JPS6156712B2 - - Google Patents
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- JPS6156712B2 JPS6156712B2 JP55142802A JP14280280A JPS6156712B2 JP S6156712 B2 JPS6156712 B2 JP S6156712B2 JP 55142802 A JP55142802 A JP 55142802A JP 14280280 A JP14280280 A JP 14280280A JP S6156712 B2 JPS6156712 B2 JP S6156712B2
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- speed
- circuit
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
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- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/292—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC
- H02P7/293—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC using phase control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流分巻電動機の速度制御装置に関
し、特にフエイズロツクドループ回路を用いて中
容量直流分巻電動機の回転速度を精密制御する装
置に関する。
し、特にフエイズロツクドループ回路を用いて中
容量直流分巻電動機の回転速度を精密制御する装
置に関する。
一般に、フエイズロツクドループ（以下PLLと
いう）回路はその数多い特長と近年発展のめざま
しい半導体集積回路技術とが相まつて広範囲の分
野に使用されており、特にこのPLL回路を直流分
巻電動機の速度制御に用いると、従来のタコゼネ
レータ式の速度制御と比較して著しい性能の向上
がみられる。
いう）回路はその数多い特長と近年発展のめざま
しい半導体集積回路技術とが相まつて広範囲の分
野に使用されており、特にこのPLL回路を直流分
巻電動機の速度制御に用いると、従来のタコゼネ
レータ式の速度制御と比較して著しい性能の向上
がみられる。
第１図は上記PLL回路を直流分巻電動機の速度
制御に用いた従来の装置例を示すものであり、直
流分巻電動機Ｍ１、パルスゼネレータPG、位相
比較回路１、低域フイルタ２およびサーボ増幅器
３によつてPLL回路が構成されている。
制御に用いた従来の装置例を示すものであり、直
流分巻電動機Ｍ１、パルスゼネレータPG、位相
比較回路１、低域フイルタ２およびサーボ増幅器
３によつてPLL回路が構成されている。
すなわち、同装置は、直流分巻電動機Ｍ１の回
転速度に対応した位相を持つパルス信号pf2と予
設定した基準パルス信号pf1との位相差を検出
し、この位相差が零になるように上記電動機Ｍ１
に加える電圧を制御するものである。ここで、サ
ーボ増幅器３はトランジスタ等を用いて構成さ
れ、タコゼネレータ式と比較して、精度的に格段
の向上が見られる。
転速度に対応した位相を持つパルス信号pf2と予
設定した基準パルス信号pf1との位相差を検出
し、この位相差が零になるように上記電動機Ｍ１
に加える電圧を制御するものである。ここで、サ
ーボ増幅器３はトランジスタ等を用いて構成さ
れ、タコゼネレータ式と比較して、精度的に格段
の向上が見られる。
しかし、上述した装置は、サーボ増幅器３にト
ランジスタを用いているという性質上、消費電力
が750ワツト程度までの小容量の電動機を速度制
御する場合には非常に有効な効果が得られたが、
それ以上の消費電力を必要とする中容量の電動機
を速度制御する場合は、上記トランジスタの耐電
圧特性、耐電流特性から無理が生じ、また価格、
取付面積等でも不利な点が多い。
ランジスタを用いているという性質上、消費電力
が750ワツト程度までの小容量の電動機を速度制
御する場合には非常に有効な効果が得られたが、
それ以上の消費電力を必要とする中容量の電動機
を速度制御する場合は、上記トランジスタの耐電
圧特性、耐電流特性から無理が生じ、また価格、
取付面積等でも不利な点が多い。
そこで、第２図に示すように上記トランジスタ
によつて制御されるサーボ増幅器３をサイリスタ
を用いた電源回路に置き換えてPLL回路を構成す
ることが考えられる。
によつて制御されるサーボ増幅器３をサイリスタ
を用いた電源回路に置き換えてPLL回路を構成す
ることが考えられる。
この回路において、いま、信号pf1と信号pf2と
の間に位相差が全く生じていないとすると、位相
比較回路１の出力は無限大のインピーダンスにな
り、低域フイルタ２を構成しているコンデンサＣ
の両端電圧ECはある一定の電圧に保持される。
したがつてサイリスタ電源回路４からは一定電圧
が供給され、電動機Ｍ２の回転速度も一定速度に
保持される。ただし、上記コンデンサＣに直接接
続される点弧回路４′の入力インピーダンスは無
限大であるとする。
の間に位相差が全く生じていないとすると、位相
比較回路１の出力は無限大のインピーダンスにな
り、低域フイルタ２を構成しているコンデンサＣ
の両端電圧ECはある一定の電圧に保持される。
したがつてサイリスタ電源回路４からは一定電圧
が供給され、電動機Ｍ２の回転速度も一定速度に
保持される。ただし、上記コンデンサＣに直接接
続される点弧回路４′の入力インピーダンスは無
限大であるとする。
次に、電動機Ｍ２の回転速度が目標速度よりも
上つた場合、信号pf2の位相が信号pf2の位相より
進むことになり、位相比較回路１からの位相差信
号pf3によつてコンデンサＣの両端電圧ECが下げ
られる。したがつて、点弧回路４′もこれに対応
した点弧動作を行なつてサイリスタ電源回路４の
出力電圧を下げる。これにより電動機Ｍ２は回転
速度が下がるように制御される。
上つた場合、信号pf2の位相が信号pf2の位相より
進むことになり、位相比較回路１からの位相差信
号pf3によつてコンデンサＣの両端電圧ECが下げ
られる。したがつて、点弧回路４′もこれに対応
した点弧動作を行なつてサイリスタ電源回路４の
出力電圧を下げる。これにより電動機Ｍ２は回転
速度が下がるように制御される。
また、逆に電動機Ｍ２の回転速度が目標速度よ
りも下つた場合、信号pf2の位相が信号pf1の位相
より遅れることになり、この位相差信号pf3はコ
ンデンサＣの両端電圧ECを上げるべく作用す
る。したがつて、点弧回路４′もこれに対応した
点弧動作を行なつてサイリスタ電源回路４の出力
電圧を上げ、上記電動機Ｍ２の回転速度を上げる
よう制御する。
りも下つた場合、信号pf2の位相が信号pf1の位相
より遅れることになり、この位相差信号pf3はコ
ンデンサＣの両端電圧ECを上げるべく作用す
る。したがつて、点弧回路４′もこれに対応した
点弧動作を行なつてサイリスタ電源回路４の出力
電圧を上げ、上記電動機Ｍ２の回転速度を上げる
よう制御する。
ところで、位相比較回路１では上述した信号
pf1と信号pf2との位相比較動作を、一方の基準信
号pf1の周波数をf1として（１／f1）秒の周期で行
なうものであり、上記コンデンサＣの両端電圧
ECもその都度上記信号pf1およびpf2の位相差に
応じて修正される。
pf1と信号pf2との位相比較動作を、一方の基準信
号pf1の周波数をf1として（１／f1）秒の周期で行
なうものであり、上記コンデンサＣの両端電圧
ECもその都度上記信号pf1およびpf2の位相差に
応じて修正される。
したがつて、上述した電動機Ｍ１あるいはＭ２
の回転速度も（１／f1）秒単位で見た場合は、常
に遅れたり進んだりしているもので一定速度では
あり得ない。
の回転速度も（１／f1）秒単位で見た場合は、常
に遅れたり進んだりしているもので一定速度では
あり得ない。
すなわち、トランジスタを使用したサーボ増幅
器３によつて電動機Ｍ１の回転速度制御を行なう
第１図に示した装置の場合は、（１／f1）秒毎に上
記位相差に応じた補正電圧を電動機Ｍ１にフイー
ドバツクできたため、安定した制御が成し得た
が、サイリスタ電源回路４によつて電動機Ｍ２の
回転速度制御を行なうこの装置では、上記位相差
に応じた補正電圧を上記（１／f1）秒毎にサイリ
スタの点弧回路４′すなわちサイリスタ電源回路
４へ送り出しても同サイリスタ電源回路４が商用
電源５の脈流電圧を直接使用している関係上、電
動機Ｍ２に対するフイードバツク回数も上記電源
５の周波数によつて制約を受け、精密で安定した
制御には至らない。しかもサイリスタ自体の特性
として、一度点弧されると上記電源５の脈流周期
が終了するまで電流を流し続け、トランジスタの
ように途中で電流を止めるなどの制御が効かな
い。
器３によつて電動機Ｍ１の回転速度制御を行なう
第１図に示した装置の場合は、（１／f1）秒毎に上
記位相差に応じた補正電圧を電動機Ｍ１にフイー
ドバツクできたため、安定した制御が成し得た
が、サイリスタ電源回路４によつて電動機Ｍ２の
回転速度制御を行なうこの装置では、上記位相差
に応じた補正電圧を上記（１／f1）秒毎にサイリ
スタの点弧回路４′すなわちサイリスタ電源回路
４へ送り出しても同サイリスタ電源回路４が商用
電源５の脈流電圧を直接使用している関係上、電
動機Ｍ２に対するフイードバツク回数も上記電源
５の周波数によつて制約を受け、精密で安定した
制御には至らない。しかもサイリスタ自体の特性
として、一度点弧されると上記電源５の脈流周期
が終了するまで電流を流し続け、トランジスタの
ように途中で電流を止めるなどの制御が効かな
い。
このように、サイリスタを使用して電動機の回
転速度を制御する場合は、商用電源の周波数に直
接影響され、また大きな補正分を大きなエネルギ
ーを使つて修正することからPLL回路自体の系も
安定せず、精度良く制御することは困難とされて
いた。
転速度を制御する場合は、商用電源の周波数に直
接影響され、また大きな補正分を大きなエネルギ
ーを使つて修正することからPLL回路自体の系も
安定せず、精度良く制御することは困難とされて
いた。
本発明は上記実情に鑑みてなされたもので、中
容量直流分巻電動機の速度制御を行なう手段とし
てPLL回路を用い、しかも上記電動機の回転速度
を直接制御する電源回路として２系統のサイリス
タ整流回路を用い、これにより上記PLL回路の系
を安定化して上記回転速度の精密制御を行なう直
流分巻電動機の速度制御装置を提供するものであ
る。
容量直流分巻電動機の速度制御を行なう手段とし
てPLL回路を用い、しかも上記電動機の回転速度
を直接制御する電源回路として２系統のサイリス
タ整流回路を用い、これにより上記PLL回路の系
を安定化して上記回転速度の精密制御を行なう直
流分巻電動機の速度制御装置を提供するものであ
る。
以下、本発明を添付図面の実施例について詳細
に説明する。
に説明する。
はじめに、本発明の原理について説明する。
先に第２図で説明したような直流分巻電動機
M2およびパルスゼネレータPGを含んで構成され
るPLL回路において、低域フイルタ２の構成要素
であるコンデンサＣの両端電圧ECがEC1〜EC2
まで変化したときに電動機Ｍ２の定格内回転速度
ｎがｎnio〜ｎnaxまで変化したとすると、同電動
機Ｍ２を任意の目標速度ｎAに対し、ｎA±１％の
誤差で回転させたい場合には上記電圧ECもEC±
１％の精度を満足しなければならない。すなわ
ち、低域フイルタ２から出力される信号は１％以
上のリツプル分があつてはならないことになる。
M2およびパルスゼネレータPGを含んで構成され
るPLL回路において、低域フイルタ２の構成要素
であるコンデンサＣの両端電圧ECがEC1〜EC2
まで変化したときに電動機Ｍ２の定格内回転速度
ｎがｎnio〜ｎnaxまで変化したとすると、同電動
機Ｍ２を任意の目標速度ｎAに対し、ｎA±１％の
誤差で回転させたい場合には上記電圧ECもEC±
１％の精度を満足しなければならない。すなわ
ち、低域フイルタ２から出力される信号は１％以
上のリツプル分があつてはならないことになる。
ところで、上述した精度は上記低域フイルタ２
の時定数さえ十分大きなものとすれば難なく実現
でき、しかもPLL回路自体の系を安定にする。す
なわち、低域フイルタ２の時定数が大きいと、商
用電源５の脈流周期毎に修正を加えても前回修正
された電動機Ｍ２の回転速度がそのまま維持され
ることになり、１度目標速度に同期された系は、
その後小さな修正が加えられるだけで十分に安定
な状態となる。
の時定数さえ十分大きなものとすれば難なく実現
でき、しかもPLL回路自体の系を安定にする。す
なわち、低域フイルタ２の時定数が大きいと、商
用電源５の脈流周期毎に修正を加えても前回修正
された電動機Ｍ２の回転速度がそのまま維持され
ることになり、１度目標速度に同期された系は、
その後小さな修正が加えられるだけで十分に安定
な状態となる。
しかるに、上記低域フイルタ２の時定数を大き
くすれば応答時間が極度に遅くなり、実用性に欠
けたものとなる。
くすれば応答時間が極度に遅くなり、実用性に欠
けたものとなる。
そこで本発明では、サイリスタ電源回路を２系
統に分け、一方を電動機の回転速度に応じて一定
の電圧を出力する粗調整用の電源（以下第１電源
という）、他方をPLL回路の位相差出力に応じて
出力電圧が変化する微調整用の電源（以下第２電
源という）とし、これらを直列に接続して電動機
に電圧を供給するようにしたものである。すなわ
ち、商用電源の脈流周期毎に修正を加えるとして
も、上記第１電源によつて目標速度に１度同期さ
れた系は、その後上記第２電源によつて微調整さ
れるだけの安定状態となり、あたかも上述した低
域フイルタの時定数を大きくした場合と同等な安
定度が得られる。しかも低域フイルタの時定数は
従来装置のように十分小さくて済み、反応時間の
問題も生じない。
統に分け、一方を電動機の回転速度に応じて一定
の電圧を出力する粗調整用の電源（以下第１電源
という）、他方をPLL回路の位相差出力に応じて
出力電圧が変化する微調整用の電源（以下第２電
源という）とし、これらを直列に接続して電動機
に電圧を供給するようにしたものである。すなわ
ち、商用電源の脈流周期毎に修正を加えるとして
も、上記第１電源によつて目標速度に１度同期さ
れた系は、その後上記第２電源によつて微調整さ
れるだけの安定状態となり、あたかも上述した低
域フイルタの時定数を大きくした場合と同等な安
定度が得られる。しかも低域フイルタの時定数は
従来装置のように十分小さくて済み、反応時間の
問題も生じない。
以上の原理に基づいて構成した本発明による直
流分巻電動機の速度制御装置の一実施例を第３図
に示す。なお、この第３図において、前述した第
１図および第２図に示した回路と対応するものに
に便宜上同一番号、同一符号を付して説明する。
流分巻電動機の速度制御装置の一実施例を第３図
に示す。なお、この第３図において、前述した第
１図および第２図に示した回路と対応するものに
に便宜上同一番号、同一符号を付して説明する。
この装置は、商用電源５を絶縁トランスＴを介
して２系統に分けた後この出力をサイリスタの全
波整流回路である第１電源６および第２電源７に
加え、さらにこれらの電源の整流出力をダイオー
ドＤ１およびＤ２によつて合成して電動機Ｍ２に
加えるよう構成される。ただし、上記第１電源６
は第１電源点弧回路８から発生される点弧パルス
に応じて前述したPLL回路の動作とは無関係に動
作するもので、電動機Ｍ２の所望の回転速度に応
じて予設定された電圧を出力する。この電圧は時
間的に一定した電圧であればよく、精密に制御さ
れる必要はない。なお実験の結果によれば、上記
電圧は電動機Ｍ２の逆起電力分を出力すればよ
い。ところで、上記逆起電力は電動機の回転速度
に比例するもので、負荷状態には無関係である。
また上記第２電源７は第２電源点弧回路９から発
生される点弧パルスに応じて動作するもので、
PLL回路の低域フイルタ２の出力に対応して電圧
が変化する。
して２系統に分けた後この出力をサイリスタの全
波整流回路である第１電源６および第２電源７に
加え、さらにこれらの電源の整流出力をダイオー
ドＤ１およびＤ２によつて合成して電動機Ｍ２に
加えるよう構成される。ただし、上記第１電源６
は第１電源点弧回路８から発生される点弧パルス
に応じて前述したPLL回路の動作とは無関係に動
作するもので、電動機Ｍ２の所望の回転速度に応
じて予設定された電圧を出力する。この電圧は時
間的に一定した電圧であればよく、精密に制御さ
れる必要はない。なお実験の結果によれば、上記
電圧は電動機Ｍ２の逆起電力分を出力すればよ
い。ところで、上記逆起電力は電動機の回転速度
に比例するもので、負荷状態には無関係である。
また上記第２電源７は第２電源点弧回路９から発
生される点弧パルスに応じて動作するもので、
PLL回路の低域フイルタ２の出力に対応して電圧
が変化する。
さて、上記速度制御装置に対し、例えばコンピ
ユータ等のデイジタルデータ設定器１２により電
動機Ｍ２の所望の回転速度に対応したデイジタル
データを一方ではＤ／Ａ変換器１０を介し、他方
では周波数シンセサイザー１１を介して加えたと
する。このうちＤ／Ａ変換器１０に加えられたデ
イジタルデータは、同Ｄ／Ａ変換器１０によりア
ナログ信号に変換されて第１電源点弧回路８に入
力され、第１電源点弧回路８ではこのアナログ信
号に基づいて点弧パルスを発生する。これにより
第１電源６は、電動機Ｍ２の所望とする回転速度
に対応して一定の電圧を出力する。なお、この電
圧が電動機Ｍ２の逆起電力分に相当する電圧であ
ることは前述した通りである。
ユータ等のデイジタルデータ設定器１２により電
動機Ｍ２の所望の回転速度に対応したデイジタル
データを一方ではＤ／Ａ変換器１０を介し、他方
では周波数シンセサイザー１１を介して加えたと
する。このうちＤ／Ａ変換器１０に加えられたデ
イジタルデータは、同Ｄ／Ａ変換器１０によりア
ナログ信号に変換されて第１電源点弧回路８に入
力され、第１電源点弧回路８ではこのアナログ信
号に基づいて点弧パルスを発生する。これにより
第１電源６は、電動機Ｍ２の所望とする回転速度
に対応して一定の電圧を出力する。なお、この電
圧が電動機Ｍ２の逆起電力分に相当する電圧であ
ることは前述した通りである。
他方、周波数シンセサイザー１１に加えられた
デイジタルデータは、同周波数シンセサイザー１
１により所定周波数のパルス信号（従来例で説明
した基準パルス信号）pf1に変換されて位相比較
回路１に入力される。ここで、位相比較回路１、
低域フイルタ２、第２電源点弧回路９、第２電源
７、ダイオードD1、電動機Ｍ２、およびパルス
ゼネレータPGによつて構成されるPLL回路は、
基本的に第２図に示したPLL回路と同様であり、
電動機Ｍ２の回転速度に対応してパルスゼネレー
タPGから出力されるパルス信号pf2と上記信号
pf1との位相差に応じて変化する電圧、すなわち
低域フイルタ２のコンデンサＣ両端電圧ECによ
つて第２電源７の出力電圧が変化し、電動機Ｍ２
の回転速度が制御される。
デイジタルデータは、同周波数シンセサイザー１
１により所定周波数のパルス信号（従来例で説明
した基準パルス信号）pf1に変換されて位相比較
回路１に入力される。ここで、位相比較回路１、
低域フイルタ２、第２電源点弧回路９、第２電源
７、ダイオードD1、電動機Ｍ２、およびパルス
ゼネレータPGによつて構成されるPLL回路は、
基本的に第２図に示したPLL回路と同様であり、
電動機Ｍ２の回転速度に対応してパルスゼネレー
タPGから出力されるパルス信号pf2と上記信号
pf1との位相差に応じて変化する電圧、すなわち
低域フイルタ２のコンデンサＣ両端電圧ECによ
つて第２電源７の出力電圧が変化し、電動機Ｍ２
の回転速度が制御される。
しかるにこの実施例装置では、上記電動機Ｍ２
には常に上述した第１電源の出力電圧が加えられ
ているため、上記第２電源が電動機Ｍ２に対して
行なう制御量は軽減され、先の原理で説明したよ
うに小さなエネルギーで十分な補正を行なうこと
ができる。これにより、PLL回路の系は安定し、
しかも上述した低域フイルタ２の出力電圧
（EC）に多少のリツプル分があつたとしても電動
機Ｍ２がその回転速度に受ける影響は極めて少な
くなる。したがつて低域フイルタ２の時定数は小
さくて済み、応答性も良い。
には常に上述した第１電源の出力電圧が加えられ
ているため、上記第２電源が電動機Ｍ２に対して
行なう制御量は軽減され、先の原理で説明したよ
うに小さなエネルギーで十分な補正を行なうこと
ができる。これにより、PLL回路の系は安定し、
しかも上述した低域フイルタ２の出力電圧
（EC）に多少のリツプル分があつたとしても電動
機Ｍ２がその回転速度に受ける影響は極めて少な
くなる。したがつて低域フイルタ２の時定数は小
さくて済み、応答性も良い。
また、上記電動機Ｍ２の定格回転速度範囲内お
よび定格負荷範囲内において、負荷（図示せず）
が無負荷状態から全負荷状態へ移行するようなと
き、上記第２電源７は上記第１電源６により給供
されている一定電圧の不足分だけを補えばよく、
この場合においてもPLL回路の系は安定する。
よび定格負荷範囲内において、負荷（図示せず）
が無負荷状態から全負荷状態へ移行するようなと
き、上記第２電源７は上記第１電源６により給供
されている一定電圧の不足分だけを補えばよく、
この場合においてもPLL回路の系は安定する。
なお、同第３図に示した実施例装置ではより精
度の高い制御を行なうためにコンピユータ等によ
り設定した所望デイジタルデータをＤ／Ａ変換器
１０および周波数シンセサイザー１１を介してそ
れぞれ所定回路に加えるものとしたが、他の適宜
なデータ設定手段を用いてもよいことは勿論であ
る。
度の高い制御を行なうためにコンピユータ等によ
り設定した所望デイジタルデータをＤ／Ａ変換器
１０および周波数シンセサイザー１１を介してそ
れぞれ所定回路に加えるものとしたが、他の適宜
なデータ設定手段を用いてもよいことは勿論であ
る。
以上説明したように本発明によれば、これまで
困難とされていた中容量直流分巻電動機のPLL回
路使用による回転速度制御が、何ら特殊回路なし
に簡単に実現することができる。
困難とされていた中容量直流分巻電動機のPLL回
路使用による回転速度制御が、何ら特殊回路なし
に簡単に実現することができる。
なお、中容量直流分巻電動機の速度制御方法と
してこれまで用いられていたタコゼネレータ方式
のサイリスタレオナードでは速度変動率が±１％
で最高とされていたが、本発明による速度制御装
置を用いれば速度変動率を零とすることができ
る。
してこれまで用いられていたタコゼネレータ方式
のサイリスタレオナードでは速度変動率が±１％
で最高とされていたが、本発明による速度制御装
置を用いれば速度変動率を零とすることができ
る。
さらに上記タコゼネレータ方式では、タコゼネ
レータ自身の電圧を使用しているという性質上、
電動機の回転速度が低くなるに従つて回転精度が
悪化するという現象が見られたが、本発明による
速度制御装置では最高速度でも最低速度でも回転
精度は同じである。このことは低速回転領域にお
いて格段の精度差が出ることを示す。
レータ自身の電圧を使用しているという性質上、
電動機の回転速度が低くなるに従つて回転精度が
悪化するという現象が見られたが、本発明による
速度制御装置では最高速度でも最低速度でも回転
精度は同じである。このことは低速回転領域にお
いて格段の精度差が出ることを示す。
第１図は小容量直流分巻電動機の回転速度制御
にPLL回路を使用した従来装置の構成図、第２図
は中容量直流分巻電動機の回転速度制御にPLL回
路を使用した場合の構成図、第３図は本発明によ
る中容量直流分巻電動機の速度制御装置の一実施
例を示す構成図である。 １……位相比較回路、２……低域フイルタ、３
……サーボ増幅器、４……サイリスタ電源回路、
４′……点弧回路、５……商用電源、６……第１
電源、７……第２電源、８……第１電源点弧回
路、９……第２電源点弧回路、１０……Ｄ／Ａ変
換器、１１……周波数シンセサイザー、１２……
デイジタルデータ設定器、Ｍ１……小容量直流分
巻電動機、Ｍ２……中容量直流分巻電動機、PG
……パルスゼネレータ、Ｃ……コンデンサ、
D1，D2……ダイオード。
にPLL回路を使用した従来装置の構成図、第２図
は中容量直流分巻電動機の回転速度制御にPLL回
路を使用した場合の構成図、第３図は本発明によ
る中容量直流分巻電動機の速度制御装置の一実施
例を示す構成図である。 １……位相比較回路、２……低域フイルタ、３
……サーボ増幅器、４……サイリスタ電源回路、
４′……点弧回路、５……商用電源、６……第１
電源、７……第２電源、８……第１電源点弧回
路、９……第２電源点弧回路、１０……Ｄ／Ａ変
換器、１１……周波数シンセサイザー、１２……
デイジタルデータ設定器、Ｍ１……小容量直流分
巻電動機、Ｍ２……中容量直流分巻電動機、PG
……パルスゼネレータ、Ｃ……コンデンサ、
D1，D2……ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流分巻電動機の所望回転速度に対応した一
定の電圧を出力する第１の電源と、フエイズロツ
クドループ内にあつて該フエイズロツクドループ
の回路動作に応じて出力電圧が変化する第２の電
源とを直列接続して前記直流分巻電動機の電機子
巻線に加え、該直流分巻電動機の回転速度を所望
一定速度に制御する直流分巻電動機の速度制御装
置。 ２ 前記第１の電源および前記第２の電源は、サ
イリスタによる全波整流回路によつて構成される
ものである特許請求の範囲第１項記載の直流分巻
電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55142802A JPS5768684A (en) | 1980-10-13 | 1980-10-13 | Controller for speed of direct current shunt motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55142802A JPS5768684A (en) | 1980-10-13 | 1980-10-13 | Controller for speed of direct current shunt motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5768684A JPS5768684A (en) | 1982-04-27 |
| JPS6156712B2 true JPS6156712B2 (ja) | 1986-12-03 |
Family
ID=15323967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55142802A Granted JPS5768684A (en) | 1980-10-13 | 1980-10-13 | Controller for speed of direct current shunt motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5768684A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03128958U (ja) * | 1990-04-06 | 1991-12-25 | ||
| JPH058689Y2 (ja) * | 1986-11-25 | 1993-03-04 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002054922A1 (en) | 2001-01-10 | 2002-07-18 | Chang Woo Song | Key ring |
-
1980
- 1980-10-13 JP JP55142802A patent/JPS5768684A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH058689Y2 (ja) * | 1986-11-25 | 1993-03-04 | ||
| JPH03128958U (ja) * | 1990-04-06 | 1991-12-25 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5768684A (en) | 1982-04-27 |
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