DE60217847T2

DE60217847T2 - Schaltung zur erzeugung eines mehrphasigen taktsignals

Info

Publication number: DE60217847T2
Application number: DE60217847T
Authority: DE
Inventors: Ook Sunnyvale KIM; Sung Hung Sunnyvale LI; Inyeol Cupertino LEE; Gyudong Sunnyvale KIM; Yongman Pleasanton LEE
Original assignee: Silicon Image Inc
Current assignee: Silicon Image Inc
Priority date: 2001-04-09
Filing date: 2002-04-09
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2022-04-10
Also published as: EP1382118A1; DE60217847D1; ATE352902T1; JP2004537188A; EP1382118B1; CA2441967A1; JP2007215213A; KR100603667B1; KR20040026649A; WO2002082652A2; US6809567B1

Description

HINTERGRUND
1. TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft Systeme und Verfahren zum Erzeugen von Mehrphasentakten.
2. BESCHREIBUNG DES ERFINDUNGSHINTERGRUNDS
Digitale Schaltungen werden in Anwendungen verwendet, die anscheinend stetig schnellere Verarbeitungsgeschwindigkeiten erfordern. Zum Beispiel wurden komplementäre Metall-Oxid-Halbleitervorrichtungen („CMOS") verwendet, um hochfrequente trägermodulierte Signale abzutasten, um die Daten in solchen Signalen wiederherzustellen, oft als Teil einer Kommunikationsvorrichtung. Da die Frequenz der Signale manchmal weit über den Geschwindigkeiten liegt, zu denen irgendeine einzelne CMOS-Vorrichtung fähig ist, werden die Signale von Arrays von ähnlichen Abtastschaltungen überabgetastet, die von Taktgebern mit mehreren Phasen („Mehrphasentaktgeber") getaktet werden, um eine einzelne, viel schnellere Vorrichtung zu simulieren. Das Überabtasten solcher Hochgeschwindigkeitssignale ermöglicht es, vergleichsweise langsame CMOS-Vorrichtungen für Hochgeschwindigkeitsanwendungen, wie etwa Kommunikation und Datenverarbeitung zu verwenden, indem Mehrphasentaktgeber verwendet werden, um Hochgeschwindigkeitssignale parallel zu verarbeiten. Daher erhöht sich, wenn sich die zugrundeliegende Signalfrequenz erhöht, die Anzahl der Taktphasen, die zur Unterbringung der Signalfrequenz benötigt wird.
Heute werden in vielen Vorrichtungen Ringoszillatoren verwendet, um Mehrphasentakte zu erzeugen. Diese Technik leidet jedoch in der eben beschriebenen Umgebung unter einer Anzahl von Nachteilen. Genauer verschlechtert sich die Qualität eines Mehrphasentakts, wenn sich die Anzahl von Taktphasen erhöht. Darüber hinaus erschwert die Erzeugung einer großen Anzahl von Mehrphasentakten das Layout und Routing in einem Schaltkreis-Chip.
Eine andere Technik, die zur Erzeugung von Mehrphasentakten verwendet wird, setzt kaskadenartig angeordnete Stufen von spannungsgesteuerten Oszillatorzellen („VCO") ein. Wie beim Ringoszillator ist die Anzahl von Signalform-Abtastern dieselbe wie die Anzahl von VCO-Zellen. Ebenso wie beim Ringoszillator verschlechtert sich, wenn Zellen hin zugefügt werden, die Präzision des Mehrphasentakts, was der Zahl der Zellen, die hinzugefügt werden können, eine praktische Grenze setzt. In 1 wird beispielsweise eine schematische Darstellung mit kaskadenartig angeordneten VCO-Zellen von der Ringoszillator-Art gezeigt. Um die Anzahl von Phasen zu erhöhen, die einer gestiegenen Anzahl von Abtastern entsprechen, muß die Anzahl von VCO-Zellen auch erhöht werden, indem mehr Stufen zu dem Ring hinzugefügt werden. Im allgemeinen steigt die Anzahl von VCO-Stufen proportional mit der Erhöhung der Frequenz der Signalform, die empfangen werden soll. Wenn sich die Anzahl von VCO-Zellen erhöht, erhöhen sich jedoch auch der Leistungsverbrauch und die Layoutfläche, die für das Routing des Mehrphasenbusses notwendig ist. Als Ergebnis wird das optimale Layout eines VCO und anderer Abtastschaltungen zunehmend schwierig, wenn die Anzahl von Zellen sich erhöht.
Eine andere Technik, die verwendet wird, ist Taktinterpolation, die mehr Phasen aus einem gegebenen Mehrphasentakt erzeugt. In 2 wird zum Beispiel ein schematisches Diagramm mit einer Taktinterpolationsschaltung vom Stand der Technik gezeigt. Diese Technik erzeugt leider Phasenfehler in den interpolierten Takten. Wenn beispielsweise ein Taktinterpolator zwei Taktsignale empfängt, Takt A und Takt B, so wird die resultierende Ausgabe der interpolierte Wert von Takt A und Takt B sein. Leider erzeugt diese Technik Fehler, was dazu führt, daß ein solches interpoliertes Taktsignal von dem Idealwert abweicht. Dies liegt daran, daß die Eingänge des Taktinterpolators zur Interpolationszeit schon im nichtlinearen Bereich sind. Dies läßt den Interpolator vom idealen Ort abweichen, weil das lineare Gesetz nicht länger zutreffend ist. Wenn die Taktphasen für den Interpolator größere Steig-/Fallzeiten haben, dann ist der interpolierte Wert sehr nahe am Idealwert, allerdings erhöht dies die Wirkung von Offsets und Rauschen in der Interpolationsschaltung, was schließlich die Qualität der Signale, die von einem zugehörigen Phase-Locked Loop („PLL") erzeugt werden, verschlechtern würde. Zudem wären, wenn die Taktflanken zu steil sind, die interpolierten Taktsignale keine exakte Interpolation der anderen verwendeten Phasen. Um das Ansteigen des Rauschens zu kompensieren, kann der Leistungsverbrauch dieser Vorrichtung erhöht werden, jedoch auf Kosten einer nachfolgenden Steigerung des Leistungsverbrauchs des gesamten Systems, in das die Vorrichtung eingebettet ist. Daher wird, um eine große Bandbreite von Vorgängen durch Taktinterpolation zu realisieren, die Schaltungskomplexität und der Leistungsverbrauch ab einem Punkt undurchführbar.
Es wäre daher erstrebenswert, ein System und Verfahren zur Erzeugung eines Mehrphasentakts zu haben, das die schädlichen Effekte, die anderen Mehrphasentaktgebern inhärent sind, wenn zusätzliche Phasen erzeugt werden, vermeidet.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltung zum Erzeugen von Mehrphasentakten nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 14 gelöst.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Mehrphasentaktgeber vom Stand der Technik.
2 ist ein Taktinterpolator vom Stand der Technik.
3 ist ein stark vereinfachtes schematisches Diagramm eines Mehrphasentaktgebers von einer Ausführung der Erfindung.
4 ist ein detaillierteres schematisches Diagramm der Ausführung von 3.
5 ist eine schematisches Diagramm eines modifizierten Johnson-Zählers.
6 ist ein Zustandsdiagramm für den modifizierten Johnson-Zähler.
7 ist ein erläuterndes Zeitsteuerungsdiagramm des Betriebs des modifizierten Johnson-Zählers.
8 ist ein schematisches Diagramm eines 3-Stufen-VCO.
9 ist ein schematisches Diagramm eines modifizierten Schieberegisters.
10 ist ein erläuterndes Zeitsteuerungsdiagramm eines Mehrphasentaktgebers nach der Ausführung von 4.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNGEN DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Erfindung wird nun mit Bezug auf verschiedene Ausführungen beschrieben. Die folgende Beschreibung stellt spezifische Details für ein gründliches Verständnis dieser Ausführungen der Erfindung bereit und ermöglicht ihre Beschreibung. Dem Fachmann wird jedoch deutlich werden, daß die Erfindung ohne diese Details angewandt werden kann. An anderer Stelle wurden bekannte Strukturen und Funktionen nicht im Detail gezeigt oder beschrieben, um eine Verdunklung der Beschreibung der Ausführungen der Erfindung zu vermeiden. In jeder Ausführung bezeichnen die selben Bezugszeichen und Akronyme Elemente oder Handlungen mit der selben oder ähnlicher Funktionalität, um das Verständnis zu erleichtern und zur Bequemlichkeit.
Die oben beschriebenen Probleme und Nachteile werden von Ausführungen der Erfindung überwunden, die in mindestens einer Ausführung einen Mehrphasentaktgeber angibt, der zur Erzeugung von einer Mehrzahl von Taktphasen mit verringertem Rauschen und vereinfachten Chiplayout-Charakteristika geeignet ist. Die Erfindung wird anfangs im Kontext einer Ausführung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator („VCO") mit 3 Zellen beschrieben, der sechs Ausgangs-Taktphasen an einen Taktteiler bereitstellt. Der Taktteiler umfaßt weiter einen modifizierten Zähler vom Johnson-Typ, dessen Ausgänge zusammen mit den Ausgängen des VCO an eine Anzahl von modifizierten Schieberegistern übertragen werden. Die modifizierten Schieberegister erzeugen eine Anzahl von Taktphasen, die mit der Anzahl von D-Flip-Flops, aus denen jedes der modifizierten Schieberegister hergestellt ist, übereinstimmt. Andere Ausführungen der Erfindung sind jedoch für eine Vielzahl von verschiedenen Konfigurationen zugänglich, wie etwa ein VCO, der mehr oder weniger als drei Stufen aufweist, und unterschiedliche Anzahlen von Stufen in dem modifizierten Johnson-Zähler und den modifizierten Schieberegistern. Darüber hinaus kann man Ausführungen der Erfindung in einer Vielzahl von Anwendungen verwenden, die Mehrphasentaktgeber in Hochgeschwindigkeits-Datenverbindungen und RF-Transceivern etc. verwenden. Drahtlose Vorrichtungen schließen beispielsweise oft Mehrphasentaktgeber ein und können Ausführungen der Erfindung umfassen.
Betrachtet man 3, so wird ein stark vereinfachtes schematisches Diagramm eines Mehrphasentaktgebers 300 nach einer Ausführung der Erfindung gezeigt. Der Mehrphasentaktgeber 300 umfaßt einen Mehrphasen-VCO 302 mit n Ausgängen, wobei n eine ganze Zahl ist. Die n Ausgänge aus dem Mehrphasen-VCO 302 werden in eine synchrone Taktteiler-Schaltung 304 gespeist, um m Ausgänge zu erzeugen, wobei m ebenfalls eine ganze Zahl ist. Das System erzeugt eine Mehrzahl von Phasen aus jedem Ausgang n des Mehrphasen-VCO 302. In einer Ausführung sind die m Ausgänge aus der synchronen Taktteiler-Schaltung 304 das Produkt aus n und der Anzahl der Zähler-Stufen c in der synchronen Taktteiler-Schaltung 304, wie hier detaillierter beschrieben wird.
Der Mehrphasentaktgeber 300 kann empfindlicher für die externe elektrische Umgebung sein und zieht aus verschiedenen Maßnahmen zur Verringerung von Rauschen von den Signalverarbeitungsblöcken Nutzen. Der Mehrphasentaktgeber 300 kann leicht von anderen Schaltungen getrennt werden. Verschiedene Trennungsverfahren, wie etwa die Verwendung von Schutzringen, Abschirmung, Stromreglern und Kopplungskondensatoren stehen zur Verringerung von Rauschen zur Verfügung. Dies verbessert das Rauschverhalten des VCO. Zusätzlich wäre, da der VCO-Block eine geringere Zahl von Flanken aufweist, die Fläche, die für die Stufen des VCO benötigt wird, geringer. Da es weniger Ausgangs-Busverbindungen gibt, wäre es relativ einfach, zu einer Signalverarbeitungseinheit zu routen. Man kann auch durch die Verringerung der Anzahl von Busleitungen, die zur Erzeugung von mehreren Stufen benötigt wird, die wertvolle Integrierter-Schaltkreis(„IC")-Chipfläche verringern, die zum Routen von mehreren Phasen zur Signalverarbeitungsschaltung verwendet wird. Die Beeinflussung in/aus dem Taktrouter-Bus wird auch verringert.
Betrachtet man 4, so ist dort ein detaillierteres schematisches Diagramm einer Ausführung des Mehrphasentaktgebers 300 gezeigt. Als Beispiel umfaßt der Mehrphasen-VCO 302 sechs Ausgänge (n = 6), die mit ck₀ bis ck₅ bezeichnet werden. In diesem Beispiel ist der VCO 302 ein 3-Stufen-Volldifferential-VCO („full-differential VCO"). Jeder der sechs Ausgänge ck₀–ck₅ des Mehrphasen-VCO 302 ist mit einem von sechs Registern in einem jeden der fünf modifizierten Schieberegister 306, 308, 310, 312 und 314 verbunden. Jedes der fünf modifizierten Schieberegister 306–314 empfängt auch ein Eingangssignal s0', s6', s12', s18' bzw. s24' von einem modifizierten Johnson-Zähler 316. In diesem Beispiel erzeugt der VCO 6 Phasen, die mit einem Synchronteiler 304 verbunden sind, der eine Gesamtzahl von 30 Phasen erzeugt. Der Betrieb des Mehrphasentaktgebers 300 wird unten detaillierter beschrieben. Der Teiler 304, d. h. der modifizierte Johnson-Zähler 316 und die modifizierten Schieberegister 306–314, können aus Hochgeschwindigkeits-Flip-Flops gefertigt sein. Jede ausgehende Flanke des Teilers 304 hängt von dem Zustand des Teilers 304 und einer spezifischen Flanke der Ausgangs-Taktflanken des VCO 302 ab. Dies beseitigt die Notwendigkeit, die Flanken zu interpolieren. Darüber hinaus arbeitet der modifizierte Johnson-Zähler 316 mit Taktflanken mit vergleichsweise kleineren Steig/Fallzeiten, und das Rauschen kann leichter von diesen Mehrphasen-Erzeugungsstufen minimiert werden, weil diese Schaltung nicht von schnellen Taktflanken abhängt, um bessere Taktinterpolation erhalten. In der Implementierung können Dummy-Stufen hinzugefügt werden, um die Last gleichmäßiger zu verteilen und die Zeitsteuerung, abhängig von der angestrebten Anzahl von Phasen, anzugleichen.
Es gibt eine Vielzahl von Kombinationen der Anzahl von VCO-Stufen und der Teilungsverhältnisse. Nur zum Zweck der Erklärung wird das Beispiel der Erzeugung von 30 Phasen aus 6 Phasen mittels einer Division-Durch-5-Schaltung 304 verwendet. Es ist für den Fachmann ersichtlich, daß es auch viele weitere Arten gibt, einen Zähler ähnlich dem Johnson-Zähler 316 und/oder Speichervorrichtungen ähnlich den modifizierten Schieberegistern 306–314 zu implementieren. Der Johnson-Zähler 316 erlaubt es, in dem Rückkopplungspfad der Teiler einfache Logik zu verwenden, und erlaubt es, die Zählerfunktion bei einer höheren Taktfrequenz auszuführen. Da die Struktur des Teilers 316 sehr regelmäßig ist, können die Verzögerungen sehr gleichmäßig gemacht werden, was einen besseren Mehrphasentaktgeber 300 erzeugt. Ein einfacher Johnson-Zähler hat jedoch einige Nachteile, die mit verbotenen Zuständen zusammenhängen, die in einer Ausführung der Erfindung überwunden werden. Genauer wird, wenn die Anfangsbedingungen eines einfachen Johnson-Zählers auf einen der angestrebten Zustände gesetzt werden, er diese angestrebten Zustände wiederholen. Andererseits wäre, wenn die Anfangsbedingungen eines einfachen Johnson-Zählers auf einen der nicht angestrebten Zustände gesetzt werden, der Zyklus anders und könnte einige wiederauftretende unerwünschte Zustände aufweisen, was für manche Ausführungen der Erfindung ein Problem wäre.
Betrachtet man 5, so wird ein modifizierter Johnson-Zähler 316 mit Sperrlogik 318 für dieses Problem gezeigt. Wenn wir mit dem Beispiel des 30-Phasen-Mehrphasentaktgebers 300 von oben fortfahren, umfaßt der modifizierte Johnson-Zähler 316 fünf D-Flip-Flops, die mit DFF0, DFF1, DFF2, DFF3 und DFF4 bezeichnet werden. Alle der fünf Flip-Flops DFF0–DFF4 sind in der folgenden Art in einer Kette verbunden: ein D-Eingang von DFF4 ist mit einem Q-Ausgang von DFF3 verbunden, ein D-Eingang von DFF3 ist mit einem Q-Ausgang von DFF2 verbunden, ein D-Eingang von DFF2 ist mit einem Q-Ausgang von DFF1 verbunden, ein D-Eingang von DFF1 ist mit einem Q-Ausgang von DFF0 verbunden und ein D-Eingang von DFF0 ist mit der Sperrlogik 318 verbunden, die in einer Ausführung ein NAND-Gatter ist. Das NAND-Gatter 318 ist mit den Q-Ausgängen von DFF1 und DFF2 verbunden. Die Q-Ausgänge von DFF0–DFF4 sind s0', s6', s12', s18' bzw. s24'. Die Bezeichnungen der Q-Ausgänge von DFF0–DFF4 entsprechen den ersten Phasenausgängen der modifizierten Schieberegister 306–314, die jeweils mit diesen Q-Ausgängen verbunden sind. Der modifizierte Johnson-Zähler wird gewöhnlich mit einer der Taktphasen des VCO 302 getaktet, in einer Ausführung wird ck₀ verwendet.
Betrachtet man 6, so wird ein Zustandsdiagramm für den modifizierten Johnson-Zähler 316 gezeigt. Es werden die s0', s6' und s12' Q-Ausgänge von DFF1, DFF2 bzw. DFF3 gezeigt. Das NAND-Gatter 318 verbindet die Ausgänge s6' und s12' in einer NAND-Funktion, um die Ausgabe s0' in der nächsten Taktperiode zu erzeugen, wenn DFF0 getaktet wird. Da drei binäre Zustände zusammen betrachtet werden, ergibt sich die Möglich keit von 2³ = 8 verschiedenen Zuständen. Von den acht Zuständen bilden fünf (100, 110, 111, 011 und 001) einen angestrebten Fünf-Zustände-Ring. Sobald der modifizierte Johnson-Zähler 316 in den Fünf-Zustände-Ring eintritt, wird er den Ring nicht verlassen, sondern vielmehr fortfahren, um den Ring herum voranzuschreiten, jeden Taktzyklus in einem anderen Zustand. Dies teilt die Frequenz von ck₀ effektiv durch fünf. Die übrigen drei Zustände (000, 010 und 101) sind nicht angestrebt, aber der modifizierte Johnson-Zähler 316 würde einigen dieser Zustände höchstens ein mal begegnen, wenn der modifizierte Johnson-Zähler 316 initialisiert wird. Dieses Ergebnis leitet sich aus der Sperrlogik 318 ab, die alle unerwünschten Zustände direkt (000 und 101) oder indirekt (010) zurück in die fünf erwünschten Zustände des Rings einspeist.
Betrachtet man 7, so wird ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des modifizierten Johnson-Zählers 316 gezeigt. In diesem Beispiel wird die Taktphase des VCO 302 ck₀ verwendet, um die Takteingänge des modifizierten Johnson-Zählers 316 zu takten. Aus den Taktflanken von ck₀ kann man die Zustände der Ausgänge s0', s6', s12', s18' und s24' erkennen, die vom modifizierten Johnson-Zähler 316 erzeugt werden, und wie sich diese Ausgänge zu ck₀ verhalten. Man beachte, daß die Verzögerungen nur zur Veranschaulichung als Null betrachtet werden. Die D-Flip-Flops DFF0–DFF4 in dem modifizierten Johnson-Zähler 316 sind mit der positiven Flanke getriggert. In diesem Beispiel wird angenommen, daß sich s0', s18', s24' in einem Zustand von logisch Eins zum Zeitpunkt Null befinden, während angenommen wird, daß sich s6' und s12' in einem Zustand von logisch Null zum Zeitpunkt Null befinden. Kurz auf 6 zurückverweisend, ist der Anfangszustand von s0'/s6'/s12' zum Zeitpunkt Null 100. Während ck₀ durch zehn Taktzyklen voranschreitet, schreitet der Zustand von s0'/s6'/s12' von 100 zum Zeitpunkt Null zu 110, 111, 011, 001, 100, 110, 111, 011 und 001 voran. Wieder mit Bezug auf 7 kann man erkennen, daß für jeden ck₀-Taktzyklus der zugehörige Taktzyklus für s0', s6', s12', s18' und s24' nun bei 1/5 der Rate von ck₀ liegt und jeder der Ausgänge s0', s6', s12', s18' und s24' nun durch einen ck₀ Taktzyklus, oder 1/5 ihres eigenen Taktzyklus, voneinander getrennt sind.
Betrachtet man 8, so wird ein schematisches Diagramm des spannungsgesteuerten Oszillators 302 gezeigt, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator 302 3 VCO-Zellen umfaßt. In dieser Ausführung der Erfindung werden, wie gezeigt, die drei VCO-Zellen mit I₀, I₁, bzw. I₂ bezeichnet. Die VCO-Zelle I₀ erzeugt die Taktphasen-Ausgänge ck₀ und ck₃. Die VCO-Zelle I₁ erzeugt die Taktphasen-Ausgänge ck₁, und ck₀. Die VCO-Zelle I₂ erzeugt die Taktphasen-Ausgänge ck₂ und ck₅. Die drei VCO-Zellen I₀, I₁ und I₂ sind in einem Ring verbunden, um die sechs unterschiedlichen Taktphasen ck₀ bis ck₅, die in einer Ausführung der Erfindung verwendet werden, zu erzeugen.
Betrachtet man 9, so wird ein schematisches Diagramm eines modifizierten Schieberegisters 306 in einer Ausführung der Erfindung gezeigt. Wie die anderen modifizierten Schieberegister 308–314, umfaßt das modifizierte Schieberegister 306 mit der positiven Flanke getriggerte D-Flip-Flops. Genauer umfaßt das modifizierte Schieberegister 306 sechs D-Flip-Flops 320, 322, 324, 326, 328 und 330. Das modifizierte Schieberegister 306 empfängt eine abgeteilte Taktphase s0' in einem D-Eingang des ersten D-Flip-Flops 320. Die Q-Ausgänge der D-Flip-Flops 320, 322, 324, 326 und 328 sind mit den D-Eingängen der D-Flip-Flops 322, 324, 326, 328 bzw. 330 verbunden, wie in 9 gezeigt ist. Anders als ein unmodifiziertes Schieberegister sind die sechs D-Flip-Flops 320, 322, 324, 326, 328 und 330 des modifizierten Schieberegisters 306 von den Taktphasen ck₀, ck₅, ck₄, ck₃, ck₂ bzw. ck₁ getaktet. Die Taktphasen ck₀–ck₅ werden ausgewählt, um eine spezielle Ausgangstaktphase der dreißig Taktphasen s₀–s₂₉, die von dem Mehrphasentaktgeber 300 erzeugt werden, bereitzustellen.
Betrachtet man 10, so wird ein Zeitsteuerungsdiagramm gezeigt, das einen 30-Phasen-Mehrphasentaktgeber 300 nach einer Ausführung der Erfindung darstellt. Die sechs Taktphasen ck₀–ck₅, die vom VCO 302 erzeugt werden, sind im oberen Teil von 10 gezeigt. Jede der sechs Taktphasen ck₀–ck₅ wird verwendet, um ein D-Flip-Flop in jedem der modifizierten Schieberegister 306–314 zu takten. Genauer taktet ck₀ ein einzelnes D-Flip-Flop in jedem der modifizierten Schieberegister 306–314, um s₀, s₆, s₁₂, s₁₈ bzw. s₂₄ zu erzeugen. Die Taktphase ck₅ des VCO 302 taktet ein einzelnes D-Flip-Flop in jedem der modifizierten Schieberegister 306–314, um s₅, s₁₁, s₁₇, s₂₃ bzw. s₂₉ zu erzeugen. Die Taktphase ck₄ des VCO 302 taktet ein einzelnes D-Flip-Flop in jedem der modifizierte Schieberegister 306–314, um s₁₀, s₁₆, s₂₂, s₂₈ bzw. s₄ zu erzeugen. Die Taktphase ck₃ des VCO 302 taktet ein einzelnes D-Flip-Flop in jedem der modifizierten Schieberegister 306–314, um s₁₅, s₂₁, s₂₇, s₃ bzw. s₉ zu erzeugen. Die Taktphase ck₂ des VCO 302 taktet ein einzelnes D-Flip-Flop in jedem der modifizierten Schieberegister 306–314, um s₂₀, s₂₆, s₂, s₈ bzw. s₁₄ zu erzeugen. Und schließlich taktet die Taktphase ck₁ des VCO 302 ein einzelnes D-Flip-Flop in jedem der modifizierten Schieberegister 306–314, um s₂₅, s₁, s₇, s₁₃ bzw. s₁₉ zu erzeugen. Zum Zweck der Klarheit der Zeichnung sind nur die Taktphasenausgänge für die modifzierten Schieberegister 306 und 308 in 10 dargestellt. Da ck₀ um eine Taktversatz-Verzögerung gegenüber ck₅ verzögert ist, wird man s₅ am Ausgang des zweiten D-Flip-Flops an dem modifizierten Schieberegister 306 erhalten und so weiter. Indem alle dreißig D-Flip-Flops in den modifi zierten Schieberegistern 306–314 mit den sechs Taktphasen ck₀–ck₅ von dem VCO 302, wie beschrieben, getaktet werden, werden alle 30 Taktphasen erzeugt.
In dem obigen 30-Phasen-Beispiel gibt es n = 6 Ausgänge von dem Mehrphasen-VCO 302 und daher n = 6 D-Flip-Flops in jedem der Schieberegister 306–314. Der modifizierte Johnson-Zähler 316 hat c = 5 Zähler-Stufen. In diesem Beispiel beträgt die Gesamtzahl von Mehrphasentakten n mal c gleich m, d. h. 6·5 = 30 erzeugte Taktphasen. Um daher die Anzahl von Phasen zu erhöhen, kann man die Anzahl der VCO-Zellen in dem VCO 302 erhöhen, die Anzahl der Stufen des modifizierten Johnson-Zählers 316 erhöhen oder die Anzahl der Register in den modifizierten Schieberegistern 306–314 erhöhen. Da die Zahlen multipliziert werden, wird ein geringes Maß an Wachstum in jeder dieser Vorrichtungen eine proportional viel größere Erhöhung der Anzahl von erzeugten Taktphasen erzeugen verglichen mit der Länge irgendeiner einzelnen Vorrichtung, wobei zusätzliches Rauschen, das mit zusätzlichen Taktphasen verbunden ist, minimiert wird, und das Chiplayout wegen der gleichmäßigeren Struktur der Ausführungen des Mehrphasentaktgebers 300 vereinfacht wird.
Es wurde also ein System und ein Verfahren zur Erzeugung von Mehrphasentakten beschrieben. Es gibt viele Vorteile durch das Verwenden eines synchronen Taktteilers zur Erzeugung von mehreren Phasen. Beispielsweise wird durch die Verwendung von Hochgeschwindigkeits-D-Flip-Flops anstatt der vorher verwendeten Schaltungen, wie etwa Ringoszillatoren, VCO-Zellen und Taktinterpolatoren, die Schaltung in der Erfindung vereinfacht und ist im Sinne von Rauschen und Chiplayout etc. leichter skalierbar, um zusätzliche Phasen bereitzustellen. Während mehr und/oder längere modifizierte Schieberegister in einen Chip integriert werden, können ein VCO und ein modifizierter Johnson-Zähler im ganzen Chip gemeinsam genutzt werden, da mehrere Phasen leicht über die Chipfläche verteilt werden können. Daneben ist eine Optimierung von PLL- und anderen Schaltungen, die auf mehreren Phasen basieren, möglich, da die beiden Blocks, der VCO und der synchrone Taktteiler, voneinander relativ unabhängig sind.
Ausführungen der Erfindung können nicht nur in Systemen, sondern auch in Subsystemen und Chips angewandt werden. Komplizierte Halbleiterchips mit einer Mehrzahl von Subsystemen, die unter mehreren verschiedenen Takten arbeiten, können oft nötig sein, um Daten über solche Chip-Subsysteme zu übertragen. Ausführungen der Erfindung erlauben es, daß Daten korrekt aus der übertragenen Signalform extrahiert werden, wobei die Bit-Fehlerrate in solchen Chips verringert wird.
Die obigen detaillierten Beschreibungen von Ausführungen der Erfindung sollen nicht umfassend sein oder die Erfindung auf die genaue oben offenbarte Form beschränken.
Während beispielsweise Zustände in einer gegebenen Reihenfolge präsentiert werden, können alternative Ausführungen Routinen mit Zuständen in einer anderen Ordnung ausführen. Die Lehren der hier angegebenen Erfindung können auf andere Systeme angewandt werden, nicht notwendiger Weise nur auf das hier beschriebene System.

Claims

Schaltung zum Erzeugen von Mehrphasentakten, die folgendes umfaßt: Oszillatormittel (302) zum Erzeugen einer Mehrzahl von Oszillator-Ausgangstakten (ck₀–ck₅); und Takt-Teilermittel (304) zum Empfangen der Oszillator-Ausgangstakte und Erzeugen der Mehrphasentakte, wobei die Takt-Teilermittel (304) folgendes umfassen: Zählermittel (316) mit einer Mehrzahl von Zählerausgängen (S0'–S24'), wobei die Zählerausgänge schließlich eine Mehrzahl von Zuständen zyklisch durchlaufen; und digitale Speichermittel (306, 308, 310, 312, 314), die mit einigen aus der Mehrzahl von Oszillator-Ausgangstakten (ck₀–ck₅) und einigen der Zählerausgänge (S0'–S24') gekoppelt sind, um zumindest einige aus der Mehrzahl von Oszillator-Ausgabetakten zu empfangen und eine Mehrzahl von Bits zu speichern, die den Mehrphasentakten entsprechen.
Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Zählermittel durch einen Johnson-Zähler gebildet werden, vorzugsweise durch einen Johnson-Zähler mit einer Schaltung zum Verhindern des wiederholten Auftretens mindestens eines Zählerzustandes.
Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Oszillatormittel durch einen spannungsgesteuerten Oszillator („VCO") gebildet werden, der eine Mehrzahl von VCO-Zellen umfaßt, die kaskadenartig in einer Ringstruktur angeordnet sind, um VCO-Ausgangstakte zu erzeugen.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Oszillatormittel durch einen VCO mit drei Operationsverstärkern gebildet werden, die mindestens drei unterschiedliche Taktphasen herstellen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die digitalen Speichermittel eine Mehrzahl von digitalen Speichervorrichtungen, vorzugsweise Schieberegistern umfassen.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die digitalen Speichermittel eine Anzahl von D-Flip-Flops umfassen, die der Anzahl von Oszillator-Ausgangstakten entspricht.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die digitalen Speichermittel mindestens drei Schieberegister, vorzugsweise fünf Schieberegister umfassen, wobei ein jedes Schieberegister sechs D-Flip-Flops umfaßt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die digitalen Speichermittel eine Anzahl d von Ausgängen haben, die Oszillatormittel eine Anzahl von n Oszillator-Ausgangstakten haben und die Schaltung zum Erzeugen der Mehrphasentakte eine Anzahl von Mehrphasentakten erzeugt, die gleich d mal n beträgt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Zählermittel eine Anzahl von c Zählerausgängen haben, die digitalen Speichermittel eine Anzahl von d Speichervorrichtungen haben, die mit einem jeden Zählerausgang verbunden sind, und die Schaltung zum Erzeugen von Mehrphasentakten eine Anzahl von Mehrphasentakten erzeugt, die c mal d beträgt.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 7, bei der die Schaltung zum Erzeugen von Mehrphasentakten eine Anzahl von Mehrphasentakten erzeugt, die gleich der Gesamtzahl von Bits ist, die in den digitalen Speichermitteln gespeichert sind.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung, die eine Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche umfaßt.
Halbleiterchip, der eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10 umfaßt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der der Oszillator einen Delay Locked Loop („DLL") umfaßt, wobei der DLL eine Mehrzahl von Verzögerungszellen aufweist.
Verfahren zum Erzeugen von Mehrphasentakten, das folgendes umfaßt: Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangstaktsignalen; und Teilen der Mehrzahl von Ausgangstaktsignalen, um Mehrphasen-Taktsignale zu erzeugen, wobei das Teilen der Mehrzahl von Ausgangstaktsignalen folgendes umfaßt: Durchzählen einer Anzahl von Zuständen, wobei mindestens einige der Zustände ein zugehöriges Ausgangs-Zählzustand-Signal haben; Speichern einer Mehrzahl von Bits, die den Mehrphasentakten entsprechen, basierend auf mindestens einigen der Ausgangs-Taktsignale; und Ausgeben der gespeicherten Mehrzahl von Bits.