DE68925902T2 - Stromquelle für eine wechselnde last mit einer induktiven last - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Stromquellen für Lasten mit einem beachtlichen Bereich von Impedanzwerten, die einen induktiven Bestandteil aufweisen, und insbesondere auf eine Stromquelle für solche Lasten, durch die die Richtung eines Stromflusses wechseln muß.
• Stromquellen, die zumindest für aufeinanderfolgende Zeitabschnitte einen relativ konstanten Strom erzeugen, werden bei vielen Anwendungen, einschließlich solcher, die die Schaffung relativ konstanter magnetischer Felder für derartige Zeitabschnitte erfordern, benötigt. Es kann schwierig sein, solche Ströme für derartige aufeinanderfolgende Zeitabschnitte konstant zu halten, wenn die Stromflußrichtung zwischen jeder dieser Zeitabschnitte umgekehrt werden muß und sie von relativ kurzer Dauer sind. Dies ist insbesondere so, wenn die Zeitabschnitte gewünschter Stromkonstantheit periodisch, mit einer Flußrichtungsumkehr zwischen jedem, und mit einer Frequenz auftreten sollen, die im Hinblick auf unterschiedliche Zeitkonstanten beträchtlich ist, die in dem System vorkommen, in dem der Strom erzeugt wird.
• Ein derartiges System, bei dem diese Bedingungen eintreten, sind elektromagnetische Durchflußmesser. Bei diesen Systemen wird über ein Meßrohr ein magnetisches Feld geschaffen, durch das eine Flüssigkeit oder eine flüssigkeitsähnliche Substanz fließt, die zumindest eine gewisse elektrische Leitfähigkeit aufweist. Leitfähige Medien, die durch ein magnetisches Feld fließen, führen, gemäß der Theorie vom Elektromagnetismus, zur Schaffung einer elektromotorischen Kraft oder Spannung senkrecht sowohl zur Strömungsrichtung als auch zur Richtung des magnetischen Feldes, einer Spannung, die proportional ist zur durchschnittlichen Geschwindigkeit des fließenden Fluids. Das Vorsehen von Elektroden an den Stellen, an denen die Spannung hauptsächlich erzeugt wird, ermöglicht es, ein Signal zu erhalten, das die Geschwindigkeit der Flüssigkeit, aus der ihre Flüssigkeitsströmung bestimmt werden kann, linear wiedergibt.
• Wenn jedoch die Stärke und die Richtung des magnetischen Feldes konstant ist, kann der sich daraus ergebende Spannungsanteil mit konstanter Polarität aufgrund des durch die Fluidströmung induzierten Signals nicht von dem Anteil aufgrund des elektrochemischen Potentials des strömenden Fluids und der Erfassungselektroden zusammen getrennt werden. Weiterhin kann der sich ergebende Signalgleichstrom, der im strömenden Fluid quer zu seiner Strömungsrichtung erzeugt wird, zu einer Polarisierung der beiden Erfassungselektroden über die Zeit führen, wodurch die Strömungswiedergabe des Ausgangsspannungs- Signals ungünstig beeinflußt wird. Um dieses Ergebnis zu vermeiden, wird das magnetische Field gewöhnlich abwechselnd in entgegengesetzten Richtungen an das Strömungsrohr angelegt, um derartige Quer-Stromflüsse auszugleichen und so eine reine Polarisierung der Erfassungselektroden zu vermeiden.
• Die Frequenz der Umkehr oder des Richtungswechsel des magnetischen Feldes durch das Strömungsrohr wirkt sich auf die Leistung des elektromagnetischen Strömungsmeßsystems aus. Einerseits trennt eine höhere Umkehrfrequenz diese Frequenz weiterhin von dem Rauschen in dem Signal, das von den Erfassungselektroden abgenommen wird und das von der Art ist, die als 1/f-Rauschen beschrieben werden kann. Andererseits wirkt die Signal-Übertragungsleitung, die das Signal aus den Erfassungselektroden leitet, als eine Übertragungsleitung und kann relativ lang sein, wenn sich die Datenerfassungsstelle in einer wesentlichen Entfernung von der Strömungs-Meßstelle befindet. Unter diesen Umständen weisen die von der Übertragungsleitung verteilte Kapazität und der Widerstand des Fluids die elektrischen Eigenschaften eines Tiefpaßfilters auf. Somit führt eine Erhöhung der Umkehrfrequenz, die die Basis einer periodischen Änderung der elektrischen Signale bildet, in einem gewissen Punkt aufgrund der Filterwirkung der verbindenden Signalleitung zu verringerten Amplituden bei solchen Signalen, die man von diesen Elektroden an der Datenerfassungsstelle erhält.
• Bei elektromagnetischen Durchflußmessersystemen besteht der Wunsch, daß während der Zeiten, in denen man Werte erhält, die eine Strömung aus dem erfaßten Signal in irgendeinem Zeitabschnitt des Wechselns des aufgebrachten Magnetfeldes wiedergeben, in Magnetfeldspulen ein konstanter Strom fließt. Wenn das Magnetfeld während eines derartigen Erhaltens von Erfassungssignal-Werten konstant ist, tritt nicht viel induktive Einstreuung in Systemabschnitten um dieses herum, einschließlich der zum Erhalten des Strömungs-Wiedergabesignals oder Erfassungssignals aus den Erfassungselektroden verwendeten Vorrichtung, auf. Somit ist in diesem Erfassungssignal weniger Rauschen oder eine geringere Meßwertverschiebung vorhanden.
• Es tritt jedoch eine Schwierigkeit auf, wenn die Frequenz der Umkehr des aufgebrachten Magnetfelds zunimmt. Die Magnetfeldstärke B im Fluid ergibt sich aus verschiedenen Strömen, die in dem elektromagnetischen Durchflußmesser-Meßsystem fließen, einschließlich (i) dem Strom, der zur Erzeugung des gewünschten Magnetfelds von einer Stromquelle auf die Spulen aufgebracht wird, und (ii) der sich ergebenden Wirbelströme, die induziert werden, um im leitfähigen Meßrohr und den magnetischen Materialien im magnetischen Umkehr-Schaltkreis zu fließen. Die Magnetfeldstärke B im strömenden Fluid nähert sich somit aufgrund der Schirmwirkungen der Wirbelströme nach einer Stromumkehr exponentiell einem konstanten Wert. Somit eilen Änderungen im B-Feld im strömendenden Fluidmaterial den Änderungen im angelegten Strom, der diese entstehen läßt, nach und tun dies für einen größeren Bruchteil jedes der Zeitabschnitte des Feld-Richtungswechsels, je häufiger die Umkehr auftritt, d.h., je kürzer der Zeitabschnitt ist.
• Daher wird die Zeitmenge, die das B-Feld in jedem Zeitabschnitt konstant ist, mit zunehmender Umkehrfrequenz immer kleiner, was zu immer weniger Zeit zum Erhalt eines erfaßten Werts im Erfassungssignal aus den Erfassungselektroden führt, der infolge der Tatsache, daß das induktive Einstreuungsrauschen Zeit hatte, geringer zu werden, im wesentlichen frei von induktiven Rauschen ist. An einem Punkt zunehmender Frequenz führt dies zu einer Zunahme des Rauschens in dem durch die Erfassungselektroden gelieferten Signal und kann zu einer wesentlichen Abnahme der Stärke des Erfassungssignal führen, da das B-Feld durch den Wirbelstrom in jedem Zeitabschnitt wesentlich verringert bleibt.
• Dieser letztere Zustand wird verschlechtert, wenn der im elektromagnetischen Durchflußmeßsystem erzeugte angelegte Strom nach jeder Umkehr seiner Stromflußrichtung, wie sie benötigt wird, um die entsprechende Umkehr des angelegten B-Felds zu erzeugen, auch eine relativ lange Anstiegszeit aufweist. Nach einer Strom-Richtungsumkehr von diesem führt eine Verzögerung beim Erreichen eines gewünschten konstanten Stromwerts auch für das sich ergebende B-Feld, das durch den Strom erzeugt wird, und die induzierten Wirbelströme zu kürzeren Zeiten, um in jedem Zeitabschnitt nach einem Feld-Richtungswechsel zu einem konstanten Wert zu kommen. Somit besteht der Wunsch, die Anstiegszeit des Stroms, der verwendet wird, um das B-Feld in einem elektromagnetischen Durchflußmesser nach einer Strömungs-Richtungsumkehr zu erzeugen, zu verkürzen.
• Das US-Patent Nr. 4,563,904 von Geisler et al. zeigt einen Schaltkreis, bei dem eine Schaltregler verwendet wird, um einen Schalttransistor in einem Ein-Aus-Impulsbetrieb zu betreiben. Dieser Transistor verbindet eine Stromquelle mit einem Filter mit einem Ausgang, der über einen Brücken-Umschalter verbunden ist, der die Stromrichtung durch eine Durchflußmesser-Spule steuert.
• Die japanische Veröffentlichung JP-A-S8-44314 zeigt einen Schaltkreis, bei dem eine Rückkopplungsschleife verwendet wird, um einen Schalttransistor für eine Impulsmodulierung der Zeitmenge zu regeln, die eine feste Spannung aus einer Gleichrichterquelle über eine Durchflußmesser-Spule angelegt wird. Die Rückkopplung beruht auf einer Erfassung eines sich ergebenden Stroms, der in einer festen Impedanz fließt, die in Reihe mit der Spule vorgesehen ist.
• Das US-Patent Nr. 4,663,976 offenbart einen elektromagneti-schen Durchflußmesser, der zwei Schalter zum abwechselnden Zuführen von Strom in entgegengesetzte Richtungen zu einer Spule des Durchflußmessers aufweist. Die Schalter werden durch eine Impulsfolge gesteuert, die ein einstellbares Tastverhältnis aufweist, das auf einem Vergleich zwischen einer Bezugsspannung und einem Spannungsabfall über einen Sensorwiderstand aufgrund eines Stroms, der durch die Spule fließt, beruht.
• Erfindungsgemäß ist eine Stromquelle vorgesehen, die geeignet ist, von einer Versorgung zur Erzeugung eines Laststroms zwischen ersten und zweiten Lastanschlüssen mit Energie beaufschlagt zu werden, wenn eine ausgewählte Lastvorrichtung dazwischen elektrisch verbunden ist, die über einen Bereich von Lastzuständen einen im wesentlichen konstanten Wert aufweist, wobei die Stromquelle folgendes aufweist:
• eine Regelvorrichtung, die zur Lieferung eines geregelten Potential-Ausgangssignals dazu geeignet ist, mit der Versorgung gekoppelt zu werden, wobei die Regelvorrichtung einen Potentialeinstellungs-Eingang aufweist, so daß ein am Potentialeinstellungs-Eingang vorgesehenes Signal das geregelte Potential-Ausgangssignal regelt; und
• eine Rückkopplungsvorrichtung, die einen Stromweg durch sich aufweist, der zwischen dem geregelten Potential-Ausgangssignal und einem der Lastanschlüsse in Reihe geschaltet ist, wobei die Rückkopplungsvorrichtung einen Ausgang aufweist, der mit dem Potentialeinstellungs-Eingang gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungsvorrichtung eine Stromerfassungsvorrichtung aufweist, um einen Laststrom zu leiten und um ein Stromerfassungs-Ausgangssignal zu erzeugens das eine Amplitude eines derartigen Laststroms wiedergibt, wobei der Stromerfassungs- Ausgang der Stromerfassungsvorrichtung mit einem Stromsteuerungs-Eingang gekoppelt ist, um den Laststrom im wesentlichen konstant zu halten, wobei die Stromerfassungsvorrichtung einen Stromeingang aufweist, der mit einem der Lastanschlüsse in Reihe geschaltet ist; dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsvorrichtung weiterhin folgendes aufweist:
• eine einstellbare Impedanz im Stromweg zur Steuerung des Laststroms, wobei die einstellbare Impedanz durch die Stromsteuerungsvorrichtung gesteuert wird; und
• eine Leistungserfassungsvorrichtung, die mit der einstellbaren Impedanz gekoppelt ist, um ein Leistungs-Ausgangssignal zu erzeugen, das die Verlustleistung in der einstellbaren Impedanz wiedergibt, wobei der Leistungs-Ausgang mit dem Potentialeinstellungs-Eingang der Regelvorrichtung gekoppelt ist, um die Verlustleistung in der einstellbaren Impedanz auf einem vorher ausgewählten Leistungspegel zu halten.
• Die vorliegende Erfindung schafft eine Stromquelle, die durch eine veränderliche Erregung oder eine Versorgung zur Erzeugung eines relativ konstanten Stroms zwischen Stromrichtungs-Umkehrungen in ausgewählten Lasten von sich stark unterscheidenden Impedanzen elektrisch erregt wird. Die Stromquelle weist eine Potential-Regelvorrichtung zur einstellbaren Regelung von zugeführtem Potential auf, um einen Strom durch eine Stromsteuervorrichtung, eine Last und eine Stromerfassungsvorrichtung zu schaffen, die der Stromsteuervorrichtung ein Signal zuführt. Es ist eine weitere Leistungs-Regelvorrichtung vorhanden, die ein Signal aus der Stromsteuervorrichtung empfängt und der Spannungs-Regelvorrichtung ein Ausgangssignal zuführt, um dessen Ausgangssignal einzustellen. Der Strom, der der Last zugeführt werden soll, kann dazu gebracht werden, die Stromrichtung durch diese Last durch eine Schalt-Kommutatoranordnung abwechselnd zu schalten. Es ist eine Stromanstiegszeit-Regelvorrichtung vorgesehen, um die Anstiegszeit von Strömen, die nach einer Umschaltung der Last erzeugt werden, zu erhöhen.
KURZE BESCHEIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Es zeigen:
• Fig. 1A und 1B ein schematisches Schaltkreisdiagramm eines erfindungsgemäßen Schaltkreises;
• Fig. 2A und 2B Wellenformen, die für den Schaltkreis aus Fig. 1 charakteristisch sind;
• Fig. 3A und 3B Wellenformen, die für den Schaltkreis aus Fig. 1 charakteristisch sind;
• Fig. 4A und 4B Wellenformen, die für den Schaltkreis aus Fig. 1 charakteristisch sind;
• Fig. 5A und 5B Wellenformen, die für den Schaltkreis aus Fig. 1 charakteristisch sind; und
• Fig. 6A und 6B Wellenformen, die für den Schaltkreis aus Fig. 1 charakteristisch sind.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
• Fig. 1A und 1B können entlang der Linie A - A' verbunden werden, um ein schematisches Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu bilden, die hier in einem elektromagnetischen Durchflußmessersystem verwendet wird. Dem Schaltkreis wird eine Spannung mit konstanter Polarität zwischen einem Paar Anschlüssen zugeführt, wobei im Hinblick auf eine schaltkreisübliche oder Masse-Bezugsspannung, die mit einem Masse-Bezugsanschluß 11 elektrisch verbunden ist, eine positive Spannung von typischerweise 40,0 V an einem positiven Spannungs-Zufuhranschluß 10 angelegt wird.
• Das Lastelement für den Stromquellen-Schaltkreis aus Fig. 1 weist eine elektromagnetische Durchflußmesser-Spule 12 und ein Kabel auf, das durch einen Widerstandswert 12A wiedergegeben ist, die in einer Umschalter-Brückenanordnung verbunden sind, die durch vier Schalt-MOS-Feldeffekttransistoren (MOSFETS) 13, 14, 15 und 16 ausgebildet ist. Diese Umschalteranordnung wird durch eine Umschalter-Stromrichtungs-Schaltlogik und eine Schalttransistor-Antriebsanordnung 17 betrieben. Die Anordnung 17 schaltet zuerst die Transistoren 13 und 16 in den "Ein"-Zustand mit den Transistoren 14 und 15 im "Aus"-Zustand, gefolgt von einer Umkehr dieser Zustände jedes der Transistorenpaare und danach ein Wechseln zwischen diesen Zuständen für diese Transistorenpaare. Somit kann im ersten Zustand während der ersten Hälfte eines Zeitabschnitts für einen Zyklus bei dieser periodischen Schaltung Strom in den Source-Anschluß des Transistors 13 fließen und dann durch die Spule 12 aus seinem Drain-Anschluß heraus in den Drain-Anschluß des Transistors 16 fließen, gefolgt von einer Erregung durch den Source-Anschluß des Transistors 16. In der zweiten Hälfte dieses Zeitabschnitts des Zyklus fließt Strom durch den Transistor 14 vom Source- zum Drain-Anschluß und dann in der entgegengesetzten Strömungsrichtung durch die Spule 12 aus dem ersten halben Zeitabschnitt und dann durch den Transistor 15 vom Drain- zum Source-Anschluß.
• Somit weist die Spule 12 periodisch einen Strom auf, der in entgegengesetzte Richtungen durch diese angelegt wird, um ein sich periodisch änderndes Erfassungssignal zu erzeugen und um die Polarisierung der Erfassungselektroden in diesem Meßrohr 12' des elektromagnetischen Durchflußmessersystem, auf dem die Spule 12 im elektromagnetischen Durchflußmessersystem angeordnet ist, zu vermeiden. Die Schaltlogik und die Anstriebsvorrichtung 17 können aus jeder geeigneten Schaltkreistechnik ausgebildet sein, die den Transistoren 13, 14, 15 und 16 die zeitlich richtig gesteuerten Auswerte-Spannungsimpulse zuführt, um zu der beschriebenen Schaltfolge zu führen. Die durch die Vorrichtung 17 eingestellte Frequenz der Stromfluß Richtungsumkehr kann ausgewählt werden, so daß sie so gewählt werden kann, daß sie für die angetroffenen Strömungsmeßzustände, insbesondere die Parameter des gemessenen Fluids, am besten ist. Diese Parameter eines solchen Fluids können sich von Fluid zu Fluid stark unterscheiden, wobei die bedeutendsten typischerweise die elektrische Leitfähigkeit eines Fluids und seine 1/f Rauscheigenschaften sind.
• Eine Reihenschaltung eines Kondensators 18 und eines Widerstands 19 werden zusammen parallel mit der Last angeordnet, die die Spule 12 und das Kabel 12A aufweist, um einen Entladungsweg für die Induktanz de Spule 12 während der Schaltmomente zu schaffen, wenn sich alle Umschalter-Transistoren vorübergehend in einem teilweisen "Aus"-Zustand befinden könnten, da das Magnetfeld um die Spule 12 zusammenbricht, um einen zeitweiligen Entladungsweg mit einer ausgewählten Zeitkonstante für diese Energie zu schaffen. Typische Bauteilwerte sind 0,22 1/f für den Kondensator 18 und 8,7 KΩ für den Widerstand 19, die ausgewählt sind, um induktive Spannungsspitzen aus der Spule 12 daran zu hindern, die Nennleistungen der Kommutator- oder Umschalter zu übersteigen.
• Die Last weist aufgrund des Innenwiderstands der Spule 12 und desjenigen der Zusammenschaltungs-übertragungsleitung 12A zwischen der Spule 12 und den Drain-Anschlüssen der Transistoren 15 und 16, die als die Stromquellen-Lastanschlüsse dienen, einen zu ihr gehörigen Reihen-Wirkwiderstand auf. Da ein elektromagnetischer Durchflußmesser in vielen verschiedenen Situationen angeordnet wird, so daß die Länge dieser Zusammenschaltungs-Übertragungsleitung stark schwanken kann, ist der Reihenwiderstandswert aufgrund von solchen Zusammenschaltungen von einer Situation zur nächsten ganz anders. Ein großer Temperaturbereich in einigen Meßsituationen und von einer Meßsituation zur nächsten dehnt den Widerstands-Schwankungsbereich weiter aus.
• Die Spule 12 selbst weist von einer Meßsituation zur nächsten einen breiten Induktanz- und Innenwiderstandsbereich auf. Eine Anpassung des Erfassungs-Schaltkreises, der mit den Erfassungselektroden des Meßrohres verbunden ist, erfordert typischerweise, daß das Signal an diesen Erfassungselektroden von einer Meßsituation zur nächsten für dieselbe Strömungsgeschwindigkeit von Fluid durch das Meßrohr, bei dem derselbe anglegete Strom verwendet wird, im wesentlichen dieselbe Stärke aufweist. Da das Strömungs-Meßrohr einen Durchmesser aufweisen kann, der von einer Meßsituation zur nächsten zwischen Bruchteilen weniger Zentimeter und einigen 30 Zentimetern schwanken kann, muß es bei der Induktanz und dem Innenwiderstand der Spule 12 zur Verwendung mit diesen unterschiedlichen Strömungs-Meßrohren einen breiten Schwankungsbereich geben.
• Somit muß sich das über die Lastanschlüsse der Umschalteranordnung, mit der die Spule 12 verbunden ist, angelegte Potential von Situation zu Situation bedeutend ändern, um in jeder Situation im wesentlichen denselben absoluten Stromflußwert in der Spule 12 zu erzeugen. Wie es oben angegeben ist, wird ein ähnlicher absoluter Stromflußwert in jeder Meßsituation benötigt, um zu gewährleisten, daß durch diesen erzeugte Magnetfelder die gewünschten Stärken aufweisen, um ein Signal zu erzeugen, das die Strömungsgeschwindigkeit durch das Strömungsrohr wiedergibt und das in jeder Situation auf einer beständigen Basis für den Erfassungssignal-Erfassungsschaltkreis 12", der mit einem Paar Erfassungselektroden 12"' verbunden ist, im Rohr 12 erzeugt wird. Weiterhin müssen, wie es oben angegeben ist, die Ströme in jeder Strömungsrichtung durch die Spule 12 für einen ausreichenden Zeitabschnitt während der Strömung in jede Richtung in jedem Wechselabschnitt konstant gehalten werden, um den Erhalt eines genauen ausgelesenen Werts in demselben Signal-Erfassungsschaltkreis, der mit den Elektroden im Strömungsrohr verbunden ist, zu ermöglichen.
• Die Notwendigkeit, nach jeder Strömungsrichtungsumkehr des angelegten Stroms bei den höchsten Umkehrfrequenzen eine schnelle Stromstärkenerhöhung zu erhalten, wenn ein relativ großer Wirkwiderstandswert in Reihe mit der Spule 12 ist, und die Spule 12 eine relativ große Induktanz aufweist, ist eine Situation, die es erfordert, daß an den Lastanschlüssen der Umschalteranordnung eine relativ große Spannung erzeugt wird. Es ist jedoch eine effiziente Nutzung der elektrischen Leistung durch den Schaltkreis, der an diesen Anschlüssen Spannung liefert, in anderen Meßsituationen, in denen niedrigere Strömungsrichtungsfrequenzen des angelegten Stroms verwendet werden, oder wenn kleinere Wirkwiderstandswerte mit der Spule 12 in Reihe sind oder die Spule 12 kleinere Induktanzen aufweist oder in Situationen erforderlich, in denen eine Kombination dieser verringerten verringerten Werte vorhanden ist. Somit ist die restliche in Fig. 1 gezeigte Schaltkreistechnik auf die Schaffung dieses Ergebnisses ausgerichtet.
• Aufgrund der Notwendigkeit eines veränderlichen Potentials an den Lastanschlüssen des Umschalters, mit denen die Spule 12 in unterschiedlichen Situationen verbunden ist, und dennoch eines im wesentlichen konstanten Stromflußwerts zwischen diesen in wechselnden Richtungen auf wechselnden Halbperioden in jeder Situation, muß der Schaltkreis aus Fig. 1 für eine solche veränderliche Spannungsstärke sorgen, aber mit einem gut gesteuerten Stromfluß für jede solche Spannung. Dies könnte einfach durch Änderung einer Ausgangsspannung einer Spannungsversorgungsvorrichtung in einer einzelnen Rückkopplungsschleife erfolgen. Um jedoch einen zufriedenstellenden Leistungs-Wirkungsgrad aufrechtzuerhalten, besteht die Notwendigkeit eines Schaltreglers als Spannungsversorgung. Es ist wohlbekannt, daß solche Schaltregler ansprechend auf sich ändernde Einstellungssignale an ihrem Eingang Verzögerungen bei der Einstellung von Ausgangsspannungswerten an ihrem Ausgang in sich aufweisen. Dies bedeutet ein relativ langsames Ansprechen der Schleife bei der Einstellung von Strömen, wenn Stromwertfehler aufgrund von sich ändernden Zustgnden, in denen der gewünschte feste Stromwertfluß in wechselnden Halbperioden eingehalten werden muß, entstehen.
• Der Schaltkreis aus Fig. 1 weist stattdessen zwei Rückkopplungsschleifen auf, um die Spannung und den Strom im wesentlichen separat zu regeln. Ein Schaltregler wird hier auch zur Aufrechterhaltung des Leistungs-Wirkungsgrades verwendet, wobei dieser Regler zum Teil auf einem handelsüblichen monohthischen integrierten Schaltkreis beruht, wobei die Abschnitte in diesem, die im wesentlichen in dem Schaltkreis aus Fig. 1 verwendet werden, in Blockdiagrammform innerhalb eines gestrichelten Kastens 20 gezeigt sind. Die Zahlen um diesen herum, denen der Buchstabe P vorausgeht, sind die Stiftzahlen für den handelsüblichen integrierten Schaltkreis, der von Unitrode Integrated Circuits unter der Bezeichnung UC 494A erhältlich ist.
• Im Block 20 empfängt ein Fehlerverstärker 21 Signale, die einen Fehler in der Ausgangsspannung der Regelvorrichtung, wie sie durch externe Schaltkreisabschnitte, die mit ihren Invertern und nicht-invertierenden Eingängen verbunden sind, gemessen wird, angeben. Externe Rückkopplungselemente, die ein Paar Widerstände 22 und 23 und einen Kondensator 24 aufweisen, werden sowohl zur Einstellung des Verstärkungsgrads des Schaltkreises, der den Fehlerverstärker 21 umfaßt, als auch zur Einstellung ihres Frequenzansprechens verwendet, wie es später beschrieben wird.
• Das Fehlersignal wird, nachdem es einer durch den Verstärker 21 und seines zugehörigen Schaltkreises gelieferten Verstärkung unterzogen worden ist, dem nicht-invertierenden Eingang einer Vergleichsvorrichtung 25 zugeführt. Weiterhin wird dem invertierenden Eingang der Vergleichsvorrichtung 25 das Ausgangssignal eines Festfrequenz-Oszillators 26 zugeführt. Die Vergleichsvorrichtung 25 vergleicht die gefilterte und verstärkte Fehlerspannung, die dieser vom Ausgang des Fehlerverstärkers 21 zugeführt wird, mit der periodischen Festfrequenz- Sägezahn-Ausgangsspannung, die dieser durch den Oszillator 26 zugeführt wird, um am Ausgang der Vergleichsvorrichtung 25 ein Ausgangssignal mit veränderlicher Impulsbreite zu erzeugen.
• D.h., ein Signal mit modulierter Impulsbreite wird am Ausgang der Vergleichsvorrichtung 25 einer digitalen Schaltkreisanordnung 27 zugeführt, die bestimmte logische Funktionen erzeugt, die am Ausgang des Logikschaltkreises 27 zu einem Schaltsignal an der Basis eines bipolaren NPN-Transistors 28 führen, dessen Emitter mit dem Masse-Bezugsanschluß 11 verbunden ist. Der Transistor 28 wird gemäß dem Signal, das am Ausgang der Vergleichsvorrichtung 25 erzeugt wird, abwechselnd auf solche Weise vom "Ein"-Zustand auf den "Aus"-Zustand und zurück geschaltet, daß die relative Zeit, die sich der Transistor 28 im "Ein"-Zustand gegenüber dem "Aus"-Zustand befindet, durch die Impulsbreite des Ausgangssignals mit modulierter Impulsbreite der Vergleichsvorrichtung 25 einstellbar ist.
• Die feste Frequenz des Oszillators 26 wird durch die Auswahl von Werten für einen Widerstand 29 und einen Kondensator 30 ausgewählt, der im integrierten Schaltkreis innerhalb des Kastens 20 mit diesem und mit dem Masse-Bezugsanschluß 11 verbunden ist. Werte, die zur Einstellung der Oszillatorfrequenz auf etwa 40 KHz ausgewählt werden, liegen bei 13 KΩ für den Widerstand 29 und 2200 pF für den Kondensator 30.
• Das Oszillatorsignal mit fester Frequenz vom Ausgang des Oszillators 26 wird auch einer weiteren Vergleichsvorrichtung 31 an ihrem invertierenden Eingang zugeführt. Eine Spannungs- Bezugsvorrichtung 32 liefert eine feste Ausgangsspannung von typischerweise 5,0 V, von der ein Teil durch eine Spannungsteileranordnung, die zwischen dem Ausgang der Spannungs-Bezugsvorrichtung 32 und dem Masse-Bezugsanschluß 11 angeschlossen ist, dem nicht-invertierenden Eingang der Vergleichsvorrichtung 31 zugeführt wird. Dieser Spannungsteiler weist ein Paar Widerstände 33 und 34 und einen Kondensator 35 auf, der zum Widerstand 33 parallel ist. Typische Werte für diese Bauteile sind 390 KΩ für den Widerstand 33 und 100 KΩ für den Widerstand 34, wobei der Kondensator 35 einen Wert von 10 µF aufweist, der so wirkt, daß er die Abnahme der Spannung, die am Eingang der Vergleichsvorrichtung 31 zugeführt wird, verzögert, um bei einem anfänglichen Anlegen der Schaltkreisleistung das Starten des Betriebs des Schaltreglers zu verzögern.
• Die an der Verbindungsstelle der Widerstände 33 und 34 erzeugte Spannung, die dem nicht-invertierenden Eingang der Vergleichsvorrichtung 31 zugeführt wird, bestimmt die Mindestmenge an "Aus"-Zeit für den Transistor 28, die die Zeitmenge begrenzt, die er sich im "Ein"-Zustand befindet, um eine Beschädigung der Bauteile zur Leistungsversorgung aufgrund der Notwendigkeit, Wärme aus Strom zu verteilen, der einen zu langen Zeitabschnitt durch diesen fließt, zu verhindern. Das Ausgangssignal der Vergleichsvorrichtung 31 wird auch der Steuerlogik 27 zugeführt, um diesen Zweck der Steuerung des Transistors 28 zu erfüllen.
• Der Transistor 28 steuert einen weiteren Transistor 36, der zum integrierten Schaltkreis im Kasten 20 extern ist und der ein bipolarer PNP-Transistor ist. Der Emitter des Transistors 36 ist mit einem positiven Spannungsversorgungsanschluß 10 verbunden, und der Kollektor des Transistors 36 ist mit einem Induktor 37 verbunden, der wiederum mit einem Kondensator 38 verbunden ist, der zwischen dem Induktor 37 und dem Masse- Bezugsanschluß 11 angeschlossen ist. Der Induktor 37 und der Kondensator 38 sind zum integrierten Schaltkreis im Kasten 20 ebenfalls extern. Die Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 bildet den Ausgang des Schaltreglers aus Fig. 1, und diese schaffen zusammen einen Tiefpaßfilter, um aus den Spannungsimpulsen, die durch das "Ein"- und "Aus"- Schalten des Transistors 36 unter Steuerung des Transistors 28 und der restlichen integrierten Schaltung im Kasten 20 erzeugt werden, den Durchschnitt zu bilden. Der Induktor 37 weist typischerweise einen Wert von 220 µH auf, und der Kondensator 38 weist einen typischen Wert von 10 µF auf.
• Der Kollektor des Transistors 36 ist auch mit einer Diode 39 verbunden. Die Kathode der Diode 39 ist mit der Verbindungsstelle des Kollektors des Transistors 36 und des Induktors 37 verbunden und ihre Anode ist mit dem Masse-Bezugsanschluß 11 verbunden. Die Diode 39 schafft einen Stromweg durch den Induktor 37, wenn sich der Transistor 36 beim Hin- und Herschalten zwischen dem "Aus"-Zustand und dem "Ein"-Zustand im "Aus"- Zustand befindet, während er durch den Transistor 28 gesteuert wird.
• Der Transistor 28 steuert ein derartiges Schalten des Transistors 36 durch ein Paar Widerstände 40 und 41. Wenn sich der Transistor 28 im "Aus"-Zustand befindet, fließt weder im Widerstand 40 noch 41 bedeutender Strom, so daß sich die Basis des Transistors 36 etwa auf der Spannung befindet, die am positiven Spannungsversorgungsanschluß 10 erscheint. Wenn sich andererseits der Transistor 28 im "Ein"-Zustand befindet, wird Strom durch seinen Kollektor durch die Widerstände 40 und 41 gezogen, was die Spannung am Gate des Transistors 36 ausreichend verringert, um ihn in den "Ein"-Zustand zu schalten.
• Somit wird an der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 als eine Quelle elektrischer Energie zum Betreiben der Spule 12, wie es nachfolgend beschrieben wird, eine konstante Polarität oder eine direkt Spannung erzeugt. Der Wert dieser Spannung wird durch Signale gesteuert, die an den Eingängen zum Fehlerverstärker 21 erscheinen, eine Fähigkeit, die wie nachfolgend beschrieben genutzt wird.
• Das Anlegen dieser geregelten Spannung aus der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 und des folglich von dieser zugeführten Stroms wird bei ihrem Anlegen an die oben beschriebene Umschalteranordnung, die die Spule 12 aufweist, durch einen weiteren P-Kanal-MOSFET 42 gesteuert, dessen Source-Anschluß mit dieser geregelten Spannung verbunden ist, die am Ausgang des Schaltreglers der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 zugeführt wird. Der Transistor 42 wird bei seinem Zuführen von Strom zur Umschalteranordnung auf dem geregelten Spannungswert, der an diesem Schaltreglerausgang erzeugt wird, wiederum durch eine erste Rückkopplungsschleife geregelt. Diese Rückkopplungsschleife weist weiterhin eine Diode 43 auf, deren Anode mit dem Drain-Anschluß des Transistors 42 verbunden ist, und deren Kathode mit der Umschalteranordnung verbunden ist, wobei insbesondere ihre Kathode mit den Source-Anschlüssen der Transistoren 13 und 14 zusammen verbunden ist. Die Schleife geht auf der anderen Seite der Umschalteranordnung mit einem Stromerfassungs-Widerstand 44 weiter, der zwischen den Source-Anschlüssen der Transistoren 14 und 16 zusammen und dem Masse- Bezugsanschluß 11 verbunden ist. Ein typischer Wert für den Widerstand 44 ist 2,0 Ω.
• Diese Rückkopplungsschleife wird durch eine Rückkopplungs- Verstärkeranordnung vervollständigt, die das Gate des Transistors 42 antreibt. Diese Rückkopplungs-Verstärkeranordnung weist einen Operationsverstärker 45 auf, der ein Hochspannungstyp ist, so daß sein Ausgangssignal auf das maximale positive Spannungsniveau ansteigen kann, das am Schaltreglerausgang an der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 erscheint, wobei diese Spannung etwa 38,0 V beträgt. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 45 ist durch einen Widerstand 46, mit typischerweise 10 KΩ, mit der Verbindungsstelle des Widerstands 44 und den Source-Anschlüssen der Transistoren 15 und 16 zusammen elektrisch verbunden. Der Widerstand 46 wird beim Einstellen des Frequenzansprechens des Verstärkerschaltkreises 45 in Verbindung mit einer kleineren Rückkopplungsschleife um den Verstärker 45 verwendet, wie es nachfolgend beschrieben wird. Somit erzeugt der Strom durch die Spule 12 eine Spannung über den Widerstand 44, welche Spannung als ein Maß für den Strom durch den Widerstand 44 und somit durch die Spule 12 dem Verstärker 45 zugeführt wird.
• Der invertierende Eingang des Verstärkers 45 ist durch einen anderen Widerstand 47, mit ebenfalls typischerweise 10 KΩ, mit einer Bezugsspannung verbunden. Der Widerstand 47 wird beim Ausgleichen von Meßwertverschiebungen oder Offset-Spannungen im Verstärker 45 verwendet. Die Bezugsspannung beträgt etwa 1,0 V und wird an der Verbindungsstelle eines Paars Spannungsteiler-Widerstände 48 und 49 zugeführt. Der Widerstand 48 weist einen typischen Widerstandswert von 5,11 KΩ auf, und der Widerstand 49 weist einen typischen Widerstandswert von 1,28 KΩ auf. Das gegenüberliegende Ende des Widerstands 48 ist mit dem Ausgang der Spannungs-Bezugsvorrichtung 32 verbunden, die, wie es oben angegeben ist, 5,0 V zuführt. Das gegenüberliegende Ende des Widerstands 49 ist mit dem Masse-Bezugsanschluß 11 verbunden.
• Da, wie es oben angegeben ist, um den Verstärker 45 herum eine größere oder Primär-Rückkopplungsschleife vorgesehen ist, ist die Wirkung, die Potentialdifferenz zwischen den invertierenden und den nicht-invertierenden Eingängen des Verstärkers 45 etwa auf dem Wert Null zu halten. Somit wirkt die Rückkopplungsschleife so, daß sie durch den Widerstand 44 einen Strom erzeugt, der über den Widerstand einen Spannungsabfall von etwa 1,0 V erzeugt. Der sich ergebende Strom durch die Spule 12, 1,0 V geteilt durch 2,0 µ, wird somit so eingestellt, daß er bei dem vorliegenden in Fig. 1 gezeigten Beispiel 0,5 A beträgt.
• Der Ausgang des Verstärkers 45 ist durch eine Parallelanordnung, die einen Widerstand 50 und einen Kondensator 51 umfaßt, die zusammen mit einem weiteren Widerstand 52 in Reihe sind, mit dem Gate des Transistors 42 verbunden. Das Gate des Transistors 42 ist auch mit der geregelten Spannung verbunden, die an der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 durch einen weiteren Widerstand 53 zugeführt wird. Parallel mit dem Widerstand 53 sind ein Paar gegenläufig verschaltete Zenerdioden 53' und 53", die verhindern, daß sich die Spannung auf dem Gate des Transistors 42 von der Spannung auf seinem Source-Anschluß um mehr als 18,0 V in jeder Polarität unterscheiden, um ein Überschreiten der Gate/Source-Durchschlagsgrenzen des Transistors 42 zu verhindern. Typische Bauteilwerte sind 22 KΩ für den Widerstand 50, 1 KΩ für den Widerstand 52 und 100 KΩ für den Widerstand 53. Der Kondensator 51 weist typischerweise 0,15 µF auf. Diese Bauteilwerte werden für eine bestimmte Art von Verstärker 45 und Transistor 42 ausgewählt und würden sich mit anderen Auswahlen derartiger Verstärker und Transistoren aufgrund ihrer unterschiedlichen Eigenschaften ändern.
• Der Widerstand 53 bildet im Hinblick auf die Reihenschaltung der Widerstände 50 und 52 eine Spannungsteileranordnung über das Gate des Transistors 42 zwischen der geregelten Spannungszufuhr und dem Ausgang des Verstärkers 45. Diese Anordnung ermöglicht es, das Ausgangssignal des Verstärkers 45 so zu wählen, daß es sich auf einem Nennspannungspunkt befindet, der mit seinem Ausgangsspannungsbereich und mit dem Betriebsverstärker 42 kompatibel ist, wenn er in den "Ein"-Zustand geschaltet wird. Da der Verstärker 45 ein Hochspannungsverstärker ist, kann der Ausgangsspannungswert auf das Ausgangssignal des Spannungsreglers ansteigen, um eine Konduktanz durch den Transistor 42 zu beschränken, er kann aber auch fallen, um den Transistor 42 fest in den "Ein"-Zustand zu schalten.
• Aufgrund der Notwendigkeit, diese Rückkopplungsschleife weiter schnell arbeiten zu lassen, um Stromflüsse durch die Spule 12 wiederherzustellen, nachdem der Strom in dieser als Vorbereitung zur Umkehr der Strömung durch diese Spule abgeschaltet worden ist, wird der Kondensator 51 über den Widerstand 50 verwendet, um die Geschwindigkeit zu erhöhen, mit der das Ausgangssignal des Verstärkers 45 an das Gate des Transistors 42 angelegt wird. Der Widerstand 52 begrenzt diese Geschwindigkeit etwas, aber ermöglicht, daß zu Anfang ein bedeutend größeres Signal an das Gate des Transistors 42 angelegt werden kann, als möglich wäre, wenn der Widerstand 50 nicht beim Beginn des Leitens von Strom durch die Spule 12 bis zu dem gewünschten konstanten Wert in der nächsten Halbperiode nach jedem Umschalten der Stromflußrichtung in der Spule 12 überbrückt worden wäre.
• Diese Rückkopplungsschleife darf jedoch nicht so schnell arbeiten, daß nach jedem Umschalten der Stromflußrichtung durch die Spule 12 Schwingungen auftreten. Der Grund hierfür ist, daß solche Schwingungen oder ein "Nachschwingen" nach einem starken Umschaltimpuls in eine zweite Rückkopplungsschleife (die noch beschrieben wird) eingeleitet werden, was nachteilige Folgen haben kann. Infolgedessen ist um den Verstärker 45 herum eine lokale oder kleinere Rückkopplungsschleifen-Anordnung vorgesehen, um das Frequenzansprechen der lokalen Rückkopplungsschleife um den Verstärker 45 herum zu formen, um das Frequenzansprechen der größeren Rückkopplungsschleife, in der der Versärker 45, wie es oben beschrieben ist, vorhanden ist, zu formen.
• Diese lokale Rückkopplungsschleife erstreckt sich durch den Transistor 42 und dann durch einen Widerstand 54, der mit einem Kondensator 55 in Reihe ist, zum nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 45. Ein weiterer Kondensator 56 ist mit dieser Reihenkombination des Widerstands 54 und des Kondensators 55 parallel. Somit ist diese gesamte Kombination passiver Bauteile zwischen dem Drain-Anschluß des Transistors 42 und dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 45 angeschlossen. Typische Bauteilwerte sind 1,8 MΩ für den Widerstand 54, 0,1 µF für den Kondensator 55 und 820 pF für den Kondensator 56. Diese Werteauswahl ermöglicht, daß die größere Rückkopplungsschleife annähernd aperiodisch gedämpft wird, indem nur eine geringe Menge einer gedämpften Schwingung oder ein überschwingen mit relativ kurzer Dauer nach einem Umschalten der Stromrichtung durch die Spule 12 zugelassen wird.
• Die Leistung dieser größeren Rückkopplungsschleife ist in den in Fig. 2A und 2B, 3A und 3B und 4A und 4B gezeigten Wellenform angegeben. Fig. 2A und 2B zeigen die Umschaltimpulse, die an das in Fig. 1B mit A gekennzeichnete Gate des Umschalt- Transistors 14 als die Zeitsteuerungsbasis angelegt werden, die durch die Logik- und Antriebsanordnung 17 verwendet wird, um die Umschalteranordnung zu betreiben, in diesem Fall die an das Gate des Transistors 13 angelegte Spannung. Bei dieser Wellenform findet jede Halbperiode ein Spannungspegelübergang statt. Da dieser das Schalten der Umschalteranordnung und so die Stromumkehr durch die Spule 12 steuert, ist diese Umschalter-Zeitsteuerungsbasis eine günstige Wahl für die Zeitsteuerungsbasis des Systems aus Fig. 1. Die Zeitsteuerungsbasis in Fig. 2A ist mit derjenigen in Fig. 2B identisch, aber es sind beide vorgesehen, da in den Darstellungen aus Fig. 2A und 2B, 3A und 3B, 4A und 4B, 5A und 5B und 6A und 6B alternative Lastbeispiele Seite an Seite dargestellt sind.
• In Fig. 2A ist die Last die Spule 12, die so ausgewählt ist, daß sie einen Induktanzwert von 100,0 rnh aufweist und in Reihe mit sich eine ohmsche Belastung von etwa 26,5 Ω aufweist. Die Last in Fig. 2B ist wiederum eine Spule 12, die einen Induktanzwert von 100,0 mH in Reihe mit einem Wirkwiderstand von 5,5 Ω aufweist. Die für beide Beispiele gezeigte Schaltfrequenz der Umschalteranordnung beträgt 37,5 Hz.
• Fig. 3A und 3B zeigen die sich ergebenden Ströme durch die Spule 12, wie sie durch die Spannung über den Widerstand 44 von dem in Fig. 1B mit B gekennzeichneten Punkt gemessen werden. Wie es ersichtlich ist, gibt es ein annäherndes maximales Spannungsplateau von 1,0 V, das in jeder Halbperiode über den Widerstand 44 gemäß einem Maximum von 0,5 A, das durch 2,0 Ω verläuft, erreicht wird. Entsprechend den unterschiedlichen Reihenwiderständen bei den beiden Beispiellasten ist ersichtlich, daß die Anstiegszeit zum Erreichen der maximalen Spannung in der Darstellung aus Fig. 3A etwas länger ist als es in der Darstellung aus Fig. 3B erforderlich ist, da bei der letzteren die Widerstandslast, die mit der Spule 12 in Reihe ist, kleiner ist.
• Fig. 4A und 4B zeigen die sich ergebenden Signale, die am Ausgang des Verstärkers 45 an dem in Fig. 1B mit C markierten Punkt erscheinen, der das Gate des Transistors 42 steuert. Wie aus Fig. 4B ersichtlich ist, arbeitet der Transistor 42 aufgrund des relativ niedrigen Werts des Wirkwiderstands, der mit der Spule 12 in Reihe ist, im Konstantwert-Abschnitt einer Halbperiode bei einer Spannung, die sich nicht zu stark vom Spannungabfall über die Spule 12 unterscheidet. Ähnlich arbeitet das Gate des Transistors 42 bei einer Spannung, die relativ nahe bei Masse oder Null Volt liegt. Diese Figur zeigt ein Gate, das bei 2,0 V arbeitet, nachdem das anfängliche Schalteinschwingen abgeklungen ist. Es ist zu beachten, daß die Schaltschwingung nach dem Schaltereignis gut gesteuert wird.
• Fig. 4A mit der größeren Last würde eine etwas größere gedämpfte Schaltschwingung oder überschwingen in der (nicht gezeigten) Wellenform zeigen, da die Kapazitäten in der Rückkopplungsschleife auf eine bedeutend höhere Spannung geladen werden. Es ist gezeigt, daß das Gate des Transistors 42 mit einer höheren Reihen-Widerstandslast gegenüber Masse bei etwa 12,0 V arbeitet, da über diesen Reihenwiderstand eine bedeutend größere Spannung abfallen muß, so daß sich die Spannungen auf dem Gate des Transistors 42 beträchtlich von denjenigen über die Spule 12 unterscheiden. Diese unterschiedliche Spannungsänderung über den Reihen-Wirkwiderstand mit der Spule 12 entsteht aufgrund der Wirkung der zweiten Rückkopplungsschleife im Schaltkreis aus Fig. 1, wie es oben angegeben ist.
• Diese zweite Schleife wird zur Regelung des Spannungsabfalls verwendet, der zwischen dem Source- und dem Drain-Anschluß des Transistors 42 auftritt. Dieser Spannungsabfall wird durch den Fehlerverstärker 21 im monolithischen integrierten Schaltkreis im Kasten 20 durch ein Paar Spannungsteiler erfaßt. Der erste dieser Spannungsteiler ist durch ein Paar Widerstände 57 und 58 ausgebildet und erstreckt sich zwischen dem Drain-Anschluß des Transistors 42 und dem Masse-Bezugsanschluß 11. Typische Widerstandswerte für diese beiden Widerstände sind 20 KΩ für den Widerstand 57 und 4,99 KΩ für den Widerstand 58. Die Verbindungsstelle dieser beiden Widerstände ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 21 verbunden.
• Der Source-Anschluß des Transistors 42 weist einen weiteren Spannungsteiler auf, der sich von dort zum Masse-Bezugsanschluß 11 erstreckt und der durch zwei andere Widerstände 59 und 60 ausgebildet ist. Typische Widerstandswerte für diese Widerstände sind 20 KΩ für den Widerstand 59 und 5,1 KΩ für den Widerstand 60. Die Verbindungsstelle dieser beiden Widerstände ist mit dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 21 verbunden. Diese Spannungsteiler werden verwendet, um für ein unterschiedliches Eingangssignal zur Vergleichsvorrichtung 21 zu sorgen und um die Spannungspegel, die an dern Source- und dem Drain-Anschluß des Transistors 42 vorgefunden werden, auf Werte zu verringern, die für die Eingänge des Fehlerverstärkers 21 geeignet sind.
• Der Widerstandswert des Widerstands 60 ist aufgrund des Vorsehens eines weiteren Widerstands, der mit der Verbindungsstelle der Widerstände 59 und 60 verbunden ist, in dem einen Spannungsteiler so ausgewählt, daß er etwas größer als derjenige des entsprechenden Widerstands 58 in dem anderen ist. Dieser weitere Widerstand 61 ist von dieser Verbindungsstelle mit dem Ausgangssignal von 5,0 V der Spannungs-Bezugsvorrichtung 32 verbunden. Der Widerstand 61 weist einen typischen Impedanzwert von 180 KΩ auf und ist zu Signalzwecken effektiv mit dem Widerstand 60 parallel, um dadurch den Widerstandswert dieser Kombination so zu verringern, daß er etwa so groß wie derjenige des Widerstands 58 ist. Der Widerstand 61 leitet einen Bezugsstrom zum invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 21, um den Bezugswert einzustellen, mit dem der Fehlerverstärker 21 den Spannungsabfall vergleicht, der zwischen dem Sourceund dem Drain-Anschluß des Transistors 42 auftritt. Die Rückkopplungsschleife, von der der Fehlerverstärker 21 ein Teil ist, wie es nachfolgend beschrieben wird, wirkt so, daß sie den Spannungswert über den Transistor 42 auf dem Pegel hält, der durch Auswahl des Widerstandswerts des Widerstands 61 gewählt wurde und hier zwischen dem Source-Anschluß und dem Drain-Anschluß des Transistors 42 0,5 V beträgt.
• Diese zweite Rückkopplungsschleife zur Steuerung der Spannungsdifferenz über den Source- und den Drain-Anschluß des Transistors 42 weist den Fehlerverstärker 21, die Vergleichsvorrichtung 25, die Steuerlogik 27 und den bipolaren Transistor 28 auf, der den bipolaren Transitor 36 betreibt, indem er an der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 eine Ausgangsspannung erzeugt, die als das Schaltregler-Ausgangssignal dient, mit dem der Source-Anschluß des Transistors 42 verbunden ist. Sollte also die Spannung von etwa 0,5 V zwischen den Source- und den Drain-Anschlüssen des Transistors 42 abweichen, wirkt diese Rückkopplungsschleife so, daß sie die Spannung am Ausgang des Schaltreglers an der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 erhöht oder senkt, um jeder Änderung über den Transistor 42 entgegenzuwirken.
• Wenn zum Beispiel in Reihe mit der Spule 12 ein höherer Wirkwiderstandswert auftritt oder die Spannung am Anschluß 10 abnimmt, würde dies dazu beitragen, zu einem verringerten Stromfluß durch die Spule 12 und so durch den Widerstand 44 zu führen. Eine geringere Spannung über den Widerstand 44 würde am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 45 eine geringere Spannung erzeugen und dadurch dessen Ausgangsspannung verringern. Dies würde dazu führen, daß der Verstärker 45 versucht, den Transistor 42 weiter in den "Ein"-Zustand zu schalten, um annähernd sofort mehr Strom vom geladenen Kondensator 38 aufzunehmen, um die Stromversorgung zur Last aufrechtzuerhalten, was der Zweck der ersten Rückkopplungsschleife ist. Wenn der Transistor 42 weiter in den "Ein"-Zustand geschaltet ist, würde er dazu beitragen, zu einer Verringerung des Spannungsabfalls zwischen dessen Source- und Drain-Anschlüssen zu führen. Eine solche Verringerung der Spannung über den Transistor 42 würde durch den Fehlerverstärker 21 erfaßt werden und zu einer Spannungserhöhung führen, die am Ausgang des Schaltreglers und so am Source-Anschluß des Transistors 42 erzeugt wird. Da diese zweite Rückkopplungsschleife sicherstellt, daß die Spannung über den Transistor 42 bei etwa 0,5 V gehalten wird, erscheint dann im wesentlichen die gesamte zusätzliche Spannung, die am Ausgang des Schaltreglers erzeugt wird, über den Wirkwiderstandswert, der mit der Spule 12 in Reihe ist. Ein ähnliches, aber entgegengesetztes Ergebnis würde zu einer Verringerung des Wirkwiderstandswerts in Reihe mit der Spule 12 führen.
• Der Fehlerverstärker 21 weist auch eine lokale Rückkopplungsschleife um sich auf, sowohl, um seinen Verstärkungsgrad einzustellen, als auch, um sein Frequenzansprechen zu gestalten, um wiederum das Frequenzansprechen der größeren Rückkopplungsschleife um den gerade beschriebenen Verstärker 21 zu gestalten. Diese Rückkopplungs-Bauteile, die bereits als extern zum integrierten Schaltkreis im Kasten 20 beschrieben worden sind, sind die Widerstände 22 und 23 und der Kondensator 24. Der Widerstand 23 stellt den Verstärkungsgrad des Verstärkerschaltkreises 21 in Verbindung mit den Spannungsteiler-Widerständen ein, die mit seinen Eingängen verbunden sind. Der Widerstand 22 und der Kondensator 24 gestalten das Frequenzansprechen und sind so ausgewählt worden, daß es wieder etwa eine aperiodische Dämpfung in der größeren Rückkopplungsschleife gibt, die die Spannung über den Transistor 42 hält, wobei es ein relativ geringes Über- oder Unterschwingen gibt, das zum Schalten von Einschwingungen auftritt, die in dieser durch das Schalten des Transistors 42 ansprechend auf Stromumkehrungen in der Spule 12 verursacht werden, die durch die Umschalteranordnung geschaffen werden. Typische Werte für diese Rückkopplungs-Bauteile sind 6,2 KΩ für den Widerstand 22, 2,2 MΩ für den Widerstand 23 und 0,01 µF für den Kondensator 24.
• Es ist zu beachten, daß jede Instabilität, die in der ersten Rückkopplungsschleife auftritt und sich in schnellen Spannungsänderungen zwischen den Source- und den Drain-Anschlüssen des Transistors 42 wiederspiegelt, auch in die zweite Rückkopplungsschleife eingebracht werden würde. Eine Ausschaltung jeglicher solcher Schwingung als das Ergebnis der Kommutatorschaltung in jeder der beiden Schleifen ist wichtig, da ein wesentliches Unterschwingen dazu führt, daß der Schaltregler den Transistor 36 für einen großen Bruchteil des Zeitabschnitts des Oszillators 26 vollständig "ein"-schaltet, wodurch aufgrund der sich ergebenden Wärmeausbreitung in diesem eine Zerstörung des Transistors 36 sowie eine ähnliche Beschädigung des integrierten Schaltkreises im Kasten 20 riskiert wird. Somit ist die Wahl des Dämpfens für diese beiden Schleifen wichtig, um für den Transistor 36 die Verwendung eines Transistors zu ermöglichen, der weder zu groß ist noch aufgrund von wirtschaftlichen und Packungserfordernissen eine zu starke Wärmesenkung erfordert.
• Fig. 5A und 5B zeigen die Spannung, die an der Verbindungsstelle des Induktors 37 und des Kondensators 38 auftritt und das Ausgangssignal des Schaltreglers an dem in Fig. 1B mit D markierten Punkt. Wie aus Fig. 5B ersichtlich ist, steigt, wenn ein Schaltereignis beginnt, das zu einer Stromumkehr führt, während der die Umschalteranordnung zeitweilig einen teilweise offenen Schaltkreis aufweist und während der wenig Strom fließt, wenn seine Richtung durch die Spule 12 gewechselt wird, die Spannung auf dem Schaltreglerausgang schnell auf die auf dem Anschluß 10 auftretende Spannung an. Der Transistor 42 wird durch seine größere Rückkopplungsschleife, die versucht, den Strom durch diesen zu erhöhen, fest "ein"-geschaltet. Der Spannungsabfall über den Transistor 42 neigt unter diesen Umständen dazu, kleiner zu werden, so daß die größere Rückkopplungsschleife um den Schaltregler so wirkt, daß sie das normale Spannungs-Ausgangssignal erhöht. Danach, wenn der Strom durch die Umschalteranordnung und die Spule 12 wiederhergestellt wird, fällt die Spannung des Schaltreglerausgangs auf einen konstanten Wert von etwa 8,0 V. Andererseits zeigt Fig. 5A mit einer größeren Reihenwiderstands-Last dasselbe Verhalten, aber mit einer relativ konstanten Spannung von etwa 18,0 V, wobei diese zusätzliche Spannung ein Abfall über den zusätzlichen Reihen-Wirkwiderstand ist.
• Wenn man zu Fig. 3A und 3B zurückkehrt, liegt der Grund für die Anstiegszeit dieser gezeigten Wellenformen nicht nur bei den ersten beiden bereits beschriebenen Rückkopplungsschleifen, sondern sie wird weiter auch durch einen Strom-Anstiegszeit-Verbesserungsschaltkreis oder einen anfänglichen Stromerhöhungsschaltkreis begünstigt. Dieser Schaltkreis ermöglicht die Erzeugung einer größeren Anfangsspannung nach einer Stromumkehr-Schaltung der Spule 12 und so eine höhere Geschwindigkeit der Stromzunahme, die durch diese eingebracht werden soll, als durch die ersten beiden größeren Rückkopplungsschleifen erzeugt werden könnte, um dadurch die Anstiegszeit des Stroms auf den konstanten Pegel zu beschleunigen, der erreicht wird, nachdem das Schalt-Einschwingen endet.
• Dieser Anfangsstrom wird durch einen anderen P-Kanal-MOSFET 62 geliefert. Der Strom wird direkt vom positiven Spannungs-Versorgungsanschluß 10 zugeführt, anstelle von der geregelten Spannung, da dies eine sofortige Spannungsquelle mit hohem Wert schafft, um einen Anfangsstrom zu erzeugen. Dieser Anfangsstrom wird nur eine relativ kurze Zeit unmittelbar nach dem Beginn des Schaltereignisses der Stromflußrichtung zugeführt, genau während des Schalt-Einschwingens, das der Erzeugung eines ausreichenden Stroms in der entgegengesetzten Richtung durch die Spule 12 folgt. Diese Zeit ist ausreichend kurz, so daß die Spannung am positiven Spannungs-Versorgungsanschluß 10 während der Zeit, die der Strom durch die Spule 12 in einer Halbperiode relativ konstant ist, keine bedeutende Rolle spielt und somit ihre mangelnde Regelung im erfaßten Signal kein Rauschen verursacht.
• Ein solches Ergebnis wird unter Verwendung eines Hystereseschalters erzielt, der auf einem Oberationsverstärker 63 beruht. Der invertierende Eingang des Verstärkers 63 ist mit der Verbindungsstelle des Widerstands 44 und den Source- Anschlüssen der Transistoren 15 und 16 zusammen verbunden, so daß er auch den durch die Spule 12 fließenden Strom messen kann, indem er den Spannungsabfall über den Widerstand 44 aufgrund dieses Stroms bemerkt. Wenn dieser Spannungsabfall aufgrund des Umkehrens des Stroms durch die Spule 12 durch die Umschalteranordnung negativ ist, was aufgrund des zusammenbrechenden Magnetfelds in der Spule 12 zu einer Umkehrspannung führt, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 63 auf eine positive Spannung getrieben. Wenn diese Ausgangsspannung ausreichend positiv wird, zwingt die positive Rückkopplungs-Spannungsteilerwirkung, die durch ein Paar Widerstände 64 und 65 geschaffen wird, die Ausgangsspannung des Verstärkers 63 schnell auf den Punkt, an dem eine Zenerdiode 66 in der umgekehrten Richtung durchschaltet. An diesem Punkt wird das Ausgangssignal auf dieser Zenerdiodenspannung plus den Spannungsabfall über den Widerstand 65 festgehalten. Typische Widerstandswerte für die Widerstände 67 und 65 sind 10 KΩ und 7,5 KΩ für den Widerstand 64. Die Zenerdiode 66 weist eine typische Durchbruchspannung von 6,2 V auf. Der Strom ist durch die Zenerdiode 66 durch einen weiteren Widerstand 67 beschränkt, die eine typische Impedanz von 10 KΩ aufweist.
• Dieser positive Spannungszustand mit der durchgeschalteten Zenerdiode 66 ist für den Hystereseschalter ein stabiler Zustand, und so wird die positive Spannung am Ausgang des Verstärkers 63 aufrechterhalten und durch eine Spannungsteileranordnung, die zwischen dem Ausgang des Verstärkers 63 und dem Masse-Bezugsanschluß 11 vorgesehen ist, an einen bipolaren NPN-Transistor 68 angelegt. Diese Spannungsteileranordnung ist aus einem Paar Widerstände 69 und 70 ausgebildet, die an einer Verbindungsstelle, die mit der Basis des Transistors 68 verbunden ist, miteinander verbunden sind. Der Widerstand 69 weist typischerweise einen Widerstandswert von 10 KΩ auf, und der Widerstand 70 weist einen typischen Widerstandswert von 4,7 KΩ auf. Der Widerstand 68, dessen Emitter mit dem Masse- Bezugsanschluß 11 verbunden ist, wird fest in den "Ein"-Zustand geschaltet und nimmt an seinem Kollektor durch ein weiteres Paar Widerstände 71 und 72 einen Strom auf, die wieder mit dem Gate des MOSFET 62, der mit deren Verbindungsstelle verbunden ist, als ein Spannungsteiler wirken. Das andere Ende des Widerstands 71 ist mit dem positiven Spannungs-Versorgungsanschluß 10 verbunden, während das gegenüberliegende Ende des Widerstands 72 mit dem Kollektor des Transistors 68 verbunden ist. Typische Widerstandswerte für die Widerstände 71 und 72 sind 15 KΩ bzw. 33 KΩ.
• Eine andere Zenderdiode 73 begrenzt die Spannung, die aufgrund der Beschränkungen einer solchen Spannung zwischen dem Gate und dem Source-Anschluß des MOSFET 62 angelegt werden kann, wenn der MOSFET 62 nicht beschädigt werden soll. Weiterhin ist die Anode einer Diode 74 mit der Verbindungsstelle des Drain- Anschlusses des Transistors 62 und der Source-Anschlüsse der Transistoren 13 und 14 verbunden, und ihre Kathode ist mit dem positiven Spannungs-Versorgungsanschluß 10 verbunden. Die Diode 74 ermöglicht es der Spule 12, während der Schaltumkehr Strom durch- sie und den Widerstand 44 zu entladen, wenn das Feld um die Spule 12 zusammenbricht, um dadurch das Schalten des Verstärkers 63 einzuleiten, um sein Ausgangssignal auf eine positive Spannung zu bringen, wie es oben beschrieben ist.
• Dieses scharfe "Ein"-Schalten des Transistors 62 erzeugt den anfänglichen Stromfluß in die Umschalteranordnung und so durch die Spule 12. Das Schalten des Transistors 62 in den "Ein"-Zustand setzt die Diode 43 unter umgekehrte Vorspannung, wodurch andere Schaltkreisabschnitte von den Auswirkungen des Transistors 62 isoliert werden, und der Stromfluß vom Schaltregler durch den MOSFET 42 in die Umschalteranordnung und die Spule 12 verhindert wird. In Verbindung mit der obigen Beschreibung tritt der Anstieg der Schaltregler-Ausgangsspannung auf, wenn der Transistor 42 tatsächlich keinen Strom leitet, da die Diode unter umgekehrter Vorspannung steht.
• Da der anfängliche Stromfluß durch den MOSFET 62 zunimmt, um dadurch nach einer Schaltumkehr auch durch die Spule 12 zuzunehmen, nimmt auch die Spannung über den Widerstand 44 bis zu dem Punkt zu, an dem sie ausreichend positiv wird, um das Ausgangssignal des Verstärkers 63 auf eine negative Spannung anzutreiben. Eine ausreichend negative Spannung wird am Ausgang des Verstärkers 63 erreicht, so daß die Spannungsteilerwirkung der Widerstände 64 und 65 an seinem nicht-invertierenden Eingang das Ausgangssignal des Verstärkers 63 auf der negativen Spannung hält, an der sie durch den Durchlaß-Spannungsabfall der Zenerdiode 66 festgehalten wird.
• Somit werden die Transistoren 68 und 62 in den "Aus"-Zustand geschaltet und liefern der Umschalteranordnung, die die Spule 12 aufweist, keinen Strom mehr. Vielmehr wird die Diode 43 in Vorwärtsrichtung betrieben und Strom wird nur durch den Transistor 42 der Umschalteranordnung und der Spule 12 an diesem Punkt zugeführt. Infolgedessen endet der anfängliche Stromfluß in einer Halbperiode, der durch den Transistor 62 zugeführt wird, wenn ein ausreichender Strom durch den Widerstand 44 erreicht wird, nach dem Strom dann durch den Transistor 42 vom Schaltregler zugeführt wird.
• Wie aus Fig. 6A und 6B ersichtlich ist, die die Wellenformen am Gate des in Fig. 1B mit E markierten Transistors 62 sind, arbeitet der Transistor 62 entweder im "Ein"-Zustand oder im "Aus"-Zustand. Fig. 6A zeigt, daß es bei den Betriebs-Spannungspegeln mit einer kleineren Reihen-Widerstandslast im Vergleich mit den in Fig. 6B gezeigten Betriebs-Spannungspegeln keinen Unterschied gibt. Die "Ein"-Zustandszeit in einer Halbperiode ist in Fig. 6A jedoch etwas geringer als in Fig. 6B, was die unterschiedlichen Stromanstiegszeiten durch die Spule 12 und die unterschiedlichen Widerstandswerte, die in diesen beiden Figuren mit dieser effektiv in Reihe sind, wiederspiegelt. Die Wellenform wechselt etwa zwischen 40,0 V und 31,0 V.

Claims (15)

1. Eine Stromquelle, die einen Laststrom zwischen ersten und zweiten Lastanschlüssen einer Lastvorrichtung (12, 12A) zuführt, die dazwischen elektrisch verbunden ist, die über einen Bereich von Lastzuständen einen im wesentlichen konstanten Wert aufweist, wobei die Stromquelle folgendes aufweist:

eine Regelvorrichtung (20-41), die zur Lieferung eines geregelten Potential-Ausgangssignals dazu geeignet ist, mit der Versorgung gekoppelt zu werden, wobei die Regelvorrichtung (20-41) einen Potentialeinstellungs-Eingang (P1, P2) aufweist, so daß ein am Potentialeinstellungs-Eingang (P1, P2) vorgesehenes Signal das geregelte Potential-Ausgangssignal regelt; und

eine Rückkopplungsvorrichtung, die einen Stromweg durch sich aufweist, der zwischen dem geregelten Potential-Ausgangssignal und der Lastvorrichtung (12, 12A) in Reihe geschaltet ist, wobei die Rückkopplungsvorrichtung einen Ausgang aufweist, der mit dem Potentialeinstellungs-Eingang (P1, P2) gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungsvorrichtung eine Stromerfassungsvorrichtung (44) aufweist, um einen Laststrom zu leiten und um ein Stromerfassungs-Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Amplitude eines derartigen Laststroms wiedergibt, wobei der Stromerfassungs-Ausgang der Stromerfassungsvorrichtung (44) mit einer Stromsteuerungsvorrichtung (45, 46, 47) gekoppelt ist, um den Laststrom im wesentlichen konstant zu halten, wobei die Stromerfassungsvorrichtung (44) mit der Lastvorrichtung (12, 12A) in Reihe ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsvorrichtung weiterhin folgendes aufweist: eine einstellbare Impedanz (42) im Stromweg zur Steuerung des Laststroms, wobei die einstellbare Impedanz (42) durch die Stroms teuerungsvorrichtung gesteuert wird; und

eine Leistungserfassungsvorrichtung (58, 60), die mit der einstellbaren Impedanz (42) gekoppelt ist, um ein Leistungs- Ausgangssignal zu erzeugen, das die Verlustleistung in der einstellbaren Impedanz (42) wiedergibt, wobei der Leistungs- Ausgang mit dem Potentialeinstellungs-Eingang der Regelvorrichtung (20-41) gekoppelt ist, um die Verlustleistung in der einstellbaren Impedanz (42) auf einem vorher ausgewählten Leistungspegel zu halten.

2. Stromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Umschalter (13, 14, 15, 16) einen derartigen Laststrom, wie er aus der Stromquelle austritt, zur Lastvorrichtung (12) leitet und daß die Stromquelle weiterhin eine Stromanstiegszeit-Regelvorrichtung (63) aufweist, die zwischen der Versorgung und der Last (12) gekoppelt ist, um den Strom nach der Umschaltung wieder auf den im wesentlichen konstanten Wert zu bringen.

3. Stromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromanstiegszeit-Regelvorrichtung weiterhin folgendes aufweist:

einen Betätigungsschalter (62) zur elektrischen Kopplung der Versorgung mit dem Umschalter (13, 14, 15, 16); und

eine Vorrichtung (68), die den Schalter betätigt, wenn ein Laststromfluß unter einen ausgewählten Wert fällt, der niedriger ist als der im wesentlichen konstante Wert nach der Umschaltung.

4. Stromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromanstiegszeit-Regelvorrichtung (63) weiterhin folgendes aufweist:

eine Schaltervorrichtung (62), die mit der Stromerfassungsvorrichtung (44) gekoppelt ist) um zwischen der Versorgung und dem Umschalter eine Schalterverbindung zu schaffen, wobei die Schalterverbindung (62) mit Hysterese durch die Stromerfassungsvorrichtung (44) betätigt wird, wenn ein Laststromfluß unter einen ausgewählten Pegel fällt.

5. Stromquelle nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastvorrichtung zwischen den ersten und den zweiten Lastanschlüssen elektrisch verbunden ist und eine Induktanz aufweist und die Rückkopplungsvorrichtung weiterhin eine Diodenvorrichtung (43) aufweist, die zwischen dem geregelten Potential-Ausgangssignal (D) und dem Umschalter (13, 14, 15, 16) gekoppelt ist, um einen induktiven Stromfluß von der Lastvorrichtung (12) zurück zur Regelvorrichtung (20-41) zu verringern.

6. Stromquelle nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktanz nach der Umschaltung Stromstöße erzeugt, und die Stromstöße durch eine Vielzahl von Dioden zur Versorgung zurückgeleitet werden.

7. Stromquelle nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Umschalter weiterhin vier Festkörper- oder Halbleiterschalter, die in einer Brückenschaltung angeordnet sind, und eine Stromrichtungs-Schaltvorrichtung (17) aufweist, um zur Schaffung der Umschaltung die Schalter (13, 14, 15, 16) zu steuern.

8. Stromquelle nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromerfassungsvorrichtung (44) einen Widerstand aufweist, der einen zwischen dem Umschalter (13, 14, 15, 16) und der Versorgung gekoppelten Laststromfluß leitet.

9. Stromquelle nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelvorrichtung (20-41) einen Schaltregler (20) aufweist, der das geregelte Potential-Ausgangssignal im Hinblick auf eine Änderung des Potentialeinstellungs-Eingangs verzögert, und dadurch daß, die Leistungserfassungsvorrichtung weiterhin folgendes aufweist:

eine Dämpfungsvorrichtung (22, 24), die mit dem Schaltregler gekoppelt ist, um ein Überschwingen des geregelten Potential- Ausgangssignals zu verringern.

10. Stromquelle nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungserfassungsvorrichtung (58, 60) weiterhin einen Operationsverstärker (21) aufweist, der eine Rückkopplung von der Dämpfungsvorrichtung (22, 24) empfängt.

11. Stromquelle nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsvorrichtung weiterhin folgendes aufweist:

eine Vorrichtung (54, 55, 56), die mit der Lastvorrichtung gekoppelt ist, um die Einstellung der einstellbaren Impedanz (42) relativ zu einer Änderung eines Laststromflusses derart zu dämpfen, daß ein Überschwingen des Stroms über den im wesentlichen konstanten Wert verringert wird.

12. Stromquelle nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsvorrichtung weiterhin einen Operationsverstärker (45) aufweist) der zur Schaffung von Dämpfung (54, 55, 56) eine Rückkopplung von der mit der Last (12) gekoppelten Vorrichtung empfängt.

13. Stromquelle nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromerfassungsvorrichtung (44) einen Widerstand (44) aufweist, der zur Leitung eines Laststromflusses mit der Last (12) in Reihe geschaltet ist.

14. Stromquelle nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastvorrichtung (12) zwischen den ersten und zweiten Lastanschlüssen elektrisch verbunden ist und eine Induktanz (12) und einen Widerstand (12A) aufweist, die zur Leitung eines Laststroms in Reihe geschaltet sind.

15. Stromquelle nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastvorrichtung (12) eine Induktionsvorrichtung aufweist, die in einem magnetischen Durchflußmessersystem ein magnetisches Feld erzeugt.