JPH0663507A

JPH0663507A - 圧電振動子駆動回路

Info

Publication number: JPH0663507A
Application number: JP24593992A
Authority: JP
Inventors: Minoru Takahashi; 実高橋; Takashi Urano; 高志浦野
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1992-08-24
Filing date: 1992-08-24
Publication date: 1994-03-08
Anticipated expiration: 2012-10-22
Also published as: JP2666167B2

Abstract

(57)【要約】【目的】重負荷時における圧電振動子の超音波振動の
振幅の減少を防止し、圧電振動子の機械的負荷変動に対
して圧電振動子の超音波振動の振幅をほぼ一定に安定化
する。【構成】圧電振動子ＴＤの共振周波数を追尾しながら
該圧電振動子を駆動する圧電振動子駆動部２０と、該圧
電振動子駆動部への供給電圧となる直流出力電圧を可変
制御するＤＣ−ＤＣコンバータ２１とを備え、前記圧電
振動子に流れる電流に対応した第１のフィードバック信
号Ｓ１及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧に
対応した第２のフィードバック信号Ｓ２を制御部で受
け、該制御部を介し前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出
力電圧を制御する構成である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、圧電振動子駆動回路に
係り、とくにボルト締めランジュバン振動子、霧化器
（加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼器）用振動子、超音波
加工機用振動子等の圧電振動子を駆動するための圧電振
動子駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ボルト締めランジュバン振動子、
霧化器用振動子、超音波加工機用振動子等の圧電振動子
を駆動するための圧電振動子駆動回路としては、各種回
路が提案されているが、その内、圧電振動子の共振周波
数の変化に追従可能な圧電振動子駆動回路が知られてい
る（例えば特開平１−２３９１７０号）。

【０００３】さらに、本出願人から圧電振動子の共振周
波数の変化に追従可能でかつ圧電振動子の電流を一定に
制御可能な圧電振動子駆動回路が提案されており、この
圧電振動子駆動回路を図９に示す。

【０００４】この図９の従来の圧電振動子駆動回路は、
直流出力電圧を可変制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ２
１と、圧電振動子ＴＤの共振周波数を追尾しながら該圧
電振動子を駆動する圧電振動子駆動部２０とで構成され
ている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１には電源スイッチＳ
Ｗを介しバッテリＢａからの直流入力電圧が供給され
る。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の主回路は、入力側のコ
ンデンサＣ２０及びチョークコイルＣＨ２０、スイッチ
ング用トランジスタＱ２０、整流用ダイオードＤ２０、
及び平滑用コンデンサＣ２１を有している。さらに、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２１は、パルス幅制御部２３、始動
制御回路２４、定電圧制御部２８、パワーコントロール
部２９、及び過電圧保護回路３１を備えている。

【０００５】パルス幅制御部２３では、入力値（入力電
圧）を、基準値と比較して、その出力パルス幅を変化さ
せるパルス幅制御（ＰＷＭ）を行っており、該パルス幅
制御部２３の出力パルスで、スイッチング用トランジス
タＱ２０をスイッチング制御する。具体的には、入力値
（入力電圧）が小さい時は出力パルス幅を大きくし（オ
ンデューティを大にする）、入力値が大きければ、出力
パルス幅を小さくする（オンデューティを小さくする）
ようにパルス幅制御する。

【０００６】また、始動電圧制御回路２４には、抵抗Ｒ
２４とコンデンサＣ２２から成る遅延回路、インバータ
ＩＮＶ、トランジスタＱ２１、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３が設
けられており、前記遅延回路には、定電圧制御部２８の
出力電圧（定電圧）が印加するように構成されている。
該始動制御回路２４は始動時のみパルス幅制御部２３へ
の入力値を小さくしてＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力
を大きくするためのものである。

【０００７】定電圧制御部２８は、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２１の直流出力電圧Ｖ₀を入力として定電圧化し、前
記遅延回路に定電圧を印加するものである。

【０００８】パワーコントロール部２９には抵抗Ｒ２
０，Ｒ２１、可変抵抗ＶＲを設けている。このパワーコ
ントロール部２９には、圧電振動子駆動部２０からフィ
ードバックされたフィードバック信号（圧電振動子の電
流に比例した電圧）を入力し、入力電圧を、可変抵抗Ｖ
Ｒと抵抗Ｒ２１で分圧する。分圧した電圧は、抵抗Ｒ２
０を介してパルス幅制御部２３に入力する。この場合、
可変抵抗ＶＲは、利用者が手動調整できるようにしてあ
り、この抵抗値を変えることにより、パルス幅制御部２
３の入力電圧を可変調整できるようになっている。

【０００９】過電圧保護回路３１には、定電圧ダイオー
ド（ツェナーダイオード）ＺＤ、抵抗Ｒ２５、ダイオー
ドＤ２１を設ける。この過電圧保護回路３１では、定電
圧ダイオードＺＤと抵抗Ｒ２５によって、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２１の直流出力電圧Ｖ₀の過電圧を検出してお
り、過電圧検出時には、パルス幅制御部２３の入力値を
大きくする。即ち、通常時は定電圧ダイオードＺＤに電
流が流れないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧
が過電圧になると、定電圧ダイオードＺＤに電流が流れ
る。このため、抵抗Ｒ２５にも電流が流れる。この時抵
抗Ｒ２５に発生する直流電圧は、ダイオードＤ２１を介
してパルス幅制御部２３に入力する。この場合、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２１の出力電圧が高い程、パルス幅制御
部２３の入力電圧は大きくなる。

【００１０】このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は
前記パルス幅制御部２３の出力パルス幅制御によりトラ
ンジスタＱ２０のオン／オフ制御を行い、コンデンサＣ
２１の両端に、ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧Ｖ
₀を発生するが、この出力電圧Ｖ₀は、前記出力パルス幅
が大きければ大きくなり、出力パルス幅が小さければ小
さくなる。

【００１１】圧電振動子駆動部２０には、１次巻線Ｗ
１、２次巻線Ｗ２、リセット巻線Ｗｒを具備したトラン
スＴ１、チョークコイルＣＨ、電流検出用抵抗Ｒ３、ク
ランプ用ダイオードＤ１、スイッチング用トランジスタ
（パワーＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２２、電流位相検出用波形整
形器１、ＩＣ５、及び平滑整流回路３２を設ける。前記
２次巻線Ｗ２には、チョークコイルＣＨ及び電流検出用
抵抗Ｒ３を介し圧電振動子ＴＤを接続する。

【００１２】前記ＩＣ５は、ＶＣＯ（電圧制御発振器）
３と同相比較器４を有しており、同相比較器４には圧電
振動子ＴＤの電流位相を示す波形整形器１の出力が印加
されるとともに、トランスＴ１の２次巻線Ｗ２の電圧位
相に実質的に一致するＶＣＯ３の出力が印加されてい
る。即ち、ＶＣＯ３の出力は、スイッチング用トランジ
スタＱ２２をオン／オフ制御する信号であるから、この
信号の位相は、トランスＴ１の２次側電圧と同位相であ
る。従って、２次巻線Ｗ２から電圧位相信号を取り出す
かわりに、ＶＣＯ３の出力を用いても同じ制御ができる
ことになる。

【００１３】平滑整流回路３２にはダイオードＤ２２と
コンデンサＣ２３を設けている。ここでは、圧電振動子
の電流に比例した抵抗Ｒ３の電圧を平滑整流回路３２に
入力し、ダイオードＤ２２で整流した後、コンデンサＣ
２３で平滑化して直流電圧に変換し圧電振動子ＴＤの電
流に比例したフィードバック信号を作成して前記パワー
コントロール部２９に供給している。

【００１４】このような圧電振動子駆動部２０は、ＶＣ
Ｏ３の出力で駆動されるスイッチング用トランジスタＱ
２２でトランスＴ１の１次側をスイッチングし、トラン
ス２次巻線Ｗ２に方形波電圧を発生するが、圧電振動子
ＴＤに直列に適切な値のチョークコイルＣＨを挿入し、
圧電振動子ＴＤの電圧、電流をほぼ正弦波として駆動し
ている。また、トランス２次巻線Ｗ２両端の電圧位相と
圧電振動子ＴＤに流れる電流位相とが常に一致するよう
に同相比較器４を介しＶＣＯ３の発振周波数を制御して
圧電振動子ＴＤの共振周波数の変化に追従するようにし
ている（同相比較器４は位相差に比例した制御電圧をＶ
ＣＯ３に出すことで、常に位相差が零に近付くようにＶ
ＣＯ３を制御している。）。すなわち、トランス２次巻
線両端の電圧位相と２次巻線に接続された回路ループの
電流位相とに位相差が存在しないことは圧電振動子ＴＤ
とチョークコイルＣＨとの直列回路のインピーダンスが
純抵抗に近い状態であり、圧電振動子ＴＤも共振周波数
近傍で動作していることを意味する。

【００１５】次に、図９の従来回路の動作を説明する。

【００１６】電源スイッチＳＷをオン（閉）にすると、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は動作を開始し、直流出力電
圧Ｖ₀を出力する。

【００１７】この場合、電源スイッチＳＷの投入時に
は、始動制御回路２４のコンデンサＣ２２は放電された
状態となっていて、前記直流出力電圧Ｖ₀が発生する
と、定電圧制御部２８の出力電圧（定電圧）によってコ
ンデンサＣ２２が抵抗Ｒ２４を介して充電を開始する。
コンデンサＣ２２の充電初期には、インバータＩＮＶに
入力する電圧は小さいため、インバータＩＮＶの出力電
圧が大きくなって、トランジスタＱ２１をオン状態にす
る。トランジスタＱ２１がオンになると、パルス幅制御
部２３の入力は、抵抗Ｒ２２を介して接地された状態と
なる。この場合、抵抗Ｒ２２の抵抗値を極めて小さくし
ておけば、パルス幅制御部２３の入力値は極めて小さく
なる。

【００１８】その後、コンデンサＣ２２が所定値まで充
電されると、インバータＩＮＶの出力電圧が小さくな
り、トランジスタＱ２１がオフとなる。このため、抵抗
Ｒ２２が開放状態となり、パルス幅制御部２３には、パ
ワーコントロール部２９からの電圧が入力するようにな
る。

【００１９】このように、始動時から所定時間経過後
（Ｒ２４，Ｃ２２の時定数で定まる時間）までは、トラ
ンジスタＱ２１がオンで、パルス幅制御部２３の入力値
（入力電圧）が小さく、その後の定常状態ではトランジ
スタＱ２１がオフで、パルス幅制御部２３の入力値は、
パワーコントロール部２９の出力電圧値となる。

【００２０】パルス幅制御部２３では、入力値（入力電
圧）を基準値と比較しながら出力パルスのパルス幅を制
御するが、入力電圧が小さい時は出力パルス幅が広くな
る（オンデューティを大にする）ようにし、入力電圧が
大きいときは出力パルス幅が狭くなるように制御を行
う。

【００２１】そして、前記パルス幅が広いと、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２１の出力電圧Ｖ₀が大きくなり、パルス
幅が狭いと出力電圧Ｖ₀が小さくなる。従って、電源ス
イッチＳＷの投入初期（始動時）の所定時間内は、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ₀が大きく、前記所定時
間経過後の定常状態では出力電圧Ｖ₀は小さくなる。

【００２２】このため、圧電振動子ＴＤには、始動時の
短時間に大電力を供給し、その後の定常時には供給電力
を適正な値にまで下げるようにすることができる。

【００２３】定常状態（定常運転時）には、圧電振動子
ＴＤに流れる電流（ほぼ正弦波状の電流）を検出して、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１へフィードバックし、パルス
幅制御部２３の入力値として制御を行う。すなわち、圧
電振動子電流に比例した抵抗Ｒ３の電圧降下を整流平滑
回路３２で整流平滑したフィードバック信号をパワーコ
ントロール部２９に入力し、ここで可変抵抗ＶＲと抵抗
Ｒ２１で分圧し、分圧した電圧を抵抗Ｒ２０を介してパ
ルス幅制御部２３へ入力する。

【００２４】パルス幅制御部２３では、前記入力電圧を
基準値と比較してパルス幅制御を行い、その出力パルス
でトランジスタＱ２０をオン／オフ制御する。この場
合、パルス幅制御部２３の入力電圧は、圧電振動子ＴＤ
に流れる電流（駆動電流）に比例した値であるから、前
記電流を一定とするようにパルス幅制御を行う。

【００２５】例えば、圧電振動子ＴＤに流れる電流が小
さくなると、パルス幅制御部２３の入力電圧は小さくな
る。その結果、パルス幅制御部２３の出力パルス幅は広
くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ₀を高く
し、圧電振動子ＴＤに流れる電流を増加させる。

【００２６】また逆に、圧電振動子ＴＤに流れる電流が
大きくなった場合には、パルス幅制御部２３の入力電圧
は大きくなるので、その出力パルス幅は狭くなる。その
結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖ₀は低く
なり、圧電振動子ＴＤに流れる電流は小さくなる。

【００２７】このようなパルス幅制御を行うことによ
り、圧電振動子ＴＤに流れる電流が常に一定となるよう
にすることができる。

【００２８】また、パワーコントロール部２９の可変抵
抗ＶＲを、手動調整すれば、パルス幅制御部２３の入力
電圧が可変できる。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
１の出力電圧Ｖ₀を可変できるから、前記手動調整によ
り、圧電振動子ＴＤに供給する電力を制御できる。

【００２９】圧電振動子ＴＤに流れる電流は、前記のよ
うにして常に一定値となるように制御されるが、可変抵
抗ＶＲの調整時や、圧電振動子ＴＤを回路から取り外し
たような場合に、パルス幅制御部２３の入力電圧が急に
小さくなるか、または０になることがある。

【００３０】このような場合、パルス幅制御部２３で
は、出力パルス幅を広くして（オンデューティを大きく
して）ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖ₀を高く
するように制御する。

【００３１】従って、この場合は、出力電圧Ｖ₀が異常
に高くなり過電圧となる。この時、定電圧ダイオードＺ
Ｄがオンとなって電流を流し、抵抗Ｒ２５にも電流が流
れる。抵抗Ｒ２５に電流が流れると、その端子に電圧が
発生し、ダイオードＤ２１を介してパルス幅制御部２３
に入力する。このため、パルス幅制御部２３では、入力
電圧（この場合抵抗Ｒ２５に発生した電圧）が高くな
り、その出力パルス幅を狭くする。

【００３２】従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力
電圧Ｖ₀は、低くなるように制御される。前記出力電圧
Ｖ₀が低くなり、定電圧ダイオードＺＤがオフ（電流を
流さない状態）になると、過電圧保護回路３１の出力は
なくなる。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、図９
の従来回路は、定常時において圧電振動子ＴＤに流す電
流を一定値に制御することができるが、圧電振動子ＴＤ
の機械的な負荷が大きく変動するような条件下では以下
に説明するような問題が生じる。

【００３４】図１０は軸体４０に複数枚の円板状圧電素
子４１をフランジ付きナット（又はワッシャとナットと
の組み合わせ）４２で締め付け一体化した圧電振動子Ｔ
Ｄの１例であり、ボルト締めランジュバン振動子と類似
の構造を持つ霧化器（加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼
器）用振動子として使用できるものである。この場合、
圧電振動子ＴＤの機械的負荷が無い場合には、超音波の
振幅は曲線（イ）のように充分大きいが、仮想線４３で
示す機械的負荷が外部的要因により加わると、圧電振動
子ＴＤの駆動電流を一定値に制御している条件下では超
音波の振幅は曲線（ロ）のようにかなり減少してしま
い、圧電振動子ＴＤに要求された仕事（液体の霧化、噴
霧、又は機械加工等）を果せなくなる問題が発生する。

【００３５】本発明は、上記の点に鑑み、重負荷時にお
ける圧電振動子の超音波振動の振幅の減少を防止し、圧
電振動子の機械的負荷変動に対して圧電振動子の超音波
振動の振幅をほぼ一定に安定化することが可能な圧電振
動子駆動回路を提供することを目的とする。

【００３６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の圧電振動子駆動回路は、圧電振動子の共振
周波数を追尾しながら該圧電振動子を駆動する圧電振動
子駆動部と、該圧電振動子駆動部への供給電圧となる直
流出力電圧を可変制御するＤＣ−ＤＣコンバータとを備
えており、前記圧電振動子に流れる電流に対応した第１
のフィードバック信号及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータの
直流出力電圧に対応した第２のフィードバック信号を制
御部で受け、該制御部を介し前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
の直流出力電圧を制御する構成である。また、前記第２
のフィードバック信号が前記ＤＣ−ＤＣコンバータ出力
の電圧増加を示すとき、前記制御部は第１のフィードバ
ック信号に対応したＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電
圧よりもさらに該出力電圧を増加する方向に制御するこ
とができる。

【００３７】

【作用】本発明の圧電振動子駆動回路においては、圧電
振動子に流れる電流に対応した第１のフィードバック信
号のみならずＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に対応し
た第２のフィードバック信号を用いている。圧電振動子
は機械的負荷が重くなるのに従って共振点でのインピー
ダンスは増大するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧に対応する第２のフィードバック信号は、当該圧電振
動子の負荷状態を実質的に表していることになる。従っ
て、第１のフィードバック信号で圧電振動子に流れる電
流を検知してＤＣ−ＤＣコンバータの制御を行うととも
に、第２のフィードバック信号により圧電振動子の負荷
状態を検知してＤＣ−ＤＣコンバータの制御を行うこと
ができ、前記第２のフィードバック信号が前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧増加を示すときはＤＣ−ＤＣコ
ンバータの直流出力電圧をさらに増加する方向に制御す
ることができる。この結果、重負荷時における圧電振動
子の超音波振動の振幅の減少を防止し、振幅をほぼ一定
に安定化できる。

【００３８】

【実施例】以下、本発明に係る圧電振動子駆動回路の実
施例を図面に従って説明する。

【００３９】図１は実施例の全体構成を示し、圧電振動
子ＴＤの電流に比例した第１のフィードバック信号Ｓ１
を整流平滑回路３２で作成するととに、第２のフィード
バック信号Ｓ２をＤＣ−ＤＣコンバータ２１の直流出力
電圧から得ている（必要に応じてコンバータ出力を分圧
したものでもよい）。この第２のフィードバック信号Ｓ
２はＤＣ−ＤＣコンバータ２１の直流出力電圧に比例し
ており、圧電振動子ＴＤの機械的負荷の軽重を示す。す
なわち、負荷が重いときは第２のフィードバック信号Ｓ
２の電圧値が大きくなり、負荷が軽いときは第２のフィ
ードバック信号Ｓ２の電圧値は小さくなる。

【００４０】ＤＣ−ＤＣコンバータ２１はパルス幅制御
部２３の前段に出力制御部５１をさらに有している。こ
の出力制御部５１は、等価的に可変抵抗Ｒxで示される
可変抵抗回路部５２と、抵抗Ｒ３２との直列回路からな
り、該直列回路に対して圧電振動子ＴＤの電流に比例し
た第１のフィードバック信号Ｓ１が印加されるととも
に、可変抵抗回路部５２の制御入力端５３に圧電振動子
ＴＤの機械的負荷の軽重を示す第２のフィードバック信
号Ｓ２が印加されている。そして、可変抵抗回路部に５
２と抵抗Ｒ３２との接続点である制御出力端５４が前記
パルス幅制御部２３に接続されている。このパルス幅制
御部２３及び出力制御部５１が、第１及び第２のフィー
ドバック信号Ｓ１，Ｓ２を受けてＤＣ−ＤＣコンバータ
２１の直流出力電圧を制御する制御部として機能する。
その他の構成部分は、図９の従来回路と同様である。但
し、始動制御回路２４、定電圧制御部２８及び過電圧保
護回路３１は本実施例の動作の本質には無関係であるの
で省略することも可能である。

【００４１】図２は出力制御部５１の具体例であり、等
価的に可変抵抗Ｒxで示される可変抵抗回路部５２はト
ランジスタＱ３０と、差動増幅器（演算増幅器）ＯＰ
と、基準電圧源５５とからなっている。ここで、第１の
フィードバック信号Ｓ１の電圧値をＶ₁、第２のフィー
ドバック信号Ｓ２の電圧値をＶ₂、出力制御部５１の制
御出力端５４の電圧値をＶ₃、基準電圧源５５の電圧値
をＶrefとしたとき、Ｖ₃＝Ｖop−Ｖ_BE …（１）（但し、Ｖop：差動増幅器の出力電圧値、Ｖ_BE：トラン
ジスタＱ３０のベース、エミッタ間電圧）Ｖop＝（Ｖref−Ｖ₂）×Ａv …（２）｛但し、Ｖref≧Ｖ₂、Ａv：差動増幅器の増幅率（一
定）｝（１），（２）式より第２のフィードバック信号Ｓ２の
電圧値Ｖ₂が増加するとパルス幅制御部２３への制御出
力電圧値Ｖ₃が減少するような特性が得られる。すなわ
ち、これは図３のように第２のフィードバック信号Ｓ２
がΔＶ₂だけ増加したとき可変抵抗ＲxがΔＲxだけ増加
する特性であり、第２のフィードバック信号Ｓ２の電圧
値Ｖ₂と制御出力電圧値Ｖ₃との関係は図４のようにな
る。

【００４２】以上の実施例の構成において、圧電振動子
ＴＤの機械的負荷が重くなると、圧電振動子ＴＤのイン
ピーダンスが増大し、出力制御部５１が受ける第２のフ
ィードバック信号Ｓ２の電圧値Ｖ₂が増加する。この結
果、パルス幅制御部２３への出力電圧値Ｖ₃は図４から
判るように低下し、パルス幅制御部２３がＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２１のスイッチング用トランジスタＱ２０のベ
ースに印加する出力パルス幅を広くし、ＤＣ−ＤＣコン
バータ２１の出力電圧を高くする。すなわち、図５の太
線（ハ）のように、圧電振動子ＴＤのインピーダンスと
圧電振動子の電流との関係は右上がりとなり、また図６
の太線（ニ）のように、圧電振動子ＴＤのインピーダン
スと圧電振動子両端の電圧との関係も右上がりとなり、
負荷の増大にともなって圧電振動子への入力電力を充分
増加させ得ることを示す。図５及び図６の細線（ホ），
（ヘ）は図９の従来回路の場合であり、図５の細線
（ホ）のように負荷変動にかかわらず定電流制御である
ため、負荷が増大した場合の圧電振動子への入力電力の
増加は不充分である。この結果、図７の細線（ト）のよ
うに、圧電振動子ＴＤのインピーダンスの増加と圧電振
動子の機械的負荷の増加とは比例関係にあるが、同図太
線（チ）のように実施例の場合には圧電振動子の超音波
振動の振幅は略一定に維持される。これに反し、図９の
従来回路では点線（リ）の如く圧電振動子の超音波振動
の振幅は機械的負荷が増加すると減少してしまう。図７
の太線（チ）のような特性は、図３のΔＲx／ΔＶ₂の比
率を適切に設定することにより実現できる。なお、負荷
条件が安定しているときは、第２のフィードバック信号
Ｓ２は殆ど変動しないので、第１のフィードバック信号
Ｓ１による図９の従来回路と同様の定電流制御が行われ
る。

【００４３】図８は本発明の他の実施例を示す。この場
合、圧電振動子ＴＤの電流に比例した第１のフィードバ
ック信号Ｓ１を作成するための整流平滑回路３２とは別
に第２のフィードバック信号Ｓ２を作成するための抵抗
Ｒ３０，Ｒ３１、及び整流平滑回路５０が圧電振動子駆
動部２０に設けられている。ここで、抵抗Ｒ３０，Ｒ３
１はトランスＴ１の２次巻線Ｗ２の両端の電圧を分圧す
るもので、抵抗Ｒ３０とＲ３１の接続点の電圧は、整流
平滑回路５０のダイオードＤ３０で整流され、コンデン
サＣ３０で平滑されて直流電圧の第２のフィードバック
信号Ｓ２となる。この第２のフィードバック信号Ｓ２は
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の両端の電圧に比例してお
り、圧電振動子ＴＤの機械的負荷の軽重を示す。すなわ
ち、負荷が重いときは第２のフィードバック信号Ｓ２の
電圧値が大きくなり、負荷が軽いときは第２のフィード
バック信号Ｓ２の電圧値は小さくなる。この図８の実施
例は、第２のフィードバック信号Ｓ２を作成する回路構
成が異なること以外は前述の図１の実施例と同じであ
る。

【００４４】なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の回路構
成は、直流出力電圧を可変制御可能なものであれば変更
可能である。また、出力制御部５１の回路構成も第１の
フィードバック信号Ｓ１と第２のフィードバック信号Ｓ
２の両方を受けて、第２のフィードバック信号Ｓ２が圧
電振動子両端の電圧増加を示すときにＤＣ−ＤＣコンバ
ータの直流出力電圧を増加する方向に制御する機能を持
つものであればよい。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の圧電振動
子駆動回路によれば、圧電振動子に流れる電流に対応し
た第１のフィードバック信号及びＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧（機械的負荷の軽重）に対応した第２のフィ
ードバック信号を用いてＤＣ−ＤＣコンバータの直流出
力電圧を適切に制御でき、ひていは重負荷時における圧
電振動子の超音波振動の振幅の減少を防止し、圧電振動
子の機械的負荷変動に対して圧電振動子の超音波振動の
振幅をほぼ一定に安定化することが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る圧電振動子駆動回路の実施例を示
す回路図である。

【図２】実施例における出力制御部を示す回路図であ
る。

【図３】出力制御部の可変抵抗Ｒxの特性を示すグラフ
である。

【図４】第２のフィードバック信号の電圧値Ｖ₂と出力
制御部の制御出力電圧値Ｖ₃との関係を示すグラフであ
る。

【図５】圧電振動子のインピーダンスと圧電振動子の電
流との関係を示すグラフである。

【図６】圧電振動子のインピーダンスと圧電振動子両端
の電圧との関係を示すグラフである。

【図７】圧電振動子のインピーダンスと機械的負荷、及
び圧電振動子の超音波振動の振幅との関係を示すグラフ
である。

【図８】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図９】従来の圧電振動子駆動回路を示す回路図であ
る。

【図１０】圧電振動子の機械的負荷の有無に伴う超音波
振動の振幅の変化を示す説明図である。

【符号の説明】

３ＶＣＯ４同相比較器５ＩＣ２０圧電振動子駆動部２１ＤＣ−ＤＣコンバータ２３パルス幅制御部３２，５０整流平滑回路５１出力制御部５２可変抵抗回路部Ｓ１第１のフィードバック信号Ｓ２第２のフィードバック信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電振動子の共振周波数を追尾しながら
該圧電振動子を駆動する圧電振動子駆動部と、該圧電振
動子駆動部への供給電圧となる直流出力電圧を可変制御
するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた圧電振動子駆動回
路において、前記圧電振動子に流れる電流に対応した第１のフィード
バック信号及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電
圧に対応した第２のフィードバック信号を制御部で受
け、該制御部を介し前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出
力電圧を制御することを特徴とする圧電振動子駆動回
路。
【請求項２】前記制御部は、前記第２のフィードバッ
ク信号が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧増加
を示すとき、前記第１のフィードバック信号の値に対応
したＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧よりもさらに
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧を増加する方
向に制御する請求項１記載の圧電振動子駆動回路。