JPH10210789A

JPH10210789A - ２相誘導モータ用２相インバータ回路

Info

Publication number: JPH10210789A
Application number: JP9023194A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Yoshioka; 均吉岡
Original assignee: Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Current assignee: Yutaka Electric Mfg Co Ltd
Priority date: 1997-01-22
Filing date: 1997-01-22
Publication date: 1998-08-07

Abstract

(57)【要約】【目的】ステータコイルと、ロータからなる２相誘導
モータを用い、簡単な構成による２相インバータ回路に
て回転数制御やトルク制御のできるものを安価に提供す
ることを目的とする。【構成】ステータ１７を構成する奇数番目のステータ
コイル２８同士および偶数番目のステータコイル２８同
士をそれぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同
一振幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力する
インバータ回路部１３を、それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生するようにしたことを特徴
とする２相誘導モータ用２相インバータ回路である。こ
のような構成により、本発明では、入力回路１１および
整流平滑回路１２、２相発振回路３４、高速起動回路３
７、正相／逆相回路３５、３角波発振回路４０は、ｓｉ
ｎ波出力とｃｏｓ波出力に対して共通の１回路設ければ
よく、また、インバータ回路部１３、交流出力電圧検出
回路３９および誤差増幅回路３８、比較回路４１および
休止期間回路４２、過電流保護回路４３は、ｓｉｎ波出
力用とｃｏｓ波出力用にそれぞれ２組設ければよい。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、固定的に設けられ
たステータコイルと、このステータコイルに臨ませて着
脱自在に設けられたロータからなる２相誘導モータを駆
動するための２相インバータ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の誘導モータは、３相誘導モータ２
が主であり、回転数やトルクの制御を行うためには、出
力電圧や出力周波数を可変する必要があり、図１９に示
すような３相インバータ回路３が必要となる。

【０００３】３相誘導モータ２は、３×ｎ（ｎ＝１，
２，…）個の励磁コイル７を１２０°の角度で円周上に
配置し、ロータ８を回転自在に支持したものである。こ
の３相誘導モータ２の駆動には、図２０に示すような３
組の正弦波を１２０°の位相差としたＵ相、Ｖ相、Ｗ相
の各信号を供給する必要がある。この３相誘導モータ２
を駆動する３相インバータ回路３は、基本的に６個のス
イッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６を具備
し、かつ、３相をそれぞれ制御するためにＵ相、Ｖ相、
Ｗ相の各信号出力端子を持った制御回路５が接続され
る。なお、符号４は、ノイズフィルタと全波整流平滑の
ための電力変換部である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来
は、誘導モータとして３相誘導モータ２が主に用いられ
ていたため、３相インバータ回路３のスイッチ素子を６
個必要とし、かつ、制御回路５も３相をそれぞれ制御す
るので３組必要とし、したがって、回路構成が複雑で、
しかも高価であるという問題があった。

【０００５】本発明は、ステータコイルと、着脱自在の
ロータからなる２相誘導モータを用い、簡単な構成によ
る２相インバータ回路９にて回転数制御やトルク制御の
できるものを安価に提供することを目的とするものであ
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、回転磁界を発
生するステータ１７と、このステータ１７に近接して回
転自在に支持した着脱可能なロータ１８からなる２相誘
導モータ１６において、前記ステータ１７を構成する円
形に配置された偶数個のステータコイル２８に対して、
奇数番目のステータコイル２８同士および偶数番目のス
テータコイル２８同士をそれぞれ直列に接続し、２相発
振回路３４による同一振幅、同一周期のｓｉｎ波および
ｃｏｓ波を出力するインバータ回路部１３を、前記それ
ぞれのステータコイル２８に接続して回転磁界を発生す
るようにしたことを特徴とする２相誘導モータ用２相イ
ンバータ回路である。

【０００７】本発明では、２相誘導モータ用２相インバ
ータ回路を構成するため、入力回路１１および整流平滑
回路１２、２相発振回路３４、高速起動回路３７、正相
／逆相回路３５、３角波発振回路４０は、ｓｉｎ波出力
とｃｏｓ波出力に対して共通に使用できるので、それぞ
れ１回路設ければよく、また、インバータ回路部１３、
交流出力電圧検出回路３９および誤差増幅回路３８、比
較回路４１および休止期間回路４２、過電流保護回路４
３は、ｓｉｎ波出力用とｃｏｓ波出力用にそれぞれ２組
設ければよい。

【０００８】

【発明の実施の形態】本発明の基本的構成は、従来の３
相誘導モータ２に代えて、図２および図３に示すような
２相誘導モータ１６とし、かつ、従来の３相インバータ
回路３に代えて図１に示すような２相インバータ回路９
とすることにより、スイッチ素子を基本的に４個で構成
しながら、２相誘導モータ１６により高回転、高トルク
を得るとともに、低価格でありながら、３相インバータ
回路と同等の性能を簡単に得ようとするものである。

【０００９】前記２相誘導モータ１６の具体的構造を図
２および図３により説明する。２相誘導モータ１６は、
回転磁界を発生するための固定的に設けられたステータ
１７と、回転自在に支持されたロータ１８とからなる。
この２相誘導モータ１６は、ステータ１７の上にロータ
１８を着脱自在に載置するような場合に用いられる。

【００１０】前記ステータ１７は、円盤状のステータ基
台２３の上面に形成した円形の凹部２４に偏平なドーナ
ツ状の磁気台座２５を備えている。この磁気台座２５
は、渦電流損を抑えて磁束を多く発生し、上面のロータ
１８に効果的に作用させるために、硅素鋼板のリボンを
渦巻状に積層巻回したものや、高抵抗のフェライト磁性
材料を成形し焼成したものなどが用いられる。

【００１１】前記磁気台座２５の上面には、ステータコ
イル枠２９を載せ、このステータコイル枠２９の嵌合孔
３０に偶数個の平面形のステータコイル２８が一定間隔
毎に設けられる。このステータコイル２８は、コア２６
の外周に励磁コイル２７を巻回して全体を略扇形にした
ものである。さらにステータコイル２８とステータコイ
ル枠２９の上に天板３１を被せ固定ねじ３２で全体を一
体に固定する。

【００１２】前記ステータコイル２８は、４極、６極、
８極など、必要に応じて極数を選択することができ、こ
の場合、ステータコイル枠２９の嵌合孔３０は、ステー
タコイル２８の極数に応じた形状のものが用いられる。
１相分のステータコイル２８は、直流抵抗が１Ω以下、
インダクタンスが１ｍＨ程度のものが用いられる。

【００１３】前記ロータ１８は、円盤状のロータ基台１
９の中央部に、シャフト２０が軸受２１にて回転自在に
軸架され、このシャフト２０に円板状の回転板２２が取
り付けられており、この回転板２２は、前記ロータ基台
１９によって全体が密閉されている。

【００１４】前記回転板２２は、その材質や形状の組み
合わせから電磁誘導による渦電流を、低抵抗で、かつ、
発熱を抑えながら誘起させて、２次磁極を発生すること
により閉磁路を効率よく形成できるように構成されてい
る。この回転板２２の材質は、具体的には、ステンレ
ス、アルニコなどから形成した円板を用いる。前記ステ
ータ１７とロータ１８の磁気間隔は、狭いほどよいが、
本発明の２相インバータ回路９で駆動する２相誘導モー
タ１６では、磁気間隔３．５ｍｍにおいて、ステータコ
イル２８入力が１６０Ｗの電力で、起動トルクが約１ｋ
ｇ／ｃｍ、無負荷回転数が約１０，０００ｒｐｍを得
た。

【００１５】前記２相インバータ回路９の全体の構成
は、図４のブロック図で示される。この図４において、
１０は入力端子、１１は入力回路、１２は整流平滑回
路、３３は制御電源部、３４は２相発振回路、３５は正
相／逆相回路、３６はオン／オフ回路、３７は高速起動
回路、３８ｓはｓｉｎ誤差増幅回路、３８ｃはｃｏｓ誤
差増幅回路、３９ｓはｓｉｎ交流出力電圧検出回路、３
９ｃはｃｏｓ交流出力電圧検出回路、４０は３角波発振
回路、４１ｓはｓｉｎ比較回路、４１ｃはｃｏｓ比較回
路、４２ｓはｓｉｎ休止期間回路、４２ｃはｃｏｓ休止
期間回路、１３ｓはｓｉｎインバータ回路部、１３ｃは
ｃｏｓインバータ回路部、４３は過電流保護回路、１５
ｓはｓｉｎ出力端子、１５ｃはｃｏｓ出力端子である。
個々のブロックを詳細に説明する。

【００１６】１．制御部・２相発振回路３４この２相発振回路３４は、図５に示すように、４個の演
算増幅器Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４と１個のＦＥＴ４５を
主体として構成され、このうち、２組の積分回路として
動作する演算増幅器Ｚ２、Ｚ３において、演算増幅器Ｚ
３の入力側と出力側からｓｉｎ波とｃｏｓ波とを信号と
して取り出す。前記演算増幅器Ｚ４の入力側には、過電
流保護回路４３からの信号が入力する。前記ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ４５は、出力波形の振幅を検出して安定化する可変
利得回路として動作し、２相インバータ回路９の出力電
圧波形を決定する基準波形となる。高速起動回路３７か
らの信号で切換えスイッチ４９、５０を介して前記演算
増幅器Ｚ２とＺ３に接続された抵抗値（またはコンデン
サ容量）をいずれか一方に切換えることにより発振周波
数が制御される。

【００１７】このように構成された２相発振回路３４の
出力波形は、図６に示すように、０Ｖに対して正側と負
側に同一振幅を持ち、同一周期で９０°の位相差を有す
るｓｉｎ波とｃｏｓ波との２相発振波形を安定に出力す
る。この２相発振回路３４の発振周波数は、２相誘導モ
ータ１６のステータコイル２８の材質や構造による回転
磁界の発生特性により異なり、また、ロータ１８の材質
や形状による回転磁界の受け方により異なるが、本実施
例における２相誘導モータ１６では、１００Ｈｚから
１，０００Ｈｚ程度が回転数やトルクに対して良好であ
った。なお、２相発振回路３４は、図５の回路構成に限
定されるものではなく、規定の振幅を持ち、同一周期で
位相差９０°のｓｉｎ波とｃｏｓ波とが得られる回路で
あれば、例えば、水晶発振と位相シフト回路やマイコン
制御などの他の回路構成であってもよい。

【００１８】・高速起動回路３７この高速起動回路３７は、２相誘導モータ１６を停止状
態から短時間で起動回転するためのもので、オン／オフ
回路３６からのオン信号によって、交流出力電圧検出回
路３９ｓ、３９ｃへの入力が定常状態よりも高くなるよ
うに指示する。例えば、定常状態としてＡＣ３０Ｖの入
力で回転する２相誘導モータ１６であれば、２相インバ
ータ回路の出力電圧をＡＣ６０Ｖにすることでステータ
コイル２８への入力電力は、約２倍となる。

【００１９】また、電圧を直接高くするのに代えて、２
相誘導モータ１６に対して定常状態よりも入力周波数を
低く指示するようにしてもよい。例えば、定常状態とし
て５００Ｈｚで回転する２相誘導モータ１６であれば、
２相インバータ回路の出力周波数を２５０Ｈｚにするこ
とでステータコイル２８への入力電力は、約２倍とな
る。

【００２０】このようにして、２相誘導モータ１６のス
テータコイル２８への供給電圧を増大することにより、
高トルクを発生して停止状態から短時間で起動回転する
ことができ、タイマ回路などによる一定時間後に、２相
インバータ回路９の出力電圧または周波数を定常状態に
戻すか、または、２相誘導モータ１６のロータ１８の回
転数を検出して規定の回転数に達すると、２相インバー
タ回路９の出力電圧または出力周波数を定常状態に戻
し、その後、安定な回転とする。

【００２１】・正相／逆相回路３５図７に示す正相／逆相回路３５は、２相発振回路３４の
ｓｉｎ波（またはｃｏｓ波）の出力側に設けられるもの
で、演算増幅器からなる反転増幅器Ｚ５を用いて、定常
動作時は、正相で動作し、オン／オフ回路３６からのオ
フ信号が入力された後、タイマ回路で一定時間だけ、ま
たはロータ１８の回転数を検出して回転が停止するま
で、正相／逆相切換えスイッチ４８でｓｉｎ波（または
ｃｏｓ波のいずれか）を逆相にすることにより、図８に
点線で示すように擬似的にｓｉｎ波とｃｏｓ波を入れ替
えて、ステータコイル２８を逆励磁することによりロー
タ１８を逆回転させる回転磁界を発生し、２相誘導モー
タ１６を急停止させるものである。

【００２２】Ｚ６は、出力信号のインピーダンスを下げ
て安定動作させるためのボルテージフォロワ構成の演算
増幅器からなるバッファアンプであり、増幅度は１であ
る。このバッファアンプＺ６は、必要に応じて付加され
る。なお、正相／逆相回路３５は、図７の回路に限定さ
れるものではなく、入力信号を反転することができる回
路であれば他の回路でもよい。

【００２３】・交流出力電圧検出回路３９ｓおよびｓｉ
ｎ誤差増幅回路３８ｓ図９に示すように、交流出力電圧検出回路３９ｓは、出
力端子１５ｓからの交流出力電圧を分圧抵抗で分圧す
る。また、演算増幅器からなるｓｉｎ誤差増幅回路３８
ｓは、２相発振回路３４からのｓｉｎ波の基本波形と、
出力端子１５ｓからの交流出力電圧を分圧抵抗で分圧し
た交流出力電圧との差を増幅し、誤差信号を得る。

【００２４】前記ｓｉｎ誤差増幅回路３８ｓにおけるツ
ェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３、ＺＤ４は、
基本波形であるｓｉｎ波の振幅を制限する。コンデンサ
Ｃ１と抵抗Ｒ１は、ｓｉｎ波が正側または負側に偏って
直流重畳するのを防止し、０Ｖに対して常に正負対称波
形を得る。また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２は、同様に
誤差信号が直流重畳するのを防止するものである。ま
た、Ｚ８は、演算増幅器からなり、出力信号のインピー
ダンスを下げて安定動作させるためのボルテージフォロ
ワ構成のバッファアンプＺ８であり、増幅度は１であ
る。このバッファアンプＺ８は、必要に応じて付加され
る。

【００２５】なお、図９では、交流出力電圧検出回路３
９ｓおよびｓｉｎ誤差増幅回路３８ｓについて説明した
が、交流出力電圧検出回路３９ｃおよびｃｏｓ誤差増幅
回路３８ｃについても同様の構成および動作である。

【００２６】・３角波発振回路４０この３角波発振回路４０は、図１０に示すように、２個
の演算増幅器Ｚ９、Ｚ１０を主体としてなり、０Ｖに対
して正負同一振幅で、一定の周期を持つ対称３角波を出
力する発振器であり、ｓｉｎインバータ回路部１３ｓお
よびｃｏｓインバータ回路部ｃを駆動するＰＷＭ信号を
得るための基本周波数（キャリア周波数）となる。前記
２相誘導モータ１６は、誘導負荷であるため、回転磁界
を発生するためには、ｓｉｎ波およびｃｏｓ波の出力波
形の歪み率は、あまり問題とならず、出力周波数の半サ
イクル毎に１０〜２０回程度のスイッチングを行う変調
波を出力すればよいので、２０ｋＨｚから５０ｋＨｚ程
度を用いる。図１１は、３角波発振回路４０の出力波形
を示している。なお、３角波発振回路４０は、図１０の
回路に限定されるものでなく、規定の振幅と周期をもつ
３角波が得られる回路であれば他の回路でもよい。

【００２７】・ｓｉｎ比較回路４１ｓおよびｓｉｎ休止
期間回路４２ｓｓｉｎ比較回路４１ｓは、図１２に示すように、演算増
幅器を主体として構成され、ｓｉｎ誤差増幅回路３８ｓ
から入力した誤差信号と、３角波発振回路４０から入力
した３角波信号とをこのｓｉｎ比較回路４１ｓにて比較
し、出力として出力電圧波形を制御決定するためのＰＷ
Ｍ信号を得る。

【００２８】ｓｉｎ休止期間回路４２ｓには、ＰＷＭ信
号に対して、図１に示すｓｉｎインバータ回路部１３ｓ
のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２が同時にオンしないようデッ
ドタイムを得るための時定数回路として、ダイオードＤ
５、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３からなる第１の時定数回
路５８と、ダイオードＤ６、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ４
からなる第２の時定数回路５９とにより、それぞれのオ
ン時間とオフ時間の休止期間を設け、そしてナンドゲー
トＺ１３、Ｚ１４により最終的なＰＷＭ信号を得る。

【００２９】前記デッドタイムは、キャリア周波数の周
期の５％程度とするのが望ましく、キャリア周波数を２
０ｋＨｚ（周期５０μｓ）とした場合、２〜３μｓ程度
となる。図１３において、（ａ）は、ｓｉｎ休止期間回
路４２ｓの入力波形を示し、また、（ｂ）は、デッドタ
イムを持った出力波形を示している。

【００３０】また、図１２に示すｓｉｎ比較回路４１ｓ
において、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ５は、３角波発振回
路４０からの３角波が正側または負側に偏って直流重畳
するのを防止し、０Ｖに対して常に正負対称波形を得る
ものである。前記ｓｉｎ比較回路４１ｓおよびｓｉｎ休
止期間回路４２ｓは、図１２の回路に限定されるもので
はなく、同等の特性またはそれ以上の特性を有し、規定
のデッドタイムが得られる回路であれば他の回路でもよ
い。

【００３１】なお、図１２では、ｓｉｎ比較回路４１ｓ
およびｓｉｎ休止期間回路４２ｓについて説明したが、
ｃｏｓ比較回路４１ｃおよびｃｏｓ休止期間回路４２ｃ
についても同様の構成および動作である。

【００３２】２．電力変換部４・入力回路１１および整流平滑回路１２図１４に示すように、入力回路１１は、交流入力ライン
６２に対する保護回路としてのヒューズ６４、ＥＭＩ防
止のインダクタンス素子Ｌ、コンデンサＣ５、Ｃ６から
なるノイズフィルタ回路６７と、電源投入時のコンデン
サＣ７、Ｃ８の充電電流を抑える抵抗Ｒ５、リレーや半
導体によるスイッチ素子６８、遅延回路６９からなる突
入電流抑制回路７０とで構成され、後段の整流平滑回路
１２へ接続される。なお、入力回路１１は、図１４の回
路に限定されるものでなく、同等の特性またはそれ以上
の特性を有する回路であれば、他の回路でもよい。

【００３３】前記入力回路１１からの交流入力は、２個
のダイオードＤ７、Ｄ８と、２個のコンデンサＣ７、Ｃ
８による半波倍電圧回路によって整流平滑され、交流入
出力線のそれぞれの一方を結合した共通ライン６３を０
Ｖとして正と負の直流電圧を得る。入力電圧がＡＣ１０
０Ｖであれば、概ね＋１４１Ｖと−１４１Ｖが得られ
る。

【００３４】・ｓｉｎインバータ回路部１３ｓ図１５に示すように、ｓｉｎインバータ回路部１３ｓ
は、２個のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を正と負のコンデン
サＣ９、Ｃ１０に接続して、ハーフブリッジ型インバー
タを構成し、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するためフ
ォトカプラ７３、７４などの絶縁手段を介してオン、オ
フさせるものである。

【００３５】スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の駆動電源を得る
ため、スイッチ素子Ｑ２側では、オフ時のＤ−Ｓ間電圧
を抵抗Ｒ６とダイオードＤ９で整流してコンデンサＣ１
１に電荷を蓄えるといういわゆるブートストラップ回路
により駆動電源を供給し、ツェナーダイオードＺＤ１０
で定電圧化する。また、スイッチ素子Ｑ１側では、ダイ
オードＤ１１によりスイッチ素子Ｑ２オン時に、スイッ
チ素子Ｑ１側のコンデンサＣ１２にも電荷を蓄えて、ス
イッチ素子Ｑ１側の駆動電源を得るといういわゆるチャ
ージポンプ回路により駆動電源を供給するものである。

【００３６】また、別の方法として、外部回路から絶縁
した別電源をスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の駆動電源として
それぞれの駆動回路に供給するか、または、パルストラ
ンスで駆動する方法もあり、この場合であれば、パルス
トランス駆動側の制御回路の電源を絶縁してスイッチ素
子Ｑ１、Ｑ２の駆動電源に使用することができる。

【００３７】なお、前記コンデンサＣ９、Ｃ１０は、ｓ
ｉｎインバータ回路部１３ｓのスイッチング電流を流す
バイパス用のフィルムコンデンサであり、整流平滑回路
１２のコンデンサＣ７、Ｃ８をｓｉｎインバータ回路部
１３ｓに近く配置し、インピーダンスを充分低くするこ
とが可能であれば、コンデンサＣ９、Ｃ１０を省略する
こともできる。

【００３８】ＰＷＭ変調されたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２
の出力は、規定の出力電圧と周波数に合致した３角波発
振回路４０のキャリア周波数でＰＷＭ変調された矩形波
となり、これを平滑するため、Ｌ１とコンデンサＣ１３
からなるＬＣフィルタ回路４４を用いて、必要とする電
圧と周波数の交流出力電圧を得る。

【００３９】なお、図１５では、ｓｉｎインバータ回路
部１３ｓについて説明したが、ｃｏｓインバータ回路部
１３ｃについても同様の構成および動作である。

【００４０】・過電流保護回路４３図１６に示すよう
に、交流出力回路の過電流保護回路４３は、ｓｉｎ波出
力とｃｏｓ波出力の電流をｓｉｎ過電流検出部４６ｓと
ｃｏｓ過電流検出部４６ｃとで検出する。これらのｓｉ
ｎ過電流検出部４６ｓとｃｏｓ過電流検出部４６ｃは、
それぞれの出力に直列挿入したカレントトランスＴ１、
Ｔ２により、巻線ｎ１とｎ２の巻線比で１次電流を２次
電流に変換し、さらに２次側の回路電流を抵抗Ｒ７で電
圧に変換して行う。

【００４１】出力の平均電流に対する過電流保護は、ｓ
ｉｎ過電流検出部４６ｓ、ｃｏｓ過電流検出部４６ｃの
出力を全波整流器４７で整流し、ダイオードＤ１０のオ
アゲートを経て、その後、コンデンサＣ１１で平滑した
電圧により、ｓｉｎ波出力とｃｏｓ波出力の平均電流が
設定電流以上に流れた場合、２相発振回路３４のｓｉｎ
波出力とｃｏｓ波出力の振幅を同時に制限し、スイッチ
素子Ｑ１、Ｑ２のオン時間を少なくすることにより、結
果的に交流出力電圧を低下して過電流保護回路４３の一
部を構成する。

【００４２】また、スイッチング周期毎の過電流保護
は、図１７（ａ）に示す３角波発振回路４０の３角波出
力をインバータＺ１６、アンドゲートＺ１７でクロック
信号に変換し、フリップフロップ回路Ｚ１５をスイッチ
ング周期毎に図１７（ｃ）のＳ信号でセットして、カレ
ントトランスＴ１、Ｔ２の出力を整流後、平滑せずに、
スイッチング周期毎のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のピーク
電流を検出し、設定電流以上に電流が流れた場合、比較
器Ｚ１８で比較検出して図１７（ｄ）のＲ信号でフリッ
プフロップ回路Ｚ１５をリセットする。すると、前記ｓ
ｉｎ比較回路４１ｓ（ｃｏｓ比較回路４１ｃ）とｓｉｎ
休止期間回路４２ｓ（ｃｏｓ休止期間回路４２ｃ）の間
に設けたアンドゲートＺ１９、Ｚ２０により、スイッチ
素子Ｑ１、Ｑ２の駆動信号を停止し、スイッチ素子をオ
フさせる。前記クロック信号によりフリップフロップ回
路Ｚ１５をセットすることにより、スイッチング周期毎
のいわゆるパルスバイパルスの動作となり過電流保護回
路４３の一部を構成する。

【００４３】なお、この過電流保護回路４３は、用途に
よって平均電流のみ、ピーク電流のみまたは両方を用い
てもよい。また、図１６の回路に限定されるものではな
く、同等のまたはそれ以上の特性を有する回路であれ
ば、他の回路でもよい。

【００４４】図１８（ａ）（ｂ）は、本発明の２相イン
バータ回路９において、ｓｉｎインバータ回路部１３ｓ
における基準ｓｉｎ波およびｃｏｓインバータ回路部１
３ｃにおける基準ｃｏｓ波と３角波を比較したＰＷＭ信
号によるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の信号と変調出力と平
滑したＡＣ出力の波形を示している。

【００４５】以上のように、本発明では、２相インバー
タ回路９を構成するため、入力回路１１および整流平滑
回路１２、２相発振回路３４、高速起動回路３７、正相
／逆相回路３５、３角波発振回路４０は、ｓｉｎ波出力
とｃｏｓ波出力に対して共通に使用できるので、それぞ
れ１回路設ければよく、また、インバータ回路部１３、
交流出力電圧検出回路３９および誤差増幅回路３８、比
較回路４１および休止期間回路４２、過電流保護回路４
３は、ｓｉｎ波出力用とｃｏｓ波出力用にそれぞれ２組
設ければよい。

【００４６】

【発明の効果】本発明によれば、回転磁界を発生する固
定されたステータ１７と、回転自在に指示した着脱自在
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６を、簡単な構
成の２相インバータ回路９で回転数制御やトルク制御す
ることができ、従来の３相インバータ回路３と３相誘導
モータ２による構成よりも簡単に、かつ、安価に提供す
ることができる。

【００４７】高速起動回路３７を用いることにより、停
止中の２相誘導モータ１６を高速で起動回転することが
できる。

【００４８】正相／逆相回路３５を用いることにより、
高速回転中の２相誘導モータ１６の急停止が簡単な回路
で実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による２相インバータ回路９の一実施例
を示す電気回路図である。

【図２】２相誘導モータ１６の縦断面図である。

【図３】２相誘導モータ１６のステータ１７の分解斜視
図である。

【図４】本発明による２相インバータ回路９の一実施例
を示すブロック図である。

【図５】図４における２相発振回路３４の電気回路図で
ある。

【図６】図５における２相発振回路３４の出力波形図で
ある。

【図７】図４における正相／逆相回路３５の電気回路図
である。

【図８】図７における正相／逆相回路３５の出力波形図
である。

【図９】図４における交流出力電圧検出回路３９と誤差
増幅回路３８の電気回路図である。

【図１０】図４における３角波発振回路４０の電気回路
図である。

【図１１】図１０における３角波発振回路４０の出力波
形図である。

【図１２】図４における比較回路４１と休止期間回路４
２の電気回路図である。

【図１３】図１２における比較回路４１と休止期間回路
４２の出力波形図である。

【図１４】図４における入力回路１１と整流平滑回路１
２の電気回路図である。

【図１５】図４におけるインバータ回路部１３の電気回
路図である。

【図１６】図４における過電流保護回路４３の電気回路
図である。

【図１７】図１６における過電流保護回路４３の動作波
形図である。

【図１８】（ａ）は、図４におけるｓｉｎインバータ回
路部１３ｓの動作波形図、（ｂ）は、図４におけるｃｏ
ｓインバータ回路部１３ｃの動作波形図である。

【図１９】従来の３相インバータ回路３を示す電気回路
図である。

【図２０】従来の３相誘導モータ２の駆動波形図であ
る。

【符号の説明】

２…３相誘導モータ、３…従来の３相インバータ回路、
４…電力変換部、５…制御回路、７…励磁コイル、８…
ロータ、９…本発明の２相インバータ回路、１０…入力
端子、１１…入力回路、１２…整流平滑回路、１３、１
３ｓ、１３ｃ…インバータ回路部、１４…制御回路、１
５、１５ｓ、１５ｃ…出力端子、１６…２相誘導モー
タ、１７…ステータ、１８…ロータ、１９…ロータ基
台、２０…シャフト、２１…軸受、２２…回転板、２３
…ステータ基台、２４…凹部、２５…磁気台座、２６…
コア、２７…励磁コイル、２８…ステータコイル、２９
…ステータコイル枠、３０…嵌合孔、３１…天板、３２
…固定ねじ、３３…制御電源部、３４…２相発振回路、
３５…正相／逆相回路、３６…オン／オフ回路、３７…
高速起動回路、３８、３８ｓ、３８ｃ…誤差増幅回路、
３９、３９ｓ、３９ｃ…交流出力電圧検出回路、４０…
３角波発振回路、４１、４１ｓ、４１ｃ…比較回路、４
２、４２ｓ、４２ｃ…休止期間回路、４３…過電流保護
回路、４４…ＬＣフィルタ回路、４５…ＦＥＴ、４６、
４６ｓ、４６ｃ…過電流検出部、４７…全波整流器、４
８…正相／逆相切換えスイッチ、４９、５０…切換えス
イッチ、５８…第１の時定数回路、５９…第２の時定数
回路、６２…交流入力ライン、６３…共通ライン、６４
…ヒューズ、６７…ノイズフィルタ回路、６８…スイッ
チ素子、６９…遅延回路、７０…突入電流抑制回路、７
３、７４…フォトカプラ、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ
５、Ｑ６…スイッチ素子、ＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３、Ｚ
Ｄ４、ＺＤ１０…ツェナーダイオード、Ｄ…ダイオー
ド、Ｃ…コンデンサ、Ｒ…抵抗、Ｚ…演算増幅器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回転磁界を発生するステータ１７と、こ
のステータ１７に近接して回転自在に支持した着脱可能
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６において、前
記ステータ１７を構成する円形に配置された偶数個のス
テータコイル２８に対して、奇数番目のステータコイル
２８同士および偶数番目のステータコイル２８同士をそ
れぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同一振
幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力するイン
バータ回路部１３を、前記それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生するようにしたことを特徴
とする２相誘導モータ用２相インバータ回路。
【請求項２】回転磁界を発生するステータ１７と、こ
のステータ１７に近接して回転自在に支持した着脱可能
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６において、前
記ステータ１７を構成する円形に配置された偶数個のス
テータコイル２８に対して、奇数番目のステータコイル
２８同士および偶数番目のステータコイル２８同士をそ
れぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同一振
幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力するイン
バータ回路部１３を、前記それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生し、前記２相誘導モータ１
６を制御するため、ｓｉｎ波およびｃｏｓ波の振幅を同
時に可変することにより、ロータ１８の回転数を制御す
るようにしたことを特徴とする２相誘導モータ用２相イ
ンバータ回路。
【請求項３】回転磁界を発生するステータ１７と、こ
のステータ１７に近接して回転自在に支持した着脱可能
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６において、前
記ステータ１７を構成する円形に配置された偶数個のス
テータコイル２８に対して、奇数番目のステータコイル
２８同士および偶数番目のステータコイル２８同士をそ
れぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同一振
幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力するイン
バータ回路部１３を、前記それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生し、前記２相誘導モータ１
６を制御するため、ｓｉｎ波およびｃｏｓ波の周期を同
時に可変することにより、ロータ１８の回転数を制御す
るようにしたことを特徴とする２相誘導モータ用２相イ
ンバータ回路。
【請求項４】回転磁界を発生するステータ１７と、こ
のステータ１７に近接して回転自在に支持した着脱可能
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６において、前
記ステータ１７を構成する円形に配置された偶数個のス
テータコイル２８に対して、奇数番目のステータコイル
２８同士および偶数番目のステータコイル２８同士をそ
れぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同一振
幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力するイン
バータ回路部１３を、前記それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生し、停止した前記２相誘導
モータ１６を短時間で起動回転するため、前記インバー
タ回路部１３に結合された交流入力電圧検出回路３９を
制御してｓｉｎ波およびｃｏｓ波の出力電圧を同時に高
くして、ステータコイル２８の回転磁界を増強させるよ
うにしたことを特徴とする２相誘導モータ用２相インバ
ータ回路。
【請求項５】回転磁界を発生するステータ１７と、こ
のステータ１７に近接して回転自在に支持した着脱可能
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６において、前
記ステータ１７を構成する円形に配置された偶数個のス
テータコイル２８に対して、奇数番目のステータコイル
２８同士および偶数番目のステータコイル２８同士をそ
れぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同一振
幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力するイン
バータ回路部１３を、前記それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生し、停止した２相誘導モー
タ１６を短時間で起動回転するため、前記２相発振回路
３４を制御してｓｉｎ波およびｃｏｓ波の出力周波数を
同時に低くして、ステータコイル２８の回転磁界を増強
させるようにしたことを特徴とする２相誘導モータ用２
相インバータ回路。
【請求項６】回転磁界を発生するステータ１７と、こ
のステータ１７に近接して回転自在に支持した着脱可能
なロータ１８からなる２相誘導モータ１６において、前
記ステータ１７を構成する円形に配置された偶数個のス
テータコイル２８に対して、奇数番目のステータコイル
２８同士および偶数番目のステータコイル２８同士をそ
れぞれ直列に接続し、２相発振回路３４による同一振
幅、同一周期のｓｉｎ波およびｃｏｓ波を出力するイン
バータ回路部１３を、前記それぞれのステータコイル２
８に接続して回転磁界を発生し、回転する２相誘導モー
タ１６を停止するため、ｓｉｎ波またはｃｏｓ波のいず
れか一方の波形を反転し、ステータコイル２８の回転磁
界を逆転させるようにしたことを特徴とする２相誘導モ
ータ用２相インバータ回路。