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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen das Ansteuern von
Schaltungen für
eine kapazitive Last und insbesondere ein System und ein Verfahren
zum Realisieren von schnellem Umschalten von analogen Spannungen
an einer großen
kapazitiven Last.
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Eine
konventionelle Treiberschaltung oder ein konventioneller Treiber
zum Ansteuern einer kapazitiven Last umfasst normalerweise einen
Signaleingang, einen Signalausgang und einen Verstärker oder
einen Analogspannungspuffer zum Ansteuern der Last zwischen zwei
oder mehr Spannungen. Zwei wichtige Eigenschaften eines Puffers
sind Energieverbrauch und Ansprechzeit, die die Zeit ist, die der Puffer
benötigt,
um nach dem Anlegen eines spezifizierten Eingangs unter spezifizierten
Betriebsbedingungen einen spezifizierten Ausgang zu erreichen. Im
Allgemeinen lassen sich diese zwei Eigenschaften nicht gleichzeitig
optimieren. Dies beruht darauf, dass Verbessern der Ansprechzeit
bedeutet, Frequenz beim Verstärkungsfaktor
Eins und Anstiegsgeschwindigkeit zu erhöhen, die Fähigkeit eines Verstärkers, eine Änderung
im Eingang schnell im Ausgang zu reflektieren, die beide einen erhöhten Vorspannungsstrom
des Puffers erfordern. Reduzieren der Ansprechzeit erfordert folglich
Erhöhen
des Energieverbrauchs und Reduzieren des Energieverbrauchs resultiert
in einer längeren
Ansprechzeit.
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Es
gibt Konstruktionen nach dem Stand der Technik für Puffer, die den Vorspannungsstrom
dynamisch erhöhen,
um die Anstiegsgeschwindigkeit nur bei Bedarf zu verbessern, wodurch
die Ansprechzeit verbessert wird, während die Erhöhung des
Energieverbrauchs begrenzt wird. Die Konstruktion eines derartigen
Puffers ist jedoch kompliziert und zeigt mehrere unerwünschte Eigenschaften
wie Instabilität.
Diese dynamischen Puffer produzieren außerdem beträchtliche Störungen in Zuführungsleitungen während Spannungsübergängen, wenn
die benötigte Ladung
schnell entnommen wird, wodurch die Hinzufügung von komplexen und oft
teuren Filtern erforderlich wird.
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Die
obigen Nachteile von konventionellen Treiberschaltungen sind insbesondere
ein Problem beim Ansteuern von Schaltungen, die beispielsweise zur
Anwendung kommen zum Ansteuern von Schwebegates von FETs (Feldeffekttransistoren),
die in Halbleitervorrichtungen wie Speicherelementen oder -zellen
in einem nichtflüchtigen
Speichersystem wie ein elektrisch löschbarer, programmierbarer
Nur-Lese-Speicher (EEPROM) oder Flash-Speicher verwendet werden.
Das Schwebegate in einem FET ist nicht direkt mit dem Rest der Vorrichtung
verbunden und erscheint der Treiberschaltung deshalb als eine rein
kapazitive Last. Diese kapazitive Last kann recht groß sein,
da eine große
Zahl von Speicherelementen in dem nichtflüchtigen Speichersystem, typischerweise
16 Tausend bis 10 Millionen Speicherelemente in Abhängigkeit
von der Große
des Speichers, gleichzeitig zwischen einer Programmierungsspannung
und einer Verifizierungsspannung geschaltet werden müssen. Eine
Programmierungsspannung ist eine Spannung, die als eine Ladung an
das Schwebegate angelegt wird, um Informationen in dem Speicherelement
zu speichern. Eine Verifizierungsspannung wird verwendet, um zu
bestimmen, ob das Speicherelement einen geeigneten Ladungsbetrag und
damit die Information gespeichert hat. Der Übergang zwischen Programmierungsspannung
und Verifizierungsspannung und umgekehrt muss schnell sein, um eine
zufrieden stellende Schreibleistung zu erreichen. Derartige Treiberschaltungen
werden jedoch häufig
in tragbaren, batteriebetriebenen Vorrichtungen verwendet, in denen
die verfügbare
Energie begrenzt ist und daher geschont werden muss. Weiterhin wird
die Energie für
die Treiberschaltung gewöhnlich
von einer Auf-Chip-Hochspannungspumpe
zugeführt.
Da sowohl die Erzeugung als auch der Verbrauch von Energie Wärme erzeugen,
die abgeführt
werden muss, damit die Bauteile auf dem Chip einwandfrei funktionieren,
ist wieder das Einsparen von Energie erforderlich. Daher ist Erhöhen des
Vorspannungsstroms zur Verbesserung der Ansprechzeit im Puffer im
Allgemeinen nicht wünschenswert.
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US 5194035 , über das
die Nebenansprüche gekennzeichnet
sind, offenbart eine bekannte Bootstrap-Schaltung zum Ansteuern von Wortleitungen.
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Folglich
besteht ein Bedarf nach einer Treiberschaltung zum Ansteuern einer
kapazitiven Last, die eine verbesserte Ansprechzeit zum Ansteuern der
Last zwischen zwei oder mehr Spannungen bereitstellt, ohne den Energieverbrauch
eines Puffers in der Treiberschaltung zu erhöhen.
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In
einem Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Treiber zum
Ansteuern einer kapazitiven Last bereit, wobei der Treiber einen
Lastpuffer mit einem Eingang zum Empfangen einer Eingangsspannung
(VIN) und einen Ausgang zum Koppeln einer Ausgangsspannung
(VOUT) an die kapazitive Last aufweist.
Der Lastpuffer ist konfiguriert, um VOUT zwischen
einem ersten Spannungspegel (V1) und einem zweiten,
höheren
Spannungspegel (V2) als Reaktion auf eine Änderung
in VIN anzusteuern. Der Treiber enthält weiterhin
eine Reserveschaltung, die konfiguriert ist, um die Zeit für VOUT zum Übergang
zwischen V1 und V2 zu
reduzieren. Die Reserveschaltung verfügt über einen Reservekondensator
oder Kondensator, einen Reservepuffer, einen Schalter zum Koppeln des
Reservekondensators an die kapazitive Last und eine Steuerung zum Öffnen und
Schließen
des Schalters. Der Reservepuffer verfügt über einen Eingang zum Empfangen
einer Eingangsspannung (VRES_IN) und einen
Ausgang zum Koppeln einer Ausgangsspannung (VRES_OUT)
an den Reservekondensator, um den Kondensator zu laden. Die Steuerung ist
konfiguriert, um den Schalter zu operieren, um den Reservekondensator
an die kapazitive Last zu koppeln, wenn VOUT zwischen
V1 und V2 angesteuert wird.
Im Allgemeinen ist die Steuerung an den Eingang des Lastpuffers
gekoppelt und ist konfiguriert, um den Schalter zu operieren, wenn
eine Änderung von
VIN erforderlich ist.
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In
einer Ausführungsform
enthält
der Reservepuffer eine Schleife für negative Rückkopplung,
um eine Verstärkung
bereitzustellen, die im Wesentlichen gleich Eins ist. Der Reservepuffer
ist so konfiguriert, dass, wenn VIN gleich
V1 ist, VRES_IN einen
gleich bleibenden Wert von V2 + a hat, und
wenn VIN gleich V2 ist,
VRES_IN einen gleich bleibenden Wert von
V1 – a hat,
wobei a gleich (V2 – V1)CLOAD/CRES ist und
wobei CLOAD die Kapazität der kapazitiven Last ist
und CRES eine Kapazität des Reservekondensators ist.
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In
einer anderen Ausführungsform
enthält der
Treiber einen zweiten Schalter zum elektrischen Isolieren der kapazitiven
Last von dem Ausgang des Lastpuffers. Der zweite Schalter wird durch
die Steuerung zum Öffnen
operiert, wenn VOUT zwischen V1 und
V2 angesteuert wird. Es ist wünschenswert,
dass der zweite Schalter von der Steuerung operiert wird, um gleichzeitig
zu öffnen,
wenn der erste Schalter geschlossen wird, und zu schließen, wenn
der erste Schalter geöffnet
wird.
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In
einer weiteren Ausführungsform
enthält die
Reserveschaltung erste und zweite Reservekondensatoren CRES_A und CRES_B und
erste und zweite Reservepuffer mit Eingängen, die angepasst sind, um
erste und zweite Eingangsspannungen VRES_IN_A bzw.
VRES_IN_B zu empfangen, und Ausgängen, die
angepasst sind, um erste und zweite Ausgangsspannungen VRES_OUT_A bzw. VRES_OUT_B zu
koppeln, um CRES_A und CRES_B zu
laden. Ein einpoliger Wechselschalter, der fähig ist, um CRES_A und
CRES_B abwechselnd an die kapazitive Last
zu koppeln, wird von einer Steuerung operiert, um CRES_A und
CRES_B abwechselnd an die kapazitive Last
zu koppeln, wenn VOUT zwischen V1 und V2 angesteuert
wird.
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Der
Treiber der vorliegenden Erfindung ist insbesondere nützlich in
nichtflüchtigen
Speichersystemen wie ein Flash-Speicher mit einer Zahl von Speicherelementen
oder -zellen mit einer Zahl von Feldeffekttransistoren (FETs), wobei
jeder der FETs ein Gate aufweist, das an den Treiber gekoppelt ist, und
der Treiber konfiguriert ist, um die Gates periodisch zwischen einer
Programmierungsspannung und einer Verifizierungsspannung anzusteuern.
Im Allgemeinen enthält
das nichtflüchtige
Speichersystem weiterhin eine Hochspannungspumpe, um sowohl dem
Lastpuffer als auch dem Reservepuffer Spannung zuzuführen. In
einer Version dieser Ausführungsform
werden die Speicherelemente, der Treiber und die Hochspannungspumpe
auf einem einzelnen Halbleitersubstrat hergestellt.
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In
einem anderen Aspekt wird ein Verfahren zum Operieren eines Treibers
zum Ansteuern einer kapazitiven Last bereitgestellt. Der Treiber
weist einen Lastpuffer mit einem Eingang und einem Ausgang auf,
der an die kapazitive Last gekoppelt ist. Das Verfahren umfasst
die folgenden Schritte: Ändern
einer Eingangsspannung (VIN), die an den
Eingang des Lastpuffers angelegt ist, Operieren des Lastpuffers,
um eine Ausgangsspannung (VOUT), die an
die kapazitive Last angelegt ist, zwischen einem ersten Spannungspegel
(V1) und einem zweiten höheren Spannungspegel (V2) als Reaktion auf die Veränderung
von VIN anzusteuern. Der Treiber umfasst weiterhin
eine Reserveschaltung mit einem Reservekondensator, einen Reservepuffer,
der an den Reservekondensator gekoppelt ist, und einen ersten Schalter,
der imstande ist, den Reservekondensator an die kapazitive Last
zu koppeln. Der Reservekondensators wird mit dem Reservepuffer auf
einen Spannungspegel (VRES_OUT) geladen.
Der ersten Schalter wird geschlossen, um den Reservekondensator
an die kapazitive Last zu koppeln, wenn VIN zwischen dem
ersten und dem zweiten Spannungspegel angesteuert wird, wodurch
Zeit für
die kapazitive Last zum Übergang
zwischen V1 und V2 reduziert
wird.
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Wenn
VIN von V1 zu V2 oder von V2 zu
V1 wechselt, wird der Lastpuffer operiert,
um VOUT von V1 zu
V2 oder von V2 zu
V1 als Reaktion auf die Änderung von VIN anzusteuern.
Zur gleichen Zeit oder kurz danach wird der Schalter geschlossen,
um den Reservekondensator an die kapazitive Last zu koppeln, wodurch
die erforderliche Zeit für
den Übergang
der kapazitiven Last zwischen V1 und V2 reduziert wird. Im Allgemeinen involviert
der Schritt, den Schalter zu schließen, den Schalter nur kurz
zu schließen,
bis VOUT V1 oder
V2 erreicht hat.
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In
einer Ausführungsform
wird der Reservekondensator in die kapazitive Last entladen, um
die an die kapazitive Last angelegte Spannung von V1 zu V2 anzuheben. Wenn anschließend die
an die kapazitive Last angelegte Spannung von V2 zu
V1 abzusenken ist, wird der Schalter erneut
geschlossen und der kapazitiven Last gestattet, in den Reservekondensator
zu entladen, um die an die kapazitive Last angelegte Spannung schnell
abzusenken.
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In
einer anderen Ausführungsform
umfasst der Treiber, wie oben beschrieben, einen zweiten Schalter
zum elektrischen Isolieren der kapazitiven Last von dem Ausgang
des Lastpuffers, und das Verfahren involviert, den zweiten Schalter
zu Öffnen,
um die kapazitive Last vom Ausgang des Lastpuffers elektrisch zu
isolieren. Es ist wünschenswert,
den zweiten Schalter zur gleichen Zeit oder kurz vor dem Schließen des
ersten Schalters zu öffnen,
um den Reservekondensator an die kapazitive Last zu koppeln.
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Die
Erfindung erstreckt sich auch auf ein nichtflüchtiges Speichersystem, um
Informationen darin zu speichern. Das Speichersystem enthält eine Zahl
von Speicherelementen oder -zellen mit einer Zahl von Feldeffekttransistoren
(FETs) mit Gates, die elektrisch von Sources und Drains der FETs
isoliert sind, und einen Treiber nach der Erfindung, der an die
Gates gekoppelt wird, um die Gates der Zahl von FETs gleichzeitig
zwischen einer Verifizierungsspannung (V1)
und einer Programmierungsspannung (V2) anzusteuern.
Der Ausgang des Lastpuffers ist angepasst, um eine Ausgangsspannung
(VOUT) an das Gate zu koppeln. Der Schalter
koppelt den Reservekondensator an die Gates.
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In
einer Ausführungsform
enthält
das Speichersystem weiterhin eine Hochspannungspumpe zur Zuführung von
Spannungen zum Lastpuffer und Reservepuffer. Es ist wünschenswert,
die Speicherelemente, den Treiber und die Hochspannungspumpe auf
einem einzelnen Substrat herzustellen.
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Die
Vorteile der vorliegenden Erfindung umfassen: (i) kürzere Ansprechzeit,
(ii) effiziente Nutzung von verfügbarer
Energie mit im Wesentlichen keiner Erhöhung der Spitzenspannung, die
von der existierenden Hochspannungspumpe benötigt wird, (iii) vollständige Integration
des Treibers einschließlich
der Reserveschaltung auf ein einzelnes Substrat und (iv) reduzierte
Störungen
in der Hochspannungspumpe aufgrund eines stetigen, ausgeglichenen Stromverbrauchs
ohne die scharfen Erhöhungen oder
Absenkungen, die in Konzepten nach dem Stand der Technik vorkommen.
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Diese
und verschiedene andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden ersichtlich durch Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung
in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen,
von denen:
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1 ein
Blockdiagramm eines Treibers zum Ansteuern einer kapazitiven Last
einschließlich einer
Reserveschaltung nach einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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2A einen
Graphen einer Eingangsspannung (VIN) zeigt,
die an einen Eingang eines Treibers nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung angelegt wird;
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2B einen
Graphen einer Ausgangsspannung (VOUT) zeigt,
die an eine kapazitive Last durch einen Treiber nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung angelegt wird;
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2C einen
Graphen einer Eingangsspannung (VRES_IN)
zeigt, die an einen Eingang eines Reservepuffers in einem Treiber
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung angelegt wird;
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2D einen
Graphen einer Ausgangsspannung (VRES_OUT)
eines Reservepuffers in einem Treiber nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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3A einen
Graphen der Position eines ersten Schalters in einem Treiber nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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3B einen
Graphen der Position eines zweiten Schalters in einem Treiber nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zum elektrischen Isolieren des Lastpuffers
von der kapazitiven Last während
der Übertragung
einer Ladung zwischen der kapazitiven Last und dem Reservekondensator
zeigt;
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4 ein
Blockdiagramm eines Speicherelements in einem nichtflüchtigen
Speichersystem zeigt, für
das ein Treiber nach einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung besonders nützlich ist;
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5 ein
Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Operieren eines Treibers nach
der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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6 ein
Blockdiagramm eines Treibers zum Ansteuern einer kapazitiven Last
einschließlich einer
Reserveschaltung nach einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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7A einen
Graphen einer Eingangsspannung (VIN) zeigt,
die an einen Eingang des Treibers von 6 nach einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung angelegt wird;
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7B einen
Graphen einer Ausgangsspannung (VOUT) zeigt,
die an eine kapazitive Last durch den Treiber von 6 nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung angelegt wird;
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7C einen
Graphen einer Ausgangsspannung (VRES_OUT_A)
des ersten Reservepuffers in dem Treiber von 6 nach einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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7D einen
Graphen der Position eines ersten Schalters in dem Treiber von 6 zum
Isolieren des ersten Reservepuffers von der kapazitiven Last nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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7E einen
Graphen einer Ausgangsspannung (VRES_OUT_B)
des zweiten Reservepuffers in dem Treiber von 6 nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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7F einen
Graphen der Position eines zweiten Schalters in dem Treiber von 6 zum
Isolieren des zweiten Reservepuffers von der kapazitiven Last nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung zum Ansteuern
einer kapazitiven Last, die eine verbesserte Ansprechzeit zum Ansteuern der
Last zwischen zwei oder mehr Spannungen ohne Erhöhung des Energieverbrauchs
der Treiberschaltung bereitstellt.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform einer Treiberschaltung oder
eines Treibers 100 nach der vorliegenden Erfindung. Bezug
nehmend auf 1, enthält der Treiber 100 einen
Lastverstärker
oder -puffer 105 mit einem Eingang 110 für ein Signal
oder eine Eingangsspannung (VIN) und einem
Ausgang 115, der an die kapazitive Last 120 gekoppelt
ist, um eine Ausgangsspannung (VOUT) an
die kapazitive Last anzulegen. Nach der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung enthält
der Treiber 100 weiterhin eine Reservoir- oder Reserveschaltung 125 mit
einem Reservekondensator 130, einem Reserveverstärker oder
-Puffer 135 zum Laden des Reservekondensators, einem Schalter 140,
der imstande ist, den Reservekondensator an die kapazitive Last 120 zu
koppeln, und einer Steuerung 145 zum Öffnen und Schließen des
Schalters. Der Reservepuffer 135 hat einen Eingang 150 zum
Empfangen eines Signals oder einer Eingangsspannung (VRES_IN)
und einen Ausgang 155, der an den Reservekondensator 130 zum
Anlegen einer Ausgangsspannung (VRES_OUT)
an den Reservekondensator gekoppelt ist, um den Reservekondensator
zu laden. Der Schalter 140 überträgt die Reserveladung während Spannungsübergängen vom
Reservekondensator 130 zur kapazitiven Last 120.
Im Allgemeinen verfügen
sowohl der Lastpuffer 105 als auch der Reservepuffer 135 über negative
Rückkopplung,
die von Schleifen für
negative Rückkopplung 160 bzw. 165 geliefert
wird, um eine Verstärkung
bereitzustellen, die im Wesentlichen gleich Eins (Verstärkungsfaktor
Eins) für
beide Verstärker
bis zu einer vorbestimmten Frequenz (Frequenz bei Verstärkungsfaktor
Eins) ist.
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Optional
enthält
der Treiber 100 einen zweiten Schalter 170, der
zwischen dem Ausgang 115 des Lastpuffers 105 und
der kapazitiven Last 120 verbunden ist, um den Lastpuffer
während
der Übertragung
von Ladung zwischen der kapazitiven Last und dem Reservekondensator 130 elektrisch
von der kapazitiven Last zu isolieren. Der Schalter 170 verhindert übermäßigen Stromfluss
zwischen dem Lastpuffer 105 und dem Reservepuffer 135,
der ansonsten vorkommen könnte,
abhängig
von der Konstruktion des Puffers. Der Schalter 170 wird
auch von der Steuerung 145 operiert und wird normalerweise gleichzeitig
geöffnet,
wenn der erste Schalter 140 geschlossen wird, oder kurz
davor.
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Zur
besseren Veranschaulichung der Operation des Treibers 100 der
bevorzugten Ausführungsform
werden jetzt verschiedene Eingangsspannungen zum Lastpuffer 105 und
Reservepuffer 135 und die resultierenden Ausgangsspannungen
oder Wellenformen unter Bezugnahme auf die 2A bis 2D und
unter Bezugnahme auf die in den 3A und 3B dargestellten
Schalterpositionen beschrieben.
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Bezug
nehmend auf 2A, ist es ersichtlich, dass
VIN zum Zeitpunkt t0 im
Wesentlichen gleich einem ersten Spannungspegel (V1)
ist und, weil der Lastpuffer 105 eine Verstärkung von
Eins aufweist und der Schalter 140 geöffnet (3A) und
der Schalter 170 geschlossen (3B) sind,
ist VOUT auch auf einem Spannungspegel,
der im Wesentlichen gleich V1 ist, wie in 2B ersichtlich.
Ein Spannungspegel gleich einem zweiten, höheren Spannungspegel (V2) plus einem Betrag a wird an den Reservepuffer 135 angelegt, 2C,
um den Reservekondensator 130 auf einen Spannungspegel zu
laden, der im Wesentlichen gleich V2 + a
ist, 2D, wobei der Wert von a und CRES derart
gewählt
werden, dass folgendes gilt: a = (V2 – V1)CLOAD/CRES wobei CLOAD die
Kapazität
der kapazitiven Last 120 ist und CRES die
Kapazität
des Reservekondensators 130 ist. In der Praxis ist es aufgrund
der Unbestimmtheit in der Kapazität der kapazitiven Last 120 unter Umständen nicht
möglich,
die idealen Pegel für VRES_IN, wie in 2C gezeigt,
zu erzeugen. Daher wird VOUT nach der Ladungsübertragung
unter Umständen
nicht präzise
ihren gewünschten
Pegel erreichen, aber dies ist kein Problem, solange er nahe dem
gewünschten
Wert ist, da der Ladungspuffer 105 schnell etwaige kleine
Anpassungen vornehmen kann, die erforderlich sind, um VOUT auf
die gewünschte
Spannung zu bringen. Trotzdem ist es wünschenswert, dass der Wert
des Reservekondensators 130 derart gewählt wird, dass VOUT durch
die Ladungsübertragung
innerhalb von etwa 2 bis etwa 6 Prozent des gewünschten Pegels gebracht wird. Weiterhin
kann die Schaltung, die VRES_IN erzeugt (nicht
dargestellt), abgleichbar oder anpassbar vorgesehen werden, um den
Wert von VRES_OUT nach Erfordernis einzustellen,
um die Ladung einzustellen, die vom Reservekondensator 130 zur
kapazitiven Last 120 übertragen
wird.
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Zur
Zeit t1 erfolgt ein Übergang oder Übergangszyklus,
in dem VIN von V1 auf
V2 angehoben wird. Der Schalter 140 ist
geschlossen, wie in 3A angezeigt, so dass der Reservekondensator 130 in die
kapazitive Last 120 entladen kann, wie durch den Abfall
in VRES_OUT in 2C dargestellt,
was die an die kapazitive Last angelegte Spannung VOUT schnell
auf V2 anhebt, wie in 2B dargestellt.
Gleichzeitig wird VRES_IN auf einen Pegel
gleich V1 – a eingestellt, um die Reserveschaltung 125 auf
das Umschalten der an die kapazitive Last 120 angelegte
Spannung VOUT zu V1 vorzubereiten.
Optional wird der Schalter 170 elektrisch geöffnet und
isoliert die kapazitive Last 120 vom Lastpuffer 105,
um einen übermäßigen Stromfluss
zwischen den Puffer zu verhindern.
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Eine
kurze Zeit später,
zum Zeitpunkt 12, wird der Schalter 140 geöffnet, wie
in 3A dargestellt. VIN wird
bei einem Spannungspegel von V2 fortgesetzt,
um VOUT auf einem Spannungspegel zu halten,
der im Wesentlichen gleich V2 ist. VRES_IN wird auf einem Spannungspegel gehalten,
der im Wesentlichen gleich V1 – a ist,
um den Reservekondensator 130 zu entladen.
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Zum
Zeitpunkt t3 fällt VIN auf
einen Spannungspegel gleich V1, wie in 2A dargestellt.
Die Steuerung 145, die Kenntnis von der Änderung
in VIN hat, schließt den Schalter 140 und öffnet optional
den Schalter 170, wie in 3A bzw. 3B dargestellt, wodurch
die kapazitive Last 120 in den Reservekondensator 130 entladen
kann, was sowohl VRES_OUT als auch VOUT auf einen Spannungspegel gebracht werden,
die im Wesentlichen gleich V1 ist.
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Zum
Zeitpunkt t4 wird der Schalter 140 geöffnet, wie
in 3A dargestellt. VIN wird
bei einem Spannungspegel von V1 fortgesetzt,
um VOUT auf einem Spannungspegel zu halten,
der im Wesentlichen gleich V1 ist. VRES_IN (wird auf einem Spannungspegel gehalten,
der im Wesentlichen gleich V2 + a ist, um den
Reservekondensator 130 als Vorbereitung auf den nächsten Übergangszyklus
aufzuladen.
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Es
ist ersichtlich, dass, weil die Ladung, die während des Übergangszyklus erforderlich
ist, in der Zeitperiode zwischen Übergangszyklen im Reservekondensator 130 akkumuliert
und während
des Übergangszyklus
schnell zur kapazitiven Last 120 übertragen wird, der Übergang
zwischen zwei oder mehr bekannten oder vorbestimmten diskreten Spannungspegeln
im Vergleich mit konventionellen Treibern zum Ansteuern einer kapazitiven
Last schnell ist. Weil die benötigte
Ladung im Reservekondensator 130 in der Zeitperiode zwischen Übergangszyklen im
Reservekondensator 130 akkumuliert wird und weil der Lastpuffer 105 wenig
Energie verbraucht, um die kapazitive Last 120 zwischen Übergangszyklen auf
dem gewünschten
Spannungspegel zu halten, wird außerdem Strom von einer Energiequelle
(nicht dargestellt), die den Lastpuffer und Reservepuffer 135 versorgt,
in einer gleichförmigen
Weise ohne irgendwelche der scharfen Zunahmen oder Abnahmen des
Stroms, die während
der Übergangszyklen bei
konventionellen Treibern vorkommen können, verbraucht. Weil Strom
in einer gleichförmigen
Weise verbraucht wird, sind Störungen
in der Energieversorgung, die die Leistung des Treibers 100 oder
der kapazitiven Last 120 negativ beeinflussen könnten, folglich
reduziert, wodurch die Anforderungen an die Versorgung und Filterung
reduziert werden. Weiterhin wird die Effizienz des Treibers 100 erhöht, weil
die Energieversorgung konstruiert werden kann, um einen niedrigeren,
stetigen Energiebedarf zu befriedigen, anstelle eines höheren Spitzenwerts,
der während Übergänge benötigt wird,
wie in konventionellen Treibern. Weil außerdem die Ansprechzeit hauptsächlich durch
den Reservekondensator 130 bestimmt wird, können die
Effizienz des Treibers 100 weiter verbessert und die Kosten
reduziert werden, indem die Puffer 105, 135 mit
einer einfachen Konstruktion mit kleinen festen Vorspannungsströmen zum
Einsparen von Energie bereitgestellt werden.
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Der
Treiber
100 der vorliegenden Erfindung ist insbesondere
nützlich
in einem nichtflüchtigen Speichersystem
wie ein elektrisch löschbarer,
programmierbarer Nur-Lese-Speicher (EEPROM) oder Flash-Speicher mit einer
Zahl von Speicherelementen oder -zellen, um darin Daten zu speichern.
Ein Beispiel eines Speicherelements in einem Speichersystem ist
in
4 dargestellt. Zur Verdeutlichung wurden viele
der Einzelheiten von Speicherelementen, die allgemein bekannt und
für die
vorliegende Erfindung nicht relevant sind, weggelassen. Speicherelemente
sind detaillierter in beispielsweise dem
US-Patent Nr. 5862080 beschrieben.
Bezug nehmend auf
4, enthält ein Speichersystem normalerweise
eine Zahl von Speicherelementen
175, von denen jeder einen
oder mehr Feldeffekttransistoren (FETs)
180 hat, die jeweils
ein Steuergate oder Gate
185 und ein Trenn- oder Schwebegate
190 haben, das
elektrisch von der Source
195 und dem Drain
200 des
FET isoliert ist. Da das Gate
185 kapazitiv an das Schwebegate
190 gekoppelt
ist, um den FET
180 zu steuern, erscheint es dem Treiber
100 als
eine kapazitive Last. Da eine große Zahl von Speicherelementen
in dem nichtflüchtigen
Speichersystem (nicht dargestellt) normalerweise gleichzeitig programmiert wird
und weil eine große
Zahl von Gates
185 im Speicherelement
175 gleichzeitig
zwischen eine Programmierungsspannung und einer Verifizierungsspannung
zur Programmierung des Speicherelements geschaltet werden muss,
erscheinen die Gates dem Treiber
100 wie eine einzelne,
große
kapazitive Last. Zur Erzielung einer zufrieden stellenden Schreibleistung
müssen Übergänge von
der Programmierungsspannung zur Verifizierungsspannung, Ansprechzeit,
außerdem
sehr schnell erfolgen. Wenn, wie es gewöhnlich der Fall ist, die Energie oder
der Vorspannungsstrom für
den Treiber
100 von einer Auf-Chip-Hochspannungspumpe (nicht
dargestellt) zugeführt
wird, muss weiterhin die vom Treiber verwendete Energie beschränkt oder
geschont werden, um eine übermäßige Beanspruchung
der Auf-Chip-Hochspannungspumpe
zu vermeiden und Energie zu sparen.
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Jetzt
wird ein Verfahren oder Prozess zum Operieren des Treibers 100 zum
Ansteuern der kapazitiven Last 120 zwischen zwei bekannten
diskreten Spannungspegeln unter Bezugnahme auf 5 beschrieben. 5 zeigt
ein Ablaufdiagramm, das einen Prozess zum Ansteuern einer kapazitiven
Last nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt. Bezug nehmend auf 5,
enthält
der Prozess im Allgemeinen den anfänglichen Schritt des Aufladens
des Reservekondensators 130 auf V1 – a oder
V2 + a unter Verwendung des Reservepuffers 135 (Schritt 205).
Die Steuerung 145 ändert
VIN, die an den Eingang 110 des
Lastpuffers angelegt ist (Schritt 210). Der Lastpuffer 105 wird
operiert, um VOUT, die an die kapazitive
Last 120 angelegt ist, zwischen V1 und
V2 als Reaktion auf die Änderung von VIN anzusteuern
(Schritt 215). Zur gleichen Zeit oder kurz danach schließt die Steuerung 145 den
Schalter 140, um den Reservekondensator 130 an
die kapazitive Last 120 zu koppeln, wodurch der Reservekondensator
in die kapazitive Last oder umgekehrt entladen wird, bis VOUT V1 oder V2 erreicht hat (Schritt 220). Optional
umfasst das Verfahren den weiteren Schritt, den Schalter 170 zu öffnen, um
die kapazitive Last 120 elektrisch vom Ausgang 115 des
Lastpuffers 105 zu isolieren (Schritt 225).
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Eine
alternative Ausführungsform
nach der vorliegenden Erfindung, in der der Treiber über eine Zahl
von Reservepuffern und eine Zahl von Reservekondensatoren zum schnellen
Umschalten von VOUT, die an eine große kapazitive
Last angelegt wird, wird jetzt unter Bezugnahme auf 6 und
die 7A bis 7F beschrieben. 6 zeigt
ein Blockdiagramm des Treibers, in dem die Reserveschaltung weiterhin
einen zweiten Reservepuffer 235 und einen zweiten Reservekondensator
(CRES_B) 240 enthält, der
von der kapazitiven Last 120 durch einen zweiten Schalter 245 getrennt
ist. Der erste Reservepuffer 135 ist angepasst, um eine
erste Eingangsspannung (VRES_IN_A) zu empfangen
und eine erste Ausgangsspannung (VRES_OUT_A)
an den ersten Reservekondensator (CRES_A) 130 zu
koppeln. Der zweite Reservepuffer 235 ist angepasst, um
eine zweite Eingangsspannung (VRES_IN_B)
zu empfangen und eine zweite Ausgangsspannung (VRES_OUT_B)
an CRES_B 240 zu koppeln. Die Schalter 140 und 245 werden
von der Steuerung 145 operiert, um CRES_A und
CRES_B abwechselnd an die kapazitive Last
zu koppeln, wenn VOUT zwischen V1 und V2 angesteuert
wird. Diese Ausführungsform
hat den Vorteil, noch weniger Energie als die Ausführungsform
von 1 zu verbrauchen. Die Ausführungsform von 6 verbraucht weniger
Energie als die Ausführungsform
von 1, weil durch die Verwendung von zwei getrennten
Reservekondensatoren das Erfordernis vermieden wird, die Ladung
des Reservekondensators zwischen V1 und
V2 zu wechseln, wie in 1.
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In
einer weiteren alternativen Ausführungsform
(nicht dargestellt) sind die Schalter 140 und 245 durch
einen einpoligen Wechselschalter mit einer gemeinsamen Anschlussklemme,
die an die kapazitive Last 120 gekoppelt ist, ersetzt,
der imstande ist, die kapazitive Last entweder an CRES_A 130 oder
CRES_B 240 zu koppeln.
-
Die 7A bis 7F zeigen
die verschiedenen Eingangsspannungen zum Lastpuffer 105, ersten
Reservepuffer 135, zweiten Reservepuffer 235,
die resultierenden Ausgangsspannungen oder Wellenformen und die
Positionen der Schalter 140 und 245. Obwohl 6 den
optionalen Schalter 170 zum elektrischen Isolieren des
Lastpuffers 105 von der Reserveschaltung 125 enthält, wird
kein Graph der Position des Schalters 170 bereitgestellt.
Es ist zu beachten, dass die Position dieses optionalen Schalters 170 relativ
zu den Schaltern 140 und 245 ähnlich der ist, die oben für 3B beschrieben
wurde. Dementsprechend ist der Schalter 170, wenn vorhanden,
generell geöffnet,
wenn entweder Schalter 140 oder Schalter 245 geschlossen
ist, und geschlossen, wenn beide Schalter 140 und 245 geöffnet sind.
-
Bezug
nehmend auf 7A, ist ersichtlich, dass VIN zum Zeitpunkt t0 im
Wesentlichen gleich dem ersten Spannungspegel (V1)
ist und dass, weil der Lastpuffer 105 einen Verstärkungsfaktor
Eins hat und der Schalter 140 geöffnet ist (7D),
VOUT auch auf einem Spannungspegel ist,
der im Wesentlichen gleich V1 ist, wie in 7B ersichtlich.
Ein im Wesentlichen konstanter Spannungspegel (nicht dargestellt),
der gleich dem zweiten Spannungspegel (V2) plus
dem Betrag a ist, wird an den ersten Reservepuffer 135 angelegt,
um den ersten Reservekondensator 130 zu einem Spannungspegel
(VRES_OUT_A) zu ändern, der im Wesentlichen
gleich V2 + a ist, 7C.
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Zum
Zeitpunkt t1 erfolgt ein Übergang
oder Übergangszyklus,
in dem VIN von V1 auf
V2 angehoben wird. Der Schalter 140 wird
geschlossen, wie in 7D dargestellt, so dass der
erste Reservekondensator 130 in die kapazitive Last 120 entladen kann,
wie durch den Abfall von VRES_OUT_A in 7C dargestellt,
wodurch die an die kapazitive Last angelegte Spannung VOUT schnell
auf V2 angehoben wird, wie in 7B dargestellt.
Eine kurze Zeit später,
zum Zeitpunkt t2, wird der Schalter 140 geöffnet, wie
in 7D dargestellt, und von t2 bis
t5 steigt VRES_OUT_A und
lädt den
ersten Reservekondensator 130 zur Vorbereitung auf den
nächsten Übergang
von VIN von V1 zu
V2 auf einen Spannungspegel, der im Wesentlichen
gleich V2 + a ist.
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Gleichzeitig
mit dem Obigen wird ein im Wesentlichen konstanter Spannungspegel
(nicht dargestellt), der gleich dem zweiten Spannungspegel (V1) minus dem Betrag a ist, an den zweiten
Reservepuffer 235 angelegt, um den zweiten Reservekondensator 240 auf
einen Spannungspegel (VRES_OUT_B) zu laden,
der im Wesentlichen gleich V1 – a ist, 7E. Von
t2 bis t3 steigt
VRES_OUT_B weiter und lädt den zweiten Reservekondensator 240 zur
Vorbereitung auf den Übergang
von VIN von V2 zu
V1 auf einen Spannungspegel, der im Wesentlichen
gleich V1 – a ist. Zum Zeitpunkt t3 wird der Schalter 245 geschlossen, wie
in 7F angezeigt, so dass der zweite Reservekondensator 240 die
kapazitive Last 120 aufladen kann, wie durch den Anstieg
von VRES_OUT_B in 7E dargestellt,
wodurch die an die kapazitive Last 120 angelegte Spannung
VOUT schnell auf V1 abgesenkt wird,
wie in 7B dargestellt. Eine kurze Zeit
später,
zum Zeitpunkt t4, wird der Schalter 245 geöffnet, wie
in 7F dargestellt, und VRES_OUT_B lädt den zweiten
Reservekondensator 240 zur Vorbereitung auf den Übergang
von VIN von V2 zu
V1 auf einem Spannungspegel, der im Wesentlichen
gleich V1 – a ist.
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Von
t5 bis t6 wird der
Schalter 140 erneut geschlossen und die obige Sequenz von
Ereignissen wiederholt, um VOUT schnell
von V1 zu V2 anzusteuern.
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Es
hat sich gezeigt, dass für
ein nichtflüchtiges
Speichersystem mit einer Auf-Chip-Hochspannungspumpe und einer Zahl von
Speicherelementen 175, jedes mit einer Zahl von FETs 180,
die ausreichend sind, um eine kapazitive Last von etwa 1 Nanofarad
(nf) bereitzustellen, wenn sie bei etwa 7 Volt und etwa 700 Mikroampere
(μA) angesteuert
werden, ein Treiber nach der vorliegenden Erfindung eine Ansprechzeit
von etwa 200 Nanosekunden (ns) bieten wird, eine Verbesserung oder
Reduktion der Ansprechzeit von etwa 90 Prozent gegenüber einem konventionellen
Treiber, der normalerweise eine Ansprechzeit von mindestens 2 Mikrosekunden
(μs) zum
Ansteuern einer derartigen kapazitiven Last hat. Außerdem erreicht
der Treiber 100 diese Leistungssteigerung im Wesentlichen
ohne eine Zunahme im Energieverbrauch. Unter bestimmten Umständen, weil
die Konstruktion der Puffer 105, 135 vereinfacht und
der Vorspannungsstrom reduziert werden können, kann der Energieverbrauch
gegenüber
einem konventionellen Treiber von etwa 30 bis etwa 70 Prozent reduziert
werden.
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Es
versteht sich, dass, obwohl die zahlreichen Eigenschaften und Vorteile
von bestimmten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung in der vorstehenden Beschreibung zusammen
mit Einzelheiten der Struktur und Funktion von verschiedenen Ausführungsformen
der Erfindung dargelegt wurden, diese Offenbarung nur veranschaulichend ist
und dass Änderungen
in Einzelheiten, insbesondere hinsichtlich der Struktur und Anordnung
von Teilen, innerhalb der Grundsätze
der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können. Beispielsweise können andere
Ausführungsformen
Ladungsteilung nur für
einen der Übergänge (niedrig
zu hoch oder hoch zu niedrig) verwenden. Dies kann wünschenswert
sein, wenn es erforderlich ist, dass nur eine Art von Übergang
schnell erfolgt, oder wenn der Puffer, der die kapazitive Last ansteuert,
eine Art von Übergang
viel schneller als die andere bewirken kann, d. h. wenn der Lastpuffer
die Last von einer niedrigen zu einer hohen Spannung schnell selbst
umschalten kann, können
die oben beschriebenen Verfahren nur für den Übergang von hoch zu niedrig
verwendet werden. Andere Ausführungsformen
können
mehr als zwei Reservekondensatoren und/oder Reservepuffer für Anwendungen
einsetzen, wenn es erforderlich ist, dass VIN zwischen
mehr als zwei Spannungspegeln wechselt. Daher sollte der Rahmen
der beigefügten
Patentansprüche
nicht auf die hierin beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen
beschränkt werden,
sondern auf das volle Ausmaß,
das durch die breite allgemeine Bedeutung der Begriffe, in denen
sie ausgedrückt
werden, angegeben wird.