JP2746418B2 - 充電交流両用機器の電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電池電源又は交流電源により駆動される、例
えばモータ等の負荷を備えた充電交流両用機器の電源回
路に関する。

〔従来の技術〕 従来、蓄電池を内蔵し、該電池電源又は交流電源によ
り負荷を駆動する充電交流両用機器において、交流電源
により負荷を駆動すると併せて蓄電池の充電を行うもの
が知られている。すなわち、交流電源を接続した状態で
負荷を駆動すると、電源回路の出力端子間に負荷及び蓄
電池が接続され、電源回路からの出力電流と負荷の駆動
電流との差の電流により蓄電池が充電されるようになさ
れている。このような構成では充電による蓄電池の電圧
変動により、例えばモータの駆動電圧が変動し、回転数
が変動するという不具合が生じる。そこで、従来の充電
交流両用機器の電源回路では電池電圧が一定の電圧E₁に
上昇すると、該電源回路からの電流供給を停止して蓄電
池によりモータを駆動させ、放電により電池電圧が一定
の電圧E₂まで低下してくると、再び電源回路から電流供
給を開始するようにしてモータの駆動電圧の変動を抑え
るようにしている。そして、この場合、上記電源回路の
出力電流の制御を安定して行うため、上記電圧E₁と電圧
E₂との間には差（ヒステリシス）が設けられている。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、上記従来の充電交流両用機器の電源回路で
は、電池電圧が電圧E₁又は電圧E₂になると、電源回路か
らの出力電流を一定の電流値から０の間で急変させてい
るので、該出力電流のオン・オフ動作に遅延して生じる
電池電圧の変動やモータ負荷の変動、あるいは上記安定
した出力電流制御のためのヒステリシスによりモータの
駆動電圧が一時的に急変してモータの回転むらや唸り音
を生じることがある。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、電源回
路の出力電流の急激な変動をなくして安定した電源供給
をすることのできる充電交流両用機器の電源回路を提供
することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題を解決するために、本発明は、蓄電池の充電
と負荷の駆動とを行うべく出力電流を供給する充電交流
両用機器の電源回路において、負荷の駆動電圧を検出す
る手段と、該検出電圧の変動に応じて上記出力電流を連
続的に変化させる出力制御手段とを備えたものである。
また、上記充電交流両用機器の電源回路において、電源
回路が制御信号により発振するスイッチング素子を有す
るスイッチング電源からなり、上記制御信号に前記出力
制御手段の出力を印加することにより前記出力電流の制
御を行うようにしたものである。また、電源回路は整流
電圧をスイッチングするスイッチング素子を有するスイ
ッチング電源からなり、前記負荷の駆動分割電圧が上記
整流分割電圧以上の期間、上記スイッチング素子の動作
を停止させるようにしたものである。更には電源回路が
パルス信号によりオン・オフ切換わるスイッチング素子
を有するスイッチング電源からなり、出力制御手段が前
記検出電圧の変動に応じて前記パルス信号のパルス幅を
連続的に変化させるようにしたものである。

〔作用〕

上記のように構成された充電交流両用機器の電源回路
おいては、電圧検出手段により負荷に印加される駆動電
圧が検出され、電源の出力制御手段に入力される。出力
制御手段は上記駆動電圧が電池電圧の変動により変動す
ると、その変動に応じて電源回路の出力電流を連続的に
変化させ、負荷への電力供給の急激な変動を防止する。

また、電源回路は制御信号によりスイッチング素子が
所定のスイッチング動作を行い、所定の出力電流を出力
する。負荷の駆動電圧の変動に応じて出力制御手段の出
力が上記制御信号に印加され、これより上記スイッチン
グ動作が変化する。これにより上記スイッチング電源の
出力電流が負荷の駆動電圧の変動に応じて連続的に変化
する。

また、電源回路はスイッチング素子により整流電圧を
スイッチングして所定の出力電流を出力する。出力制御
手段は前記負荷の駆動分割電圧と上記整流分割電圧とを
比較し、負荷の駆動分割電圧が整流分割電圧以上の期間
は上記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ
る。これより負荷の駆動電圧の変動に応じて上記スイッ
チング動作の停止期間が変化し、出力電流が連続的に変
化する。

また、電源回路はパルス信号によりスイッチング素子
がスイッチング動作を行い、所定の出力電流を出力す
る。出力制御手段は前記負荷の駆動電圧に応じて上記パ
ルス信号のパルス幅を連続的に変化させる。これにより
出力電流が負荷の駆動電圧に応じて連続的に変化する。

〔実施例〕

第１図に本発明に係る充電交流両用機器の電源回路の
回路構成図を示す。同図に示す電源回路の基本構成は自
励型DC−DCコンバータ方式のスイッチング電源である。
同図において、トランスＴの一次巻線とスイッチングト
ランジスタQ₁との直列回路が整流素子REFの出力端子間
に接続され、該トランスＴの二次巻線にダイオードD₁を
介して蓄電池Ｂが接続されている。更に抵抗R₃と抵抗R₄
とからなる直列回路及びモータＭが該モータＭの駆動ス
イッチSWを介して上記蓄電池Ｂに並列接続されている。
また、上記スイッチングトランジスタQ1のベース・エミ
ッタ間には抵抗R₂、コンデンサC₁、トランス巻線L₁及び
ダイオードD₂からなる発振用ベース回路が接続され、上
記整流素子REFの出力端子（正極側）と上記ダイオードD
₂のアノードとの間に発振起動用の抵抗R₁が接続されて
いる。また、上記コンデンサC₁の両端には上記発振用ベ
ース回路の発振レベルを制御するトランジスタQ₂が並列
接続されている。該トランジスタQ₂のベースには上記抵
抗R₃と抵抗R₄との接続点が接続され、モータＭの駆動電
圧V₂を分圧した分割電圧V₃が入力されるようになされて
いる。

上記回路構成により、交流電圧V₁が投入されると、起
動抵抗R₁を介してスイッチングトランジスタQ₁にベース
電流が流れ、該スイッチングトランジスタQ₁が上記発振
用ベース回路のコンデンサC₁及びトランス巻線L₁の時定
数により決定される所定の周波数でスイッチング動作を
開始する。スイッチングトランジスタQ₁のスイッチング
動作によりトランスＴの一次巻線に印加された整流素子
REFの整流電圧はパルス状の交流電圧になり、トランス
Ｔの二次巻線側にはパルス状の交流電圧が誘起される。
そして、このパルス状の交流電圧により生じた交流電流
はダイオードD₁により整流され、スイッチング電源の出
力電流I_OUTとして蓄電池Ｂに供給され、これにより蓄電
池Ｂが充電される。

スイッチSWを閉成（以下オンするという）すると、上
記出力電流I_OUTが蓄電池Ｂ及びモータＭに供給され、蓄
電池Ｂが充電されると共にモータＭか駆動される。そし
て、蓄電池Ｂが充電されることにより電池電圧V_Bが次第
に上昇し、これに伴ってモータＭの駆動電圧V₂（＝電池
電圧V_B）も上昇していく。しかし、上記電池電圧V_Bが所
定の電圧V_B1を越えると、該トランジスタQ₂がオン動作
することにより上記発振用ベース回路のトランス巻線L₁
に誘導される電圧が低減される。これによりスイッチン
グ電源の出力電流I_OUTが減少することになる。そして、
上記電池電圧V_Bが電圧V_B2に達すると、スイッチング電
源の出力電流I_OUTは０になる。すなわち、スイッチング
トランジスタQ₁の発振が完全に停止する。

第２図は上述した電池電圧V_Bと出力電流I_OUTとの関係
を示す図である。同図に示すように交流電源によりモー
タ駆動するとき、電池電圧V_Bが所定電圧V_B1以下であれ
ば、スイッチング電源から一定の出力電流I_Sが蓄電池Ｂ
とモータＭとに供給される。電池電圧V_Bが所定電圧V_B1
を越えると、出力電流I_OUTが電池電圧V_Bに応じて直線的
に減少し、電圧V_B2で０になる。このように電池電圧V_B
が所定電圧V_B1を越えても、出力電流I_OUTが瞬時に０と
ならず、モータ駆動電圧V₂に急激な変動が生じないの
で、モータＭの回転むらや唸り音を発生するようなこと
がなくなる。

次に、分割電圧V₃を後述する所定電圧V₄と比較するこ
とにより電池電圧V_Bが所定電圧V_B1を越えたかどうかの
判別を行い、トランジスタQ₂のオン・オフ動作を制御す
る第２実施例について説明する。第３図は第２実施例の
回路構成図を示したものである。同図において、第１図
と同一機能の部材には同一の符号を付している。同図に
おいて、整流素子REFの出力端子間に接続された抵抗R5
及びR6からなる直列回路は整流電圧を分圧する回路であ
り、その分割電圧V₄が比較器OPの反転入力端子に入力さ
れている。また、上記分割電圧V₃が比較器OPの非反転入
力端子に入力され、比較器OPの出力端子はトランジスタ
Q₂のベースに接続されている。これにより比較器OPは上
記分割電圧V₄と分割電圧V₃とを比較し、トランジスタQ₂
のオン・オフ動作を制御する。

本実施例の動作について第４図を用いて説明する。同
図において、（ａ）は比較器OPに入力される分割電圧V₃
と分割電圧V₄の波形を示し、（ｂ）は比較器OPから出力
される電圧V₅の波形を示し、（ｃ）はトランスＴの一次
巻線に印加され電圧波形を示している。分割電圧V₃が分
割電圧V₄を越えると、比較器OPの出力電圧V₅はハイレベ
ルとなり、トランジスタQ₂がオン状態になる。これによ
りスイッチングトランジスタQ₁のベース・エミッタ間の
電圧が０になるので、発振が停止する。交流電源による
モータ駆動を開始したときの分割電圧V₃が第４図（ａ）
のV₃₁とすると、比較器OPの出力波形はP₃₁となり、トラ
ンスＴの一次巻線電圧は第４図（ｃ）に示すように各整
流波形の期間T₃₁だけ発振している波形となる。その
後、蓄電池Ｂの電池電圧V_Bが上昇し、分割電圧V₃がV₃₂
に上昇すると、比較器OPの出力波形はP₃₂となり、トラ
ンスＴの一次巻線電圧の発振期間は期間T₃₁から期間T₃₂
に減少し、これにより出力電流I_OUTが減少する。そし
て、分割電圧V₃が分割電圧V₄のピーク値を越えると（V₃
＞V₄）、スイッチングトランジスタQ₁の発振が完全に停
止し、出力電流I_OUTが０になる。すなわち、第２図に示
したように電池電圧V_Bが上昇するに応じて出力電流I_OUT
が次第に減少することになる。

次に、他励型スイッチング電源を用いた第３実施例に
ついて説明する。第５図は第３実施例の回路構成を示し
たものである。同図において、第１図と同一機能の部材
には同一の符号を付している。１は電源内部に独立に設
けられた発振回路であり、スイッチングトランジスタQ₁
のスイッチング動作を制御するものである。２は上記発
振回路１の発振出力のパルスデューティを制御する発振
制御回路であり、モータＭの駆動電圧V₂により発振回路
１の発振出力のパルスデューティを制御するようになさ
れている。

本実施例について第６図を用いて説明する。第６図は
発振回路１の出力波形を示したものである。同図におい
て、期間T_ONにはスイッチングトランジスタQ₁がオン状
態になり、期間T_OFFにはオフ状態になる。交流電源によ
るモータ駆動において、電池電圧V_Bが上昇し、電圧V_B1
を越えると、上記発振制御回路２は電池電圧V_Bの上昇に
応じて上記期間T_ONの幅を短くしてパルスデューティを
小さくし、電池電圧V_Bが電圧V_B2になると、期間T_ONの幅
を０にする。これにより出力電流I_OUTは電池電圧V_Bが電
圧V_B1以上の上昇に応じて減少し、電池電圧V_Bが電圧V_B2
になると、０になる。

次に、他励型スイッチング電源を用いた第４実施例に
ついて説明する。第７図は第４実施例の回路構成を示し
たものである。同図は第５図の回路構成において、電池
電圧V_Bを発振制御回路２へ入力するのに代えて間欠発振
回路３に入力し、該間欠発振回路３の出力をスイッチン
グトランジスタQ₁のベースに接続したものである。上記
間欠発振回路３は入力電圧により出力インピーダンスが
以下のように変化するように構成されている。すなわ
ち、電池電圧V_Bが電圧V_B1までは出力インピーダンスが
高低抵抗状態になり、電圧V_B2（V_B2＞V_B1）以上では出
力インピーダンスが低抵抗状態になり、V_B1≦V_B＜V_B2で
は出力インピーダンスが第８図に示すように高抵抗状態
の期間T₁と低抵抗状態の期間T₂が繰り返され、しかも入
力電圧の上昇に応じて高低抵抗状態の期間T₁が短くなる
ように構成されている。

本実施例の動作について説明する。本実施例では、第
６図に示した発振回路１の出力信号の期間T_ON及び期間T
_OFFは固定されている。交流電源が投入され、スイッチS
Wがオフ状態のとき、すなわち電池電圧V_Bが入力されて
いないときは、間欠発振回路３の出力インピーダンスは
高抵抗状態になり、スイッチングトランジスタQ₁のスイ
ッチング動作は第６図に示す発振回路１の出力信号によ
り行われ、出力電流I_OUTは一定値I_Sになる。次に、スイ
ッチSWをオン状態にすると、電池電圧V_Bが間欠発振回路
３に入力されるが、該電池電圧V_Bが所定電圧V_B1以下で
あれば、間欠発振回路３の出力インピーダンスは依然と
して高抵抗状態にある。しかし、電池電圧V_Bが上昇し、
所定電圧V_B1を越えると、出力インピーダンスは電池電
圧V_Bに応じて第８図に示すように高抵抗状態と低抵抗状
態とを繰り返すようになる。間欠発振回路３の出力イン
ピーダンスが低抵抗状態になると、スイッチングトラン
ジスタQ₁のベース電位は接地レベルに低下するので、低
抵抗状態の期間T₂では上記スイッチングトランジスタQ₁
のスイッチング動作は停止することになる。これにより
V_B2≧V_B＞V_B1における出力電流I_OUTは上記期間T₁,T₂及
び一定電圧I_Sから、 I_OUT＝T₁・I_S/（T₁＋T₂） となる。しかも電池電圧V_Bの上昇に応じて期間T₁が短く
なるので、出力電流I_OUTは電池電圧V_Bの上昇に応じて減
少していく。そして、電池電圧V_Bが電圧V_B2に達する
と、T₁＝０となり、出力電流I_OUTは０になる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、交流電源による
モータ駆動において電池電圧が所定の電圧以上に上昇す
ると、その電池電圧の上昇に応じて電源回路の出力電流
を徐々に減少させるようにしたので、モータに印加され
る駆動電圧の急激な変動がなくなり、モータの回転むら
や唸り音の発生を防止し、滑らかなモータの回転駆動を
実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る充電交流両用機器の電源回路の回
路構成を示す図、第２図は上記電源回路の電池電圧と出
力電流との関係を示す図、第３図は第２実施例の回路構
成を示す図、第４図（ａ）（ｂ）（ｃ）は第２実施例の
回路動作を説明するためのタイムチャート、第５図は第
３実施例の回路構成を示す図、第６図は発振回路の出力
波形を示す図、第７図は第４実施例の回路構成を示す
図、第８図は間欠発振回路の出力インピーダンスの変化
を示す図である。 １……発振回路、２……発振制御回路、３……間欠発振
回路、R₁〜R₆……抵抗、C₁……コンデンサ、L₁……トラ
ンス巻線、Ｂ……蓄電池、D₁,D₂……ダイオード、Ｍ…
…モータ、OP……比較器、Q₁,Q₂……トランジスタ、REF
……整流素子、SW……スイッチ、Ｔ……トランス。

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】蓄電池の充電と負荷の駆動とを行うべく出
   力電流を供給する充電交流両用機器の電源回路におい
   て、負荷の駆動電圧を検出する手段と、該検出電圧の変
   動に応じて上記出力電流を連続的に変化させる出力制御
   手段とを備えたことを特徴とする充電交流両用機器の電
   源回路。
2. 【請求項２】電源回路は制御信号により発振するスイッ
   チング素子を有するスイッチング電源からなり、上記制
   御信号に前記出力制御手段の出力を印加することにより
   前記出力電流の制御を行うようにしたことを特徴とする
   請求項１記載の充電交流両用機器の電源回路。
3. 【請求項３】電源回路は整流電圧をスイッチングするス
   イッチング素子を有するスイッチング電源からなり、前
   記負荷の駆動分割電圧が上記整流分割電圧以上の期間、
   上記スイッチング素子の動作を停止させるようにしたこ
   とを特徴とする請求項１記載の充電交流両用機器の電源
   回路。
4. 【請求項４】電源回路はパルス信号によりオン・オフ切
   換わるスイッチング素子を有するスイッチング電源から
   なり、出力制御手段は前記検出電圧の変動に応じて前記
   パルス信号のパルス幅を連続的に変化させるようにした
   ものであることを特徴とする請求項１記載の充電交流両
   用機器の電源回路。