JP2666167B2 - 圧電振動子駆動回路 - Google Patents
圧電振動子駆動回路Info
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Description
係り、とくにボルト締めランジュバン振動子、霧化器
(加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼器)用振動子、超音波
加工機用振動子等の圧電振動子を駆動するための圧電振
動子駆動回路に関する。
霧化器用振動子、超音波加工機用振動子等の圧電振動子
を駆動するための圧電振動子駆動回路としては、各種回
路が提案されているが、その内、圧電振動子の共振周波
数の変化に追従可能な圧電振動子駆動回路が知られてい
る(例えば特開平1−293170号)。
波数の変化に追従可能でかつ圧電振動子の電流を一定に
制御可能な圧電振動子駆動回路が提案されており、この
圧電振動子駆動回路を図9に示す。
直流出力電圧を可変制御可能なDC−DCコンバータ2
1と、圧電振動子TDの共振周波数を追尾しながら該圧
電振動子を駆動する圧電振動子駆動部20とで構成され
ている。DC−DCコンバータ21には電源スイッチS
Wを介しバッテリBaからの直流入力電圧が供給され
る。DC−DCコンバータ21の主回路は、入力側のコ
ンデンサC20及びチョークコイルCH20、スイッチ
ング用トランジスタQ20、整流用ダイオードD20、
及び平滑用コンデンサC21を有している。さらに、D
C−DCコンバータ21は、パルス幅制御部23、始動
制御回路24、定電圧制御部28、パワーコントロール
部29、及び過電圧保護回路31を備えている。
圧)を、基準値と比較して、その出力パルス幅を変化さ
せるパルス幅制御(PWM)を行っており、該パルス幅
制御部23の出力パルスで、スイッチング用トランジス
タQ20をスイッチング制御する。具体的には、入力値
(入力電圧)が小さい時は出力パルス幅を大きくし(オ
ンデューティを大にする)、入力値が大きければ、出力
パルス幅を小さくする(オンデューティを小さくする)
ようにパルス幅制御する。
24とコンデンサC22から成る遅延回路、インバータ
INV、トランジスタQ21、抵抗R22,R23が設
けられており、前記遅延回路には、定電圧制御部28の
出力電圧(定電圧)が印加するように構成されている。
該始動制御回路24は始動時のみパルス幅制御部23へ
の入力値を小さくしてDC−DCコンバータ21の出力
を大きくするためのものである。
タ21の直流出力電圧V0を入力として定電圧化し、前
記遅延回路に定電圧を印加するものである。
0,R21、可変抵抗VRを設けている。このパワーコ
ントロール部29には、圧電振動子駆動部20からフィ
ードバックされたフィードバック信号(圧電振動子の電
流に比例した電圧)を入力し、入力電圧を、可変抵抗V
Rと抵抗R21で分圧する。分圧した電圧は、抵抗R2
0を介してパルス幅制御部23に入力する。この場合、
可変抵抗VRは、利用者が手動調整できるようにしてあ
り、この抵抗値を変えることにより、パルス幅制御部2
3の入力電圧を可変調整できるようになっている。
ド(ツェナーダイオード)ZD、抵抗R25、ダイオー
ドD21を設ける。この過電圧保護回路31では、定電
圧ダイオードZDと抵抗R25によって、DC−DCコ
ンバータ21の直流出力電圧V0の過電圧を検出してお
り、過電圧検出時には、パルス幅制御部23の入力値を
大きくする。即ち、通常時は定電圧ダイオードZDに電
流が流れないが、DC−DCコンバータ21の出力電圧
が過電圧になると、定電圧ダイオードZDに電流が流れ
る。このため、抵抗R25にも電流が流れる。この時抵
抗R25に発生する直流電圧は、ダイオードD21を介
してパルス幅制御部23に入力する。この場合、DC−
DCコンバータ21の出力電圧が高い程、パルス幅制御
部23の入力電圧は大きくなる。
前記パルス幅制御部23の出力パルス幅制御によりトラ
ンジスタQ20のオン/オフ制御を行い、コンデンサC
21の両端に、DC−DCコンバータの直流出力電圧V
0を発生するが、この出力電圧V0は、前記出力パルス幅
が大きければ大きくなり、出力パルス幅が小さければ小
さくなる。
1、2次巻線W2、リセット巻線Wrを具備したトラン
スT1、チョークコイルCH、電流検出用抵抗R3、ク
ランプ用ダイオードD1、スイッチング用トランジスタ
(パワーMOSFET)Q22、電流位相検出用波形整
形器1、IC5、及び平滑整流回路32を設ける。前記
2次巻線W2には、チョークコイルCH及び電流検出用
抵抗R3を介し圧電振動子TDを接続する。
3と同相比較器4を有しており、同相比較器4には圧電
振動子TDの電流位相を示す波形整形器1の出力が印加
されるとともに、トランスT1の2次巻線W2の電圧位
相に実質的に一致するVCO3の出力が印加されてい
る。即ち、VCO3の出力は、スイッチング用トランジ
スタQ22をオン/オフ制御する信号であるから、この
信号の位相は、トランスT1の2次側電圧と同位相であ
る。従って、2次巻線W2から電圧位相信号を取り出す
かわりに、VCO3の出力を用いても同じ制御ができる
ことになる。
コンデンサC23を設けている。ここでは、圧電振動子
の電流に比例した抵抗R3の電圧を平滑整流回路32に
入力し、ダイオードD22で整流した後、コンデンサC
23で平滑化して直流電圧に変換し圧電振動子TDの電
流に比例したフィードバック信号を作成して前記パワー
コントロール部29に供給している。
O3の出力で駆動されるスイッチング用トランジスタQ
22でトランスT1の1次側をスイッチングし、トラン
ス2次巻線W2に方形波電圧を発生するが、圧電振動子
TDに直列に適切な値のチョークコイルCHを挿入し、
圧電振動子TDの電圧、電流をほぼ正弦波として駆動し
ている。また、トランス2次巻線W2両端の電圧位相と
圧電振動子TDに流れる電流位相とが常に一致するよう
に同相比較器4を介しVCO3の発振周波数を制御して
圧電振動子TDの共振周波数の変化に追従するようにし
ている(同相比較器4は位相差に比例した制御電圧をV
CO3に出すことで、常に位相差が零に近付くようにV
CO3を制御している。)。すなわち、トランス2次巻
線両端の電圧位相と2次巻線に接続された回路ループの
電流位相とに位相差が存在しないことは圧電振動子TD
とチョークコイルCHとの直列回路のインピーダンスが
純抵抗に近い状態であり、圧電振動子TDも共振周波数
近傍で動作していることを意味する。
DC−DCコンバータ21は動作を開始し、直流出力電
圧V0を出力する。
は、始動制御回路24のコンデンサC22は放電された
状態となっていて、前記直流出力電圧V0が発生する
と、定電圧制御部28の出力電圧(定電圧)によってコ
ンデンサC22が抵抗R24を介して充電を開始する。
コンデンサC22の充電初期には、インバータINVに
入力する電圧は小さいため、インバータINVの出力電
圧が大きくなって、トランジスタQ21をオン状態にす
る。トランジスタQ21がオンになると、パルス幅制御
部23の入力は、抵抗R22を介して接地された状態と
なる。この場合、抵抗R22の抵抗値を極めて小さくし
ておけば、パルス幅制御部23の入力値は極めて小さく
なる。
電されると、インバータINVの出力電圧が小さくな
り、トランジスタQ21がオフとなる。このため、抵抗
R22が開放状態となり、パルス幅制御部23には、パ
ワーコントロール部29からの電圧が入力するようにな
る。
(R24,C22の時定数で定まる時間)までは、トラ
ンジスタQ21がオンで、パルス幅制御部23の入力値
(入力電圧)が小さく、その後の定常状態ではトランジ
スタQ21がオフで、パルス幅制御部23の入力値は、
パワーコントロール部29の出力電圧値となる。
圧)を基準値と比較しながら出力パルスのパルス幅を制
御するが、入力電圧が小さい時は出力パルス幅が広くな
る(オンデューティを大にする)ようにし、入力電圧が
大きいときは出力パルス幅が狭くなるように制御を行
う。
Cコンバータ21の出力電圧V0が大きくなり、パルス
幅が狭いと出力電圧V0が小さくなる。従って、電源ス
イッチSWの投入初期(始動時)の所定時間内は、DC
−DCコンバータの出力電圧V0が大きく、前記所定時
間経過後の定常状態では出力電圧V0は小さくなる。
短時間に大電力を供給し、その後の定常時には供給電力
を適正な値にまで下げるようにすることができる。
TDに流れる電流(ほぼ正弦波状の電流)を検出して、
DC−DCコンバータ21へフィードバックし、パルス
幅制御部23の入力値として制御を行う。すなわち、圧
電振動子電流に比例した抵抗R3の電圧降下を整流平滑
回路32で整流平滑したフィードバック信号をパワーコ
ントロール部29に入力し、ここで可変抵抗VRと抵抗
R21で分圧し、分圧した電圧を抵抗R20を介してパ
ルス幅制御部23へ入力する。
基準値と比較してパルス幅制御を行い、その出力パルス
でトランジスタQ20をオン/オフ制御する。この場
合、パルス幅制御部23の入力電圧は、圧電振動子TD
に流れる電流(駆動電流)に比例した値であるから、前
記電流を一定とするようにパルス幅制御を行う。
さくなると、パルス幅制御部23の入力電圧は小さくな
る。その結果、パルス幅制御部23の出力パルス幅は広
くなり、DC−DCコンバータの出力電圧V0を高く
し、圧電振動子TDに流れる電流を増加させる。
大きくなった場合には、パルス幅制御部23の入力電圧
は大きくなるので、その出力パルス幅は狭くなる。その
結果、DC−DCコンバータ21の出力電圧V0は低く
なり、圧電振動子TDに流れる電流は小さくなる。
り、圧電振動子TDに流れる電流が常に一定となるよう
にすることができる。
抗VRを、手動調整すれば、パルス幅制御部23の入力
電圧が可変できる。その結果、DC−DCコンバータ2
1の出力電圧V0を可変できるから、前記手動調整によ
り、圧電振動子TDに供給する電力を制御できる。
うにして常に一定値となるように制御されるが、可変抵
抗VRの調整時や、圧電振動子TDを回路から取り外し
たような場合に、パルス幅制御部23の入力電圧が急に
小さくなるか、または0になることがある。
は、出力パルス幅を広くして(オンデューティを大きく
して)DC−DCコンバータ21の出力電圧V0を高く
するように制御する。
に高くなり過電圧となる。この時、定電圧ダイオードZ
Dがオンとなって電流を流し、抵抗R25にも電流が流
れる。抵抗R25に電流が流れると、その端子に電圧が
発生し、ダイオードD21を介してパルス幅制御部23
に入力する。このため、パルス幅制御部23では、入力
電圧(この場合抵抗R25に発生した電圧)が高くな
り、その出力パルス幅を狭くする。
電圧V0は、低くなるように制御される。前記出力電圧
V0が低くなり、定電圧ダイオードZDがオフ(電流を
流さない状態)になると、過電圧保護回路31の出力は
なくなる。
の従来回路は、定常時において圧電振動子TDに流す電
流を一定値に制御することができるが、圧電振動子TD
の機械的な負荷が大きく変動するような条件下では以下
に説明するような問題が生じる。
子41をフランジ付きナット(又はワッシャとナットと
の組み合わせ)42で締め付け一体化した圧電振動子T
Dの1例であり、ボルト締めランジュバン振動子と類似
の構造を持つ霧化器(加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼
器)用振動子として使用できるものである。この場合、
圧電振動子TDの機械的負荷が無い場合には、超音波の
振幅は曲線(イ)のように充分大きいが、仮想線43で
示す機械的負荷が外部的要因により加わると、圧電振動
子TDの駆動電流を一定値に制御している条件下では超
音波の振幅は曲線(ロ)のようにかなり減少してしま
い、圧電振動子TDに要求された仕事(液体の霧化、噴
霧、又は機械加工等)を果せなくなる問題が発生する。
ける圧電振動子の超音波振動の振幅の減少を防止し、圧
電振動子の機械的負荷変動に対して圧電振動子の超音波
振動の振幅をほぼ一定に安定化することが可能な圧電振
動子駆動回路を提供することを目的とする。
に、本発明の圧電振動子駆動回路は、圧電振動子の共振
周波数を追尾しながら該圧電振動子を駆動する圧電振動
子駆動部と、該圧電振動子駆動部への供給電圧となる直
流出力電圧を可変制御するDC−DCコンバータとを備
えており、前記DC−DCコンバータは、前記圧電振動
子に流れる電流に比例した第1のフィードバック信号及
び当該DC−DCコンバータの直流出力電圧に比例した
第2のフィードバック信号を受ける制御部を有し、該制
御部は前記第1のフィードバック信号を第2のフィード
バック信号で補正した制御信号に基づいて当該DC−D
Cコンバータの直流出力電圧の制御を行い、前記第2の
フィードバック信号が前記DC−DCコンバータの直流
出力電圧増加を示すとき、前記DC−DCコンバータの
直流出力電圧を増加させる方向に前記第1のフィードバ
ック信号を補正する構成である。
振動子に流れる電流に対応した第1のフィードバック信
号のみならずDC−DCコンバータの出力電圧に対応し
た第2のフィードバック信号を用いている。圧電振動子
は機械的負荷が重くなるのに従って共振点でのインピー
ダンスは増大するため、DC−DCコンバータの出力電
圧に対応する第2のフィードバック信号は、当該圧電振
動子の負荷状態を実質的に表していることになる。従っ
て、第1のフィードバック信号で圧電振動子に流れる電
流を検知してDC−DCコンバータの制御を行うととも
に、第2のフィードバツク信号により圧電振動子の負荷
状態を検知してDC−DCコンバータの制御を行うこと
ができ、前記第2のフィードバック信号が前記DC−D
Cコンバータの出力電圧増加を示すときはDC−DCコ
ンバータの直流出力電圧をさらに増加する方向に制御す
ることができる。つまり、前記DC−DCコンバータの
制御部は前記第1のフィードバック信号を第2のフィー
ドバック信号で補正した制御信号に基づいて当該DC−
DCコンバータの直流出力電圧の制御を行い、前記第2
のフィードバック信号が前記DC−DCコンバータの直
流出力電圧増加を示すとき、前記DC−DCコンバータ
の直流出力電圧を増加させる方向に前記第1のフィード
バック信号を補正することで、重負荷時における圧電振
動子の超音波振動の振幅の減少を防止し、振幅をほぼ一
定に安定化できる。
施例を図面に従って説明する。
子TDの電流に比例した第1のフィードバック信号S1
を整流平滑回路32で作成するととに、第2のフィード
バック信号S2をDC−DCコンバータ21の直流出力
電圧から得ている(必要に応じてコンバータ出力を分圧
したものでもよい)。この第2のフィードバック信号S
2はDC−DCコンバータ21の直流出力電圧に比例し
ており、圧電振動子TDの機械的負荷の軽重を示す。す
なわち、負荷が重いときは第2のフィードバック信号S
2の電圧値が大きくなり、負荷が軽いときは第2のフィ
ードバック信号S2の電圧値は小さくなる。
部23の前段に出力制御部51をさらに有している。こ
の出力制御部51は、等価的に可変抵抗Rxで示される
可変抵抗回路部52と、抵抗R32との直列回路からな
り、該直列回路に対して圧電振動子TDの電流に比例し
た第1のフィードバック信号S1が印加されるととも
に、可変抵抗回路部52の制御入力端53に圧電振動子
TDの機械的負荷の軽重を示す第2のフィードバック信
号S2が印加されている。そして、可変抵抗回路部に5
2と抵抗R32との接続点である制御出力端54が前記
パルス幅制御部23に接続されている。このパルス幅制
御部23及び出力制御部51が、第1及び第2のフィー
ドバック信号S1,S2を受けてDC−DCコンバータ
21の直流出力電圧を制御する制御部として機能する。
その他の構成部分は、図9の従来回路と同様である。但
し、始動制御回路24、定電圧制御部28及び過電圧保
護回路31は本実施例の動作の本質には無関係であるの
で省略することも可能である。
価的に可変抵抗Rxで示される可変抵抗回路部52はト
ランジスタQ30と、差動増幅器(演算増幅器)OP
と、基準電圧源55とからなっている。ここで、第1の
フィードバック信号S1の電圧値をV1、第2のフィー
ドバック信号S2の電圧値をV2、出力制御部51の制
御出力端54の電圧値をV3、基準電圧源55の電圧値
をVrefとしたとき、 V3=Vop−VBE …(1) (但し、Vop:差動増幅器の出力電圧値、VBE:ト
ランジスタQ30のベース、エミッタ間電圧) Vop=(Vref−V2)×Av …(2) {但し、Vref≧V2、Av:差動増幅器の増幅率(一定)} (1),(2)式より第2のフィードバック信号S2の
電圧値V2が増加するとパルス幅制御部23への制御出
力電圧値V3が減少するような特性が得られる。すなわ
ち、これは図3のように第2のフィードバック信号S2
がΔV2だけ増加したとき可変抵抗RxがΔRxだけ増
加する特性であり、第2のフィードバック信号S2の電
圧値V2と制御出力電圧値V3との関係は図4のように
なり、第2のフィードバック信号S2がDC−DCコン
バータ21の直流出力電圧増加を示すとき、DC−DC
コンバータ21の直流出力電圧を増加させる方向に前記
第1のフィードバック信号S1を補正している。
TDの機械的負荷が重くなると、圧電振動子TDのイン
ピーダンスが増大し、出力制御部51が受ける第2のフ
ィードバック信号S2の電圧値V2が増加する。この結
果、パルス幅制御部23への出力電圧値V3は図4から
判るように低下し、パルス幅制御部23がDC−DCコ
ンバータ21のスイッチング用トランジスタQ20のベ
ースに印加する出力パルス幅を広くし、DC−DCコン
バータ21の出力電圧を高くする。すなわち、図5の太
線(ハ)のように、圧電振動子TDのインピーダンスと
圧電振動子の電流との関係は右上がりとなり、また図6
の太線(ニ)のように、圧電振動子TDのインピーダン
スと圧電振動子両端の電圧との関係も右上がりとなり、
負荷の増大にともなって圧電振動子への入力電力を充分
増加させ得ることを示す。図5及び図6の細線(ホ),
(ヘ)は図9の従来回路の場合であり、図5の細線
(ホ)のように負荷変動にかかわらず定電流制御である
ため、負荷が増大した場合の圧電振動子への入力電力の
増加は不充分である。この結果、図7の細線(ト)のよ
うに、圧電振動子TDのインピーダンスの増加と圧電振
動子の機械的負荷の増加とは比例関係にあるが、同図太
線(チ)のように実施例の場合には圧電振動子の超音波
振動の振幅は略一定に維持される。これに反し、図9の
従来回路では点線(リ)の如く圧電振動子の超音波振動
の振幅は機械的負荷が増加すると減少してしまう。図7
の太線(チ)のような特性は、図3のΔRx/ΔV2の比
率を適切に設定することにより実現できる。なお、負荷
条件が安定しているときは、第2のフィードバック信号
S2は殆ど変動しないので、第1のフィードバック信号
S1による図9の従来回路と同様の定電流制御が行われ
る。
合、圧電振動子TDの電流に比例した第1のフィードバ
ック信号S1を作成するための整流平滑回路32とは別
に第2のフィードバック信号S2を作成するための抵抗
R30,R31、及び整流平滑回路50が圧電振動子駆
動部20に設けられている。ここで、抵抗R30,R3
1はトランスT1の2次巻線W2の両端の電圧を分圧す
るもので、抵抗R30とR31の接続点の電圧は、整流
平滑回路50のダイオードD30で整流され、コンデン
サC30で平滑されて直流電圧の第2のフィードバック
信号S2となる。この第2のフィードバック信号S2は
DC−DCコンバータ21の両端の電圧に比例してお
り、圧電振動子TDの機械的負荷の軽重を示す。すなわ
ち、負荷が重いときは第2のフィードバック信号S2の
電圧値が大きくなり、負荷が軽いときは第2のフィード
バック信号S2の電圧値は小さくなる。この図8の実施
例は、第2のフィードバック信号S2を作成する回路構
成が異なること以外は前述の図1の実施例と同じであ
る。
成は、直流出力電圧を可変制御可能なものであれば変更
可能である。また、出力制御部51の回路構成も第1の
フィードバック信号S1と第2のフィードバック信号S
2の両方を受けて、第2のフィードバック信号S2が圧
電振動子両端の電圧増加を示すときにDC−DCコンバ
ータの直流出力電圧を増加する方向に制御する機能を持
つものであればよい。
子駆動回路によれば、圧電振動子に流れる電流に対応し
た第1のフィードバック信号及びDC−DCコンバータ
の出力電圧(機械的負荷の軽重)に対応した第2のフィ
ードバック信号を用いてDC−DCコンバータの直流出
力電圧を適切に制御でき、ひていは重負荷時における圧
電振動子の超音波振動の振幅の減少を防止し、圧電振動
子の機械的負荷変動に対して圧電振動子の超音波振動の
振幅をほぼ一定に安定化することが可能である。
す回路図である。
る。
である。
制御部の制御出力電圧値V3との関係を示すグラフであ
る。
流との関係を示すグラフである。
の電圧との関係を示すグラフである。
び圧電振動子の超音波振動の振幅との関係を示すグラフ
である。
る。
振動の振幅の変化を示す説明図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 圧電振動子の共振周波数を追尾しながら
該圧電振動子を駆動する圧電振動子駆動部と、該圧電振
動子駆動部への供給電圧となる直流出力電圧を可変制御
するDC−DCコンバータとを備えた圧電振動子駆動回
路において、前記DC−DCコンバータは、前記圧電振
動子に流れる電流に比例した第1のフィードバック信号
及び当該DC−DCコンバータの直流出力電圧に比例し
た第2のフィードバック信号を受ける制御部を有し、該
制御部は前記第1のフィードバック信号を第2のフィー
ドバック信号で補正した制御信号に基づいて当該DC−
DCコンバータの直流出力電圧の制御を行い、前記第2
のフィードバック信号が前記DC−DCコンバータの直
流出力電圧増加を示すとき、前記DC−DCコンバータ
の直流出力電圧を増加させる方向に前記第1のフィード
バック信号を補正することを特徴とする圧電振動子駆動
回路。
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