DE69834887T2

DE69834887T2 - Niederspannungsabtast- und -halteschaltungen

Info

Publication number: DE69834887T2
Application number: DE69834887T
Authority: DE
Inventors: David Gerard Red Bank Vallancourt
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1997-10-17
Filing date: 1998-10-13
Publication date: 2007-01-11
Anticipated expiration: 2018-10-14
Also published as: JPH11273391A; US6020769A; JP3585746B2; EP0910096B1; DE69834887D1; EP0910096A3; EP0910096A2

Description

Die vorliegende Erfindung wurde gemeinsam mit einer ähnlichen Anmeldung 08/953,187 mit dem Titel "Low Voltage Sample and Hold Circuits" und einer Anmeldung 08/953,551 mit Titel "Low Volatage Sample and Hold Circuits" eingereicht.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungen und Verfahren zum Abtasten eines sich zeitlich ändernden Eingangssignals. Insbesondere betrifft sie Abtast- und Halteschaltungen zu Verwendung mit einer Gesamtversorgungsspannung, die nur um einige Zehntel Volt höher liegt als die Schwellenspannung von in den Abtast- und Halteschaltungen verwendeten MOS-Transistoren.
2. Technischer Hintergrund
Die Tragbarkeit elektronischer Geräte ist ein wichtiges Merkmal der heutigen Gesellschaft, wie sich zum Beispiel durch die Popularität von für den Transport in der Hand geeigneten Zellulartelefonen zeigt. Wie allerdings bekannt ist, ist ein beträchtlicher Anteil von Größe und Gewicht eines tragbaren elektronischen Geräts für die Energieversorgung des Geräts erforderlich. Um dessen Größe zu reduzieren und/oder die Betriebszeit zwischen Ladevorgängen zu verlängern, ist es wünschenswert, dass der Energieverbrauch tragbarer elektronischer Geräte minimiert wird. Eine Möglichkeit, um dieses Ziel zu erreichen, besteht in der Verringerung des Spannungspegels der Spannungsversorgung. In einigen Fällen ist es erforderlich, dass der Spannungspegel der Versorgungsspannung nicht nur zum Minimieren des Energieverbrauchs gesenkt wird, sondern auch zu dem Zweck, niedrige elektrische Grenzpegel für integrierte Schaltungstechnologie mit feinen Leitungsführungen zu erreichen, wie es der Fall bei nunmehr erreichten Leitungsbreiten von weniger als 0,1 μm entspricht. Die Schaltung und die Leitungsbreiten in derart hoch integrierten Bauelementen werden dementsprechend kleiner, basierend auf dem erforderlichen Energieversorgungspegel. Während so zum Bei spiel frühere tragbare elektronische Geräte Energieversorgungen von 5 Volt verwendeten, sind Energieversorgungspegel in jüngerer Zeit auf etwa 3 Volt gesunken, in jüngster Zeit haben Energieversorgungen einen Wert von 1,0 Volt bei zahlreichen tragbaren elektronischen Geräten erreicht.
Bei sehr niedrigen Versorgungsspannungen lassen sich analoge Funktionen unter Verwendung von MOS-Transistoren mit Standard-Schwellenwerten nur schwer implementieren. Um einen n-Kanal-Transistorschalter einzuschalten, muss eine Spannung an dessen Gate anliegen, die größer ist als das Signal, welches durch seinen Kanal hindurchgeht, zuzüglich der Schwellenspannung V_T,n. Bei einem p-Kanal-Transistorschalter muss an dessen Gate eine Spannung anliegen, die kleiner ist als die Versorgungsspannung, abzüglich seiner Schwellenspannung V_T,p.
Herkömmliche CMOS-Prozesse liefern n-Kanal-Bauelemente mit einem Schwellenwert von 0,7 Volt, und p-Kanal-Bauelemente besitzen einen Schwellenwert von 1,0 Volt. Damit ein p-Kanal-Transistor als Schalter arbeiten kann, muss seine Gatespannung auf einem Pegel liegen, der mindestens um eine Schwellenspannung V_T,p unterhalb des durch seinen Kanal gehenden Signals liegt. Bei einer Gesamtspannungsversorgung von 1 Volt muss die gesamte Versorgungsspannung notwendigerweise vorhanden sein, um gerade den p-Kanal-Transistor einzuschalten. Das p-Kanal-MOS-Transistorbauelement 402 wäre praktisch nutzlos, wenn es als Schalter mit einer derart geringen Versorgungsspannung eingesetzt würde, da das Bauelement gemäß 6A niemals eingeschaltet würde.
Obschon andererseits eine Spannungsversorgung von 1 Volt einen ausreichenden Bereich abdeckt, um ein n-Kanal-MOS-Transistorbauelement 404 einzuschalten, zeigt 6B, dass lediglich etwa 30% (das sind 0 bis 0,3 Volt) des verfügbaren Signalbereichs (0 bis 1 Volt) durchgelassen werden.
Schwellenspannungen von Standard-MOS-Transistorbauelementen lassen sich unter Verwendung kostspieligerer Fertigungsverfahren absenken, weisen aber immer noch Nachteile auf, wenn sie in Abtast- und Halteschaltungen eingesetzt werden. Bei Verwendung beispielsweise der herkömmlichen 0,35 μm-3 Volt-Technologie besitzt ein n-Kanal-Transistorbauelement eine geringere Schwellen spannung von etwa 0,5 Volt. Beim Betrieb als Schalter kann der n-Kanal-Transistorschalter Signale von etwa 0 Volt bis 0,5 Volt bei einer Versorgungsspannung von 1 Volt durchlassen. Andererseits besitzt ein p-Kanal-Transistorbauelement dieser Technologie eine geringere Schwellenspannung von etwa 0,8 Volt. Damit kann der eine geringere Schwellenspannung aufweisende p-Kanal-Transistorschalter Signale von etwa 0,8 bis 1 Volt bei einer Spannungsversorgung von ebenfalls 1 Volt durchlassen.
Auch dann, wenn man diese Bauelemente mit niedrigerer Schwellenspannung parallel bei einer Versorgungsspannung von 1 Volt einsetzt, können dennoch Eingangsspannungen im Bereich von etwa 0,5 Volt bis 0,8 Volt von entweder dem p- oder dem n-Kanal-Transistorbauelement geringerer Schwellenspannung durchgelassen werden, und könnten somit nicht richtig abgetastet werden.
Die hier beschriebene 1-Volt-Spannungsversorgung kann eine Batteriezelle mit 1,2 Volt im Neuzustand sein, sie entlädt sich allerdings während ihrer nutzbaren Lebensdauer auf etwa 1,0 Volt.
Üblicherweise werden in Abtast- und Halteschaltungen MOS-Transistorschaltungen verwendet. Eine Abtast- und Halteschaltung (S/H-Schaltung) erfasst und hält wiederholt eine einzelne Probe entweder des Stroms oder der Spannung eines sich zeitlich ändernden Signals lange genug, damit ein Analog-Digital-Wandler (ADU) oder eine andere nachgeordnete Schaltung die stabilisierte Probe verwenden kann. Ohne eine Abtast- und Halteschaltung würde sich die Genauigkeit des ADU oder der anderen an die Abtast- und Halteschaltung anschließenden Schaltung verschlechtern aufgrund ihrer Empfindlichkeit gegenüber Schwankungen des Eingangssignals im Verlauf der Zeit, in der die Probe von der nachfolgenden Schaltung benutzt wird.
7 zeigt eine herkömmliche Strom-Abtast- und Halteschaltung mit einem Operationsverstärker (Op-amp) OA1, einem Standard-Schwellenwert-MOS-Transistorbauelement M1, welches als Schalter betrieben wird, und einem Haltekondensator C_H. Die Abtast- und Halteschaltung speist während einer aktiven Phase eines Haltesignals HOLD einen Lastschalter ML und einen Lastwiderstand R_L. Der Schalter M1 wird unter der Steuerung eines Abtastsignals SAMP gesteuert, welches an das Gate des Schalters M1 gelegt wird. Ist das Abtastsignal SAMP aktiv, das heißt hat es eine logische 1, ermöglicht der Schalter M1, dass das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OA1 durchgeht und den Haltekondensator C_H auflädt. Der Lastschalter wird unter Steuerung des Signals HOLD betrieben.
Der Operationsverstärker OA1 selbst ist ein herkömmliches Bauelement und in der Lage, einen vollen Ausgangssignalbereich von 0 Volt bis hin zum vollen Pegel der Versorgungsspannung zu bedienen, auch bei einer Versorgungsspannung von 1 Volt. Weil aber die Einschalt-Schwellenspannung des Schalters M1 zu berücksichtigen ist, ist der Bereich der Ladespannung V_CH, die von dem Schalter M1 durchgelassen und als Ladung auf dem Haltekondensator C_H gehalten wird, auf einen Wert zwischen 0 und 0,3 Volt begrenzt. Damit ermöglicht der Schalter M1, dass lediglich etwa 30% des verfügbaren Signalbereichs von 0 bis 1,0 Volt der 1 Volt betragenden Versorgungsspannung zu dem Haltekondensator C_H durchgehen und dort als Ladung gespeichert werden. Selbst wenn der Schalter M1 ein Bauelement mit einer niedrigeren Einschalt-Schwellenspannung wäre, was den Bereich der Ladespannung V_CH am Haltekondensator C_H verbesserte, würden stärkere Leckströme durch den Schalter M1 im Ausschaltzustand die Genauigkeit der Strom-Abtastschaltung abträglich beeinflussen. Dies deshalb, weil es schwierig, wenn gar unmöglich ist, dass ein Transistorbauelement mit niedriger Schwellenspannung vollständig abgeschaltet wird.
Wenn der n-Kanal-Schalter M1 in der Schaltung nach 7 ein Standard-Schwellenspannungs-Bauelement ist, d. h. eine Einschalt-Schwellenspannung von etwa 0,7 Volt besitzt, so beträgt der Bereich der Ladespannung V_CH lediglich etwa 0 bis 0,3 Volt. In diesem Fall erreicht die Ladespannung V_CH den oberen Grenzwert dieses Bereichs bei 0,3 Volt.
Wenn andererseits der Schalter M1 in der Schaltung auf 7 ein Transistorbauelement mit niedriger Schwellenspannung ist, bei dem die Einschalt-Schwellenspannung etwa 0,3 Volt beträgt, so wird der Spannungsbereich des Haltekondensators C_H beträchtlich verbessert und liegt bei 0 bis 0,7 Volt, um auf irgendeinen Pegel innerhalb des Bereichs einer Ausgangsspannung V₀ des Operationsverstärkers OA1 aufgeladen zu werden, d. h. auf eine Spannung von 0 bis 0,7 Volt. Allerdings ist der erhöhte Einschalt-Leckstrom des Schalters M1 geringer Schwellenspannung dennoch ein Nachteil. Selbst wenn ein Schalter M1 mit niedrigem Schwellenwert eingesetzt wird, ist der oberste Teil des vollen Bereichs der Ausgangsspannung V₀ des Operationsverstärkers OA1, d. h. der Bereich von 0,7 bis 1 Volt, unglücklicherweise nicht abtastfähig.
Bei Verwendung als Schalter können die MOS-Transistorbauelemente geringer Schwellenspannung zwar den Bereich des Ausgangssignals einer Abtast- und Halteschaltung beträchtlich verbessern, allerdings sind im Allgemeinen MOS-Transistorbauelemente mit geringem Schwellenwert kostspieliger in der Herstellung als MOS-Transistorbauelemente mit normalem Schwellenwert, und sie zeigen unerwünschte Leckströme im Ausschaltzustand, verglichen mit MOS-Transistorbauelementen normalen Schwellenwerts. Tatsächlich ist der MOS-Transistorschalter mit niedrigem Schwellenwert ein schlechtes Abtast- und Halteelement deshalb, weil es schwierig und manchmal unmöglich ist, ein MOS-Bauelement mit niedrigem Schwellenwert vollständig zu sperren. Ungeachtet des niedrigeren Schwellenwerts schränken MOS-Transistorbauelemente aber dennoch den verfügbaren Signalbereich auf einen Wert unterhalb desjenigen Werts, der von einer Niederspannungs-Spannungsversorgung bereitgestellt wird.
Gemäß einer herkömmlichen Technik wird die Gate-Treiberspannung des MOS-Transistorschalters auf einen Wert oberhalb der Versorgungsspannung gebootet (bootstrap). Dies funktioniert bei integrierten Schaltungstechnologien, die ohne Durchbruch bei diesen höheren Spannungen arbeiten, d. h. bei Signalspannungen oberhalb der Versorgungsspannung, kann aber nicht bei integrierten Schaltungstechnologien mit äußerst dünnen Leitungsführungen wie beispielsweise der 0,1 μm-Technologie eingesetzt werden, bedingt durch den kleineren Maßstab und die begrenzte elektrische Kapazität der Verdrahtung und der Komponenten. Aus diesem Grund ist das bootstrapping der Gate-Treiberspannung keine bevorzugte Technik und ist insbesondere nicht anwendbar bei einer 0,1-μm- oder noch feineren Leitungstechnologie.
Ein weiteres herkömmliches System ist das sogenannte "switched op amp", bei dem ein vollständiger Verstärker aktiv geschaltet, d. h. eingeschaltet wird, um den Haltekondensator C_H zu laden, und ausgeschaltet wird während der Halte phase des Abtast- und Haltevorgangs. 8 zeigt eine herkömmliche Spannungs-Abtast- und Halteschaltung mit geschlossener Schleife einschließlich eines geschalteten Operationsverstärkers (switched op amp). In 8 bildet ein in eine geschlossene Schleife eingebaute, nicht-invertierende Verstärker OA2 eine Ausgangsstufe, die unter der Steuerung eines Tri-state-Signals TR1 einen von drei Zuständen ab. Außerhalb des Tri-state lädt der Operationsverstärker OA2 den Haltekondensator C_H auf. Durch einen aktiven oder der logischen 1 entsprechenden Zustand des Tri-state-Signal TR1 in den Tri-state-Zustand gebracht, bildet die an dem Haltekondensator C_H vor dem Tri-state des Operationsverstärkers OA2 entwickelte Ladespannung V_CH eine stabile Ausgangsabtastung der Eingangsspannung V_IN.
Die in 8 gezeigte herkömmliche, eine geschlossene Schleife bildende Switched-Op-amp-Abtast- und Halteschaltung für Spannungen liefert Rail-to-rail-Abtastausgangssignale auch dann, wenn für die MOS-Transistorschalter kein ausreichendes logisches Treibersignal verfügbar ist. Unglücklicherweise muss aber die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers OA2 sorgfältig ausgeschaltet werden. Eine mögliche Fehlanpassung der zeitlichen Lage zwischen dem n-Kanal-Abschalten und dem p-Kanal-Abschalten der Verstärker-Ausgangsstufe bringt eine Fehlerladung auf den Haltekondensator C_H, was dessen Ladespannung V_CH und damit das Ausgangssignal der Abtast- und Halteschaltung stört. Möglicherweise ist diese Störung ziemlich groß.
Der Artikel "Switched-Opamp: An Approach to Realize Full CMOS Switched-Capacitor Circuits at Very Low Power Supply Voltages" von J. Crools et al, XP 002133374, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 29, Nr. 8, August 1994, Seiten 936-942 beschreibt die Implementierung von Analog-CMOS-Schaltungen, die in einem Bereich sehr geringer Versorgungsspannung arbeiten. Die beschriebenen Techniken sind abgeleitet von der herkömmlichen Switched-capacitor-Technik und wird als switched-opamp deshalb bezeichnet, weil sie auf dem Ersatz der kritischen Schalter durch Opamps basiert, die ein- und ausgeschaltet werden. Diese Technik führt zu einem Betrieb mit wirklichen sehr niedrigen Spannungen ohne den Bedarf an Spannungsvervielfachern.
Die vorliegende Erfindung ist durch die Vorrichtung gemäß Anspruch 1 und Verfahren gemäß Anspruch 10 definiert.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Abtastschaltung geschaffen, die aufweist: einen Operationsverstärker (opamp), einen Ausgangsspannungs-Boostkondensator zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgang des Operationsverstärkers; eine Vorladeschaltung zum Voraufladen des Ausgangsspannungs-Boostkondensators auf einer Seite, die an den zweiten Ausgang des Operationsverstärkers angeschlossen ist, und eine Halteeinrichtung in Verbindung mit dem zweiten Ausgang des Operationsverstärkers.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Abtasten eines Eingangssignals geschaffen, umfassend das Voraufladen eines Ausgangsspannungs-Boostkondensators auf einen angehobenen Spannungspegel; Schalten eines ersten Ausgangs eines Op-Verstärkers in einen ersten Zustand, um einen Haltekondensator aufzuladen; Schalten des ersten Ausgangs des Op-Verstärkers auf einen zweiten Zustand, damit der Haltekondensator eine Ladung halten kann; Schalten eines zweiten Ausgangs des Op-Verstärkers auf einen ersten Zustand; Schließen eines Schalters, der den zweiten Ausgang des Op-Verstärkers mit dem Haltekondensator verbindet; und Erhöhen des Ausgangssignals des Op-Verstärkers um den Boostspannungspegel, um ein Ausgangssignal zu bilden.
Es wird eine Abtastschaltung offenbart, die besonders vorteilhaft ist für den Einsatz bei einer Versorgungsspannung sehr niedrigen Pegels. Die Abtastschaltung enthält ein Op-Verstärker mit einem Ausgangsspannungs-Boostkondensator in Verbindung mit einem ersten Ausgang des Op-Verstärkers. Eine Voraufladeschaltung lädt den Ausgangsspannungs-Boostkondensator vor, um eine erhöhte (boosted) Ausgangsspannung zu liefern.
Ein Verfahren zum Abtasten eines Eingangssignals ist ebenfalls offenbart. Dabei wird ein Ausgangsspannungs-Boostkondensator auf einen Boostspannungspegel voraufgeladen. Ein erster Ausgang des Op-Verstärkers wird in einen Zustand geschaltet, um einen Haltekondensator aufzuladen, anschließend wird er in einen zweiten Zustand geschaltet, damit der Haltekondensator die Ladung halten kann. Der Ausgang des Op-Verstärkers erhöht das Ausgangssignal um den Spannungspegel am Ausgangsspannungs-Boostkondensator, um ein erhöhtes Ausgangssignal zu liefern.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich für den Fachmann aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen, in welchen zeigen:
1 in einer ersten Ausführungsform der Erfindung eine Stromabtasthaltung zur Verwendung mit einer Spannungsversorgung sehr niedriger Spannung;
2 eine Schaltung zum Erzeugen der Referenzspannung V_X die in 1 gezeigte Schaltung;
3 in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung einer Spannungsabtastschaltung zur Verwendung mit einer Spannungsversorgung sehr niedriger Spannung;
4 in einer Alternative zu der zweiten Ausführungsform der Erfindung; eine Spannungsabtastschaltung zur Verwendung bei einer Spannungsversorgung sehr niedriger Spannung;
5A in einer dritten Ausführungsform der Erfindung einer Spannungsabtastschaltung zur Verwendung mit einer Spannungsversorgung sehr niedriger Spannung;
5B ein Impulsdiagramm für die in 5A gezeigte Schaltung;
6A eine herkömmliche Schaltung mit einem p-Kanal-MOSFET-Bauelement als ein Schalter in einer Schaltung, die von einer Spannungsversorgung mit sehr niedriger Spannung Gebrauch macht;
6B eine herkömmliche Schaltung mit einem n-Kanal-MOSFET-Bauelement als Schalter in einer Schaltung, die von einer Spannungsversorgung mit sehr niedriger Spannung Gebrauch macht;
7 eine herkömmliche Stromabtastschaltung; und
8 eine herkömmliche Op-amp-Abtast- und Halteschaltung mit geschlossener Schleife.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEISPIELHAFTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die vorliegende Erfindung kombiniert die Funktionen einer Abtast- und Halteschaltung mit jenen einer Stromkopier- oder dynamischen Stromspiegelschaltung, um eine vorteilhafte Abtastschaltung zu schaffen, die mit einer Versorgungsspannung sehr geringer Spannung arbeiten kann.
In einer typischen Stromkopier- oder dynamischen Stromspiegelschaltung wird ein Eingangsstrom an den Drain eines Metalloxidhalbleiter-Transistorbauelement (MOS-Transistor) gelegt, während dessen Gate von einer Rückkopplungsschaltung auf den zum Halten des Eingangs-Drainstroms erforderlichen Spannungspegel angesteuert wird. Der Wert der Gatespannung ist solange ohne Belang, wie der angelegte Drainstrom tatsächlich erzielbar ist und bei dem Pegel der Gatespannung gehalten werden kann. Die Verwendung eines Stromkopierers in einer Abtastschaltung gemäß der Erfindung ermöglicht einen Ausgangs-Wiedergabebereich bis hin zu dem Pegel einer sogar mit sehr niedriger Spannung arbeitenden Spannungsversorgung, beispielsweise einer solchen mit 1 Volt.
ERSTE AUSFÜHRUNGSFORM
1 zeigt eine Stromabtastschaltung unter Verwendung eines Stromkopierers gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Diese Ausführungsform enthält einen Op-Verstärker OA3, einen MOS-Transistorschalter M1 und einen Haltekondensator C_H in einer ähnlichen Konfiguration wie in der herkömmlichen Schaltung nach 8. Allerdings ist in 1 eine Voraufladeschaltung 100 dem Ausgang des Haltekondensators C_H hinzugefügt, um den Pegel der Spannung am Gate eines Stromspeicher-MOS-Transistors M3 anzuheben. Dieser Stromspeicher-MOS-Transistor M3 arbeitet als dynamischer Stromspiegel.
Die Voraufladeschaltung 100 enthält einen n-Kanal-MOS-Transistor M2, einen Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S und einen p-Kanal-MOS-Transistor M4. Die n- und p-Kanal-MOS-Transistoren M2, M4 sind Bauelemente mit Standard-Schwellenspannung.
Der p-Kanal-MOS-Transistor M4 wird als Schalter unter der Steuerung des inversen Voraufladesignals/PR betrieben, welches an sein Gate gelegt wird, und der n-Kanal-MOS-Transistor M2 wird als Schalter unter der Steuerung des Voraufladesignals PR betrieben, welches an sein Gate gelegt wird.
Das Voraufladesignal PR und das invertierte Voraufladesingnal/PR sind gleichzeitig aktiv und gleichzeitig inaktiv. Damit werden der Schalter M2, der von dem Voraufladesignal PR angesteuert wird, und der Schalter M4, der von dem inversen Voraufladesignal/PR gesteuert wird, gleichzeitig von den gleichzeitig aktiven Voraufladesignalen PR bzw. /PR geschlossen und werden gleichzeitig durch die gleichzeitig inaktiven Voraufladesignale PR und /PR geöffnet.
Der negative Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S ist außerdem mit dem positiven Knoten des Haltekondensators C_H verbunden, und der positive Knoten des Ausgangs-Boostkondensators C_S ist außerdem mit dem Gate des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 verbunden. Die Source des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 ist auf Masse gelegt, während dessen Drain auf den nicht-invertierenden Eingang des Op-Verstärkers OA 3 zurückgeführt ist.
Die Source des Schalters M4 ist mit der Versorgungsspannung sehr niedrigen Werts, V_SUPPLY verbunden, während sein Drain mit dem positiven Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S verbunden ist. Der Schalter M4 bildet einen schaltbaren elektrischen Pfad zwischen dem positiven Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S und der Versorgungsspannung V_SUPPLY sehr geringen Pegels.
Die Source des Schalters M2 ist mit einer Referenzspannung V_X verbunden. Der Schalter M2 bildet einen schaltbaren elektrischen Pfad zwischen der Referenzspannung V_X und dem negativen Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S.
Der invertierende Eingang des Op-Verstärkers OA3 ist mit der Gleichtaktspannugn V_COM verbunden, die eine passende Schaltungs-Gleichtaktspannung von beispielsweise 0,7 Volt ist.
Der Ausgangsstrom der Schaltung nach 1 treibt eine allgemein mit L bezeichnete Last, die an die Versorgungsspannung V_SUPPLY, wie dargestellt, oder an Schaltungsmasse oder eine andere (nicht gezeigte) Schaltung angeschlossen werden kann. Der Strom zu der Last L wird in bekannter Weise von einem idealen Schalter SW1 geschaltet.
Im Betrieb lädt das Ausgangssignal des Op-Verstärkers OA3 den Haltekondensator C_H, wenn der Schalter M1 von einem positiven oder logisch hohen Pegel des Abtastsignals SAMP eingeschaltet wird. Wie oben diskutiert wurde, begrenzt allerdings die Einschalt-Schwellenspannung des Schalters M1 den Spannungsbereich des von dem Op-Verstärker OA3 kommenden Signals auf einen Wert zwischen 0 und etwa 0,7 Volt bei Standard-Schwellenwert-Technologie. Wenn die Schalter M2 und M4 eingeschaltet werden wird der negative Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S auf annähernd den Pegel der Referenzspannung V_X aufgeladen, und der negative Knoten wird auf etwa den Pegel der sehr niedrigen Versorgungsspannung V_SUPPLY aufgeladen. Damit erhöht die Vorladespannung 100 die 0 bis 0,3 Volt Ausgangssignale vom Schalter M1 auf einen Spannungspegel, der höher liegt als die Schwellenspannung des Stromspeicher-MOS-Transistorbauelements M3, so dass der gesamte Ausgangssignalbereich des Op-Verstärkers OA3 von der Abtastschaltung genutzt wird.
2 zeigt ein Beispiel für eine Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung V_X, bei der es sich um die Spannung handelt, auf die der negative Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S vor Beginn der Abtastung aufgeladen wird. Ein n-Kanal-MOS-Transistor M6 ist mit seinem Drain und mit seinem Gate an die Versorgungsspannung V_SUPPLY angeschlossen, seine Source bildet eine Stromquelle durch eine Last 202. Der Spannungspegel der Source des n-Kanal-MOS-Transistors M6 ist annähernd gleich der Versorgungsspannung V_SUPPLY, abzüglich der Schwellenspannung des n-Kanal-MOS-Transistors M6. Die Schwellenspannung des n-Kanal-MOS-Transistors M6 sollte annähernd gleich sein der Schwellenspannung des Stromspeicher-MOS-Transistors M3. Wenn also ein Bauelement mit Standardschwellenspannung als Stromspeicher-MOS-Transistor M3 verwendet wird (wie bei der vorliegenden Ausführungsform), so sollte auch der n-Kanal-MOS-Transistor M6 ein Bauelement mit Standardschwellenspannung sein. Dementsprechend beträgt bei der hier dargestellten Ausführungsform die Referenzspannung V_X etwa 0,3 Volt. VSUPPLY – VT,N = 1,0v – 0,7v = 0,3v
Wenn die Voraufladesignale PR und /PR an den Gates der Schalter M2, M4 aktiv sind (siehe 1), wird der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S auf folgende Boostspannung V_CS aufgeladen: VCS = VSUPPLY – VX
Unter Verwendung einer Referenzspannung V_X gemäß 2 wird V_CS gleich der Einschalt-Schwellenspannung des n-Kanal-MOS-Transistors M6, oder etwa 0,7 Volt. VCS = VT,n = 0,7v
Während der Zeit, in der die Voraufladesignale PR und /PR aktiv sind, ist das Abtastsignal SAMP inaktiv und folglich der Schalter M1 ausgeschaltet. Anschließend werden die Voraufladesignale PR und /PR inaktiv, d. h. das Voraufladesignal gelangt in einen logisch niedrigen Zustand, und das inverse Voraufladesignal/PR gelangt in einen logisch hohen Zustand. Dann werden die Schalter M2 und M4 ausgeschaltet. Folglich wird der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S auf etwa 0,7 Volt geladen.
Nachdem der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S voraufgeladen ist, wird das Abtastsignal SAMP angelegt, um den Schalter M1 einzuschalten und das Ab tasten des Eingangssignals I_in am nicht-invertierenden Eingang des Op-Verstärkers OA3 zu beginnen. Der Ausgang des Op-Verstärkers OA3 kann den Haltekondensator C_H derart aufladen, dass die am Gate des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 auftretenden Gesamtspannung auf jeden Fall die Spannung ist, die man benötigt, damit der Drainstrom aufrechterhalten bleibt, welcher den Wert I_in hat. Die gesamte Spannung an dem Stromspeicher-MOS-Transistors M3 wird dargestellt durch sowohl die Ladespannung V_CH am Haltekondensator C_H als auch die Boostspannung V_CS an dem Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S. Vgate, M3 ≅ VCH + VCS ≈ VCH + VT,n = VCH + 0,7v
Es seien gewisse Schlüsselresultate kommentiert: Wenn beispielsweise der Stromspeicher-MOS-Transistor M3 ein Bauelement mit Standardschwellenwert ist, würde er eine Gatespannung von mehr als V_T,n (etwa 0,7 Volt) benötigen, um einen deutlichen Strom zu halten. Das "Boosten" der Ladespannung V_CH erhöht die Ausgangsspannung von 0 bis 0,3 Volt am Haltekondensator C_H auf einen höheren Spannungsbereich oberhalb des Schwellenwerts des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 und liegt mithin innerhalb des Betriebsbereichs dieses Transistors M3. Die Gatespannung V_gate,M3 des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 wird folgendermaßen um etwa 0,7 Volt erhöht: Vgate,M3 ≈ VCH + VT,n = VCH + 0,7v
Damit kann der Stromspeicher-MOS-Transistor M3 sukzessive angesteuert werden, wenn die Ladespannung V_CH am Haltekondensator C_H mit einer 0,7 Volt betragenden Boostspannung V_CS unterstützt wird. Damit wird der Ausgangssignalhub der hier offenbarten Abtastschaltung nicht dadurch erhöht, dass der Bereich der Spannungen erweitert wird, die der Schalter M1 durchlassen kann, sondern vielmehr durch Verschieben jenes Bereichs zu einem besser brauchbaren Pegel in Bezug auf den Stromspeicher-MOS-Transistor M3.
Eine übliche Alternative zu diesem Verfahren beinhaltet das Boosten des Spannungspegels am Gate des Schalters M1 auf einen Pegel oberhalb der Versorgungsspannung. Während hierdurch der Bereich von Spannungen erhöht werden kann, den der Schalter M1 durchlassen kann, lässt sich dies lediglich dann erreichen, wenn die relevante Technologie der integrierten Schaltung den Durchbruch vermeiden kann, der möglicherweise stattfindet, wenn die Gatespannung einen höheren Pegel hat als die Versorgungsspannung. Für höher entwickelt sub-Mikrometer-Prozesse wie die 0,1-μm-Technologie würde eine sehr niedrige Versorgungsspannung von 1 Volt eine solche Option praktisch ausschließen.
Die parasitäre Kapazität des Gates des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 verringert die Ladespannung V_CH durch Ladungsaufteilung mit dem Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S. In diesem Fall kann die Referenzspannung V_X so gewählt werden, dass sie einen Wert näher am Massepotential (oder gleich dem Massepotential) annimmt, damit eine höhere Boostspannung V_CS in dem Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S vorgeladen wird. Der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S sollte so gewählt werden, dass sein Kapazitätswert viel größer ist als die parasitäre Kapazität des Gates des Stromspeicher-MOS-Transistors M3.
Der Bereich des Eingangsstroms I_in und die Abmessungen des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 müssen in passender Weise so gewählt werden, dass sie dem Bereich der zulässigen Eingangsspannung am Gate des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 entsprechen, d. h., im Bereich vom V_CH + V_CS bleiben. Der dynamische Bereich der Niederspannungs-Stromabtastschaltung wird dann praktisch nur begrenzt durch das auf das Gate bezogene Rauschen des Stromspeicher-MOS-Transistors M3 und den insgesamt verfügbaren Signalhub am Gate des Stromspeicher-MOS-Transistors M3. Bei der hier offenbarten Ausführungsform beträgt der gesamte verfügbare Signalhub etwa: 1,0v – 0,7v = 0,3v
Der Stromspeicher-MOS-Transistor M3 kann entweder ein Standardschwellenwert- oder Niederschwellenspannungs-MOS-Transistorbauelement sein. Aber selbst wenn der Transistor M3 ein Bauelement mit niedriger Schwellenspannung ist im Gegensatz zu einem Bauelement mit Standardschwellenspannung, so bedeutet dies keinen speziellen Vorteil. Wenn beispielsweise der Stromspeicher-MOS-Transistor M3 eine niedrigere oder niedere Schwellenspannung von etwa 0,5 oder 0,3 Volt besitzt, so kann der Schalter M4 ersetzt werden durch einen n-Kanal-MOS-Transistor, der durch ein Steuersignal PR angesteuert wird, und die Referenzspannung V_X sollte auf etwa 0 Volt eingestellt sein. Dies führt zu einem verfügbaren Gatehub am Gate des Transistors M3 zwischen 0,3 und 0,6 Volt, was einen Betrieb ermöglicht, allerdings den Spannungsbereich von etwa 0,6 bis 1,0 Volt vergeudet.
ZWEITE AUSFÜHRUNGSFORM
3 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung, und 4 zeigt eine Alternative zu der zweiten Ausführungsform.
In 3 empfängt ein Op-Verstärker OA4 eine Eingangsspannung V_IN zur Abtastung am nicht-invertierenden Eingangsknoten. Der invertierende Knoten des Op-Verstärkers OA4 ist mit der Ausgangsspannung V_OUT der Abtast- und Halteschaltung verbunden. Der Op-Verstärker OA4 ist ein herkömmliches Bauelement, geeignet zur Aufnahme einer Rail-to-rail-Eingabe von beispielsweise 0 bis 1 Volt mit einer 1-Volt-Spannungsversorgung.
Die in 3 gezeigte Spannungsabtast- und Halteschaltung enthält weiterhin Schalter M1 und M2, einen Haltekondensator C_H und einen Ausgangsspannung-Boostkondensator C_S, konfiguriert wie der in Verbindung mit 1 dargestellten und beschriebenen Schaltung.
Anstelle des Schalters M4 enthält allerdings die in 3 gezeigte Schaltung eine Parallelschaltung aus einem n-Kanal-MOS-Transistorbauelement M5 und einem p-Kanal-MOS-Transistorbauelement M6, die beide als Schalter arbeiten, und die beide zwischen dem positiven Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S und dem nicht-invertierenden Eingang des Op-Verstärkers OA4 liegen. Der Schalter M5 wird unter der Steuerung des Voraufladesignals PR geschaltet oder getrieben, und der Schalter M6 wird unter der Steuerung der Inversion des Voraufladesignals, /PR, geschaltet. Wie dargestellt, ist der Schalter M2 zwischen den negativen Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S und Schaltungsmasse gefegt. Die Schalter M5 und M6 sind Bauelemente mit geringerer Schwellenspannung, die von einer 0,35-μm-Technologie für integrierte Schaltungen Gebrauch machen, und die einen Spannungsschwellenwert von 0,5 Volt für n-Kanal-Bauelemente und 0,8 Volt für p-Kanal-Bauelemente aufweisen.
Während der Voraufladephase der Abtastung, d. h. dann, wenn das Voraufladesignal aktiv ist, ist der Schalter M1 ausgeschaltet. Die Eingangsspannung V_IN gelangt über die Schalter M5 und M6 an den positiven Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S innerhalb der zulässigen Durchlassbereiches der Schalter M5 und M6. Beispielsweise leitet für einen Bereich von Eingangsspannungen V_IN von 0 bis 0,5 Volt der für eine niedrigere Schwellenspannung ausgelegte n-Kanal-Schalter M5 und V_OUT = V_IN. Für Eingangssignale von 0,8 Volt bis 1,0 Volt leitet der p-Kanal-Schalter M6 für niedrigen Schwellenwert, und wiederum gilt V_OUT = V_IN. Allerdings ist bei einem Bereich von Eingangsspannungen V_IN von 0,5 Volt bis 0,8 die Ausgangsspannung V_OUT nicht gleich der Eingangsspannung V_IN, da weder der Schalter M5 noch der Schalter M6 leitet.
Angenommen, der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S sei am Anfang mit Hilfe (nicht gezeigter) konventioneller Mittel entladen worden. Wenn dann eine Eingangsspannung V_IN im Bereich von 0,5 bis 0,8 Volt angelegt wird, lädt der Schalter M5 den Ausgang auf 0,5 Volt, um sich dann drastisch zu verlangsamen. Was immer man auch unternimmt, V_OUT bleibt bei etwa 0,5 Volt. Deshalb bleibt der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S maximal auf V_CS = 0,5 Volt geladen.
Während der Abtastphase, d. h. dann, wenn das Abtastsignal SAMP aktiv ist, wird, wenn die Eingangsspannung V_IN in den zulässigen Durchlassspannungsbereich der Schalter M5 und M6 fällt, die Ausgangsspannung V_OUT so groß wie die Eingangsspannung V_IN, und die Ausgangsspannung V₀ des Op-Verstärkers OA4 müsste etwa 0 bei V_OUT = V_IN betragen, um dauerhaft zu stimmen. Wenn das Abtastsignal SAMP auf logisch niedrigen Wert geht, d. h., während der Haltephase, wird das Ausgangssignal der Abtastschaltung auf dem gewünschten Spannungspegel gehalten, d. h. auf einem Pegel, der der Eingangsspannung V_IN gleicht. Wenn die Ausgangsspannung V_IN sich im Spannungsbereich zwischen 0,5 und 0,8 Volt befindet, müsste, damit die Ausgangsspannung V_OUT zwangsweise der Eingangsspannung V_IN während des aktiven Abtastsignals SAMP angeglichen wird, der Ausgang des Op-Verstärkers OA4 um einen Betrag von V₀ = V_IN – 0,5v angehoben werden. Der maximale Wert V₀ des Op-Verstärkers OA4 beträgt bei diesem Beispiel etwa 0,3 Volt, da Eingangssignale von mehr als 0,8 Volt während der Voraufladephase PR über den Schalter M6 erfolgreich zum Ausgang geleitet würden. Der Schalter M1 kann V_OA im erforderlichen Bereich handhaben, so dass erneut die gewünschte Abtastung für die Eingangsspannung V_IN erzeugt wird.
Die nachfolgende Tabelle 1 fasst die endültigen Haltezustände für unterschiedliche Werte der Eingangsspannung V_IN zusammen:
Tabelle 1
Man beachte, dass die Einträge der Tabelle I, bei denen die Eingangsspannung V_IN 0,51 und 0,79 beträgt, in dem Bereich liegen, in welchem die Schalter M5 und M6 nicht leiten.
Die obige Analyse und Tabelle I zeigen, dass für Eingangsspannungen V_IN, die vom Ende der Voraufladephase PR bis zum Ende des Abtastsignals SAMP nahezu konstant bleiben, sämtliche Eingangsspannungen V_IN zwischen 0 Volt und 1 Volt im zulässigen Abtastbereich liegen. Wenn allerdings die Eingangsspannung V_IN sich ändert, ist eine Modifizierung der Schalter möglicherweise notwendig. Wenn zum Beispiel die Eingangsspannung V_IN abnimmt, müsste die Ausgangsspannung V₀ des Op-Verstärkers OA4 negativ, wenn der volle Wert der Eingangsspannung V_IN am Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S während der Voraufladephase PR zu speichern wäre. Um die sich ändernden Werte der Eingangsspannung V_IN zu berücksichtigen, sollte die Source des Schalters M2 mit einer von 0 verschiedenen Spannung V_OFFSET verbunden sein, wie dies in der in 4 gezeigten alternativen Schaltung der Fall ist.
4 zeigt eine Alternative zu der in 3 gezeigten Schaltung. In 4 sind ein Op-Verstärker OA4, Schalter M1, M5 und M6, ein Haltekondensator C_H und der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S in der bezüglich 3 beschriebenen Weise zusammengeschaltet. Allerdings liegt die Source des Schalters M2 nach 4 an einer Offset-Spannung V_OFFSET anstatt auf Masse, wie dies in 3 gezeigt ist. Die Offsetspannung V_OFFSET justiert die Änderungen der Eingangsspannung V_IN und ist basierend auf Systemanforderungen ausgewählt.
Für die Erläuterung sei angenommen, dass der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S am Anfang stets von herkömmlichen getrennten (nicht dargestellten) Schaltern zwischen Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S und Schaltungsmasse entladen ist.
Für eine Offset-Spannung V_OFFSET von 0,2 Volt zeigt die nachstehende Tabelle II die Ergebnisse der in 4 gezeigten Schaltung.
Tabelle II
Die Ausgangsspannung V₀ des Op-Verstärkers OA5 muss mindestens 0,2 Volt für V_OUT = V_IN am Ende des Abtastsignals SAMP betragen. Damit kann die Eingangsspannung V_IN zwischen dem Ende der Voraufladephase PR und dem Ende des Abtastsignals SAMP um 0,2 Volt fallen, ohne dass der Op-Verstärker OA5 V₀ auf einen negativen Wert treiben muss. Allerdings ergibt sich dann das entgegengesetzte Problem. In dem Eintrag in Tabelle II für die Eingangsspannung V_IN = 0,79 Volt ist zu sehen, dass die Ladespannung V_CH praktisch ihren höchsten zulässigen Wert annehmen muss, d. h. 0,49 Volt, um erfolgreich eine Eingangsspannung V_IN von 0,79 Volt abtasten zu können. Wenn die Eingangsspannung V_IN bei 0,79 Volt am Ende des Abtastsignals SAMP begonnen hat, dann auf einen höheren Spannungspegel angestiegen ist, wäre die Abtastschaltung nicht in der Lage, den Zustand V_OUT = V_IN zu erreichen, weil die Ladespannung V_CH höher sein müsste, als dies der Schalter M1 verträgt.
Die Schaltung nach 4 justiert diese Änderung der Eingangsspannung V_IN während der Abtastung dadurch, dass eine Offsetspannung V_OFFSET von 0,1 Volt bei diesem Beispiel gewählt wird. Die Ergebnisse für die in 4 gezeigte Schaltung bei einer Offsetspannung V_OFFSET von C,1 Volt sind in der Tabelle III angegeben.
Der Wert der Offsetspannung V_OFFSET wird basierend auf folgenden allgemeinen Regeln gewählt:

(1) Der maximale Betrag, um den die Eingangsspannung V_IN zwischen dem Ende der Voraufladephase PR und dem Ende des Abtastsignals SAMP fallen kann, ist gleich der Offsetspannung V_OFFSET.
(2) Der maximale Betrag, um den die Eingangsspannung V_IN zwischen dem Ende der Voraufladephase PR und dem Ende des Abtastsignals SAMP ansteigen kann, lautet: 2VT,n – (VT,p + VOFFSET)
(3) Für symmetrischen Betrieg wird V_OFFSET folgendermaßen gewählt:

Es sei nun angenommen, dass die erfindungsgemäße Abtastschaltung eine Nyquist-Abtastung ausführe. In diesem Fall dauert die Abtastzeitspanne T_S Sekunden, so dass die maximale Eingangsfrequenz 1/2 T_S Hertz beträgt. Die maximale Anstiegsgeschwindigkeit für ein sinusförmiges Eingangssignal lautet: πVSUPPLY/2TS Volt/S
Der maximale Anstieg oder Abfall des sinusförmigen Eingangssignals während der Abtastphasen-Impulsbreite τ lautet:
Das Einstellen dieser Größe auf den gewählten Wert der Offsetspannung V_OFF, die oben berechnet wurde, liefert die Bedingung für das Passtverhältnis des Abtastimpulses τ:
Für V_RAIL ≤ V_T,n + V_T,p ist dies die für eine Totzone in der Schaltertransferkennlinie erforderliche Bedingung.
Im vorliegenden Beispiel ergibt sich τ/T_S = 0,064, d. h., der Abtastimpuls τ kann nicht mehr als 6,4% der gesamten Abtastzeitspanne T_S betragen. Dieses Ergebnis stimmt überein mit jenem für herkömmliche Abtastschaltungen.
Damit ermöglicht die erfindungsgemäße Spannungsabtast- und Halteschaltung eine Signalspanne für die gesamte abzutastende Speisespannung ohne Einsatz der Schalter-Gate-Spannung-Bootstrap-Maßnahme oder von Bauelementen mit niedriger Schwellenspannung, was wiederum die Implementierung einer sehr feinen Leitungs-Technologie (d. h. von weniger als 0,1 μm) mit äußerst geringer Absenkung im Haltemodus ermöglicht.
DRITTE AUSFÜHRUNGSFORM
5A zeigt eine dritte Ausführungsform der Erfindung, bei der es sich um eine Verbesserung der oben beschriebenen Konfiguration mit geschaltetem Op-Verstärker gemäß 8 handelt.
5A zeigt einen geschalteten Verstärker 500 mit einem Op-Verstärker OA5 und zwei Tristate-Puffern 503, 508, die getrennte Ausgangsstufen bilden, die das Ausgangssignal des Op-Verstärkers OA5 unter der Steuerung von Tristate-Steuersignalen TR1 bzw. TR2 in den Tristate-Zustand bringen. Die Tristate-Puffer 502, 504 nehmen einen Tristate-Modus mit Hochimpedanz-Ausgangssignal ein, wenn die Tristate-Steuersignale TR1, TR2 einen logisch hohen Wert annehmen. Die Tristate-Puffer 502, 504 lassen ihr Eingangssignal durch, wenn die Tristate-Steuersignale TR1, TR2 auf einen logischen Wert niedrig gehen, d. h. ihrer Ausgänge einen Zustand hoher Impedanz annehmen. Natürlich können auch andere Typen von Tristate-Puffern, andere Logikkomponenten und/oder Bauelemente mit logischen Zuständen anders als jenen, die für die vorliegende Ausführungsform offenbart wurden, implementiert werden. Der erste Tristate-Puffer 502 steuert den Rückkopplungsweg des Ausgangssignals des Op-Verstärkers OA5 zurück zum invertierenden Eingang des Op-Verstärkers OA5. Der zweite Tristate-Puffer 504 steuert den Durchgang des Ausgangssignals des Op-Verstärkers OA5 zum Schalter M1.
Ein Ausgangsspannungs-Boostkondensator erhöht den Pegel der Spannung des Haltekondensators C_H ähnlich wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen. Hier allerdings wird der positive Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S direkt von der von dem Op-Verstärker OA5 ausgegebenen Spannung V₀₁, aufgeladen. Der positive Knoten wird auf den Pegel des Ausgangssignals des Op-Verstärkers OA5 aufgeladen, wenn der erste Tristate-Puffer 502 sich nicht im Tristate-Zustand befindet. Ein als Schalter fungierender n-Kanal-MOS-Transistor M7 liegt zwischen dem negativen Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S und einer Referenz Swing-Spannung V_SWING. Der Schalter M7 wird von dem Voraufladesignal PR gesteuert.
5B ist ein Impulsdiagramm, welches den zeitlichen Verlauf von Steuersignalen in der Schaltung nach 5A während der Voraufladung, der Abtastung, dem Haltezyklus und dem Entladezyklus zeigt. Und insbesondere zeigt 5B das Voraufladesignal PR, das Abtastsignal SAMP und das erste und das zweite Tristate-Signal TR1 und TR2, welche die Situationen für die in 5A gezeigte Schaltung steuern.
Während des Voraufladezyklus zeigt die Wellenform (a) in 5B, dass das Voraufladesignal PR einen logisch hohen Wert hat und damit den Schalter M7 einschaltet. Zu dieser Zeit ist das Abtastsignal SAMP niedrig, wie die Wellenform (b) in 5B zeigt. Damit wird der Schalter M1 ausgeschaltet. Ebenfalls während des Voraufladezyklus ist das erste Tristate-Signal TR1 niedrig, wie durch die Wellenform (c) der 5 veranschaulicht ist, wodurch der erste Tristate-Puffer 502 das Ausgangssignal von Op-Verstärker OA5 zum positiven Knoten des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S durchlassen kann. Dies lädt den positiven Knoten auf den Pegel der Ausgangsspannung V₀₁ auf. Die Wellenform (d) in 5B zeigt, dass das zweite Tristate-Signal TR2 während des Voraufladezyklus hoch ist und das Ausgangssignal des zweiten Tristep-Puffers 504 in einen Tristate-Zustand bringt.
Im Voraufladezyklus kann der erste Tristep-Puffer 502 sein Eingangssignal durchlassen, und der Op-Verstärker OA5 ist als nicht-invertierender Verstärker mit der Verstärkung "1" konfiguriert. Die Ausgangsspannung V_OUT wird zwangsweise der Eingangsspannung V_IN über die Rückkopplungsschleife 506 angeglichen, und die Ladespannung V_CH am Haltekondensator C_H wird der Swing-Spannung V_SWING angeglichen. Dies führt zu einer Spannung am Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S von annähernd V_C = V_IN – V_SWING.
Während des Abtastzyklus ist das Voraufladesignal PR niedrig, wodurch der Schalter M7 ausgeschaltet wird und das Laden des negativen Knotens des Ausgangsspannungs-Boostkondensators C_S angehalten wird. Das Abtastsignal SAMP ist während des Abtastzyklus hoch und schaltet den Schalter M1 ein, und der zweite Tristep-Puffer 504 wird von dem Tristate-Signal TR2 eingeschaltet, so dass die Ausgangsspannung V₀₂ des Op-Verstärkers OA5 den Haltekondensators CH auflädt. Das erste Tristate-Signal TR1 bringt den ersten Tristate-Puffer 502 während des Abtastzyklus in den Tristate-Zustand, wodurch sein Ausgang hochohmig wird.
Im Abtastzyklus bringt der erste Tristep-Puffer 502 seinen Ausgang in den hochohimgen Zustand, der zweite Tristep-Puffer 504 ermöglicht seinem Eingangssignal, durchzulaufen. Da die Ladespannung V_CH der Swing-Spannung V_SWING entsprochen hat und die Ausgangsspannung V_OUT in der Vorladephase so groß wie die Eingangsspannung V_IN wird, muss der Op-Verstärker OA5 erneut die gleiche Spannung am Ausgang bilden, um V_OUT = V_IN aufrechtzuerhalten. Wenn allerdings der Vorgang des Sperrens des ersten Tristeppuffers 502 in irgendeiner Weise die Ladespannung V_CS beeinträchtigt hat, so dass die Ausgangsspannung V_OUT nicht mehr der Eingangsspannung V_IN gleicht, so kann die Rückkopplungsschleife über den zweiten Tristate-Puffer 504 jede Beeinträchtigung der Ladespannung V_CH korrigieren, um den Zustand V_OUT = V_IN wiederherzustellen, indem die Ladespannung V_CH je nach Bedarf über oder unter die Swing-Spannung V_SWING bewegt wird.
Wenn zum Beispiel der Schalter M1 eine niedrigere Schwellenspannung von 0,5 Volt hat, so kann die Swing-Spannung V_SWING auf 0,25 Volt eingestellt werden, so dass eine +/-Korrektur von 0,5 Volt für die Ladespannung V_CH möglich ist. Für eine Speisespannung von 1,5 Volt ist dies der halbe vollständige Signalbereich, was eine sehr beträchtliche Fehlerkorrekturmöglichkeit darstellt.
Der Haltezyklus repräsentiert eine Zeitspanne, in der die von der Abtast- und Halteschaltung abgetastete und ausgegebene Größe stabil ist und von der nachfolgenden Schaltung benutzt werden kann. Während des Haltezyklus ist das Voraufladesignal PR unter Ausschaltung des Schalters M7 niedrig, das Abtastsignal SAMP ist niedrig, was den Schalter M1 ausschaltet, und beide Tristate-Signale TR1 und TR2 sind hoch, um die Ausgänge des ersten und des zweiten Tristate-Puffers 502, 504 in den Tristate-Zustand zu bringen.
Der Ausgangsspannung-Boostkondensator C_S wird während des Voraufladezyklus auf einen Pegel entsprechend der Ausgangsspannung V₀₁ des Op-Verstärkers OA5, abzüglich der Swing-Spannung V_SWING aufgeladen. Der Haltekondensator C_H wird während des Abtastzyklus auf den Pegel der Eingangsspannung V_IN aufgeladen. Sowohl der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S als auch der Haltekondensator C_H halten ihre Ladung während des Haltezyklus, und sie wer den während des Endladezyklus entladen, indem die Verbindungen gegen Masse (nicht dargestellt) geschaltet werden.
Damit fügt die dritte Ausführungsform der Erfindung der Abtastung eines Eingangssignals einen zweiten Schritt hinzu, nämlich Tristate-Ausgangsphasen für den Op-Verstärker OA5, um den möglicherweise großen Fehler zu korrigieren, der gegebenenfalls dann entsteht, wenn die Ausgangsstufe eines herkömmlichen geschalteten Op-Verstärkers in den Tristate-Zustand gebracht, d. h. hochohmig gemacht wird.
Der Haltekondensator C_H und der Ausgangsspannungs-Boostkondensator C_S können nicht-lineare Kondensatoren, beispielsweise MOS-Gate-Kondensatoren sein. Der Wert des Haltekondensators C_H hängt ab von anderen Systemerwägungen, so zum Beispiel Anforderungen an thermische Rauschen und die gewünschte Bit-Ebenen-Genauigkeit. Die hier offenbarten Ausführungsbeispiele beziehen sich auf eine Bitgenauigkeit von 10 oder 11 im Ausgangssignal. Der Ausgangsspannungs-Boostkondensators beträgt bei den offenbarten Ausführungsformen 1 Picofarad (pF), was sich für eine 10-Bit-Genauigkeit im Ausgangssignal eignet.
Obschon Bauelemente mit niedrigerem oder gar niedrigem Schwellenwert in der Schaltung nach 5A eingesetzt werden können, verbessert sich der Ausgangssignalschwund in der Abtast- und Halteschaltung für niedrige Spannung bei Verwendung von Bauelementen mit Standard-Schwellenspannung.
Die vorliegende Erfindung verbessert die Genauigkeit der Abtastschaltungen, die mit sehr niedrigen Spannungsversorgungen arbeiten, weil sie den Ausschalt-Leckzustand unter den Ausgangssignalschwund verbessert, der üblicherweise bei herkömmlichen Bauelementen gegeben ist, die mit einer so niedrigen Versorgungsspannung arbeiten. Die Erfindung verbessert außerdem den Ausgangssignalbereich der Abtastschaltung.

Claims

Abtastschaltung, umfassend: ein Op-Verstärker (500); einen Ausgangsspannungs-Boostkondensator (CS), der zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgang (V01, V02) des Op-Verstärkers (500) liegt; eine Abtastschaltung (M1) zwischen dem zweiten Ausgang (V02) und dem Ausgangsspannungs-Boostkondensator (CS); eine Voraufladeschaltung (M7) zum Voraufladen des Ausgangsspannungs-Boostkondensators auf einer Seite, die mit dem zweiten Ausgang (V02) des Op-Verstärkers (500) verbunden ist; und eine Halteeinrichtung (CH) in Verbindung mit dem zweiten Ausgang (V02) des Op-Verstärkers (500).
Abtastschaltung nach Anspruch 1, bei der der erste Ausgang (V1) und der zweite Ausgang (V2) des Op-Verstärkers (500) geschaltet sind.
Abtastschaltung nach Anspruch 2, bei der der geschaltete erste und zweite Ausgang (V01, V02) des Op-Verstärkers (500) dazu ausgebildet und angeordnet sind, unabhängig voneinander betrieben zu werden.
Abtastschaltung nach Anspruch 1, bei der die Voraufladeschaltung (M1) einen Knoten (-) des Ausgangsspannungs-Boostkondensators (CS) auf einen Spannungspegel vorauflädt, der von dem ersten Ausgang (V01) des Op-Verstärkers (500) ausgegeben wird.
Abtastschaltung nach Anspruch 1, bei der die Voraufladeschaltung (M7) einen Knoten (-) des Ausgangsspannungs-Boostkondensators (CS) auf einen an der Halteeinrichtung (CH) voraufgeladenen Spannungspegel vorauflädt.
Abtastschaltung nach Anspruch 2, bei der der erste geschaltete Ausgang (V01) und der zweite geschaltete Ausgang (V02) geschaltete Tristate-Ausgänge sind.
Abtastschaltung nach Anspruch 1, die automatisch jeden Fehler in einem Ausgangssignal der Abtastschaltung korrigiert, der zurückzuführen ist auf ein Umschalten mindestens eines von dem ersten und dem zweiten Ausgang (V1, V2) des Op-Verstärkers (500).
Abtastschaltung nach Anspruch 1, bei der der Ausgangsspannungs-Boostkondensator (CS) ein nicht-linearer Kondensator ist.
Abtastschaltung nach Anspruch 5, bei der die Halteenrichtung (CH) ein nichtlinearer Kondensator ist.
Verfahren zum Abtasten eines Eingangssignals, umfassend: Voraufladen eines Ausgangsspannungs-Boostkondenators (CS) auf einen angehobenen Spannungspegel; Schalten eines ersten Ausgangs (V01) eines Op-Verstärkers (500) in einen ersten Zustand, um einen Haltekondensator (CH) aufzuladen; Schalten des ersten Ausgangs (V01) des Op-Verstärkers (500) in einen zweiten Zustand, damit der Haltekondensator (CH) eine Ladung halten kann; Schalten eines zweiten Ausgangs (V02) des Op-Verstärkers (500) in einen ersten Zustand; Schließen eines Schalters (M1), der den zweiten Ausgang (V02) des Op-Verstärkers mit dem Haltekondensator (CH) verbindet; und Erhöhen des Ausgangssignals des Op-Verstärkers (500) um den Boostspannungspegel, um ein Ausgangssignal (VOUT) zu bilden.