JPS6134798A - 電荷転送素子の出力信号処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の技術分野〉 本発明は電荷転送素子（以下ＣＴＤと称す）の出力信号
処理回路に関し、特にＣＴＤの出力信号に含まれるノイ
ズの低減を図った電荷転送素子の出力信号処理回路に関
するものである。

〈発明の技術的背景〉 一般に、電荷結合素子（ＣＣＤ）やバケツリレー素子（
ＢＢＤ）などのＣＴＤは、信号を電荷の形で扱い、この
信号電荷を外部より供給されるクロックに同期して転送
する素子である。従ってＣＴＤの出力部は一般に信号電
荷を電圧に変換する検出部と、この変換された電圧を素
子外に取り出すだめの増幅器より構成される。

検出部としては種々の構成のものが知られているが、リ
セットスイッチ付浮遊容量による検出回路が最も一般的
である。即ち、まずリセットスイッチを閉じて浮遊容量
の電位を外部より供給されるリセット電位（ＶＲＤ）に
設定した後リセットスイッチを開放し、次に信号電荷を
受けて電圧に変換する。この動作を転送周期毎に繰返し
、浮遊容量の電圧変化を増幅器を用いて外部へ取り出す
。

ここで通常は第４図に示すようにリセットスイッチとし
てＭＯ８構造のＦＥＴ　１が用いられ、浮遊容量として
逆バイアスされたｐｎ接合によるダイオード２が用いら
れ、リセット用ＭＯ８ＦＥＴＩのゲートにはりセントク
ロック（φＲ）が印加される○また増幅器はＭＯＳ　Ｆ
ＥＴ３．４により構成されたンース・フォロワ回路が一
般的に用いられる。

なお、第４図及び以下の説明では基板がｐ型であり、信
号電荷は電子の場合について扱うが、その逆の極性の場
合についても駆動電圧の極性を反転することにより同様
の説明をすることが可能である。さらに以下ではＣＣＤ
の場合について説明するが、ＢＢＤの場合にも特性上は
ＣＣＤに劣るものの動作に関しては同様に説明すること
が可能である。

さてＣＣＤは本質的に低ノイズの素子ではあるが、それ
でもなお信号電荷を生成・注入する入力部、転送部、検
出部及び増幅回路部それぞれにおいて若干ノイズが発生
し、ＣＣＤの信号対雑音比（Ｓ、／Ｎ値）を低下させる
。従って従来よりＣＣＤのＳ／Ｎ値をさらに高めるだめ
の種々の手請が試みられている。特にＣＣＤの出力信号
に対して処理を行なうことは素子外での対応を可能にし
、その例には相関二重サンプリング法（ＣＤＳ法）とし
て良く知られた手法がある。

ＣＤＳ法の動作を第５図に示す。

この第５図において、Ｏ８信号は第４図のような出力回
路を持つＣＣＤの出力信号であり、この場合ＣＣＤの最
終転送りロックφｊが低レベルになる前にリセットクロ
ックφＲが低レベルになって、この間の期間に黒レベル
が現われるよう駆動される。なお信号レベルは最終転送
りロックφｊが低レベルになってからりセントクロック
φＲが高レベルに々るまでの期間中塊われる。

さて、第５図において、Ｏ８信号はクラノブ容量（Ｃｃ
ｐ）によるＡＣ結合を介した後分岐され、一方はクラン
プスイッチ５へ他方のバッファアンプＡ１へ導かれる。

クランプスイッチ５はクランプクロック（Ｖｃｐ）によ
って開閉され、Ｏ８信号を前記黒レベルの期間において
外部クランプ電位（Ｖｃｐ）にクランプする。こうして
クランプされたＯ８信号は高入力インピーダンスを持つ
バッファアンプＡ１を介した後サンプルホールド回路−
＼導かれる。即ちまずサンプルホールドクロック（φＳ
Ｈ）により開閉されるサンプルスイッチ６を通り、Ｏ８
信号抄前記信号レベル期間内でサンプリング動作を行な
った後、次段のホールド容量（Ｃ５Ｈ）へ導かれる。ホ
ールド容量Ｃ５Ｈでホールドされた電位は高入力インピ
ーダンスのバッファアンプＡ２を介して出力信号Ｖｏｕ
ｔとして取り出される。

第４図及び第５図において各クロック及び信号のタイミ
ング関係を第６図に示す。

以上に述べた動作から明らかなように、結局Ｖ　ｏ　ｕ
　を信号はＯ８信号中の信号レベルとその直前の黒レベ
ルとの電位差を転送周期毎に取った信号となる。従って
ＣＣＤ出力（Ｏ８）中の信号値はサンプルホールドされ
た形でそのまま出力されるとともに、Ｏ８信号に乗った
ノイズは低域゛側で抑圧され第７図（ａ）のような応答
になる。ここでτはφｃｐパルスとφＳＨパルスの時間
差である。しかしながら実際には上記回路中後段のサン
プリング動作によってｆ　ｃ　／２　（即ちナイキスト
周波数ｆＮ）以上の高域信号は低域へ折り返され（第７
図（ｂ））、さらにホールド動作により周波数特性を持
って、結局第７図（ｃ）のような応答特性となる。従っ
てもしＯ８信号においてｆｃ付近のノイズレベルが高い
と低域側へ折り返されるから、ＣＤＳ法を採用したにも
かかわらず低域ノイズは低減されないことになる。

この対策として例えば、Ｏ８信号を低域通過フィルタ（
ＬＰＦ）に通し、ｆｃ付近及びそれより高域の応答を低
くすることが考えられる。しかしながらこの場合第６図
のＯ８信号の形状より明らかなように、ｆｃ付近での応
答低下はそのま呼信号レーベルでの低下となって、結局
Ｓ／Ｎ値の向上にはならない。

〈発明の目的〉 本発明は以上のような問題点に鑑みて成されたものであ
り、信号レベルの低下をほとんどもたらすことなく、ｆ
ｃ付近のノイズを大幅に低下することを可能にし、従っ
て低域へ折り返されるノイズを大幅に低下せしめること
を可能にした電荷転送素子の出力信号処理回路を提供す
ることを目的とし、この目的を達成するため、本発明は
一転送周期毎に黒レベルと信号レベルを形成する電荷検
出部を有し、上記の黒レベルでクランプした後、信号レ
ベルでサンプリングするクランプ手段及びサンプリング
手段の付加された電荷転送素子の出力信号処理回路にお
いて、上記のクランプ手段とサンプリング手段の間、も
しくはクランプ手段の前に積分平均手段を備え、この積
分平均手段の積分平均期間を各転送周期内で上記信号レ
ベル期間を含んだ充分長い期間に設定して、高域ノイズ
を抑圧して低域へ折り返される成分を低減せしめるよう
に成されている。

〈発明の実施例〉 以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。

第１図は本発明の動作概念を説明するだめの図であり、
同図（ａ）は積分平均の開口幅をポー同図（ｂ）は同図
（ａ）の処理をした場合の周波数応答を示し、同図（ｃ
）は同図（ｂ）の関係を上記した第７図（ｃ）の場合に
適用したときのノイズの周波数応答を示したものである
。

寸ず第１図（ａ）に示すように時間軸ｔに対し開口幅Ｔ
ＡＰを持つアパーチャ回路を考える。即ちこの回路では
開口幅ＴＡＰ内の時間変動信号の積分平均操作を行なう
。この場合の周波数特性は第１図（ａ）の波形をフーリ
エ変換することにより容易に求められ、第１図（ｂ）の
ような特性となる。即ち応答間及びその整数倍の周波数
で応答がＯとなるＬＰＦ様の特性となる。以上の特性か
ら開口幅ＴＡＰをまノイズの高域成分を除去することが
可能となる。

従って前記ＣＤＳ法と組合わせれば低域へ折り返される
ノイズ成分を大幅に抑圧することが可能となる。それを
第１図（ｃ）に示す。

第２図は以上の関係を示すタイミング図である。

この第２図において、まず第６図と同様にして得られる
Ｏ８信号のうち、黒レベル期間でパルスφＣＰによりク
ランプする。このクランプされだ信号は信号レベル期間
を含む十分長い期間ＴＡＰにわたりパルスφＡＰにより
積分平均された後、次の積分平均期間までの間保持され
る。こうして保持されだ一転送周期毎の積分平均値はパ
ルスφＳＨによりサンプルホールドされ、第１図（Ｃ）
に示すノイズ応答特性の信号Ｖｏｕｔが出力される。

第１図（ｂ）より明らかなように、期間ＴＡＰが転送周
期１／ｆｃに近い程ｆｃでのノイズ応答は低くなる。従
って期間ＴＡＰは転送周期内で、できる限シ長い程良い
。

一方、期間ＴＡＰが信号レベル期間より長くなると積分
平均された信号値は小さくなる。従って信号レベル期間
も転送周期内でできる限り長い程良い。そのため第６図
より明らかなように、パルスφＲの高レベル期間、即ち
リセットスイッチの閉期間は極力短くし、まだφＲの立
下りからφＪの立下Ｖｔでの黒レベル期間もφＣＰによ
るクランプが可能な範囲内で極力短くするのが望ましい
。

第３図は第２図の動作を実施するだめの本発明の一実施
例としての回路ブロック図を示したものである。第３図
において、第４図のような回路により得られだＣＣＤ出
力信号Ｏ８は第５図前半部同様のクランプ回路１１を経
た後、積分平均回路１２へ導かれる。即ちパルスφＡＰ
により転送周期毎にＴＡＰ期間だけ閉じられるスイッチ
２１を介して抵抗ＲＡＰと容量ＣＡＰで構成される積分
回路２２へ導かれる。積分時定数τＡｐ＝ＲＡｒ”ＣＡ
ｐの値はＴＡＰとの関係により定められる。この回路は
サンプルホールド回路ともなっており、ＴＡＰ期間積分
平均された信号は次に積分平均を開始するまでの期間容
量ＣＡＰに保持される。こうして得られた信号は入力イ
ンピーダンスの高いバッフ７アンプＡ３を介して最終段
のサンプルホールド回路１３へ導かれる。サンプルホー
ルド回路は第５図後半部の場合と同様の構成であるが、
パルスφＳＨのタイミングは前段回路において積分平均
値が保持されている期間でサンプリングする点が異なる
。

なお、第２図及び第３図においては積分平均回路１２を
クランプ回路１１とサンプルホールド回路１３の間に挿
入した場合について述べだが、別の構成でも可能である
。例えば積分平均回路１２が、Ｏ８信号中信号レベル期
間で積分平均した後にその積分平均信号と未処理の黒レ
ベル信号とを転送周期毎に存在せしめるような回路構成
であるならば、積分平均回路→クランプ回路→サンプル
ホールド回路としても第２図及び第３図の場合と全く同
様の特性が得られることは明らかである。

要するに本発明の特徴は、黒レベルでクランプ動作を行
なうことと、信号レベルで積分平均を取った後サンプル
ホールド動作を行なうこととを、組合せることにある。

〈発明の効果〉 以上述べてきたように、本発明によれば電荷転送素子の
出力信号処理回路の一部に簡単な積分平均手段を付加す
るのみで、高域ノイズ及びそれが低域へ折り返されるノ
イズを大幅に低減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の動作概念を示しだ図で、（ａ）は積分
平均の開口幅、（ｂ）は（ａ）の処理をした場合の周波
数応答、（Ｃ）は（ｂ）の関係を第７図（ｃ）の場合に
適用したときのノイズの周波数応答を示し、第２図は本
発明の動作タイミング図、第３図は第２図の動作を実施
するための本発明の一実施例としての回路ブロック図を
それぞれ示し、 第４図は一般的な電荷転送素子の出力回路、第５図は従
来のノイズ低減回路、第６図は第５図の動作タイミング
図、第７図は第５図及び第６図の場合におけるノイズの
周波数応答を示す図で、（ａ）はτなる時間間隔を持つ
信号間で差を取った場合、（ｂ）は（ａ）の信号をｆｃ
でサンプリングした場合、（ｃ）は（ｂ）の信号をさら
にホールドした場合を示す図である０ １１・・・クランプ回路、１２・・・積分平均回路、１
３・サンプルホールド回路、２１・・クランプスイッチ
。 代理人　弁理士　福　士　愛　彦（他２名）第２図 第３図 第４図 φ町 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、一転送周期毎に黒レベルと信号レベルを形成する電
   荷検出部を有し、上記黒レベルでクランプした後、信号
   レベルでサプリングするクランプ手段及びサンプリング
   手段の付加された電荷転送素子の出力信号処理回路にお
   いて、 上記サンプリング手段の前段に積分平均手段を備え、該
   積分平均手段の積分平均期間を各転送周期内で上記信号
   レベル期間を含んだ充分長い期間に設定されて成り、 高域ノイズを抑圧して低域へ折り返される成分を低減せ
   しめるように成したことを特徴とする電荷転送素子の出
   力信号処理回路。 ２、前記積分平均手段はサンプリング手段の前段である
   上記クランプ手段の前に設けられて成ることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の電荷転送素子の出力信号
   処理回路。 ３、前記積分平均手段はサンプリング手段の前段である
   上記クランプ手段とサンプリング手段の間に挿入されて
   成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電荷
   転送素子の出力信号処理回路。 ４、前記電荷検出部はリセットスイッチ付浮遊容量構造
   に構成され、該リセットスイッチの閉期間を一転送周期
   に比して短く、かつ上記リセットスイッチが開いてから
   上記浮遊容量へ信号電荷が転送され始めるまでの期間を
   短くすることにより、前記信号レベル期間を充分長くし
   て、前記積分平均手段による信号の積分平均値を充分大
   きくせしめるように成したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の電荷転送素子の出力信号処理回路。