JP2016012956A - 無機エレクトロルミネッセンス用インバータ及び照明用インバータ - Google Patents

Abstract

【課題】より精度高く共振点付近で共振回路を動作させてエネルギー効率を高めた無機エレクトロルミネッセンス用インバータ、及び照明用インバータを提供することにある。
【解決手段】インバータ１は、スイッチング信号ｇｐ２の位相ズレを求めるために、検出困難な共振回路１００の電流を用いず、共振回路１００からの検出用電圧Ｖｄを用いる。インバータ１は、検出用電圧Ｖｄのゼロクロス点が検出されやすく、かつ検出用電圧Ｖｄのゼロクロス点のタイミングがデューティ比によらずスイッチング信号ｇｐ２のターンオン継続時間Ｔｄ及びターンオフ継続時間に対して変化しないため、スイッチング信号ｇｐ２及び検出用電圧Ｖｄの位相ズレをより精度高く求めることができる。その結果、インバータ１は、スイッチング信号ｇｐ２のデューティ比によらず、共振回路１００をより精度高く共振点動作させることができ、エネルギー効率を高めることができる。

【選択図】図２

Description

本発明は、共振型のインバータであって、無機エレクトロルミネッセンス素子に交流電源を供給する無機エレクトロルミネッセンス用インバータ、及び照明器具に交流電源を供給する照明用インバータに関する。

従来、交流電源で発光する無機エレクトロルミネッセンス（；Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子に交流電源を供給するために、無機ＥＬ用インバータが用いられている。無機ＥＬ用インバータは、直流電源（ＤＣ）を所望の周波数、電圧値、及び電流値からなる交流電源（ＡＣ）に変換して、変換した交流電源を無機ＥＬ素子に供給する。ただし、本願では、無機ＥＬ用インバータは、交流電源（例えば商用電源）を直流電源に変換し、変換した直流電源をさらに交流電源に変換するものを含むものとする。

また、従来、エネルギー効率（電力利用効率）を高めるために、回路の共振を利用した共振型のインバータが用いられている。例えば、特許文献１には、無機ＥＬ用インバータが共振用インダクタを備え、当該共振用インダクタと容量性負荷（キャパシタ）である無機ＥＬ素子とでＬＣ直列共振回路（以下、単に共振回路と称す。）を構成している旨が開示されている。

特許文献１に記載の無機ＥＬ用インバータは、共振回路を共振点で動作させるために、無機ＥＬ素子に流れる電流Ｉを電流検出器で検出している。電流Ｉは、共振回路が共振点で動作していると、無機ＥＬ用インバータのスイッチング素子のターンオン／ターンオフを切り替えるスイッチング信号Ｐｓ（駆動信号ともいう。）と同期する。

より具体的には、図１６（Ａ）及び図１６（Ｂ）は、それぞれスイッチング信号Ｐｓ及び共振回路の電流Ｉの時間変化を示す模式図である。図１６（Ａ）に示すように、スイッチング信号Ｐｓのデューティ比が５０％の条件で、共振回路が共振点で動作すると、電流Ｉ上昇中のゼロクロス点のタイミングと、スイッチング信号Ｐｓのターンオンタイミングとが一致し、かつ、電流Ｉ下降中のゼロクロス点のタイミングと、スイッチング信号Ｐｓのターンオフタイミングとが一致する。これらタイミング間にズレ（位相ズレ）が生じていても、当該位相ズレを相殺するように周期Ｔを補正することにより、共振回路が共振点で動作するようになる。

また、特許文献１に示す無機ＥＬ用インバータでは、電流Ｉの検出のためにカレントトランスが用いられている。

特開２００３−３３２０８５号公報

しかしながら、図１６（Ｂ）に示すように、共振回路の電流Ｉは、スイッチング信号Ｐｓのデューティ比が５０％以外の値となる条件では、共振回路が共振点で動作していても、ゼロクロス点のタイミングとターンオンタイミング（又はターンオフタイミング）とが一致しない。従って、デューティ比が５０％以外の値の場合、電流Ｉのゼロクロス点のタイミングとターンオンタイミングとの位相ズレを求めるだけでは、共振回路を共振点動作させるためのスイッチング信号Ｐｓの周波数の補正量（周期Ｔの補正量に対応する）が算出できない。

ターンオンからターンオフまでのターンオン継続時間の中点のタイミングが電流Ｉの最大値点のタイミングに一致するように周期Ｔを算出すれば、スイッチング信号Ｐｓの周波数の補正量は算出可能である。しかしながら、電流Ｉの最大値点を検出することは、ゼロクロス点を検出するより難しい。特に、電流Ｉの時間変化を示す波形が正弦波形状から崩れている場合、最大値点を検出することは難しい。

また、本願発明者の実験によると、電流Ｉの検出のためにカレントトランスを用いると、当該カレントトランスがノイズの影響により、十分な精度で電流Ｉを検出することができないことが分かった。その結果、カレントトランスを用いた方法では、電流Ｉのゼロクロス点も十分な精度で検出できず、共振回路を共振点で動作させることが難しい。

さらに、照明器具等に供給される電流Ｉは、振幅値が比較的小さい値（例えば１Ａ以下）であるため、精度よくゼロクロス点を検出する目的には適さない。

そこで、本発明は、上述の従来技術の問題に鑑み、照明器具等に交流電源を供給する共振型のインバータであって、より精度高く共振点付近で共振回路を動作させてエネルギー効率を高めた無機ＥＬ用インバータ及び照明用インバータを提供することにある。

本発明の無機エレクトロルミネッセンス用インバータは、スイッチング信号に基づいて、入力された直流を交流に変換して出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路に前記スイッチング信号を出力する制御回路と、前記スイッチング回路の後段に接続されるインダクタと、を備え、前記インダクタは、無機エレクトロルミネッセンス素子が後段に接続されることで共振回路を構成する。

無機ＥＬ素子は、誘電体層が内部に配置され、対向する最外層には面電極が配置される。すなわち、無機ＥＬ素子は、スイッチング回路から見ると、キャパシタ（容量性素子）として作用する。従って、本発明の無機ＥＬ用インバータでは、インダクタと無機ＥＬ素子（キャパシタ）とが直列接続されることにより、共振回路を構成する。この共振回路は、ＬＣ直列共振回路であるが、さらにキャパシタを並列接続したＬＣＣ共振回路であっても構わない。

そして、前記制御回路は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の位相と、出力した前記スイッチング信号の位相との位相ズレに応じて新たに出力する前記スイッチング信号の周波数を補正する。

本発明の無機ＥＬ用インバータは、検出困難な共振回路の電流を用いず、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧を用いて、スイッチング信号の周波数を補正するものである。共振回路は、共振点動作すれば、デューティ比によらず、電圧上昇中のゼロクロス点のタイミングがターンオン継続時間の中点のタイミングと一致する。同様に、共振回路は、共振点動作すれば、デューティ比によらず、電圧下降中のゼロクロス点のタイミングがターンオフ継続時間の中点のタイミングと一致する。

また、一般的に、照明器具が必要とする交流電圧は、振幅値が数十Ｖ（無機ＥＬ素子では百数十Ｖ）以上である。従って、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧は、振幅値がゼロクロス点の検出用として十分大きい値である。

さらに、本発明の無機ＥＬ用インバータは、共振回路の電流の検出のためにノイズが重畳しやすいカレントトランスを用いる必要がないため、より精度高く共振回路を共振点動作させることができる。

本発明の無機ＥＬ用インバータは、スイッチング信号の位相ズレを求めるために、振幅値が大きくて検出されやすく、かつデューティ比によらずターンオン継続時間及びターンオフ継続時間に対してゼロクロス点のタイミングが変化しない前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧を用いるため、より精度高くスイッチング信号の位相ズレを求めることができる。その結果、本発明の無機ＥＬ用インバータは、デューティ比によらず共振回路をより精度高く共振点動作させることができ、エネルギー効率を高めることができる。

また、無機ＥＬ用インバータは、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の振幅値を制限するリミット回路、を備え、前記制御回路は、ワンチップマイコンで実現され、前記リミット回路が振幅値を制限した電圧の位相と、出力した前記スイッチング信号の位相との位相ズレに応じて新たに出力する前記スイッチング信号の周波数を補正してもよい。

この構成では、最も急峻に時間変化するゼロクロス点付近のみで前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧を用いる。リミット回路は、例えば一対のツェナーダイオードからなる。ただし、正側と負側とで振幅の制限値が同値となるようにツェナーダイオードを構成する必要はない。

リミット回路は、無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の振幅値を例えば１５０Ｖから５Ｖに制限する。すると、振幅値が制限された電圧は、略矩形波で時間変化し、ゼロクロス点がより検出されやすくなる。また、５Ｖ程度の振幅値からなる矩形波であれば、無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧値はデジタル信号として扱うことが可能となり、汎用的なマイコン（例えばＰＩＣ）で扱いやすくなる。なお、ゼロクロス点の検出は、例えばマイコン内に実現されるコンパレータを用いて行い、位相ズレの検出は、マイコンのタイマー機能及び割込み処理によって実現される。

制御回路は、ゼロクロス点を検出すると、以下のようにしてスイッチング信号の周波数を補正する。前記スイッチング信号の周期及びデューティ比からターンオン継続時間の中点のタイミングを算出し、前記中点のタイミングと、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧上昇中のゼロクロス点のタイミングと、の時間差を前記位相ズレとして算出する。

また、前前記制御回路は、前記スイッチング信号の周期及びデューティ比からターンオフ継続時間の中点のタイミングを算出し、前記中点のタイミングと、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧下降中のゼロクロス点のタイミングと、の時間差を前記位相ズレとして算出してもよい。

また、無機ＥＬ用インバータは、共振点に正確に合わせて共振回路を動作させるのではなく、共振点の周波数からあえてズラした周波数で共振回路を共振させてもよい。

無機ＥＬ用インバータは、共振回路を共振点から高い周波数で共振するようにズラしても構わないが、前記制御回路は、周波数補正後の前記スイッチング信号の周波数が所定周波数を超えないように制限してもよい。

無機ＥＬ用インバータは、スイッチング信号の周波数の補正時に、共振点よりあえて低い共振周波数をターゲットとすることにより、共振周波数が高くなりすぎて無機ＥＬ素子等の回路素子を破壊してしまうことを防止することができる。

また、前記制御回路は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧値及び目標電圧値の差分が０となるように、前記スイッチング信号のデューティ比を変更してもよい。

共振回路の電圧は、スイッチング信号の周波数の変化に比べて、デューティ比の変化に対してより緩やかに変化する。従って、この構成では、スイッチング信号の周波数を変化させてエネルギー効率を高めつつ、デューティ比を変化させて目標電圧値となるように無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧値を微調整することができる。

また、前記制御回路は、周波数補正後の前記スイッチング信号の周波数に基づいて、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の輝度の低下を相殺するように、前記目標電圧を変更してもよい。

無機ＥＬ素子の輝度は、素子の劣化、及び消費電力の低下（素子の容量低下による）により、経時的に低下することが知られている。また、本願発明者等は、共振回路の共振点の周波数（共振周波数）が経過時間に略一次比例で上昇することを発見した。従って、この一次比例の関係を利用することにより、共振周波数の変化から経過時間を求めることが可能である。そこで、制御回路は、共振周波数に基づいて前記無機エレクトロルミネッセンス素子の輝度の低下を相殺するように目標電圧を変更する。これにより、無機エレクトロルミネッセンス素子の輝度は、経過時間によらず、低下が最小限となり、略一定となる。

また、無機ＥＬ用インバータは、光又は音で警告を報知する報知回路をさらに備え、前記制御回路は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧及び前記スイッチング信号の周波数に基づいて前記報知回路に前記警告を報知させてもよい。

例えば、制御回路は、無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の振幅値又はスイッチング信号の周波数が異常値になると、インバータに異常（例えば照明器具の誤接続）が生じていると判断して、報知回路の警告を行わせる。ただし、異常の判断は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の位相とスイッチング信号の位相とのズレに基づいて行われてもよい。

さらに、前記制御回路は、前記報知回路に前記警告を報知させるとともに、前記スイッチング回路の正側のスイッチング素子がオフ状態となるように、前記スイッチング信号の電圧値を固定してもよい。

このように、インバータに異常が発生した時に高圧側（正側）のスイッチング素子をオフ状態としておけば、無機エレクトロルミネッセンス素子に電圧が印加されないため安全である。

また、本発明は、無機ＥＬ用インバータに限らず、照明器具に交流電源を供給する照明用インバータであってもよい。

より具体的には、照明用インバータは、スイッチング信号に基づいて、入力された直流を交流に変換して出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路に前記スイッチング信号を出力する制御回路と、インダクタ及びキャパシタを有し、かつ前記スイッチング回路の後段に接続される共振回路と、を備え、前記制御回路は、前記共振回路の後段に接続される負荷の電圧の位相と、出力した前記スイッチング信号の位相との位相ズレに応じて新たに出力する前記スイッチング信号の周波数を補正する。

照明器具（負荷）は、共振回路の後段に並列接続される。照明器具として、例えば蛍光管及びＨＩＤランプ、等の交流電源で発光するものが接続される。この態様においても、制御回路は、共振回路を共振点付近で動作させ、インバータのエネルギー効率を高めることができる。

この発明によると、スイッチング信号の位相ズレを求めるために、振幅値が大きくて検出されやすく、かつターンオン継続時間及びターンオフ継続時間に対してゼロクロス点のタイミングが変化しない無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧を用いるため、デューティ比によらず共振回路を精度よく共振点付近で共振させることができ、無機エレクトロルミネッセンス用インバータ及び照明用インバータのエネルギー効率を高めることができる。

実施形態１に係る無機エレクトロルミネッセンス装置の概略を示す図である。 実施形態１に係る無機エレクトロルミネッセンス素子の側面断面図である。 実施形態１に係るインバータの回路例を示す図である。 実施形態１に係るマイコンの動作を示すフローチャートである。 スイッチング信号及び共振回路の電圧の時間変化を示す模式図を並べた図である。 リミット回路の作用を説明するための共振回路の電圧の時間変化を示す模式図である。 マイコンによるスイッチング信号の周波数の補正を説明するためのスイッチング信号及び検出用電圧の時間変化を示す模式図を並べた図である。 実施形態２に係るインバータの回路例を示す図である。 実施形態２に係るマイコンの動作を示すフローチャートである。 （Ａ）は、共振周波数の変化に対する共振回路の電圧の変化を示す模式図であり、（Ｂ）は、スイッチング信号のデューティ比の変化に対する共振回路の電圧の変化を示す模式図である。 実施形態２に係るマイコンの動作の変形に係る動作を示すフローチャートである。 （Ａ）は、共振周波数に応じた各目標値を示す図であり、（Ｂ）は、共振回路の共振周波数の時間変化を示す模式図であり、（Ｃ）は、無機ＥＬ素子の輝度の時間変化を示す模式図である。 （Ａ）は、共振周波数に応じた各目標値を示す図であり、（Ｂ）は、無機ＥＬ素子の輝度の時間変化を示す模式図である。 警告処理に用いる条件を示す図である。 実施形態３に係るインバータの回路例を示す図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、それぞれ共振回路の電流及びスイッチング信号の時間変化を示す模式図である。

図１に示すように、実施形態１に係る無機エレクトロルミネッセンス（ＥＬ；Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）装置３００は、インバータ１、及び無機ＥＬ素子２を備える。無機ＥＬ素子２は、インバータ１から交流電源が供給されると、発光する。インバータ１は、入力された商用電源（ＡＣ）をいったん直流電源（ＤＣ）に変換し、さらに当該直流電源（ＤＣ）を交流電源（ＡＣ）に変換して無機ＥＬ素子２に交流電源（ＡＣ）を供給するものである。ただし、インバータ１は、直流電源（ＤＣ）が入力されて、入力された直流電源（ＤＣ）を交流電源（ＡＣ）に変換するものであってもかまわない。

図２に示すように、無機ＥＬ素子２は、ポスター２０、面電極２１、発光層２２、誘電体層２３、面電極２４が厚み方向に順に積層されてなる。無機ＥＬ素子２は、面電極２１側が発光し、例えばポスター２０のバックライトとして用いられる。

面電極２１は、ＩＴＯ、ＺｎＯ、ポリチオフェンを主成分とする有機電極、ポリアニリンを主成分とする有機電極、銀ナノワイヤ電極、カーボンナノチューブ電極のいずれかで形成されているため、透光性を有する。

発光層２２は、層内部に蛍光体粒子が分散されてなる。蛍光体粒子は、銅（Ｃｕ）をドープした硫化亜鉛（ＺｎＳ）の粒子からなる。誘電体層２３は、絶縁性を有し、誘電体粒子が分散されてなる。誘電体粒子としては、例えば、チタン酸バリウム粒子が好適に使用される。

面電極２１及び面電極２４に交流電圧ＶＳ（例えば周波数１ｋＨｚで実効値１５０Ｖｒｍｓ）が印加されると、面電極２１と面電極２４との間に電界が発生する。そして、発光層２２に含まれる蛍光体が電界励起されて発光する。無機ＥＬ素子２は、誘電体層２３を挟むように面電極２１及び面電極２４が配置されているため、インバータ１から見ると容量性負荷（キャパシタ）として作用する。

図３に示すように、インバータ１は、整流回路１０、マイコン１１、ドライバ回路１２、ハーフブリッジ回路１３、及びリミット回路１４を備える。

整流回路１０は、ダイオードブリッジ等で構成されており、商用電源ＶＳｉを全波整流して直流電源に変換する。変換された直流電源は、平滑コンデンサＣの後段でハーフブリッジ回路１３に供給される。

マイコン１１は、ベース信号ｂｐをドライバ回路１２に出力する。ベース信号ｂｐは、所定の周波数及び所定のデューティ比からなるパルス信号である。ドライバ回路１２は、入力されたベース信号ｂｐに基づいてスイッチング信号ｇｐ１及びスイッチング信号ｇｐ２をハーフブリッジ回路１３に出力する。ドライバ回路１２は、入力されたベース信号ｂｐをそのままスイッチング信号ｇｐ２として出力する。ドライバ回路１２は、入力されたベース信号ｂｐを逆相にしてスイッチング信号ｇｐ１として出力する。すなわち、スイッチング信号ｇｐ１及びスイッチング信号ｇｐ２は、互いに逆相であり、ＨＩ状態及びＬＯＷ状態が互いに逆となる。

マイコン１１は、ワンチップ（例えばオシレータ内蔵のＰＩＣ）によって実現されている。ただし、マイコン１１とドライバ回路１２とをワンチップで実現してもかまわない。なお、図３において図示しないが、マイコン１１及びドライバ回路１２は、インバータ１の電源供給部からの電源供給によって動作する。マイコン１１及びドライバ回路１２は、本発明の制御回路に相当する。

ハーフブリッジ回路１３（本発明のスイッチング回路に相当する。）は、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を備えている。スイッチング素子Ｑ１は、ドライバ回路１２が出力するスイッチング信号ｇｐ１に応じてオン状態又はオフ状態となる。スイッチング素子Ｑ２は、ドライバ回路１２が出力するスイッチング信号ｇｐ２に応じてオン状態又はオフ状態となる。ただし、インバータ１は、ハーフブリッジ回路１３に限らず、スイッチング回路であれば何でもよく、例えばフルブリッジ回路を備えてもよい。

ハーフブリッジ回路１３の後段には、インダクタＬが接続されている。このインダクタＬと、容量性負荷である無機ＥＬ素子２とでＬＣ直列共振回路１００（以下、単に共振回路１００と称す。）を構成している。これにより、無機ＥＬ素子２には、交流電圧ＶＳｏが印加されている。ただし、共振回路１００は、さらにキャパシタを並列接続したＬＣＣ共振回路であっても構わない。

リミット回路１４は、一端が抵抗Ｒを介してインダクタＬ及び無機ＥＬ素子２の接続端に接続され、他端が整流回路１０後段の直流電源の負側に接続されている。リミット回路１４は、一対の並列接続されたツェナーダイオード１４１、及びツェナーダイオード１４２からなる。ツェナーダイオード１４１は、カソード側が整流回路１０後段の直流電源の負側に接続され、アノード側が抵抗Ｒに接続されている。ツェナーダイオード１４２は、カソード側が抵抗Ｒに接続され、アノード側が整流回路１０後段の直流電源の負側に接続されている。

交流電圧ＶＳｏは、ツェナーダイオード１４１及びツェナーダイオード１４２のツェナー効果によって、例えば振幅値が５Ｖに制限される。リミット回路１４は、振幅値を制限した検出用電圧Ｖｄ（交流電圧）をマイコン１１に出力する。ただし、ツェナーダイオード１４１及びツェナーダイオード１４２は、ツェナー降伏電圧が異なるものであってもよい。すなわち、リミット回路１４は、正側の振幅値と負側の振幅値を異なる値で制限してもよい。また、リミット回路１４は、ツェナー降伏電圧に代えて、整流用ダイオードの順方向電圧を用いて各振幅値を制限する構成であってもよい。

マイコン１１は、検出用電圧Ｖｄが入力され、検出用電圧Ｖｄのゼロクロス点を検出する。ゼロクロス点の検出は、例えば、検出用電圧Ｖｄ及び基準電圧（ＧＮＤ）を入力としたコンパレータによって行われる。

ここで、インバータ１では、共振回路１００の共振周波数は、マイコン１１が設定するベース信号ｂｐの周波数となる。すなわち、スイッチング信号ｇｐ１及びスイッチング信号ｇｐ２の周波数は、マイコン１１が設定する周波数となる。共振回路１００は、理想共振周波数において共振点動作する。共振回路１００は、共振点動作すると、スイッチング信号ｇｐ２に対して交流電圧ＶＳｏの位相が９０°だけ遅れるので、スイッチング信号ｇｐ２のデューティ比によらず、交流電圧ＶＳｏの上昇中のゼロクロス点のタイミングと、スイッチング信号ｇｐ２のターンオン継続時間の中点のタイミングとが一致する。同様に、共振回路１００は、共振点動作すると、スイッチング信号ｇｐ２のデューティ比によらず、交流電圧ＶＳｏの下降中のゼロクロス点のタイミングと、スイッチング信号ｇｐ２のターンオフ継続時間の中点のタイミングとが一致する。共振回路１００が理想共振周波数からズレた周波数で共振すると、これらタイミング間にズレが生じる。マイコン１１は、共振回路１００を共振点動作させるために、以下のように、共振点動作処理を実行する。

図４に示すように、マイコン１１は、共振点動作処理を開始すると、まず、カウンタｉを０にセットする（Ｓ１）。そして、マイコン１１は、周波数ｆ（ｉ）でベース信号ｂｐを出力する（Ｓ２）。これにより、共振回路１００も、ベース信号ｂｐの周波数ｆ（ｉ）と同じ周波数のスイッチング信号ｇｐ１，ｇｐ２でハーフブリッジ回路１３が駆動されるため、周波数ｆ（ｉ）で共振する。なお、周波数ｆ（０）は、初期値としてマイコン１１に記憶されている。

そして、マイコン１１は、ズレｅｒｒ（ｉ）を算出する（Ｓ３）。ズレｅｒｒ（ｉ）は、スイッチング信号ｇｐ１又はスイッチング信号ｇｐ２の位相と、検出用電圧Ｖｄの位相との、位相ズレ（例えば数百μ秒）である。

より具体的には、ズレｅｒｒ（ｉ）は、例えば、スイッチング信号ｇｐ２のターンオン継続時間の中点のタイミングと、検出用電圧Ｖｄ上昇中のゼロクロス点のタイミングとの時間差である。ただし、この時間差は、スイッチング信号ｇｐ１のターンオフ継続時間の中点のタイミングと、検出用電圧Ｖｄ上昇中のゼロクロス点のタイミングとの時間差と同じである。従って、マイコン１１は、スイッチング信号ｇｐ１を基準にズレｅｒｒ（ｉ）を算出してもよい。

スイッチング信号ｇｐ２のターンオン継続時間Ｔｄ（ターンオンからターンオフまでの時間）は、周期Ｔにデューティ比ｄを乗じて求められる。マイコン１１は、タイマー機能及び割込み処理を用いて、例えば、スイッチング信号ｇｐ２のターンオンのタイミングから検出用電圧Ｖｄ上昇中のゼロクロス点のタイミングまでの時間ｔｚを計測し、計測した時間ｔｚからターンオン継続時間Ｔｄの１／２倍の時間を減算してｅｒｒ（ｉ）を求める。なお、本実施形態では、スイッチング信号ｇｐ２に対して検出用電圧Ｖｄのゼロクロス点が遅れる方にズレると、ズレｅｒｒ（ｉ）が正の値となるものとする。

ズレｅｒｒ（ｉ）の例について、図５を用いて説明する。図５に示す模式図は、説明のために検出用電圧Ｖｄではなく交流電圧ＶＳｏの模式図を示している。また、図５に示す模式図は、理想共振周波数からズレた共振周波数で共振回路１００が共振しているものとする。すなわち、図５に示す模式図では、共振回路１００は、共振点動作していない。

図５の模式図に示すように、スイッチング信号ｇｐ２は、周期Ｔで時間変化している。例えば、スイッチング信号ｇｐ２は、タイミングｔｇ_０でターンオンし、タイミングｔｇ_１でターンオフしている。共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる電圧ＶＳｏは、周期Ｔの略正弦波で時間変化している。例えば、交流電圧ＶＳｏは、タイミングｔｖ_０で上昇中のゼロクロス点を通っている。

交流電圧ＶＳｏは、上述のように、スイッチング信号ｇｐ２と同じ周波数ｆ（周期Ｔの逆数）で時間変化する。スイッチング信号ｇｐ２の周波数ｆが共振回路１００の理想共振周波数ｆｃであれば、例えば、交流電圧ＶＳｏは、ターンオンタイミングｔｇ_２とターンオフタイミングｔｇ_３との中点のタイミング（（ｔｇ_２＋ｔｇ_３）／２）で上昇中のゼロクロス点を通る。すなわち、交流電圧ＶＳｏは、スイッチング信号ｇｐ２の周波数ｆが共振回路１００の理想共振周波数ｆｃであれば、ターンオンタイミングｔｇ_２からターンオン継続時間Ｔｄの１／２倍の時間が経過したタイミングで、上昇中のゼロクロス点を通る。図５に示す例では、交流電圧ＶＳｏは、ズレｅｒｒだけ遅れてから上昇中のゼロクロス点を通っている。ただし、図５は、説明のためにズレｅｒｒを大きく誇張して示している。

図４に戻り、マイコン１１は、ズレｅｒｒ（ｉ）を求めると（Ｓ３）、処理を終了させるか否かを判断する（Ｓ４）。例えば、マイコン１１は、終了させるか否かをズレｅｒｒ（ｉ）及びカウンタｉによって判断する。より具体的には、マイコン１１は、ズレｅｒｒ（ｉ）の絶対値が所定値（例えば１０μ秒）未満である場合、共振点動作処理を終了させるべきと判断して（Ｓ４：ＹＥＳ）、共振点動作処理を終了する。また、例えば、マイコン１１は、カウンタｉが所定値（例えば１０）以上である場合、共振点動作処理を終了させるべきと判断して（Ｓ４：ＹＥＳ）、共振点動作処理を終了する。マイコン１１は、共振点動作処理を終了すると（エンド）、周波数ｆ（ｉ）のベース信号ｂｐを出力し続ける。

マイコン１１は、共振点動作処理を終えるべきではないと判断すると（Ｓ４：ＮＯ）、ズレｅｒｒ（ｉ）の絶対値を小さくするように、周波数ｆ（ｉ＋１）を算出する（Ｓ５）。より具体的には、周波数ｆ（ｉ＋１）は、以下の式によって算出される。

ｆ（ｉ＋１）＝１／Ｔ（ｉ＋１）
Ｔ（ｉ＋１）＝Ｔ（ｉ）＋ｋ１×ｅｒｒ（ｉ）
ただし、０＜ｋ１≦１
すなわち、マイコン１１は、ズレｅｒｒ（ｉ）に補正係数ｋ１を乗じたもので周期Ｔ（ｉ）を補正したものを周期Ｔ（ｉ＋１）とし、次のスイッチング信号ｇｐ２のターンオンタイミングを検出用電圧Ｖｄ上昇中のゼロクロス点のタイミングに一致させるようにする。補正係数ｋ１を１未満にすれば、共振点付近での共振周波数は、より滑らかに理想共振周波数ｆｃに収束する。

マイコン１１は、周波数ｆ（ｉ＋１）を算出すると（Ｓ５）、カウンタｉを１つ増やして（Ｓ６）、ステップＳ２に戻る。すなわち、補正した周波数ｆ（ｉ＋１）のベース信号ｂｐを基にハーフブリッジ回路１３を駆動し（Ｓ２）、共振回路１００から検出用電圧Ｖｄを再度検出して、ズレｅｒｒ（ｉ＋１）を算出する（Ｓ３）。

マイコン１１は、周波数ｆ（ｎ）の補正をズレｅｒｒ（ｎ）の絶対値が十分小さくなるか、補正回数（カウンタｉ）が所定値に達するまで、ステップＳ２〜ステップＳ６を繰り返し実行する。これにより、ズレｅｒｒ（ｎ）は、０マイクロ秒に収束し、かつ周波数ｆ（ｎ）は、理想共振周波数ｆｃに収束する。

上述のように、本実施形態では、リミット回路１４によって振幅値が制限された検出用電圧Ｖｄからゼロクロス点のタイミングを求めている。

図６に示すように、無機ＥＬ素子２に印加される交流電圧ＶＳｏは、振幅値が例えば１５０Ｖの略正弦波で時間変化する。正弦波は、ゼロクロス点に近ければ近いほど、より急峻に時間変化し、ゼロクロス点で最も急峻に時間変化する。リミット回路１４は、この振幅値を例えば５Ｖに制限する。すると、図６に示すように、振幅値が制限された検出用電圧Ｖｄは、最も急峻に時間変化する部分と、所定時間で一定の制限値で継続する部分とからなる略矩形波で時間変化する。マイコン１１は、デジタル信号のように急峻に時間変化する検出用電圧Ｖｄを用いるため、より精度よくゼロクロス点を検出できるようになる。また、振幅値が５Ｖ程度の矩形波の信号であれば汎用的なマイコン１１を用いて処理することができる。

図７の模式図に示すように、マイコン１１は、この補正例では、ターンオンタイミングｔｇ_２とターンオフタイミングｔｇ_３との中点のタイミングと、検出用電圧Ｖｄ上昇中のタイミングｔｖ_１とのズレｅｒｒを用いて、周期Ｔをズレｅｒｒだけ延した周期Ｔ’に補正する。そして、マイコン１１は、周期Ｔ’に応じてターンオンタイミングｔｇ_４をターンオンタイミングｔｇ_４’に補正して、検出用電圧Ｖｄが目標タイミングで上昇中のゼロクロス点を通るようにする。マイコン１１は、同様に、ターンオフタイミングｔｇ_５’及びターンオンタイミングｔｇ_６’に補正する。ただし、図７は、周期Ｔ’の補正係数ｋ１を１とした例であり、説明のためにズレｅｒｒを大きく誇張して示している。

以上のように、インバータ１は、スイッチング信号ｇｐ２の位相ズレを求めるために、検出困難な共振回路１００の電流を用いず、共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる交流電圧ＶＳｏに基づいた検出用電圧Ｖｄを用いる。インバータ１は、検出用電圧Ｖｄのゼロクロス点が検出されやすく、かつ検出用電圧Ｖｄのゼロクロス点のタイミングがデューティ比によらずスイッチング信号ｇｐ２のターンオン継続時間Ｔｄ及びターンオフ継続時間に対して変化しないため、スイッチング信号ｇｐ２及び検出用電圧Ｖｄの位相ズレをより精度高く求めることができる。その結果、インバータ１は、スイッチング信号ｇｐ２のデューティ比（ベース信号ｂｐのデューティ比と同じ比率）によらず共振回路１００をより精度高く共振点動作させることができ、エネルギー効率を高めることができる。

また、インバータ１では、従来技術のように、共振回路１００の電流の検出のためにカレントトランスを用いることがないため、カレントトランスにノイズが重畳する虞がない。その結果、インバータ１は、カレントトランスを用いた従来技術に比べて、より精度高く共振回路１００を共振点動作させることができる。

なお、リミット回路１４は、本実施形態に必須の構成ではない。インバータ１は、交流電圧ＶＳｏから直接ゼロクロス点を検出してもよい。この態様でも、交流電圧ＶＳｏは、共振回路１００の電流より振幅値が大きいため、ゼロクロス点が検出されやすい。

また、マイコン１１は、ベース信号ｂｐの１パルス毎に上述の共振点動作処理を行ってもよいし、数パルス毎に共振点動作処理を行ってもよい。共振点動作処理の実行頻度を高くすれば高くするほど、共振周波数の理想共振周波数までの収束が早まり、共振点動作処理の実行頻度を低くすれば低くするほど、より滑らかに共振周波数が理想共振周波数まで収束するようになる。

また、マイコン１１は、ズレｅｒｒ（ｉ）の大きさによらず、ズレｅｒｒ（ｉ）の極性のみを用いてベース信号ｂｐの周波数ｆ（ｉ）を補正してもよい。例えば、マイコン１１は、ズレｅｒｒ（ｉ）が正の値である場合、周波数ｆ（ｉ＋１）を小さくし、ズレｅｒｒ（ｉ）が負の値である場合、周波数ｆ（ｉ＋１）を大きくする。この場合、周波数ｆ（ｉ＋１）の補正量は、所定量（例えば１Ｈｚ）であってもよいし、周波数ｆ（ｉ）に対する所定割合（例えば周波数ｆ（ｉ）の１％）であってもよい。

また、マイコン１１は、共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる交流電圧ＶＳｏの振幅値を制限するために、共振回路１００の共振周波数を理想共振周波数から少しズラして収束させるようにしても構わない。例えば、マイコン１１は、周期Ｔ（ｉ＋１）が所定値より短くならないように制限する。これにより、周波数ｆ（ｉ＋１）は、所定値より高くならないように制限される。その結果、マイコン１１は、共振回路１００の共振周波数が高くなりすぎて、無機ＥＬ素子２、等の回路素子に影響を与えることを防ぐことができる。

さらに、インバータ１は、光又は音で警告を報知する報知回路を備え、マイコン１１は、周波数ｆが異常値（例えば所定の周波数帯域外）となったときに、報知回路に警告を報知させてもよい。

さらに、マイコン１１は、検出用電圧Ｖｄ及びベース信号ｂｐの周波数ｆを用いて報知回路に警告を報知させてもよい。例えば、マイコン１１は、ベース信号ｂｐの立ち上がりと検出用電圧Ｖｄの立ち上がりのゼロクロス点とがタイミングが同じである場合、インダクタＬの後段に誤って抵抗が接続されている虞があると判断して、報知回路に警告を報知させる。

図８に示すように、実施形態２に係るインバータ１Ａは、マイコン１１Ａ、可変抵抗ＶＲ、及び電圧検出回路１５を備える点において、実施形態１に係るインバータ１と相違する。インバータ１Ａは、スイッチング信号ｇｐ１及びスイッチング信号ｇｐ２のデューティ比を変化させて、共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる交流電圧ＶＳｏの振幅値が目標値となるように微調整するものである。

インバータ１Ａは、交流電圧ＶＳｏの振幅値と目標値とを比較するために、交流電圧ＶＳｏの実効値の分圧値Ｖｓｄ、及び目標値の分圧値Ｖｒｅｆを検出する。分圧値Ｖｓｄ及び後述する分圧抵抗値の比率は、交流電圧ＶＳｏの振幅値に対応する。

より具体的には、マイコン１１Ａは、整流回路１０後段の平滑コンデンサＣと並列接続された可変抵抗ＶＲを介して分圧値Ｖｒｅｆを検出する。電圧検出回路１５は、分圧値Ｖｓｄを取得するための回路であり、一端がインダクタＬ及び無機ＥＬ素子２の接続端に接続され、他端が整流回路１０後段の直流電源の負側に接続されている。電圧検出回路１５は、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２、ダイオードＤｄ、及び平滑コンデンサＣｄを備えている。交流電圧ＶＳｏは、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２によって分圧された後、平滑コンデンサＣｄによって交流成分が平滑されると、分圧値Ｖｓｄとして、マイコン１１Ａに検出される。

マイコン１１Ａは、取得した分圧値Ｖｓｄ及び分圧値Ｖｒｅｆの差分が０となるように、ベース信号ｂｐのデューティ比ｄを変化させる。これにより、スイッチング信号ｇｐ１及びスイッチング信号ｇｐ２のデューティ比は変化する。ただし、上述のように、ベース信号ｂｐのデューティ比が例えば３０％であれば、スイッチング信号ｇｐ２のデューティ比は、３０％であり、スイッチング信号ｇｐ１のデューティ比ｄ１は７０％となる。

このようなインバータ１のマイコン１１Ａは、以下のように動作して、共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる交流電圧ＶＳｏの振幅値を微調整して目標値にする。

図９に示すように、まず、マイコン１１Ａは、共振点動作処理を行う（Ｓ１０）。すなわち、マイコン１１Ａは、図４のフローチャートに示すステップＳ１〜ステップＳ６を実行して、共振回路１００を共振点動作させる。

次に、マイコン１１Ａは、交流電圧ＶＳｏから分圧値Ｖｓｄ、及び整流回路１０後段から分圧値Ｖｒｅｆを検出し（Ｓ１１）、分圧値Ｖｓｄと分圧値Ｖｒｅｆとの差分を算出する（Ｓ１２）。そして、マイコン１１Ａは、終了条件が満たされたか否かを判断する（Ｓ１３）。マイコン１１Ａは、例えば、デューティ比の変更回数が所定回数に達したこと、及び分圧値差分が所定値（例えば２．０Ｖ）以下であることをトリガとして処理を終了させると判断する。

マイコン１１Ａは、終了条件が満たされていないと判断すると（Ｓ１３：ＮＯ）、ベース信号ｂｐのデューティ比ｄを変更する（Ｓ１４）。マイコン１１Ａは、分圧値Ｖｓｄが分圧値Ｖｒｅｆ未満の場合、デューティ比を５０％に近づける。例えば、マイコン１１Ａは、分圧値Ｖｓｄが分圧値Ｖｒｅｆ未満であり、かつベース信号ｂｐのデューティ比ｄが５０％未満の場合、デューティ比ｄを１％大きくする。

マイコン１１Ａは、分圧値Ｖｓｄが分圧値Ｖｒｅｆより大きい場合、デューティ比ｄを５０％から遠ざける。例えば、マイコン１１Ａは、分圧値Ｖｓｄが分圧値Ｖｒｅｆより大きく、かつベース信号ｂｐのデューティ比ｄが５０％未満の場合、デューティ比ｄを１％小さくする。

図１０（Ａ）に示すように、共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる交流電圧ＶＳｏの振幅値は、共振点付近では、共振周波数が変化すると、急峻に変化する。これに対し、図１０（Ｂ）に示すように、交流電圧ＶＳｏの振幅値は、デューティ比５０％付近では、共振周波数の変化に比べて、より緩やかに変化する。

実施形態２に係るインバータ１Ａは、共振点動作処理を行ってエネルギー効率を高めつつ、スイッチング信号ｇｐ１及びスイッチング信号ｇｐ２のデューティ比を変更することによって交流電圧ＶＳｏの振幅値を微調整することができる。

本願発明者は、商用電源ＶＳｉとして周波数６０Ｈｚの実効値１００Ｖｒｍｓを用い、ベース信号ｂｐの初期値の周波数を１．０ｋＨｚとし、交流電圧ＶＳｏの目標値を１４１（２００Ｖｒｍｓに相当する）としてインバータ１Ａによる共振点動作の実験を行った。すると、発光面がＡ４サイズの無機ＥＬ素子２を用いた場合では、インバータ１Ａの電力変換効率は、略７０％となった。発光面がＡ３サイズの無機ＥＬ素子２を用いた場合では、電力変換効率は、略８０％となった。これらインバータ１Ａの電力変換効率は、従来の自励式インバータ（例えばロイヤーの発振回路を備えるもの）に比べて、それぞれ略１５％高いことが分かった。

なお、共振回路１００において無機ＥＬ素子２にかかる交流電圧ＶＳｏは、デューティ比によらず、ゼロクロス点のタイミングが常にターンオン継続時間及びターンオフ継続時間の中点のタイミングに一致するため、共振点動作処理（Ｓ１０）と、デューティ比変更処理（Ｓ１１〜Ｓ１４）とを並列処理しても構わない。これにより、インバータ１Ａの共振回路１００が共振点動作し、かつ交流電圧ＶＳｏの振幅値が目標値になるまでの時間が短縮される。

上述の例は、共振周波数ｆによらず交流電圧ＶＳｏの目標値を固定するものであったが、以下のように、無機ＥＬ素子２の輝度の低下を抑えるために、共振周波数ｆに応じて交流電圧ＶＳｏの目標値を変更してもよい。

図１１に示すように、変形例に係るマイコン１１Ａの動作は、ステップＳ１１とステップＳ１２との間にステップＳ１５を実施する点において、図９のフローチャートに示すマイコン１１Ａの動作と相違する。

この変形例において、マイコン１１Ａは、分圧値Ｖｓｄ及び分圧値Ｖｒｅｆを取得すると（Ｓ１１）、共振点動作処理（Ｓ１０）後の共振回路１００の共振周波数ｆに応じて目標値を変更する（Ｓ１５）。ただし、マイコン１１Ａは、共振回路１００の共振周波数ｆとして、ベース信号ｂｐの周波数を用いる。

図１２（Ａ）に示すように、目標値は、共振周波数ｆに対応して定められている。具体的には、目標値は、共振周波数ｆが高くなればなるほど、大きくなるように定められている。図１２（Ａ）に示す例において、目標値は、１，０００Ｈｚの共振周波数ｆに対応して、初期値が１８０Ｖとなっている。なお、各目標値は、予めマイコン１１Ａに記憶されているものとする。

例えば、共振回路１００の共振周波数ｆが１，０５０Ｈｚの場合、マイコン１１Ａは、目標値を初期値の１８０Ｖから１９０Ｖに変更する（Ｓ１５）。そして、マイコン１１Ａは、１９０Ｖの目標値に対応する分圧値Ｖｒｅｆと、分圧値Ｖｓｄとの差分を算出する（Ｓ１２）。

図１２（Ｂ）に示すように、本願発明者等は、共振回路１００の共振周波数ｆが時間の経過に伴って一次比例で上昇することを発見した。従って、この一次比例の関係を利用することにより、共振周波数ｆの変化から経過時間を求めることが可能となる。

この共振周波数ｆの上昇は、無機ＥＬ素子２の消費電力の低下（容量低下による）、及び無機ＥＬ素子２の劣化に起因する。従って、無機ＥＬ素子２は、印加される電圧が固定されたままでは、共振周波数ｆの上昇に伴って輝度が低下する。

そこで、マイコン１１Ａは、無機ＥＬ素子２の輝度の低下を相殺するように無機ＥＬ素子２に印加される交流電圧ＶＳｏの振幅値を大きくするために、交流電圧ＶＳｏの目標値を変更する（Ｓ１５）。

図１２（Ｃ）の一点破線に示すように、目標値を固定したままで共振点動作処理（Ｓ１０）及びデューティ比変更処理（Ｓ１１〜Ｓ１５）を行うと、無機ＥＬ素子２の輝度は、時間経過に伴って低下する。しかしながら、マイコン１１Ａは、目標値を共振周波数ｆに応じて変更することにより、図１２（Ｃ）の実線に示すように、無機ＥＬ素子２の輝度の低下を最小限に抑えることができる。

さらに、上述のように、マイコン１１Ａは、共振周波数ｆを求めることのみで目標値を変更する。従って、インバータ１Ａは、数千時間の経過時間を求めるためのタイマ、及び無機ＥＬ素子２の消費電力を検出する検出器及び演算器、等を備える必要なく、簡単な構成で無機ＥＬ素子２の輝度の低下を最小限に抑えることができる。

なお、図１２（Ａ）に示す各目標値は、無機ＥＬ素子２の輝度を徐々に低下させるように設定されていたが、以下のように、設定されてもよい。

図１３（Ａ）に示す各目標値は、共振周波数ｆが１，０００Ｈｚ及び１，０５０Ｈｚの場合において、図１２（Ａ）に示す例よりも小さい値が設定されている。このように目標値を設定することにより、無機ＥＬ素子２の輝度は、図１３（Ｂ）に示すように、２，０００時間経過までは一定値となり、経過時間が２，０００時間を超えると徐々に低下する。このように共振周波数ｆに対応する目標値を設定することにより、無機ＥＬ素子２の輝度を略一定にすることができる。

次に、実施形態２に係るインバータ１Ａは、検出用電圧Ｖｄ、分圧値Ｖｓｄ、及びベース信号ｂｐの周波数ｆを用いて、警告処理を行ってもよい。インバータ１Ａは、これら条件を組み合わせることで、様々な異常現象を検出することができる。

図１４に示すように、例えば、マイコン１１Ａは、検出用電圧Ｖｄの立ち上がりのゼロクロス点及びベース信号ｂｐの立ち上がりが同じタイミングであり、かつ分圧値Ｖｓｄが所定値未満の場合、無機ＥＬ素子２がインダクタＬの後段に接続されていないと判断する。また、例えば、マイコン１１Ａは、分圧値Ｖｓｄが所定値未満のみの場合、無機ＥＬ素子２がショートしていると判断する。

さらに、マイコン１１Ａは、異常現象が発生していると判断すると、ベース信号ｂｐをＨＩ状態に固定する。これにより、ハーフブリッジ回路１３の正側に接続されたスイッチング素子Ｑ１には、ＬＯＷ状態に固定されたスイッチング信号ｇｐ１が与えられる。従って、マイコン１１Ａは、異常現象が発生していると判断すると、高圧側（正側）に接続されたスイッチング素子Ｑ１をオフ状態に固定させる。これにより、交流電圧ＶＳｏが負荷に供給され続けることが防止される。

図１５に示すように、実施形態３に係るインバータ１Ｂは、共振回路１００Ｂの構成において、実施形態１に係るインバータ１と相違する。すなわち、インバータ１Ｂは、照明器具（無機ＥＬ素子２）が無くても、共振回路１００Ｂを自装置の構成で実現するものである。

インバータ１Ｂは、共振用のインダクタＬに直列接続される共振用キャパシタＣｆを備えている。これにより、ＬＣ直列共振回路である共振回路１００Ｂは構成され、蛍光管ＦＬに接続される。ただし、インバータ１Ｂは、蛍光管ＦＬに限らず、ＨＩＤランプ等の交流電源で発光する他の照明器具に接続されてもよい。

インバータ１Ｂは、このような構成であっても、デューティ比によらず共振回路１００Ｂを共振点動作させることができ、エネルギー効率を高めることができる。

１，１Ａ，１Ｂ…インバータ
２…無機ＥＬ素子
１０…整流回路
１１，１１Ａ…マイコン
１２…ドライバ回路
１３…ハーフブリッジ回路
１４…リミット回路
１５…電圧検出回路
２０…ポスター
２１，２４…面電極
２２…発光層
２３…誘電体層
１００，１００Ｂ…ＬＣ直列共振回路（共振回路）
１４１，１４２…ツェナーダイオード
３００…無機ＥＬ装置

Claims (10)

1. スイッチング信号に基づいて、入力された直流を交流に変換して出力するスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路に前記スイッチング信号を出力する制御回路と、
   前記スイッチング回路の後段に接続されるインダクタと、
   を備え、
   前記インダクタは、無機エレクトロルミネッセンス素子が後段に接続されることで共振回路を構成し、
   前記制御回路は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の位相と、出力した前記スイッチング信号の位相との位相ズレに応じて新たに出力する前記スイッチング信号の位相を補正する、
   無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
2. 前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の振幅値を制限するリミット回路、を備え、
   前記制御回路は、
   ワンチップマイコンで実現され、
   前記リミット回路が振幅値を制限した電圧の位相と、出力した前記スイッチング信号の位相との位相ズレに応じて新たに出力する前記スイッチング信号の周波数を補正する、
   請求項１に記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
3. 前記制御回路は、
   前記スイッチング信号の周期及びデューティ比からターンオン継続時間の中点のタイミングを算出し、
   前記中点のタイミングと、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の上昇中のゼロクロス点のタイミングと、の時間差を前記位相ズレとして算出する、
   請求項１又は請求項２に記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
4. 前記制御回路は、
   前記スイッチング信号の周期及びデューティ比からターンオフ継続時間の中点のタイミングを算出し、
   前記中点のタイミングと、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧の下降中のゼロクロス点のタイミングと、の時間差を前記位相ズレとして算出する、
   請求項１又は請求項２に記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
5. 前記制御回路は、
   周波数補正後の前記スイッチング信号の周波数が所定周波数を超えないように制限する、
   請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
6. 前記制御回路は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧値及び目標電圧値の差分が０となるように、前記スイッチング信号のデューティ比を変更する、
   請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
7. 前記制御回路は、周波数補正後の前記スイッチング信号の周波数に基づいて、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の輝度の低下を相殺するように、前記目標電圧値を変更する、
   請求項６に記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
8. 光又は音で警告を報知する報知回路をさらに備え、
   前記制御回路は、前記無機エレクトロルミネッセンス素子の電圧及び前記スイッチング信号の周波数に基づいて前記報知回路に前記警告を報知させる、
   請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
9. 前記制御回路は、前記報知回路に前記警告を報知させるとともに、前記スイッチング回路の正側のスイッチング素子がオフ状態となるように、前記スイッチング信号の電圧値を固定する、
   請求項８に記載の無機エレクトロルミネッセンス用インバータ。
10. スイッチング信号に基づいて、入力された直流を交流に変換して出力するスイッチング回路と、
    前記スイッチング回路に前記スイッチング信号を出力する制御回路と、
    インダクタ及びキャパシタを有し、かつ前記スイッチング回路の後段に接続される共振回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記共振回路の後段に接続される負荷の電圧の位相と、出力した前記スイッチング信号の位相との位相ズレに応じて新たに出力する前記スイッチング信号の周波数を補正する、
    照明用インバータ。

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