A (en) * | 1994-04-01 | 1996-07-09 | General Electric Company | Fuzzy logic power supply controller |
| US5587892A (en) * | 1994-10-04 | 1996-12-24 | Delco Electronics Corp. | Multi-phase power converter with harmonic neutralization |
| CN1109654A (zh) * | 1994-12-29 | 1995-10-04 | 广东金泰企业集团公司 | 脉冲宽度调制与零电流零电压谐振开关联合控制逆变方法 |
| GB9512806D0 (en) * | 1995-06-23 | 1995-08-23 | Univ Warwick | Load resonant converters |
| JP3166898B2 (ja) * | 1995-08-29 | 2001-05-14 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源 |
| US5684678A (en) * | 1995-12-08 | 1997-11-04 | Delco Electronics Corp. | Resonant converter with controlled inductor |
-
1997
- 1997-05-30 US US08/866,794 patent/US5768112A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-23 US US08/880,849 patent/US5886516A/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-04-27 DE DE69810846T patent/DE69810846T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-27 EP EP98201332A patent/EP0881759B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-25 JP JP10142882A patent/JPH10341575A/ja active Pending
- 1998-05-29 CN CN98109373A patent/CN1066294C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002191174A (ja) * | 2000-12-20 | 2002-07-05 | Toshiba Corp | 電源装置 |
| JP2005033956A (ja) * | 2003-07-10 | 2005-02-03 | Sony Corp | 電源装置 |
| JP2008506345A (ja) * | 2004-07-08 | 2008-02-28 | エルヴィー パワー （２００３） リミテッド | 双方向エネルギー変換システム |
| JP2006174571A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電流共振コンバータ |
| JP2016012956A (ja) * | 2014-06-27 | 2016-01-21 | タツモ株式会社 | 無機エレクトロルミネッセンス用インバータ及び照明用インバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1066294C (zh) | 2001-05-23 |
| EP0881759A2 (en) | 1998-12-02 |
| DE69810846T2 (de) | 2003-08-07 |
| DE69810846D1 (de) | 2003-02-27 |
| US5886516A (en) | 1999-03-23 |
| US5768112A (en) | 1998-06-16 |
| EP0881759B1 (en) | 2003-01-22 |
| EP0881759A3 (en) | 2000-06-21 |
| CN1210390A (zh) | 1999-03-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH10341575A (ja) | 改善された波形率と低減した電磁干渉を有する部分共振直列コンバータ | |
| US6256214B1 (en) | General self-driven synchronous rectification scheme for synchronous rectifiers having a floating gate | |
| US6038148A (en) | Self-driven synchronous rectification scheme | |
| US5132889A (en) | Resonant-transition DC-to-DC converter | |
| US4933831A (en) | Power supply | |
| US5432695A (en) | Zero-voltage-switched, three-phase PWM rectifier inverter circuit | |
| WO2000048300A1 (en) | Offset resonance zero volt switching flyback converter | |
| JPH02184267A (ja) | 無損失スナッバ・リセット部品を有する直列共振インバータ | |
| EP0503862A2 (en) | Class E fixed frequency converter | |
| US5488554A (en) | Low-loss clamp circuit | |
| US20010036088A1 (en) | Efficient power conversion circuit having zero voltage switching | |
| US6856521B1 (en) | Pulse width modulation soft-switching control | |
| US5862043A (en) | Switch coupled active forward converter for obtaining a high power factor at a single power stage | |
| US20060176034A1 (en) | Multi-resonant dc-dc converter | |
| JPH07135769A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JP3493273B2 (ja) | 三相整流器の力率改善回路 | |
| JP3163655B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0686553A (ja) | 電源回路 | |
| JP3214679B2 (ja) | 直列共振コンバータ | |
| KR20010095453A (ko) | 고주파 풀브리지 전원 장치 | |
| JP3261706B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH09322543A (ja) | 昇圧形３相全波整流装置の制御方法及び制御回路 | |
| JPH07107742A (ja) | 直列共振コンバ−タ | |
| JPH09322542A (ja) | 昇圧形３相全波整流装置及びその制御方法 | |
| KR19990065771A (ko) | 소프트 스위칭 3상 pwm 역률 개선 방식 승압형 정류 장치 |