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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Positionssensoren
und speziell kapazitive Codierer von rotierender oder linearer Position.
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Hintergrund
der Erfindung
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Messungen
des Drehwinkels und der linearen Verschiebung werden auf verschiedenen
Gebieten breit zur Steuerung von Position, Geschwindigkeit und Beschleunigung
genutzt. Für
diese Zwecke genutzte kontaktfreie Sensoren sind allgemein im ersten
Kapitel des Synchro/Resolver Conversion Handbook (Synchro-/Resolver-Umwandlungshandbuch),
vierte Ausgabe, veröffentlicht
durch DDC ILC Data Device Corp. (Bohemia, New York, 1994) beschrieben.
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Kommerziell
erhältliche,
kontaktfreie Vollrotationstransducer (üblicherweise als Drehwinkelcodierer
bekannt) sind nahezu ausschließlich
entweder optische wellencodierer oder elektromagnetische Resolver.
Diese beiden Transducertypen sind in der Technik wohlbekannt. Sie
werden sowohl als integrierte Geräte, die ihre eigene Welle und
Lager enthalten, als auch als modulare Geräte zur Montage auf einer Wirtwelle
vertrieben.
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Optische
Codierer verschaffen Binärebenenausgangssignale
und können
in absolute und inkrementale Typen unterteilt werden. Codierer des
letztgenannten Typs sind aufgrund ihrer flachen Konstruktion und
niedrigen Kosten populärer,
obwohl sie unter den folgenden Mängeln
leiden:
- – Nur
die relative Position wird gemessen
- – Solche
Codierer sind empfindlich gegenüber mechanischen
Zusammenbau- und Montagefehlern
- – Die
Konstruktion solcher Codierer bietet nur eine begrenzte mechanische
Haltbarkeit.
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Absolute
optische Codierer sind teurer, voluminöser und üblicherweise nicht modular.
In den letzten Jahren wurde ein modifizierter absoluter Codierer eingeführt, der
sinusförmige
statt Binärebenenausgangssignalen
verschafft, die interpoliert werden können, um eine erhöhte Auflösung zu
verschaffen.
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Elektromagnetische
Resolver, die detailliert in dem oben erwähnten Synchro/Resolver Conversion
Handbook beschrieben sind, sind gewickelte induktive Komponenten.
Sie sind relativ voluminös
und teuer, jedoch äußerst haltbar.
Einzelpolpaarresolver verschaffen zwei Ausgangsspannungen, die proportional
zu sinθ und
zu cosθ sind,
wobei θ der
Drehwinkel ist. Mehrfachpolpaarresolver verschaffen Ausgangsspannungen,
die proportional zu sin(nθ)
und zu cos(nθ)
sind, wobei n die Anzahl Polpaare ist. Auflösung und Präzision des Mehrfachpolpaarresolvers sind
hoch, jedoch definieren die Ausgangssignale den Drehwinkel nicht
eindeutig über
eine volle Umdrehung.
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Der
Zwei-Geschwindigkeiten-Resolver ist äquivalent zu einer Kombination
eines Einzelpolpaar- und eines Mehrfachpolpaar-Resolvers auf derselben Welle.
Er verschafft gleichzeitig zwei Paare von Ausgangsspannungen, die
als Grob- und Feinkanäle
bezeichnet werden. Durch Verarbeiten beider Kanäle wird eine präzise und
eindeutige Ablesung erhalten. Diese Art von Resolver ist jedoch
noch voluminöser und
teurer als seine Einzel- oder Mehrfachpolpaar-Gegenstücke.
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Lineare
optische Codierer sind inkrementale digitale Geräte, die, wie inkrementale Rotationscodierer,
einen Lesekopf umfassen, der sich relativ zu einer Messlatte bewegt
und Ausgangspulse erzeugt. Derzeit sind hochpräzise, langhubige lineare Codierer
nahezu ausschließlich
vom optischen Typ, obwohl auch einige auf magnetischen Prinzipien
basierte lineare Codierer bestehen. Es besteht kein kapazitiver
linearer Codierer, der kommerziell als selbständige Komponente erhältlich sind,
jedoch werden lineare kapazitive Codierer in digitalen Messschiebern breit
verwendet.
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Im
Kontext der vorliegenden Patentanmeldung und in den Ansprüchen bezieht
der Begriff "Codierer" sich auf Verschiebetransducer,
worin die Wechselwirkung zwischen den stationären und bewegenden Elementen
auf einem sich wiederholenden Muster basiert ist, mit entweder einem
binären oder
kontinuierlichen Ausgangssignal. Die Begriffe "bewegendes Element" und "Rotor" werden in Bezug auf Rotationscodierer
austauschbar verwendet, wie auch die Begriffe "stationäres Element" und "Stator". Gleichermaßen beziehen sich die Begriffe "Lesekopf" und "Messlatte" jeweils auf die
bewegenden und stationären
Elemente von Linearcodierern.
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Selbst
nach vielen Jahren der Entwicklung verschaffen weder optische Wellencodierer
noch elektromagnetische Resolver alle der folgenden wünschenswerten
Eigenschaften in Kombination:
- – Absolute
Ablesung mit hoher Präzision
und Auflösung.
- – Einfache
Konstruktion und wenig aufwendige Verpackung.
- – Niedrige
Fertigungskosten.
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GRUNDLEGENDE
KONZEPTE KAPAZITIVER DREHWINKELCODIERER
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Kapazitive
Vollrotations-Absolutwinkelcodierer (Capacitive, full-rotation,
absolute angle encoders, kurz: CFRAAEs) wandeln den Drehwinkel in
ein auf kapazitiver Wechselwirkung zwischen einem Rotor und einem
Stator basiertes Ausgangssignal um. Sie können so gebaut sein, dass sie
entweder den elektromagnetischen Einzelpol- oder Mehrfachpol-Resolver
emulieren, d.h., mit einem Ausgangssignal, das sich einmal oder
mehrmals pro Umdrehung wiederholt, oder Mehrfachgeschwindigkeitsresolver.
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Von
CRFAAEs, wie in der Patentliteratur beschrieben, würde erwartet,
dass sie signifikante Vorteile gegenüber optischen und induktiven
Codierern verschaffen. Jedoch hatten CRFAAE-Geräte keinerlei Marktpräsenz aufgrund
einer Vielfalt von Schwierigkeiten, wovon nicht alle vollständig identifiziert,
anerkannt oder gelöst
worden sind. Beispielsweise:
- • Präziser CRFAAE-Betrieb
verlangt die Unterscheidung von Kapazitanzen unter einem Femto-Farad
(10–15 Farad)
in Gegenwart parasitärer Kapazitanzen
und Interferenz von außen.
Die Abschirmung gegen äußere Interferenz
ist daher von äußerster
Wichtigkeit.
- • Es
wurde angenommen, dass CFRAAEs teure, hochpräzise und stabile elektronische
Komponenten erfordern. Beispielsweise beschreibt die deutsche Patentanmeldung DE 42 15 702 einen kapazitiven
Winkelcodierer, wobei Kapazitanzen individuell durch Lasertrimmen
korrigiert werden.
- • In
in der Patentliteratur beschriebenen CFRAAEs ist eine komplexe Signalkonditionierung erforderlich.
Signalverarbeitungssysteme zur Verwendung in diesem Kontext sind
beispielsweise in der deutschen Patentanmeldung DE 36 37 529 und in einem übereinstimmenden
US-Patent 4.851.835 beschrieben.
- • Es
bestand ein Mangel an systematischer Klassifikation und Analyse
der verschiedenen bekannten Codierertypen. Folglich wurden keine
neuen Konfigurationen und Verbesserungsmöglichkeiten entdeckt.
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Es
war daher die vorherrschende Ansicht auf dem Gebiet, dass ein CFRAAE
kommerziell nicht verwirklichbar sein könnte. Nur kapazitive Transducer
mit begrenzter Rotation (im Wesentlichen weniger als 360°) haben praktische
Verwendung gefunden, und nur in begrenzten Anwendungen, worin der Transducer
in ein Wirtssystem integriert ist, hauptsächlich in optische Spiegelabtaster.
Typische Transducer mit begrenzter Rotation sind in den US-Patenten
3.312.892, 3.732.553, 3.668.672, 5.099.386 und 4.864.295 beschrieben.
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Analoge
Vollrotationstransducer, wie etwa elektromagnetische Resolver (im
Gegensatz zu digitalen oder pulszählenden) Transducern verschaffen typischerweise
zwei orthogonale Ausgangssignale proportional zu dem Sinus und Cosinus
des Drehwinkels. Da kapazitive Kopplung, anders als induktive Kopplung,
immer positiv ist, ist im allgemeinen das Messen der Differenz zwischen
zwei verschiebungsabhängigen
Kapazitanzen die einzige Möglichkeit, eine
bipolare Ausgangsleistung in einem kapazitiven Transducer zu erhalten.
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1 ist
ein typisches schematisches Verdrahtungsschema, das dieses Prinzip
illustriert (das auch auf kapazitive Linearverschiebungstransducer anwendbar
ist). Zwei komplementäre
Erregungsspannungen Q und Q' werden
an stationäre
Transmitterplatten 41 beziehungsweise 42 angelegt.
Eine sich bewegende Empfängerplatte 40 ist
kapazitiv an beide Transmitterplatten gekoppelt und ist an einen Ladungsverstärker 43 angeschlossen,
wie in der Technik bekannt. Die Ausgangsspannung des Ladungsverstärkers 43 ist
proportional zur Differenz der jeweiligen Kapazitanzen C1 und C2 zwischen
der Empfängerplatte 40 und
den Transmitterplatten 41 und 42. Die Ausgangsleistung
des Verstärkers 43 wird
verarbeitet, um die Amplitude und Polarität der Differentialkapazitanz
C1 – C2 zu verschaffen, aus der die Position der
Platte 40 relativ zu den Platten 41 und 42 abgeleitet
werden kann.
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In
Analogie zu elektromagnetischen Resolvern können CFRAAEs sowohl in Einzelpol-
als auch Mehrfachpolkonfigurationen hergestellt werden. Das US-Patent 5.598.153
beschreibt einen typischen Einzelpol-CFRAEE. Die französische Patentanmeldung 77 29354
beschreibt einen Mehrfachpolcodierer, wobei die Überlappung zwischen dem Rotar
und einem Stator sechs Mal per Umdrehung variiert. Das oben erwähnte US-Patent
4.851.835 beschreibt einen Codierer, worin ein Einzelrotor sowohl
Grob- als auch Feinsignale erzeugt.
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In
der relevanten Patentliteratur sind verschiedene Verfahren beschrieben,
um eine variable Kapazitanz in ein Ausgangssignal umzuwandeln. Die Verfahren
können
in zwei Familien unterteilt werden:
- 1. Einarbeitung
der variablen Kapazitanz in einen Oszillatorschaltkreis, der durch
Variieren seiner Frequenz oder seines Auslastungsgrads reagiert. Solche
Verfahren sind beispielsweise in der europäischen Patentanmeldung 0 459
118 A1, in der deutschen Patentanmeldung DE 33 28 421 und in einem Artikel
mit dem Titel "Kapazitives
Sensorprinzip zur absoluten Drehwinkelmessung" von Arnold und Heddergott, in Elektronpraxis
(März 1989)
beschrieben.
- 2. Einarbeitung einer Wechselstromerregungsquelle, um zumindest
ein Wechselstrom- oder Gleichstrom-Ausgangssignal zu erhalten, das eine
Funktion winkelabhängiger
Kapazitanzen in dem Codierer ist. Wenn eine volle Umdrehung abgedeckt
werden soll, so sind zwei solcher Ausgangsleistungen erforderlich.
Beispielsweise beschreibt das US-Patent 4.092.579 einen kapazitiven
Resolver mit einer Erregungsspannungsquelle und zwei Ausgangsspannungssignalen,
die jeweils zu dem Sinus und Cosinus des Drehwinkels proportional
sind. Das US-Patent 4.429.307 beschreibt einen kapazitiven Codierer
mit einer gleichartigen Schaltkreisanordnung, außer dass zwei Erregungsspannungen
mit entgegengesetzten Polaritäten
verwendet werden.
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Gleichartige
Herangehensweisen sind beispielsweise in der europäischen Patentanmeldung
0 226 716, in der deutschen Patentanmeldung
DE 36 37 529 und in einem Artikel
mit dem Titel "An
Accurate Low-Cost Capacitive Absolute Angular-Position Sensor with
A Full-Circle Range" (Ein
präziser
kostengünstiger
kapazitiver absoluter Winkelpositionssensor mit einem Vollkreisbereich)
von Xiujun Li et al., in IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement,
45: 2 (April 1996), S.516–520
beschrieben.
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Die
Präzision
solcher CFRAEE-Schemata auf Basis von Wechselstromerregung ist von
der Qualität
der Erregungsspannungen abhängig.
Ungenauigkeiten können
dazu führen,
dass die Erregungssignale nicht von hoher harmonischer Reinheit und
von gleicher Amplitude sind, oder falls eine Abweichung von der
exakten 90°-Phasenverschiebung vorliegt.
Die damit zusammenhängenden
Schwierigkeiten können
durch Schaltkreiskomplexität überwunden
werden, wie durch
3 in der oben erwähnten deutschen
Patentanmeldung
DE 36 37 529 illustriert.
Lösungen
umfassen die komplexe digitale Emulation der analogen sinusförmigen Spannungen, wie
in der europäischen
Patentanmeldung 0 226 716 vorgeschlagen, oder die Anwendung präziser und stabiler
analoger Schaltkreiselemente, wie in dem oben erwähnten Artikel
von Li et al.
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Die
deutsche Patentanmeldung
DE 37
11 062 beschreibt auch eine kapazitive Positionsmessvorrichtung,
die Wechselstromrechteckwellenerregung verwendet. Der Drehwinkel
wird errechnet auf Basis von Zeitabtastung eines schrittweisen Signals, das
aus der Wechselwirkung der Rechteckwellenerregungsspannungen mit
Kapazitanz, die mit der Rotordrehung variiert, resultiert (wie in
2–d dieser Anmeldung
dargestellt). Der Nachteil solcher diskreter Abtastung ist ein unterlegener
Störabstand
(signal-to-noise ratio, SNR), da das Abtasten der Eingangsspannung
deren Werte zwischen den Abtastzeiten außer Acht läßt und rauschanfällig ist.
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TYPEN KAPAZITIVER
CODIERER
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In
der Technik sind verschiedene Verfahren bekannt, um die Rotor- und
Statorelemente eines CFRAAEs elektrisch zu verbinden, um die erforderliche Übertragung,
rotationsabhängige
Modulation und Erfassen eines elektrostatischen Feldes in dem Codierer
zu verschaffen. Beispielsweise haben die US-Patente 3.873.916 und
4.404.560 die allgemeine elektrische Konfiguration von 1,
wobei die Transmitterplatten 41 und 42 den Stator
darstellen und die Empfängerplatte 40 den
Rotor darstellt. Diese Konfiguration ist dadurch problematisch,
dass der Rotor elektrisch mit der Verarbeitungselektronik verbunden sein
muss. Zur Ermöglichung
freier Rotation muss ein Schleifring, mit seinen bekannten Nachteilen
von Reibung und Unzuverlässigkeit,
verwendet werden, um die elektrische Verbindung zustande zu bringen.
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Bei
anderen Codierertypen ist sowohl der elektrostatische Feldtransmitter
als auch der Empfänger
auf ein oder mehr Statorelementen angeordnet. Beispielsweise beschreibt
das US-Patent 5.099.386 einen Codierer, der einen dielektrisch gemusterten,
nichtleitenden Rotor zwischen den Transmitter- und Empfängerstatoren
aufweist. Es liegt somit keine Notwendigkeit für eine elektrische Verbindung
zu dem Rotor vor, jedoch ist der Drehwinkel begrenzt.
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DE-A-197
29 347 beschreibt einen kapazitiven Bewegungscodierer mit Eigenschaften
wie in der Präambel
von Anspruch 1 beschrieben.
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Die
US-Patente 3.668.672 und 3.732.553 beschreiben CFRRAEs von generell ähnlicher
Konstruktion zu der in dem US-Patent 5.099.386, außer dass
der Rotor eine gemusterte leitende Beschichtung aufweist. Die Beschichtung
ist elektrisch geerdet und dient als eine elektrische Abschirmung,
die selektiv die gemessene Kapazitanz zwischen den Statorelementen
variiert. Zum Erden des Rotors sind verschiedene Verfahren vorgeschlagen
worden. Beispielsweise zeigt 10 des
US-Patents 3.558.672 Schleifringe in Verwendung für diesen
Zweck. Diese Herangehensweise hat die Nachteile von Reibung, geringer
Zuverlässigkeit
und hoher Kosten. Das US-Patent 3.732.553 verschafft die Rotorerdung, indem
es sich auf den Kontakt zwischen dem geerdeten Rotorgehäuse und
dem Rotor durch eine Welle, an der der Rotor befestigt ist, stützt, jedoch
kann dieser Kontakt auch problematisch sein, wie weiter hierin nachstehend
beschrieben.
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Die
europäische
Patentanmeldung 0 459 118 illustriert (in ihrer 2)
eine Kontaktspitze, die zur Erdung eines Rotors verwendet wird.
Diese Herangehensweise leidet unter Nachteilen, ähnlich denen der oben angeführten US-Patente.
Gleichermaßen werden
geerdete Rotoren in kapazitiven Codierern verwendet, die in dem
oben erwähnten
Artikel von Li et al. und in einem Artikel mit dem Titel "An Integrable Capacitive
Angular Displacement Sensor with Improved Linearity" (Ein integrierbarer
kapazitiver Winkelverschiebungssensor mit verbesserter Linearität) von Wolffenbuttel
und van Kampen, in Sensors and Actuators, A.25–27 (1991), S.835–843, beschrieben
sind.
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Ein
anderer Typ von CFRAAE hat leitende Beschichtungen auf beiden Seiten
des Rotors, die elektrisch miteinander verbunden, jedoch ansonsten schwebend
sind. Wenn zumindest eine Beschichtung gemustert ist, dann dient
der Rotor als eine winkelabhängige
Kopplungsbrücke
zwicken Transmitter- und Empfängerplatten
an den Statoren. Codierer dieses Typs sind in den US-Patenten 3.845.377,
3.312.892, 4.092.579, 4.851.835, 4.238.781 und 4.788.546 und in
der deutschen Patentanmeldung
DE
42 15 702 beschrieben. Im US-Patent 4.851.835 ist eine
Seite eines Mehrfachpolrotormusters in mehrfache individuelle Elemente
aufgeteilt.
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In
einer anderen, in den US-Patenten 3.961.318 und 4.429.307 beschriebenen "Umklapp"-Konfiguration sind
die Transmitter- und Empfängerplatten
auf einem gemeinsamen stationären Substrat
eines Einzelstators auf einer Seite des Rotors angebracht und sind
durch das leitende Muster auf dem Rotor gekoppelt. Alternativ sind
in einer symmetrischen Version dieses Codierertyps zwei Statorelemente,
jedes mit seinen eigenen Transmitter- und Empfängerplatten, auf jeder Seite
des Rotors angeordnet. CFRAAEs dieses Typs sind sowohl in dem US-Patent 4.788.546
als auch in der deutschen Patentanmeldung
DE 37 11 062 und der britischen Patentanmeldung
GB 2 176 013 beschrieben.
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KAPAZITIVE
LINEARVERSCHIEBUNGSCODIERER
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Kapazitive
Linearverschiebungscodierer (CLDEs) sind ebenfalls in der Technik
bekannt, haben jedoch nur einen Teilbereich der möglichen,
in der CFRAAE-Literatur vorgeschlagenen Topologien genutzt. Beispielsweise
beschreibt das US-Patent 4.429.307 einen CLDE mit einem Kopf, der
zwei sinusförmige
leitende Muster umfasst, die von zwei komplementären Erregungsspannungen erregt
werden. Die Spannungen werden auf einer Messlatte erzeugt und mittels
Koppelstreifen oder Transmitterplatten kapazitiv mit dem Kopf gekoppelt.
Die Muster auf dem Kopf koppeln zurück zu Sinus- und Cosinus-Empfängerplatten
auf der Messlatte. Der bewegende Kopf ist somit kapazitiv an die
Messlatte gekoppelt und benötigt
keine elektrische Verdrahtung. In dem Patent wird nicht erwähnt, wie
die Empfängerplatten
vor äußerlicher
Interferenz geschützt
werden und wie Direktkopplung von den Koppelstreifen zu den Empfängerplatten
ausgeschaltet wird. Auch wird, da die Verstärkungen der Sinus- und Cosinuskanäle von den
Luftspalten ihrer jeweiligen Koppelstreifen abhängen, jede Differenz zwischen
den Luftspalten die relative Verstärkung beeinträchtigen. Die
Präzision
ist daher empfindlich gegenüber
Kippung zwischen dem Kopf und der Messlatte und erfordert sehr stabile
und präzise
elektronische Komponenten.
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Das
US-Patent 3.961.318 beschreibt zwei verschiedene Versionen von CLDEs
vom Typ 5. In der ersten Version ist die Messlatte elektrisch unverdrahtet
und kapazitiv an den Kopf gekoppelt, der sowohl Erregungsquellen
als auch den Empfänger
umfasst. Die Messlattenelektroden können segmentiert und voneinander
isoliert werden, um das Aneinanderreihen mehrerer Messlatten ohne
elektrische Zwischenverbindung zu ermöglichen und somit den Messbereich
auszudehnen. Die zweite Version ist gleichartig der in dem oben
erwähnten
US-Patent 4.429.307. Wie in diesem Patent ist das Verhältnis der
Sinus- und Cosinussignale sowohl für Kippung als auch Komponententoleranz
empfindlich, und es wird keine Antwort auf Probleme parasitärer kapazitiver
Kopplung zwischen den benachbarten Transmitter- und Empfängerplatten
oder des Schutzes gegen äußere Interferenz
verschafft.
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Das
US-Patent 4.586.260 beschreibt ein digitale Nonius-Schublehre, die einen
kapazitiven linearen Codierer anwendet. Dieser Codierer ist weiter
in Kapitel 18 von Capacitive Sensors (Kapazitive Sensoren) von Larry
K. Baxter (IEEE Press, 1997) beschrieben. Die Erregung wird mittels
zweier komplementärer
Rechteckwellen verschafft, und der Kopf ist in Sinus- und Cosinusteile
unterteilt, die jeder seine eigene Empfängerplatte und Verstärker umfassen. Die
Messlatte ist unverdrahtet. Die Nachteile dieses CLDEs sind wie
folgt:
- 1. Da zwei Signalkanäle vorliegen, die sowohl räumlich als
auch elektronisch getrennt sind, ist ihr Verstärkungsabgleich empfindlich
für Kippung des Kopfs
und für
Elektronikkomponententoleranz und Temperaturstabilität.
- 2. Das Messlattenmuster ist eher rechteckig als sinusförmig. Die
resultierenden räumlichen
Harmonischen des Musters, obwohl großenteils von dem Luftspalt
unterdrückt,
begrenzen die durch Interpolation erzielbare Präzision.
- 3. Es liegen Spalten zwischen individuellen Messlattenelementen
vor, die senkrecht zur Bewegungsrichtung verlaufen und weitere räumliche Harmonische
hinzufügen.
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In
der Technik bekannte Hochpräzisions-CLDE-Vorrichtungen sind
inkremental, d.h. sie ergeben eine relative Verschiebungsablesung
statt einer absoluten. Andererseits beschreibt das US-Patent 3.312.892
einen kapazitiven Verschiebungstransducer, der auf der Überlappung
zwischen dreieckigen stationären
Platten und einer rechteckigen bewegenden Platte basiert ist. Diese
Konfiguration stellt einen absoluten, jedoch im Wesentlichen "groben" Codierer dar.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist ein Zweck der vorliegenden Erfindung, verbesserte Vorrichtungen
und Verfahren für
kapazitive Positionserfassung zu verschaffen.
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Es
ist ein Zweck einiger Aspekte der vorliegenden Erfindung, verbesserte
kapazitive Drehwinkelcodierer und insbesondere Vollrotations-Absolutwinkelcodierer
zu verschaffen.
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Es
ist ein Zweck anderer Aspekte der vorliegenden Erfindung, verbesserte
kapazitive Linearverschiebungscodierer zu verschaffen.
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Es
ist noch ein weiterer Zweck einiger Aspekte der vorliegenden Erfindung,
kompakte, freistehende kapazitive Positionscodierer zu verschaffen.
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Es
ist noch ein weiterer Zweck einiger Aspekte der vorliegenden Erfindung,
Codierer zu verschaffen, die eine verbesserte Präzision und veringerte Empfindlichkeit
für äußere Interferenz
und Umweltbedingungen aufweisen.
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In
bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung umfasst ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt zumindest ein stationäres
Element, das an das stationäre Objekt
gekoppelt ist, und ein bewegendes Element, das an das bewegende
Objekt gekoppelt ist. Ein periodisches (zeitmoduliertes) elektrostatisches
Feld wird von einer Transmitterplatte übertragen, die sich vorzugsweise
an dem stationären
Element befindet, sich jedoch alternativ an dem bewegenden Element befinden
kann. Ein elektrisch aktives Muster auf einem der Elemente, typischerweise
auf dem bewegenden Element, moduliert die Hülle des zeitmodulierten elektrostatischen
Feldes in Reaktion auf Bewegung des bewegenden Objekts. Das Muster
umfasst vorzugsweise auf das Element galvanisiertes leitendes Material,
obwohl auch Verfahren zur Erzeugung gemusterten dielektrischen bewegenden
Elements verwendet werden können.
Der Begriff "elektrisch
aktiv", wie im Kontext
des vorliegenden Patents und in den Ansprüchen verwendet, kann auf jedes beliebige
derartige Muster verweisen. Verarbeitungsschalttechnik erfasst das modulierte
elektrische Feld und analysiert die Hüllenmodulation, um ein Maß der Position
des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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Die
bewegenden und stationären
Elemente sind im Wesentlichen durch eine leitende Abschirmung umschlossen,
die sowohl von den bewegenden als auch den stationären Objekten
entkoppelt ist und die die Elemente von elektrischer Interferenz
abschirmt. Der Erfinder hat festgestellt, dass, im Unterschied zu
in der Technik bekannten kapazitiven Positionssensoren, das Abtrennen
der Abschirmung von anderen Objekten um den Codierer herum einen überlegenen
Schutz der inhärent
niedrigen Signalniveaus in dem Codierer gegen sowohl äußere Interferenz
als auch parasitische Kopplung an Erregungsspannungen, die zur Erzeugung
des elektrostatischen Feldes und zum Betrieb des Codierers zugeführt werden,
verschafft. Vorzugsweise umschließt die leitende Abschirmung
sowohl die Verarbeitungsschalttechnik als auch die bewegenden und
stationären
Elemente.
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In
einigen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung umfasst der Codierer einen Drehwinkelcodierer,
vorzugsweise einen Vollrotations-Absolutwinkelcodierer. In diesen
Ausführungen umfasst
das bewegende Element einen Rotor, das bewegende Objekt umfasst
eine rotierende Welle, und das wenigstens eine stationäre Element
umfasst einen oder mehr Statoren, sodass die Verarbeitungsschalttechnik
ein Maß der
Rotationsposition der Welle bestimmt. Abschirmung und Rotor haben
vorzugsweise eine labyrinthförmige
Konfiguration in einem Bereich, worin der Rotor an der Welle befestigt
ist, um das Lecken elektrischer Interferenz in die Abschirmung zu
verhindern.
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In
anderen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung umfasst der Codierer einen Linearverschiebungscodierer.
In diesen Ausführungen
umfasst das stationäre
Element vorzugsweise eine lineare Messlatte, die zu lang sein kann,
um praktisch von der Abschirmung umschlossen zu werden. In diesem
Fall umschließt
die Abschirmung vorzugsweise das bewegende Element und einen Teil des
stationären
Elements, über
dem das bewegende Element zu jeder gegebenen Zeit positioniert ist.
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In
einigen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung umfasst ein kapazitiver Drehwinkelcodierer
für das
Erfassen der Position einer rotierenden welle einen Transmitter
und einen Empfänger,
typischerweise in Form von Transmitter- und Empfängerplatten an einem oder mehreren
Statoren. Der Transmitter besteht aus mehrfachen Segmenten, die über die
Welle verteilt sind, wovon jedes ein periodisches elektrostatisches
Feld auf einer gemeinsamen Frequenz, jedoch mit einer unterschiedlichen, zuvor
festgelegten Phase in Bezug auf die anderen Segmente erzeugt. Vorzugsweise
werden vier Segmente für
jeden ein oder mehr Pole am Rotor verwendet. Die Transmittersegmente
werden mit Wechselspannungen erregt, die in gegenseitiger Quadratur
sind. Die sich ergebenden Felder werden durch Rotation eines Rotors
moduliert und die modulierten Felder werden vom Empfänger empfangen.
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Dem
Codierer zugeordnete Verarbeitungsschalttechnik umfasst zwei synchrone
Detektorschaltkreise, die periodische Eingangsabgaben von zwei jeweiligen
Transmittererregungsquellen und Verarbeitungssignale von dem Empfänger in
Synchronisation mit dem erzeugten Feld erhalten, um Ausgangsleistungen
zu erzeugen, die den Sinus und Cosinus des Drehwinkels angeben.
Vorzugsweise folgen die Detektorschaltkreise einem einzelnen Ladungsverstärker, durch
den die Signale, die von allen Transmittersegmenten stammen, zur
Verarbeitung empfangen werden. Die Verwendung solcher Phasen-/Quadraturerregung
(PQE) und synchroner Detektion ermöglicht die Bestimmung des Rotorwinkels mit
größerer Präzision,
besserem Störabstand
und verringerter Empfindlichkeit gegenüber Abweichungen in Komponentenwerten,
als dies durch in der Technik bekannte Codierer erreicht wird, die
typischerweise Signalabtastung statt vollsynchroner Detektion verwenden
oder mehr als einen Signalverarbeitungskanal statt des einzelnen
Ladungsverstärkers
der vorliegenden Erfindung einsetzen. Folglich wird weder Präzisionsschaltkreistechnik
mit hoher Stabilität
noch Komponentenverbesserung benötigt. Die
resultierende einfache Schalttechnik kann praktischerweise zusammen
mit dem Rotor und Stator(en) verpackt und innerhalb der leitenden
Abschirmung geschützt
werden.
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Alternativ
umfasst der Codierer einen einteiligen Transmitter und segmentierte
Empfängerplatten
und gibt Sinus- und Cosinussignale ab, wie oben beschrieben. In
einer dieser bevorzugten Ausführungsformen
umfasst der Codierer weiterhin einen Gleichrichter, der eine Wechselstromeingangsleistung
zu dem Codierer gleichrichtet, um dem Detektorschaltkreis Gleichspannung
zuzuführen,
sodass der Codierer praktischerweise als Ersatz für einen
induktiven Resolver dienen werden kann.
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In
anderen bevorzugten Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung werden die Prinzipien von Phasen-/Quadraturerregung
angewendet, um einem kapazitiven Linearcodierer gleichartige Vorteile mitzuteilen.
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In
einigen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung umfasst der Codierer einen Mehrfachgeschwindigkeitscodierer,
wobei das elektrisch aktive Muster reibungslos variierende, grobe und
feine periodenweise elektrisch aktive Muster umfasst, die vorzugsweise
sinusförmig
sind. Die Grob- und Feinmuster haben jeweilige niedrige und hohe räumliche
Frequenzen als eine Funktion der Position auf dem Element, worauf
die Muster geformt sind. Beim Bewegen des bewegenden Elements modulieren
die Muster eine Hülle
des elektrostatischen Feldes gemäß den niedrigen
und hohen räumlichen
Frequenzen. Die Verarbeitungsschalttechnik erfasst die Modulation,
um Grob- und Feinauflösungsmessungen
der Position des bewegenden Objekts zu bestimmen. Die demodulierten
Ausgangsleistungen der Verarbeitungsschalttechnik sind aufgrund
der reibungslosen Variation der Muster sehr präzise, im Gegensatz zu in der
Technik bekannten Mehrfachgeschwindigkeitscodierern. Vorzugsweise
ist die Grobmessung ein absolutes Maß von Rotations- oder linearer
Position.
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In
einer dieser bevorzugten Ausführungen weist
das bewegende Element weiterhin ein dazwischenliegendes elektrisches
Muster darauf auf, mit einer räumlichen
Frequenz zwischen den hohen und niedrigen Frequenzen. Die Verarbeitungsschalttechnik
erfasst ebenfalls die Modulation des Feldes, die dem dazwischenliegenden
Muster entspricht, um ein Maß der
Position des bewegenden Objekts mit einer Auflösung zu bestimmen, die zwischen
den Grob- und Feinmessungen liegt.
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In
einigen dieser Mehrfachgeschwindigkeitsausführungen ist das Grobmuster
in eine Vielzahl von Segmenten unterteilt, die über eine Oberfläche des bewegenden
Elements verteilt sind, um Variationen zu verringern, die aufgrund
von Kippung des Rotors relativ zum Stator in der Modulation des
Feldes auftreten. Die Segmentierung des Musters zu diesem Zweck
kann auch in Einzelgeschwindigkeitsausführungen der vorliegenden Erfindung
angewandt werden.
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In
einigen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung, worin der Codierer Grob- und Feinmuster
umfasst, schaltet die Verarbeitungsschalttechnik das elektrostatische
Feld so, dass es abwechselnd von den zwei Mustern moduliert wird. Die
Schalttechnik bestimmt somit abwechselnd Grob- und Feinmaße der Position
des bewegenden Objekts. Das Schalten wird vorzugsweise durch abwechselndes
Erregen verschiedener Übertragungsbereiche
des stationären
Elements durchgeführt. Dank
des Schaltens zwischen den Bereichen auf diese Art und Weise können sowohl
die Grob- als auch Feinmessungen unter Verwendung eines einzigen stationären Elements
und eines einzigen bewegenden Elements, typischerweise eines einzigen
Stators und eines einzigen Rotors, und ohne Verdoppelung in der
Signalverarbeitungsschalttechnik vorgenommen werden.
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In
anderen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung weist der Rotor eines kapazitiven Drehwinkelcodierers
ein elektrisch aktives Muster auf, das sich mehrfach auf einer zuvor
festgelegten Winkelfrequenz über
die welle wiederholt und auch durch eine Rotationsasymmetrie, wie
etwa eine Exzentrizität,
gekennzeichnet ist (d.h., das Muster ist nicht-achsensymmetrisch). Die Verarbeitungsschalttechnik
erfasst die Modulation des elektrostatischen Feldes aufgrund des
Musters, um ein Feinmaß des Drehwinkels
zu bestimmen, und erfasst auch die Modulation aufgrund der Exzentrizität, um ein
Grobmaß des
Drehwinkels der Welle zu bestimmen. Es besteht daher kein Bedarf
an einem getrennten Grobmuster und Detektionskanal, wie in den vorangehenden
bevorzugten Ausführungen,
sodass die zentrale Öffnung
des Codierers – im
Fall eines Hohlwellencodierers – relativ
größer gemacht
werden kann, um größere Wellengrößen aufzunehmen.
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In
einigen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung umfasst das bewegende Element eine Vielzahl
elektrisch aktiver Segmente, die durch offene Räume in dem Substrat voneinander getrennt
sind, um Feuchtigkeitsfilmeffekte zu eliminieren. Die Segmente können elektrisch
isoliert sein oder nicht. Vorzugsweise umfasst das bewegende Element
einen Rotor, wobei die elektrisch aktiven Segmente radial nach außen um die
Welle vorragen. Die Verwendung elektrisch und mechanisch getrennter
Segmente reduziert sowohl die Empfindlichkeit des Codierers gegenüber Kippung
und verhindert auch, dass Feuchtigkeitsansammlung das Ablesen beeinträchtigt.
Obwohl manche in der Technik bekannte kapazitive Codierer dreidimensionale
elektrisch aktive Muster verwenden, sind keine davon auf die Weise
der vorliegenden Erfindung offen.
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In
einigen bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung sind erste und zweite stationäre Elemente
an gegenüberliegenden
Seiten des bewegenden Elements angeordnet, um durch diese ein elektrostatisches
Feld zu übertragen.
Ein Potentialstabilisationsschaltkreis hält das bewegende Element auf
einem stetigen, virtuell geerdeten Potential, indem er das Wechselstrompotential
an dem ersten stationären
Element erfasst und ein entgegengesetztes Potential an das zweite
stationäre
Element anlegt. Es ist kein physischer oder elektrischer Kontakt mit
dem bewegenden Element erforderlich. In der Technik ist bekannt,
dass das Erden des bewegenden Elements bei bestimmten Codierertypen
vorteilhaft ist.
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Anders
als die vorliegende Erfindung erfordern Codierer solchen Typs des
Standes der Technik jedoch, dass Kontakt mit dem bewegenden Element gemacht
wird, unter Verwendung beispielsweise eines Schleifrings, um es
zu erden.
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In
einigen bevorzugten Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung umfasst der Codierer einen Linearverschiebungscodierer,
wobei das stationäre
Element eine Messlatte umfasst und das bewegende Element einen Lesekopf
umfasst, der entlang der Messlatte verfährt. In manchen dieser bevorzugten
Ausführungen
befinden sich die Transmitter- und Empfängerplatten an dem Kopf, und
das elektrisch aktive Muster, mit dem die Platten zusammenwirken, befindet
sich an der Messlatte. In anderen Ausführungsformen befinden sich
die Transmitterplatten an der Messlatte, und das Empfängermuster
befindet sich an dem Kopf.
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In
einigen dieser bevorzugten Ausführungen umfasst
die Messlatte ein flexibles Material für gedruckte Schaltungen, das
entlang einer Oberfläche des
stationären
Objekts befestigt ist, beispielsweise an einer Maschine, die unter
Verwendung des Codierers gesteuert wird. Die Oberfläche kann
flach oder gekrümmt
sein. In einer solchen bevorzugten Ausführung ist das stationäre Objekt
im allgemeinen zylindrisch, und der Codierer wird zum Messen des Winkels
um eine Achse des Zylinders verwendet.
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Vorzugsweise
ist das Muster an dem Kopf für verbesserte
Stabilität
und Messgenauigkeit im Vergleich zu in der Technik bekannten kapazitiven
Linearcodierern entworfen, insbesondere in Begriffen von sowohl
Immunität
in Bezug auf Schwankungen von Ausrichtung, Winkel und Beabstandung
zwischen Lesekopf und Messlatte, als auch Immunität in Bezug auf äußere Interferenz
und Feuchtigkeit. Vorzugsweise ist das Muster symmetrisch in Bezug
auf die relative Kippung von Kopf und Messlatte in sowohl Aufwärts-/abwärts- als
auch Seite-an-Seite-Richtungen, um
die Kippempfindlichkeit zu verringern. Weiter bevorzugt ist das
Muster absatzweise durch Lücken
unterbrochen, insbesondere bei Ausführungen, wobei sich das Muster
auf der Messlatte befindet, um das Koppeln von Interferenz durch
das Muster in den Lesekopf zu verhindern. Vorzugsweise wird auf
die Transmitterplatten Phasen-/Quadraturerregung angelegt, und die
Ausgangsleistung einer einzigen Empfängerplatte und eines zugehörigen Empfängers wird
unter Verwendung von Synchrondetektion verarbeitet, wie hierin voranstehend
beschrieben.
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In
einigen bevorzugten Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung verschafft der kapazitive Linearverschiebungscodierer
eine absolute Positionsmessung. Vorzugsweise wird die Messung vorgenommen,
indem abwechselnd Fein- und Grobmuster auf dem Lesekopf oder auf
der Messlatte erfasst werden. Alternativ oder zusätzlich ist
ein Index an einem Ende der Messlatte vorgesehen, und eine Indexposition
des Lesekopfs wird erfasst, indem der Index verwendet wird, um eine
absolute Referenzposition für anschließende inkrementale
Messungen zu verschaffen. Gleichermaßen kann ein Index in Drehwinkelcodierern
in Übereinstimmung
mit bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung vorgesehen sein.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird daher ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend
zumindest ein an das stationäre Objekt
gekoppeltes stationäres
Element;
ein bewegendes Element, das an das bewegende Objekt
gekoppelt ist und sich in der Nähe
des stationären
Elements befindet;
einen Feldtransmitter, der ein elektrostatisches
Feld erzeugt, das von einer Änderung
der Kapazitanz zwischen den stationären und bewegenden Elementen als
Reaktion auf die relative Bewegung der Elemente moduliert wird;
eine
leitende Abschirmung, die elektrisch von sowohl dem bewegenden als
auch dem stationären
Objekt entkoppelt ist und die das bewegende und stationäre Element
umschließt,
um die Elemente von äußerer elektrischer
Interferenz abzuschirmen; und
Verarbeitungsschalttechnik, die
gekoppelt ist, um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen
und in Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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Vorzugsweise
umfasst das bewegende Element einen Rotor und umfasst das bewegende
Objekt eine rotierende Welle, und wobei das zumindest eine stationäre Element
zumindest einen Stator umfasst, sodass die Verarbeitungsschalt-technik
ein Maß der
Drehposition der Welle bestimmt. Weiter bevorzugt umschließt die leitende
Abschirmung zumindest einen Teil der Verarbeitungsschalttechnik
zusammen mit dem Rotor und dem zumindest einen Stator. Meistbevorzugt
enthalten der zumindest eine Stator und der Rotor gedruckte Leiterplatten,
wobei an zumindest einem davon zumindest der Teil der Verarbeitungsschalt-technik
montiert ist.
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Vorzugsweise
umfasst der Rotor eine im allgemeinen planare Platte und eine im
Wesentlichen nicht-planare, ringförmige Nabe zum Koppeln des Rotors
an die Welle, und die Abschirmung erstreckt sich in die Ebene des
Rotors benachbart zu der Nabe, um das Überspringen elektrischer Interferenz
von der Welle zum Rotor zu verhindern. Vorzugsweise ist der Codierer
so konfiguriert, dass der Rotor um zumindest 360° relativ zu dem Stator rotieren
kann.
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In
einer bevorzugten Ausführung
umfasst der Codierer ein mechanisches Gehäuse um die bewegenden und stationären Elemente,
welches Gehäuse
von der Abschirmung elektrisch entkoppelt ist. Vorzugsweise umfasst
das zumindest eine stationäre Element
zwei im allgemeinen parallele, voneinander beabstandete stationäre Elemente,
wobei eines den Feldtransmitter enthält und das andere einen Feldempfänger enthält, die
in dem Gehäuse
durch Druck der Elemente gegen ein dazwischen befindliches flexibles
leitendes Element elektrisch miteinander gekoppelt sind.
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Vorzugsweise
umfasst das stationäre
Element eine gedruckte Leiterplatte, die eine Verlängerung
enthält,
die durch die Abschirmung vorragt und mit der eine elektrische Verbindung
mit dem Codierer hergestellt wird.
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In
einer bevorzugten Ausführung
ist der Feldtransmitter an dem stationären Element befestigt und ist
so mit ihm gekoppelt, dass er einen Teil der leitenden Abschirmung
bildet.
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Vorzugsweise
ist der Feldtransmitter an dem stationären Element befestigt und ist
auf dem bewegenden Element ein elektrisch aktives Muster ausgebildet,
das das elektrostatische Feld moduliert. Vorzugsweise enthält das elektrisch
aktive Muster ein leitendes Material oder, alternativ oder zusätzlich,
ein dielektrisches Material. Vorzugsweise enthält das zumindest eine stationäre Element
einen Empfänger des
elektrostatischen Feldes, der an die Verarbeitungsschalttechnik
gekoppelt ist. Vorzugsweise wird das leitende, elektrisch aktive
Muster auf dem bewegenden Element auf einem im allgemeinen konstanten
Potential gehalten. Alternativ ist das leitende, elektrisch aktive
Muster auf dem bewegenden Element elektrisch schwebend. In einer
bevorzugten Ausführung
umfasst das zumindest eine stationäre Element ein einziges Element,
woran sowohl der Transmitter als auch der Empfänger befestigt sind. In einer
anderen bevorzugten Ausführung
umfasst der Codierer ein zweites stationäres Element, an dem sowohl
ein Transmitter als auch ein Empfänger befestigt ist.
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Alternativ
ist das leitende Material an dem bewegenden Element an die Verarbeitungsschalttechnik
gekoppelt und dient als ein Empfänger
des elektrostatischen Feldes.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird ein kapazitiver Winkelcodierer zur
Erfassung der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
einen
Transmitter, der über
die welle angeordnete Mehrfachsegmente enthält, wobei jedes Segment ein periodisches
elektrostatisches Feld auf einer gemeinsamen Frequenz erzeugt, jedoch
eine unterschiedliche, zuvor festgelegte Phase in Bezug auf die anderen
Segmente hat;
einen Empfänger,
der Signale erzeugt, die auf die Felder von den Mehrfachsegmenten
reagieren, sodass die Stärke
des Empfangs jedes der Felder durch eine Schwankung einer Kapazitanz
zwischen dem Transmitter und dem Empfänger in Funktion der Rotation
der Welle moduliert wird; und
einen Detektorschaltkreis, der
zumindest einen Synchrondetektor enthält, der die Signale in Synchronisation
mit dem erzeugten Feld verarbeitet, um eine Ausgangsleistung zu
erzeugen, die den Drehwinkel anzeigt.
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Vorzugsweise
enthält
der zumindest eine Synchrondetektor zwei Synchrondetektoren, die
jeweilige Ausgangsleistungen proportional zu dem Sinus und Cosinus
des Drehwinkels erzeugen. Weiter bevorzugt, enthält der Empfänger einen Einzeleingangsleistungsverstärkungskanal,
durch den die Signale von allen Transmittersegmenten zur Verarbeitung
empfangen werden.
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Vorzugsweise
enthält
die Transmitterplatte einen im allgemeinen planaren Transmitterstator,
der in um eine Achse einer Welle angeordnete Mehrfachsegmente unterteilt
ist, wobei die Mehrfachsegmente meistbevorzugt in vier Quadranten
angeordnet sind.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird zusätzlich ein kapazitiver Winkelresolver
zum Erfassen der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
einen
Transmitter, der ein periodisches elektrostatisches Feld erzeugt,
das auf eine elektrische Wechselstromeingabe auf einer gegebenen
Frequenz reagiert;
einen Empfänger, der über die Welle angeordnete Mehrfachsegmente
enthält,
die Signale erzeugen, die auf das Feld von dem Transmitter reagieren,
sodass das an jedem der Segmente empfangene Feld durch eine Schwankung
einer Kapazitanz zwischen dem Transmitter und dem Empfänger als
eine Funktion der Rotation der Welle moduliert wird;
einen
Signalverarbeitungsschaltkreis, der die Signale von den Empfängersegmenten
verarbeitet, um eine Wechselstromeingabe zu erzeugen, die den Drehwinkel
anzeigt; und
einen Gleichrichterschaltkreis, der die Wechselstromeingabe
gleichrichtet, um dem Detektorschaltkreis Gleichspannung zuzuführen.
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Vorzugsweise
enthält
der Codierer einen Rotor, der gekoppelt ist, um mit der Welle zu
rotieren, und ein elektrisch aktives Muster darauf aufweist, sodass
die Rotation des Rotors das an dem Empfänger empfangene Feld moduliert.
Weiter bevorzugt enthält das
elektrisch aktive Muster leitendes Material, das meistbevorzugt
auf einem Erdpotential gehalten wird.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird weiterhin ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
zumindest ein an das stationäre Objekt
gekoppeltes stationäres
Element;
ein bewegendes Element, das an das bewegende Objekt
gekoppelt ist und sich in der Nähe
des stationären
Elements befindet;
einen elektrostatischen Feldtransmitter,
der einem der stationären
oder bewegenden Elemente zugeordnet ist;
einen Feldmodulator,
der einem anderen der stationären
und bewegenden Elemente zugeordnet ist, der reibungslos variierende
grobe und feine periodische elektrisch aktive Muster auf dem Element
enthält,
wobei die Muster entlang einer Dimension des Elements mit jeweiligen
niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen variieren, die das elektrostatische Feld modulieren,
indem sie eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären und
bewegenden Elementen in Reaktion auf die relative Bewegung der Elemente induzieren,
auf Modulationsfrequenzen, die den niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen entsprechen, im Wesentlichen ohne räumliche Harmonische davon;
und
Verarbeitungsschalttechnik, die gekoppelt ist, um das modulierte
elektrostatische Feld zu erfassen und in Reaktion darauf Grob- und
Feinmaße
der Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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Vorzugsweise
enthält
das stationäre
Element einen Stator, der aus einem einzigen planaren Element hergestellt
ist, das eine Vielzahl leitender Bereiche enthält, wovon zumindest einer der
Feldtransmitter ist und wovon ein anderer das Feld empfängt.
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Weiter
bevorzugt enthält
das bewegende Element einen Rotor, woran die elektrisch aktiven Muster
geformt sind, sodass das grobe periodische Muster einen im allgemeinen
kreisförmigen
Bereich an dem Rotor enthält,
der exzentrisch über
die Welle angeordnet ist, und das feine periodische Muster ein sinusförmiges Muster
auf dem Rotor enthält,
das in Umfangsrichtung um die Welle angeordnet ist.
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In
einer bevorzugten Ausführung
umfasst der Feldmodulator weiterhin ein dazwischenliegendes elektrisch
aktives Muster darauf, mit einer räumlichen Frequenz, die zwischen
der hohen und niedrigen Frequenz liegt, und die Verarbeitungstechnik
erfasst die Modulation des Feldes entsprechend der dazwischenliegenden
Frequenz.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird außerdem ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
zumindest ein an das stationäre Objekt
gekoppeltes stationäres
Element;
ein bewegendes Element, das an das bewegende Objekt
gekoppelt ist und sich in der Nähe
des stationären
Elements befindet;
einen elektrostatischen Feldtransmitter,
der einem der stationären
oder bewegenden Elemente zugeordnet ist;
einen Feldmodulator,
der einem anderen der stationären
und bewegenden Elemente zugeordnet ist, der reibungslos variierende
grobe und feine periodische elektrisch aktive Muster auf dem Element
enthält,
wobei die Muster entlang einer Dimension des Elements mit jeweiligen
niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen variieren, die das elektrostatische Feld modulieren,
indem sie eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären und
bewegenden Elementen in Reaktion auf die relative Bewegung der Elemente induzieren,
auf Modulationsfrequenzen, die den niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen entsprechen; und
Verarbeitungsschalttechnik, die
das elektrostatische Feld so schaltet, dass es abwechselnd durch
das Grob- oder durch das Feinmuster moduliert wird, und die das
modulierte Feld erfasst, um abwechselnd, in Reaktion darauf, Grob-
und Feinmaße
der Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird zusätzlich ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
ein stationäres Element, das an das stationäre Objekt gekoppelt
ist und einen elektrostatischen Feldtransmitter und -empfänger enthält;
ein
bewegendes Element, das an das bewegende Objekt gekoppelt ist und
sich in der Nähe
des stationären Elements
befindet und einen Feldmodulator enthält, der grobe und feine periodische
elektrisch aktive Muster auf dem bewegenden Element umfasst, die
entlang einer Dimension des Elements mit jeweiligen niedrigen und
hohen räumlichen
Frequenzen variieren und die das elektrostatische Feld modulieren,
indem sie eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären und
bewegenden Elementen in Reaktion auf die relative Bewegung der Elemente induzieren,
auf Modulationsfrequenzen, die den niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen entsprechen; und
Verarbeitungsschalttechnik, die
gekoppelt ist, um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen
und in Reaktion darauf Grob- und Feinmaße der Position des bewegenden
Objekts zu bestimmen.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird auch ein kapazitiver Winkelcodierer
zum Erfassen der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
einen
oder mehr Statoren, wovon einer einen Feldtransmitter enthält, der
ein elektrostatisches Feld erzeugt;
einen Rotor, der gekoppelt
ist, um mit der Welle zu rotieren, und ein rotationsasymmetrisches
elektrisch aktives Muster darauf aufweist, das das elektrostatische
Feld in Reaktion auf die Rotation der Welle moduliert, indem es
eine Kapazitanzschwankung zwischen dem Stator und dem Rotor induziert,
die sich für
jede Umdrehung der Welle ein Mal wiederholt, wobei das Muster in
eine Vielzahl von Unterbereichen unterteilt ist, um Schwankungen
zu verringern, die aufgrund des Kippens des Rotors relativ zu dem Stator
in der Modulation des Feldes auftreten; und
Verarbeitungsschalttechnik,
die gekoppelt ist, um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen
und, in Reaktion auf die Grob- und Feinschwankungen, Grob- und Feinmaße des Winkels
der Welle zu bestimmen.
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Vorzugsweise
enthält
das elektrisch aktive Muster auf dem Rotor einen im allgemeinen
kreisförmigen
Bereich, der in Bezug auf eine Achse der Welle exzentrisch gelegen
ist.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird noch weiter ein kapazitiver Winkelcodierer
zum Erfassen der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
einen
an die welle gekoppelten Rotor mit einer elektrisch aktiven Region,
die nicht-achsensymmetrisch um eine Achse der Welle ist und ein
Muster enthält, das
sich umfangsgerichtet auf dem Rotor befindet, das sich mehrfach
auf einer zuvor festgelegten Winkelfrequenz über die Welle wiederholt;
zumindest
einen Stator, dem ein elektrostatisches Feld zugeordnet ist, das
aufgrund einer Kapazitanzschwankung moduliert wird, welche durch
die elektrisch aktive Region aufgrund der Rotation des Rotors induziert
wird; und
Verarbeitungsschalttechnik, die die Modulation des Feldes
erfasst, die einmal per Umdrehung der Welle aufgrund der Nicht-Achsensymmetrie
der Region auftritt, um in Reaktion darauf ein Grobmaß des Drehwinkels
der Welle zu bestimmen, und die die Modulation des Feldes aufgrund
des Musters erfasst, um ein Feinmaß des Drehwinkels zu bestimmen.
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In
einer bevorzugten Ausführung
enthält
der Codierer einen Empfänger,
der an einen der einen oder mehr Statoren gekoppelt ist und durch
eine Nicht-Achsensymmetrie
in Bezug auf die Wellenachse gekennzeichnet ist, sodass das Grobmaß des Winkels
in Reaktion auf eine Wechselwirkung zwischen den Nicht-Achsensymmetrien
des Feinmusters und des Empfängers
bestimmt wird.
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In
einer anderen bevorzugten Ausführung enthält der Codierer
einen Schalter, der betätigt
wird, um abwechselnd die Grob- und Feinmaße des Winkels zu bestimmen.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird weiterhin ein feuchtigkeitsbeständiger kapazitiver
Bewegungscodierer zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts
relativ zu einem stationären
Objekt verschafft, umfassend:
zumindest ein stationäres Element,
das an das stationäre
Objekt gekoppelt ist und dem ein elektrostatisches Feld zugeordnet
ist;
ein bewegendes Element, das an das bewegende Objekt gekoppelt
ist, das eine Vielzahl elektrisch aktiver Segmente enthält, die
durch Räume
voneinander getrennt sind, wobei die Segmente ein Muster formen,
das das elektrostatische Feld aufgrund einer Kapazitanzschwankung
zwischen den stationären und
bewegenden Elementen moduliert, wenn sich das bewegende Element
bewegt; und
Verarbeitungsschalttechnik, die gekoppelt ist,
um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen und in Reaktion
darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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Vorzugsweise
wird auf das bewegende Element auftreffendes Fluid von den Segmenten
zu den die Segmenten trennenden Räumen befördert.
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In
einer bevorzugten Ausführung
enthält
das bewegende Objekt eine rotierende Welle, und das bewegende Element
enthält
einen Rotor, wovon die elektrisch aktiven Segmente radial nach außen um die
Welle vorragen, und das zumindest eine stationäre Element enthält zumindest
einen Stator, sodass die Verarbeitungsschalttechnik ein Maß der Rotationsposition
der Welle bestimmt.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird zudem ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
ein bewegendes Element, das an
das bewegende Objekt gekoppelt ist, auf dem sich ein elektrisch
aktives Muster befindet;
erste und zweite stationäre Elemente,
die mit dem stationären
Objekt gekoppelt sind, die an gegenüberliegenden Seiten des bewegenden
Elements angeordnet sind, um ein alternierendes elektrostatisches Feld
hierdurch zu übertragen;
Verarbeitungsschalttechnik,
die gekoppelt ist, um die Modulation des elektrostatischen Feldes
in Reaktion auf eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären Elementen
aufgrund der Bewegung des elektrisch aktiven Musters darin zu erfassen
und in Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen; und
einen Potentialausgleichsschaltkreis,
der das bewegende Element auf einem im allgemeinen konstanten Potential
hält, indem
er ein alternierendes elektrisches Potential an dem ersten stationären Element erfasst
und ein entgegengesetztes Potential an dem zweiten stationären Element
anlegt.
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Vorzugsweise
enthält
das im allgemeinen konstante Potential eine virtuelle Erdung. Weiter
bevorzugt stellt der Potentialausgleichsschaltkreis im Wesentlichen
keinen elektrischen Kontakt mit dem bewegenden Element her.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird noch weiter ein kapazitiver Linearverschiebungscodierer zum
Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
eine an dem stationären Objekt
befestigte Messlatte;
einen Lesekopf, der an dem bewegenden
Objekt befestigt ist, um sich entlang der Messlatte zu bewegen, und
einen elektrostatischen Feldtransmitter enthält, der in einer Umgebung des
Lesekopfs ein elektrostatisches Feld erzeugt;
ein auf der Messlatte
gebildetes elektrisch aktives Muster, welches Muster eine Kapazitanzschwankung zwischen
der Messlatte und dem Lesekopf verursacht, um das elektrostatische
Feld in Reaktion auf die Bewegung des Lesekopfs relativ zu der Messlatte zu
modulieren, wobei das Muster eine solche Symmetrie aufweist, dass
die Modulation durch Kippen des Kopfs relativ zur Messlatte im Wesentlichen
unbeeinträchtigt
bleibt; und
Verarbeitungsschalttechnik, die gekoppelt ist,
um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen, um die Modulation
aufzuspüren
und in Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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Vorzugsweise
enthält
das Muster eine doppelte Sinusform. Weiter bevorzugt enthält der Lesekopf
einen Empfänger,
der das modulierte elektrostatische Feld empfängt, und wird das Muster intermittierend
durch Lücken
in dem Muster unterbrochen, um das Koppeln von Interferenz entlang
dem Muster in den Lesekopf zu verhindern, wobei die Lücken in einem
spitzen Winkel in Bezug auf eine Längsachse der Messlatte gebildet
sind.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird außerdem ein kapazitiver Linearverschiebungscodierer verschafft,
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt, umfassend:
eine Messlatte, die an dem stationären Objekt
befestigt ist und einen elektrostatischen Feldtransmitter enthält, der
ein elektrostatisches Feld in einer Umgebung der Messlatte erzeugt;
einen
Lesekopf, der an dem bewegenden Objekt befestigt ist, um sich entlang
der Messlatte zu bewegen, und worauf ein elektrisch aktives Muster
gebildet ist, welches Muster eine Kapazitanzschwankung zwischen
der Messlatte und dem Lesekopf verursacht, um das elektrostatische
Feld in Reaktion auf die Bewegung des Lesekopfs relativ zu der Messlatte
zu modulieren, wobei das Muster eine solche Symmetrie aufweist,
dass die Modulation durch Kippen des Kopfs relativ zur Messlatte
im Wesentlichen unbeeinträchtigt
bleibt; und
Verarbeitungsschalttechnik, die gekoppelt ist,
um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen, um die Modulation
aufzuspüren
und in Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird zusätzlich ein kapazitiver Linearverschiebungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
eine Messlatte, die an einer
gekrümmten
Oberfläche des
stationären
Objekts befestigt ist;
einen Lesekopf, der an dem bewegenden
Objekt befestigt ist, um sich entlang der Messlatte zu bewegen;
einen
elektrostatischen Feldtransmitter, der ein elektrostatisches Feld
in einer Umgebung des Lesekopfs erzeugt;
ein auf der Messlatte
oder dem Lesekopf gebildetes elektrisch aktives Muster, welches
Muster eine Kapazitanzschwankung zwischen der Messlatte und dem Lesekopf
verursacht, um das elektrostatische Feld in Reaktion auf die Bewegung
des Lesekopfs relativ zur Messlatte zu modulieren; und
Verarbeitungsschalttechnik,
die gekoppelt ist, um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen,
um die Modulation aufzuspüren
und in Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts entlang der gekrümmten Oberfläche zu bestimmen.
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In
einer bevorzugten Ausführung
hat das stationäre
Objekt eine im allgemeinen zylindrische Form, und wobei das Maß der Position
des bewegenden Objekts eine Winkelmessung um eine Achse des stationären Objekts
beinhaltet.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird weiterhin ein kapazitiver Linearverschiebungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem
stationären
Objekt verschafft, umfassend:
eine Messlatte, die an dem stationären Objekt
befestigt ist;
einen Lesekopf, der an dem bewegenden Objekt
befestigt ist, um sich entlang der Messlatte zu bewegen;
an
der Messlatte befestigte Transmitterplatten, um ein elektrostatisches
Feld in einer Umgebung des Lesekopfs zu erzeugen und empfangen,
wobei die Platten Grob- und Feinlesekonfigurationen aufweisen;
eine
elektrisch aktive Empfängerplatte
an dem Lesekopf, wobei die Platte derart konfiguriert ist, dass die Bewegung
des Kopfs relativ zu der Messlatte eine Kapazitanzschwankung zwischen
den Transmitter- und Empfängerplatten
verursacht, die das von der Empfängerplatte
empfangene elektrostatische Feld moduliert; und
Verarbeitungsschalttechnik,
die gekoppelt ist, um das modulierte elektrostatische Feld zu erfassen,
um die Modulation des Feldes in der Groblesekonfiguration aufzuspüren, um
in Reaktion darauf ein Grobmaß der Position
des bewegenden Objekts zu bestimmen, und um die Modulation des Feldes
in der Feinlesekonfiguration aufzuspüren, um in Reaktion darauf
ein Feinmaß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
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Vorzugsweise
umfasst die Grobmessung eine absolute Positionsmessung.
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In
einer bevorzugten Ausführung
enthält
die Transmitterplatte eine Vielzahl von Transmitterstangen, die
kollektiv in zumindest zwei dreieckige Regionen unterteilt sind
und wobei in der Grobkonfiguration die Stangen in jeder der Regionen
kollektiv erregt werden. Vorzugsweise enthält die Empfängerplatte ein leitendes, periodisches
Muster, das einer im allgemeinen vierseitigen Region überlagert
ist, und wobei, wenn die Transmitterplatte in der Groblesekonfiguration
arbeitet, die gesamte vierseitige Region auf einem gemeinsamen elektrischen
Potential gehalten wird.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird auch ein kapazitiver Bewegungscodierer
zum Erfassen der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem stationären Objekt
verschafft, umfassend:
zumindest ein mit dem stationären Objekt
gekoppeltes stationäres
Element;
ein mit dem bewegenden Objekt gekoppeltes bewegendes
Element;
an dem stationären
oder dem bewegenden Element befestigte Transmitter- und Empfängerplatten,
um in einer Umgebung des bewegenden Elements ein elektrostatisches
Feld zu erzeugen und zu empfangen, wobei die Platten zumindest eine
Indexplatte an einer Indexposition an dem stationären Element
enthalten, sodass das von dem bewegenden Element, während es
sich in der Nähe
der zumindest einen Indexplatte befindet, angetroffene elektrostatische
Feld identifizierbar verschieden ist von dem an anderen Stellen
entlang dem stationären
Element;
ein auf einem der Elemente gebildetes elektrisch aktives
Muster, welches Muster eine Kapazitanzschwankung zwischen den Elementen
verursacht, um das elektrostatische Feld in Reaktion auf die Bewegung
des bewegenden Elements relativ zu dem stationären Element zu modulieren;
und
Verarbeitungsschalttechnik, die gekoppelt ist, um das modulierte
elektrostatische Feld zu erfassen und die Differenz in dem Feld
zu identifizieren, wenn das bewegende Element sich in der Nähe der Indexplatte befindet,
um in Reaktion darauf zu bestimmen, dass das bewegende Element sich
in der Indexposition befindet, und welche die Modulation aufspürt und in
Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts relativ zu der Indexposition bestimmt.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird noch weiter ein Verfahren zum Erfassen
der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
das Übertragen
periodischer elektrostatischer Felder mit einer gemeinsamen Frequenz
auf einer Vielzahl von Winkelorten um die Welle herum, wobei jedes Feld eine
von den anderen Signalen verschiedene, zuvor festgelegte Phase aufweist;
das
Erfassen der Felder von der Vielzahl von Orten und das Erzeugen
von Signalen in Reaktion auf die Modulation der aufgrund einer Kapazitanzschwankung
in Funktion der Rotation der Welle hervorgebrachten Felder; und
das
Verarbeiten der Signale in Synchronisation mit der Frequenz der übertragenen
Felder, um Ausgangsleistungen zu erzeugen, die den Drehwinkel anzeigen.
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In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird noch weiter ein Verfahren zum Erfassen
der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
das
Empfangen einer elektrischen wechselstromeingabe auf einer gegebenen
Frequenz;
das Erzeugen eines periodischen elektrostatischen Feldes
in Reaktion auf die Wechselstromeingabe;
das Gleichrichten
eines Teils der Wechselstromeingabe, um einem Detektorschaltkreis
Gleichspannung zuzuführen;
das
Erfassen des Feldes an einer Vielzahl von Orten und das Erzeugen
von Signalen in Reaktion auf die Modulation der aufgrund einer Kapazitanzschwankung
in Funktion der Rotation der Welle hervorgebrachten Felder; und
das
Verarbeiten der Signale unter Verwendung des Detektorschaltkreises,
um eine Wechselstromausgangsleistung auf der gegebenen Frequenz
zu erzeugen, die den Drehwinkel anzeigt.
-
In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird zusätzlich ein Verfahren zum Erfassen
der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem stationären Objekt
verschafft, umfassend:
das Übertragen
eines elektrostatischen Feldes in einer Umgebung des bewegenden
Objekts;
das dem bewegenden Objekt Zuordnen reibungslos variierender
periodischer elektrisch aktiver Grob- und Feinmuster, wobei die
Muster entlang einer Bewegungsdimension des Objekts mit jeweiligen
niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen variieren, die das elektrostatische Feld modulieren,
indem sie eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären und bewegenden
Elementen in Reaktion auf die relative Bewegung der Elemente induzieren,
auf Modulationsfrequenzen, die den niedrigen und hohen räumlichen
Frequenzen entsprechen, im Wesentlichen ohne räumliche Harmonische davon;
und
das Erfassen des modulierten Feldes, um in Reaktion darauf
abwechselnd Grob- und Feinmaße
der Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
-
In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird weiterhin ein Verfahren zum Erfassen
der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem stationären Objekt
verschafft, umfassend:
das Übertragen
eines elektrostatischen Feldes in eine Umgebung des bewegenden Objekts;
das
dem bewegenden Objekt Zuordnen grober und feiner periodischer, elektrisch
aktiver Muster, wobei die Muster entlang einer Bewegungsdimension
des Objekts mit jeweiligen niedrigen und hohen räumlichen Frequenzen variieren,
indem sie eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären und
bewegenden Elementen in Reaktion auf die relative Bewegung der Elemente
induzieren, auf Modulationsfrequenzen, die den niedrigen und hohen
räumlichen Frequenzen
entsprechen;
das Schalten des elektrostatischen Feldes, sodass es
abwechselnd durch das Grob- oder das Feinmuster moduliert wird;
und
das Erfassen des modulierten Feldes, um in Reaktion darauf
abwechselnd Grob- und Feinmaße
der Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
-
In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird weiterhin ein Verfahren zum Erfassen
der Position einer rotierenden Welle verschafft, umfassend:
das
an die Welle Koppeln eines Rotors mit einer elektrisch aktiven Region,
die nicht-achsensymmetrisch in Bezug zu einer Achse der Welle ist
und ein Muster enthält,
das umfangsgerichtet auf dem Rotor angeordnet ist, welches Muster
sich mehrfach über
die Welle auf einer zuvor festgelegten Winkelfrequenz wiederholt;
das Übertragen
eines elektrostatischen Feldes in einer Umgebung des bewegenden
Objekts;
das Erfassen der Modulation des Feldes, die aufgrund
der Nicht-Achsensymmetrie der Region ein Mal per Umdrehung auftritt,
um in Reaktion darauf ein Grobmaß des Drehwinkels der Welle
zu bestimmen; und
das Erfassen der Modulation des Feldes aufgrund des
Musters, um ein Feinmaß des
Drehwinkels zu bestimmen.
-
In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird auch ein Verfahren zum Erfassen
der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einem stationären Objekt
verschafft, umfassend:
das Koppeln eines bewegenden Elements,
mit darauf einem elektrisch aktiven Muster, mit dem bewegenden Objekt;
das
Anbringen erster und zweiter stationärer Elemente an entgegengesetzten
Seiten des bewegenden Elements zur Übertragung eines elektrostatischen
Feldes hierdurch;
das Erfassen eines elektrischen Potentials
an dem ersten stationären
Element und Anlegen eines entgegengesetzten Potentials an das zweite
stationäre Element,
um das bewegende Element auf einem im allgemeinen konstanten Potential
zu halten; und
das Erfassen der Modulation des elektrostatischen Feldes
in Reaktion auf eine Kapazitanzschwankung zwischen den stationären Elementen
aufgrund der Bewegung des elektrisch aktiven Musters darin, um in
Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts zu bestimmen.
-
In Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird gleichermaßen ein Verfahren zum Erfassen
der Position eines bewegenden Objekts relativ zu einer gekrümmten Oberfläche verschafft,
umfassend:
das Befestigen eines Lesekopfs an dem bewegenden
Objekt;
das Befestigen einer flexiblen Messlatte entlang der gekrümmten Oberfläche;
das
Vorsehen eines elektrisch aktiven Musters an der Messlatte oder
dem Lesekopf, welches Muster eine Kapazitanzschwankung zwischen
der Messlatte und dem Lesekopf verursacht, um das elektrostatische Feld
in Reaktion auf die Bewegung des Lesekopfs relativ zu der Messlatte
zu modulieren;
das Erzeugen eines elektrostatischen Feldes
in einer Umgebung des Lesekopfs; und
das Erfassen des modulierten
elektrostatischen Feldes, um die Modulation aufzuspüren und
in Reaktion darauf ein Maß der
Position des bewegenden Objekts entlang der gekrümmten Oberfläche zu bestimmen.
-
Die
vorliegende Erfindung wird anhand der nachfolgenden detaillierten
Beschreibung ihrer bevorzugten Ausführungsformen umfassender verstanden,
zusammengenommen mit den Zeichnungen, worin:
-
KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
-
1 ein
schematisches Schaltbild ist, das einen vereinfachten kapazitiven
Positionssensor zeigt, wie er in der Technik bekannt ist;
-
2 eine
schematische Darstellung ist, die eine Draufsicht eines kapazitiven
Einzelpoldrehwinkelcodierers und diesem zugeordneter Schalttechnik in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt;
-
3A–3E schematische
Schnittdarstellungen sind, die Typen kapazitiver Bewegungscodierer
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung zeigen;
-
4 eine
Teilschnittansicht eines kapazitiven Drehwinkelcodierers in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
-
5 eine
Teilschnittansicht eines kapazitiven Drehwinkelcodierers in Übereinstimmung
mit einer anderen bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung
ist;
-
6 eine
schematische Teildarstellung ist, die Details einer elektrischen
Abschirmung eines kapazitiven Drehwinkelcodierers in Übereinstimmung mit
einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt;
-
7 eine
schematische Explosionsdarstellung eines kapazitiven Drehwinkelcodierers
mit einem virtuell geerdeten Rotor in Übereinstimmung mit einer bevorzugten
Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
8 ein
schematisches Blockdiagramm ist, das einen Schaltkreis für synchrone
Phasen-/Quadraturverarbeitung von Signalen illustriert, die von
einem kapazitiven Drehwinkelcodierer stammen, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung der
vorliegenden Erfindung;
-
9 ein
schematisches Schaltbild ist, das Details der Konstruktion des Schaltkreises
von 8 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt;
-
10 eine schematische Explosionsdarstellung eines
kapazitiven Drehwinkelcodierers und diesem zugeordneter Schalttechnik
zum Emulieren eines elektromagnetischen Resolvers in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
11A eine Draufsicht von Leiterplatten auf einem
Mehrfachpolrotor in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
11B eine Draufsicht von Leiterplatten auf einem
Stator zur Verwendung mit dem Rotor von 11A in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
11C eine Draufsicht von Leiterplatten an einem
Rotor zur Verwendung anstelle des Rotors von 11A in Übereinstimmung
mit einer anderen bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
-
12A eine Draufsicht von Leiterplatten auf einem
Stator zur Verwendung in einem Zwei-Geschwindigkeiten-Codierer in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist; die
-
12B und 12C Draufsichten
von Leiterplatten an Rotoren zur Verwendung mit dem Stator von 12A in Übereinstimmung
mit bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung sind;
-
13 ein schematisches Blockdiagramm ist, das einen
Schaltkreis für
synchrone Phasen-/Quadraturverarbeitung von Signalen illustriert, die
von einem kapazitiven Drehwinkelcodierer stammen, der den Stator
von 12A und den Rotor von 12B nutzt, in Übereinstimmung mit
einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung;
-
14 eine Draufsicht von Leiterplatten an einem
Rotor zur Verwendung in einem Drei-Geschwindigkeiten-Codierer in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
15 ein schematisches Blockdiagramm ist, das einen
Schaltkreis für
synchrone Phasen-/Quadraturverarbeitung von Signalen illustriert, die
von einem geschalteten, kapazitiven Grob-/Fein-Drehwinkelcodierer
stammen, unter Verwendung des Stators von 12A und
des Rotors von 12B oder 12C,
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung;
-
16A eine Draufsicht von Leiterplatten auf einem
Stator zur Verwendung in einem Zwei-Geschwindigkeiten-Codierer ohne Grobmuster
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
16B eine Draufsicht von Leiterplatten an einem
Rotor zur Verwendung mit dem Stator von 16A in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
17 ein schematisches Blockdiagramm ist, das einen
Schaltkreis für
synchrone Phasen-/Quadraturverarbeitung von Signalen illustriert, die
von einem kapazitiven Drehwinkelcodierer stammen, unter Verwendung
des Stators von 16A und des Rotors von 16B, in Übereinstimmung mit
einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung; die
-
18A und 18C Draufsichten
von Leiterplatten auf einem Transmitterstator beziehungsweise einem
Empfängerstator
zur Verwendung in einem anderen Zwei-Geschwindigkeiten-Codierer ohne Grobmuster,
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung, sind;
-
18B eine Draufsicht von Leiterplatten an einem
Rotor zur Verwendung mit den Statoren der 18A und 18C in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
19 eine Illustration eines Rotors mit einem dreidimensionalen
Muster zur Verwendung in einem kapazitiven Drehwinkelcodierer in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
20 eine schematische Schnittansicht eines kapazitiven
Drehwinkelcodierers ist, wie er in der Technik bekannt ist, die
den Effekt von Rotorkippung auf die Codiererpräzision illustriert;
-
21 eine schematische Schnittansicht eines kapazitiven
Drehwinkelcodierers mit einem segmentierten Rotor in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
22 eine schematische Draufsicht eines Einzelpolrotors
ist, der die in 21 gezeigte Segmentierung anwendet;
-
23 eine schematische Draufsicht eines Rotors vom
Hybridtyp zur Verwendung in einem kapazitiven Zwei-Geschwindigkeiten-Drehwinkelcodierer
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
24 eine schematische Seitenansicht eines kapazitiven
Linearverschiebungscodierers in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung der
vorliegenden Erfindung ist;
-
25 eine schematische Schnittansicht des Codierers
von 24 ist, genommen entlang einer
Linie XXV-XXV; die
-
26A und 26B Seitenansichten
von Leseköpfen
zur Verwendung in einem kapazitiven Linearcodierer, die elektrisch
aktive Muster darauf zeigen, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung sind;
-
27 eine Seitenansicht einer Messlatte zur Verwendung
in einem kapazitiven Linearcodierer in Übereinstimmung mit einer bevorzugten
Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist;
-
28 eine Seitenansicht eines segmentierten leitenden
Musters an einer Messlatte zur Verwendung in einem kapazitiven Linearcodierer
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung ist; die
-
29 und 30 schematische
Schnittansichten kapazitiver Linearcodierer in Übereinstimmung mit bevorzugten
Ausführungen
der vorliegenden Erfindung sind; die
-
31A und 31B schematische
Schnittansichten kapazitiver Linearcodierer in Übereinstimmung mit anderen
bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung sind;
-
32 eine schematische Seitenansicht eines Lesekopfs
in dem Codierer von 31A ist, die Transmitter- und
Empfängerplatten
daran in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt; die
-
33A und 33B schematische
Seitenansichten einer Messlatte beziehungsweise eines Lesekopfs
eines absolut ablesenden kapazitiven Linearcodierers in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung sind;
-
34 eine schematische Seitenansicht einer Messlatte
zur Verwendung in einem absolut ablesenden kapazitiven Linearcodierer
in Übereinstimmung
mit einer anderen bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung
ist;
-
35 eine schematische Seitenansicht eines mit einem
Index versehenen kapazitiven Linearcodierers in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführung der
vorliegenden Erfindung ist; und die
-
36A und 36B Diagramme
sind, die von dem Codierer von 35 abgeleitete
Ablesungen illustrieren.
-
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGEN
-
TYPENKLASSIFIKATION KAPAZITIVER
CODIERER
-
Für die Zwecke
der vorliegenden Patentanmeldung ist es nützlich, kapazitive Rotations-
und Linearcodierer durch Typen zu klassifizieren. Jeder Typ wird
in Begriffen des Ortes des elektrostatischen Feldtransmitters und
der Empfängerplatten
und der elektrischen Merkmale und des Anschlusses des Rotors gekennzeichnet.
Diese Klassifikation wird hierin nachstehend zwecks der Bequemlichkeit
und Deutlichkeit der Beschreibung bevorzugter Ausführungen der
vorliegenden Erfindung beschrieben und verwendet und kann auch auf
in der Technik bekannte kapazitive Codierer angewandt werden. Es
versteht sich jedoch, dass die Prinzipien der vorliegenden Erfindung
nicht auf einen bestimmten Typ begrenzt sind, außer wo eine solche Einschränkung ausdrücklich erwähnt wird.
-
2 ist
eine schematische Draufsicht eines Einzelpol-CFRAAEs 50 mit
einem Rotorelement 54 und einem einzigen Statorelement 52,
das vier Quadrantplatten 56, 58, 60 und 62 enthält, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Dieser Codierertyp ist hierin als "Typ 1" klassifiziert. Die
Quadranten werden mit abwechselnden Spannungen von gleicher Frequenz und
mit relativen Phasenverschiebungen von 0°, 90°, 180° beziehungsweise 270° erregt.
Sowohl die Stator- als auch Rotorelemente umfassen typischerweise
ein isolierendes Substrat (einfachheitshalber nicht dargestellt),
auf dem ein leitendes Muster angebracht ist. Folglich schwankt eine
Kapazitanz zwischen den Rotor- und Statorelementen, wenn der Rotor
sich bewegt.
-
Das
Muster von Rotor 54 ist als ein exzentrischer Kreis konfiguriert,
wie beispielsweise in Servo Sensors – Elements and Applications
("Servosensoren – Elemente
und Anwendungen"),
herausgegeben von Y. Ohshima und Y. Akiyama, Intertec Communications
Inc. (Ventura, Kalifornien) beschrieben. Die Differentialkopplung
zwischen diesem exzentrischen kreisförmigen Muster und jedem diagonalen
Quadrantenpaar 56–60 und 58–62 der
Statorplatte 52 ist jeweils proportional zu dem Sinus oder
Cosinus des Drehwinkels.
-
Die
Ausgangsspannung eines mit dem Rotor verbundenen Ladungsverstärkers 64 ist
proportional der gewichteten Summe der vier Erregungsspannungen
und kann verarbeitet werden, um den gewünschten Sinus und Cosinus des
Drehwinkels zu extrahieren. Die Herangehensweise wird hierin im
folgenden als Phasen-/Quadraturerregung (PQE) bezeichnet. Das oben
erwähnte
US-Patent 5.598.153 beschreibt einen Codierer von ähnlicher
Konstruktion wie CFRAAE 50, jedoch mit nicht-sinusförmigen Ausgangsleistungen.
-
Der
Codierer vom Typ 1, wie in 2 gezeigt,
ist darin mangelhaft, dass der Rotor 54 elektrisch mit
der Verarbeitungselektronik verbunden sein muss. Er ist jedoch in
Situationen gebrauchsgeeignet, worin die Welle, auf der der Rotor
montiert ist, bereits an den elektrischen Stromanschluss angeschlossen
ist und frei mit der Verarbeitungselektronik rotieren kann.
-
Die 3A–3E sind
schematische Schnittdarstellungen, die fünf andere, als Typen 2 bis einschließlich 6
bezeichnete CFRAAE-Typen in Übereinstimmung
mit bevorzugten Ausführungen
der vorliegenden Erfindung zeigen. Diese Typen gestatten die Umwandlung
der Verschiebung eines bewegenden Elements in eine proportionale
Kapazitanzänderung
ohne die Beschränkung
einer elektrischen Verbindung mit dem Rotor. Sie können praktischerweise
für Winkelcodierer
mit uneingeschränkter Rotation
verwendet werden, und einige davon können auch zur Erfassung linearer
Verschiebung eingesetzt werden.
-
3A illustriert einen Codierer 70 vom
Typ 2. Ein mit einem Muster versehener, elektrisch nichtleitender
(dielektrischer) Rotor 76 befindet sich zwischen zwei stationären Statorelementen 72 und 74, die
jedes ein nichtleitendes Substrat 73 umfassen. Das Element 72 ist
mit leitenden Transmitterplatten 78 und 80 beschichtet,
und das Element 74 ist mit einer leitenden Empfängerplatte 82 beschichtet.
Die Transmitterplatten 78 und 80 werden elektrisch
erregt und wirken kapazitiv mit der Empfängerplatte 82 zusammen.
Das Vorhandensein des Rotors 76 erhöht die Kapazitanz zwischen
den Platten in Übereinstimmung
mit seiner Dielektrikkonstante. Dieser Codierertyp ist relativ unempfindlich
gegenüber
Rotorkippung und axialer Position. Ein Codierer dieses Typs ist
in dem oben erwähnten
US-Patent 5.099.386 beschrieben.
-
3B illustriert einen Codierer 90 vom
Typ 3, der dem Codierer 70 vom Typ 2 ähnlich ist, außer dass
der Rotor 76 eine gemusterte leitende Beschichtung 92 aufweist,
die elektrisch geerdet ist und als eine elektrische Abschirmung
dient, die selektiv die gemessene Kapazitanz zwischen den Statorelementen 72 und 74 variiert.
Wie Typ 2 ist dieser Typ ebenfalls relativ unempfindlich für Rotorkippung
und axiale Position. Bei in der Technik bekannten Codierern vom
Typ 3 gibt es jedoch Schwierigkeiten beim Erden des Rotors. Schleifringe,
wie beispielsweise in dem oben erwähnten US-Patent 3.668.672 beschrieben,
weisen die Nachteile von Reibung, geringer Verläßlichkeit und hoher Kosten
auf. Es ist möglich,
den Rotor durch Kontakt mit dem geerdeten Codierergehäuse durch
eine Welle, woran der Rotor befestigt ist, zu erden, wie in dem
oben erwähnten
US-Patent 3.732.553 beschrieben, jedoch weist diese Herangehensweise
zwei ernsthafte Nachteile auf:
- 1. Ein unzuverlässiger Erdkontakt
mit dem Rotor kann vom Aufbau eines Schmiermittelfilms an Wellenlagern
herrühren.
- 2. Elektrisches Rauschen am Gehäuse wird auf den Rotor übertragen
und wird an den Empfänger gekoppelt.
-
3C illustriert einen Codierer 94 vom
Typ 4, der ähnlich
Typ 3 ist, außer
dass beide Seiten des Rotors 76 mit leitenden Beschichtungen 96 beziehungsweise 98 beschichtet
sind, die elektrisch miteinander verbunden, jedoch ansonsten schwebend sind.
Wenn die Beschichtungen mit einem Muster versehen sind, dann dient
der Rotor als eine winkelabhängige
Kopplungsbrücke
zwischen den Transmitterplatten 78 und 80 und
der Empfängerplatte 82.
In der Technik bekannte Codierer vom Typ 4 sind in den oben erwähnten US-Patenten
3.845.377, 3.312.892, 4.092.579, 4.851.835, 4.238.781 und 4.788.546
beschrieben.
-
3D illustriert einen Codierer 100 vom Typ
5, der als eine "Umklapp"-Version von Typ
4 betrachtet werden kann. Bei diesem Typ sind die Transmitterplatten 78 und 80 und
die Empfängerplatte 82 auf
einem gemeinsamen stationären
Substrat 73 eines Einzelstators 102 an einer Seite
des Rotors 76 angebracht. Ein leitendes Muster 104 auf
dem Rotor wird von den Transmitterplatten erregt und koppelt zurück zur Empfängerplatte.
Das Ausgangssignal von der Empfängerplatte
ist proportional zu der variablen gegenseitigen Kapazitanz zwischen
dem Rotor und dem Stator. In der Technik bekannte Codierer vom Typ
5 sind in den oben erwähnten
US-Patenten 3.961.318 und 4.429.307 beschrieben.
-
3E illustriert einen Codierer
110 vom
Typ 6, der im Wesentlichen eine symmetrische Version des Codierers
100 vom
Typ 5 ist. Der Codierer
110 enthält miteinander verbundene identische
Statorelemente
112, eines an jeder Seite des Rotors
76,
der ein leitendes Muster
114 an seinen beiden Seiten aufweist.
In der Technik bekannte Codierer vom Typ 6 sind sowohl in dem oben
erwähnten
US-Patent 4.788.546
als auch in der deutschen Patentanmeldung
DE 37 11 062 und der britischen Patentanmeldung
GB 2 176 013 beschrieben.
Aufgrund ihrer Symmetrie ist diese Konfiguration weniger empfindlich
gegenüber
Kippfehlern des Rotors in Bezug zur Rotationsachse als dies Typ
5 ist.
-
ERWÄGUNGEN ZU
CFRAAE-KONSTRUKTION UND ELEKTROSTATISCHER ABSCHIRMUNG
-
4 ist
eine Teilschnittdarstellung eines kapazitiven Vollrotations-Absolutwinkelcodierers (CFRAAE) 140 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Codierer 140 enthält zwei
im allgemeinen planare Statoren 141 und 142 und
einen planaren Rotor 148, die vorzugsweise aus gedruckten
Schaltplatten hergestellt sind. Der Codierer ist in einem Gehäuse 139 untergebracht,
das aus einer kurzen zylindrischen Umhüllung 143 und einer
Abdeckung 144 besteht, die vorzugsweise durch Einrasten
verbunden sind. Das Gehäuse
ist vorzugsweise aus Kunststoff, wie etwa Polycarbonat, spritzgegossen.
Alternativ kann es aus Metall gefertigt sein. Die Statoren 141 und 142 sind
mittels eines elektrisch leitenden Distanzrings 145 getrennt,
der auch als Teil einer elektrischen Abschirmung für den Codierer
dient, wie hierin nachstehend weiter beschrieben.
-
Der
Stator 141 umfasst vorzugsweise eine mehrlagige gedruckte
Leiterplatte, worauf Verarbeitungsschalttechnik 138 montiert
ist. Ein Teilbereich 146 der Platte des Stators 141 erstreckt
sich außerhalb
des Gehäuses 139,
um als eine Anschlussplatte zu dienen. Der Stator 142 weist
darauf ein elektrisch leitendes Gebiet auf, das als elektrostatischer
Feldtransmitter dient, und der Stator 141 weist ein entsprechendes
Gebiet auf, das als der Empfänger dient.
Die Statoren sind elektrisch miteinander verbunden mittels eines
kommerziell als "Zebra" bekannten Elastomer-Richtungsleiters 147,
der die Verbindung zwischen den Statoren unter angelegtem Druck,
wenn das Gehäuse 139 geschlossen
ist, bildet und kein Löten
erfordert.
-
Der
Rotor 148, der vorzugsweise von der schematisch in 19 illustrierten Form ist, weist eine axiale Verlängerung 149 mit
einer zentralen Öffnung
zum direkten Montieren an einer Wirtwelle 150 mittels eines
Klemmrings 151 auf. Dieses Hohlwellenbefestigungsschema
hat die Vorteile von Einfachheit und Kompaktheit. Eine Umfangsnut 155 nimmt Montageschrauben
(nicht dargestellt) auf, die das Gehäuse 139 auf eine in
der Technik als Servogestell bekannte Weise halten. Eine innere
leitende Manschette 152 (zusammen mit einer optionsweisen äußeren Manschette 153,
dargestellt in 6) dient zur Erzeugung eines
Labyrinths 137. Das Labyrinth ist mit einer leitenden Beschichtung 154 innerhalb
des Gehäuses 139 gekoppelt,
um eine elektrische Abschirmung des Raums, der den Rotor 148 enthält, und
der Schalttechnik 138 zu verschaffen, wie hierin nachfolgend
weiter detailliert ausgeführt.
Die Abschirmung schützt
den Codierer sowohl vor äußerer elektrischer
Interferenz, als auch vor Interferenz, die anderweitig das Gehäuse mittels
der Welle 150 durchdringen könnte. Wenn das Gehäuse 139 aus Metall
hergestellt ist, so ist die leitende Beschichtung 154 vorzugsweise
durch eine nichtleitende Zwischenlage (nicht dargestellt) von dem
Gehäuse
getrennt.
-
Die
einfache Hohlwellenkonstruktion des Codierers 140 wird
durch die von der vorliegenden Erfindung verschaffte hohe mechanische
Montagefehlertoleranz ermöglicht,
wie hierin nachfolgend weiter beschrieben, was besonders signifikant
ist, wenn der Codierer 140 ein Mehrfachpol-CFRAAE ist.
Im Gegensatz dazu erfordert das Anwenden des Hohlwellenkonzepts
auf optische Codierer nicht nur innere Lager, um die radiale Ausrichtung
zwischen Rotor und Stator zu bewahren, sondern auch das Montieren
des kompletten Codierergehäuses
auf einem flexiblen Montagegestell, um mechanische Fehlausrichtung
zwischen der Hohlwelle des Codierers und der Wirtwelle, worauf er
montiert ist, zu absorbieren. Ein typischer optischer Codierer dieses
Typs ist das Modell HS35 Sealed Hollowshaft, produziert von Danaher
Controls aus Gurnee, Illinois.
-
Ein
anderer Vorteil der Gestaltung von Codierer 140, der sich
aus der Toleranz gegenüber
mechanischen Montagefehlern ergibt, ist, dass ein einziger CFRAAE
dieses Typs für
einen breiten Bereich von Wellendurchmessern verwendet werden kann. Dies
wird erreicht, indem die zentrale Öffnung des Rotors 148 so groß wie möglich gemacht
und ein Satz von Adaptern (nicht dargestellt) zur Montage an Wellen
mit kleineren Durchmessern eingesetzt wird. Der Codierer 140 kann
auch mit einer integralen Welle und Lagern produziert werden, um
eine kleinstmögliche
Falschausrichtung zwischen Rotor und Stator sicherzustellen, wenn
eine sehr hohe Präzision benötigt wird.
-
5 illustriert
einen Codierer 160 in Übereinstimmung
mit einer alternativen bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Die Konstruktion des Codierers 160 ist auf Prinzipien basiert,
die ähnlich
denen des Codierers 140 sind, jedoch umfasst der Codierer
nur eine einzige Statorplatte 162. Diese Variation ist
insbesondere für
Codierer vom Typ 5 nützlich,
wie in 3D illustriert. Eine leitende
Beschichtung 156 innerhalb des Gehäuses 139 des Codierers 160 schirmt
den Rotor 148 ab, wobei es den Platz der durch die Statorplatte 142 im
Codierer 140 verschafften Abschirmung einnimmt. In einer
anderen elektrischen Konfiguration des Codierers 160 kann
die Beschichtung 156 einen Abschnitt enthalten, der als
Transmitterplatten dient, statt eine geerdete, durchlaufende Beschichtung
zu sein. In beiden Fällen
ist die Beschichtung mittels eines Zebra-Verbindungsstücks mit
der Platte 162 verbunden.
-
Codierer
mit den in den 4 und 5 dargestellten
Konfigurationen sind vom Erfinder produziert worden. Diese Codierer
haben typischerweise einen Außendurchmesser
von 57 mm und können Wellendurchmesser
von bis zu 12 mm aufnehmen. Der Rotor 148 ist typischerweise
dazu entworfen, 32 Polpaare zu enthalten. Die so erhaltene Auflösung ist 20
Bit (etwa 1/1000 eines Grades), und die Genauigkeit, ohne Fehlermodellieren,
beträgt
16 Bit (etwa 1/100 eines Grades). Die Leistungsaufnahme beträgt etwa
20 mW. Einzelheiten dessen, wie diese Spezifikationen erzielt werden,
sind hierin nachfolgend beschrieben.
-
Obwohl
hierin beschriebene bevorzugte Ausführungen sich auf Codierer beziehen,
wobei Stator und Rotor im allgemeinen planar sind (und somit unter
Verwendung von Photolithografieprozessen vorteilhaft hergestellt
werden können),
versteht es sich, dass die Prinzipien der vorliegenden Erfindung gleichermaßen auf
kapazitive Codierer mit anderer Geometrie angewandt werden können. Beispielsweise
umfasst ein CFRAAE in einer alternativen Ausführung der Erfindung, die in
den Figuren nicht dargestellt ist, einen zylindrischen Rotor und
Stator.
-
Die
Notwendigkeit, die Empfängerplatte
vor kapazitiv gekoppelter Interferenz zu schützen, ist in der Technik bekannt,
jedoch sind bestehende CFRAAE-Vorrichtungen daran gescheitert, einen ausreichend
effizienten Schutz zu verschaffen. Beispiele der mechanischen Konstruktion
kapazitiver Codierer des Standes der Technik sind in den im Hintergrund
der Erfindung zitierten Referenzen dargestellt. In all diesen Beispielen
dient das aus Metall hergestellte mechanische Gehäuse auch
als elektrostatische Abschirmung, die an die Signalerde geerdet
ist. Die tatsächliche
Effizienz dieses Schutzes ist jedoch begrenzt, da das mechanische
Umfeld, worin der Codierer betrieben wird, gleichermaßen an dasselbe
Signalerdepotential angeschlossen ist. In typischen Anwendungen,
wobei der Codierer an die Welle eines Elektromotors gekoppelt ist
(und insbesondere, wenn er innerhalb des Motorgehäuses montiert ist),
werden die Codiererausgangssignale als Ergebnis von Erdungsströmen verunreinigt
sein. Dies ist ein besonders ernstes Problem, wenn eine Schaltstromzufuhr
verwendet wird, wie bei bürstenlosen vektorgesteuerten
Gleichstrom- oder Wechselstrommotoren.
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Ein
weiteres, in der Technik nicht anerkanntes Problem, ist durch die
Welle in den Codierer gekoppelte Interferenz. Da die Welle im allgemeinen aus
Metall hergestellt ist und durch den angenommenerweise geschützten Innenraum
des Codierers verläuft,
wird jedes Geräusch
an der Welle an die Empfängerplatte
gekoppelt. wiederum ist diese Situation am ernstesten, wenn der
Codierer eine gemeinsame Welle mit einem Schaltmodusmotor teilt.
Das Problem wird über
bestimmten Wellengeschwindigkeiten erschwert, da ein Schmiermittelfilm
sich auf Kugellagern aufbaut und regellos die elektrische Kontinuität zwischen
dem Rotor und dem Gehäuse unterbricht.
Eigentlich werden der Rotor und die Welle elektrisch schwebend und
dienen als eine Kapazitätsbrücke, die
Geräusch
von den Wicklungen des Motorstators zur Empfängerplatte des Codierers koppelt.
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6 ist
eine schematische Schnittdarstellung des Codierers 140,
die Einzelheiten eines elektrostatischen Schutzschemas in Übereinstimmung mit
einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt. Es wird gezeigt, dass die Statoren 141 und 142 gedruckte
Leiterplattensubstrate 168 und 169 umfassen, worauf
eine Empfängerplatte 170 beziehungsweise
Transmitterplatten 172 aufgalvanisiert sind. Der Rotor 148 weist
ein elektrisch aktives Muster auf, d.h. eines, das die Kapazitanz
zwischen den Transmitter- und Empfängerplatten ändert. Vorzugsweise,
jedoch nicht unbedingt, umfasst der Rotor ein gedrucktes Leiterplattensubstrat,
worauf leitende Teile aufgalvanisiert sind, um das Muster zu bilden.
Sowohl die Statoren, der Rotor und Luftspalte dazwischen, als auch
zumindest ein Teil der Verarbeitungsschalttechnik 138,
hauptsächlich
der Empfänger-Vorverstärker, sind
durch eine elektrostatische Abschirmung 173 geschützt. Diese
Abschirmung umfasst die leitende innere Schicht 154, den leitenden
Ring 145, der die zwei Statoren 141 und 142 trennt,
und das Labyrinth 137, einschließlich der Manschetten 152 und 153,
was effizient die kapazitive Kopplung von der Welle 150 zu
der Zone innerhalb der Abschirmung blockiert, jedoch noch stets das
mechanische Koppeln zwischen Welle und Rotor 148 ermöglicht.
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Sowohl
das Codierergehäuse 139 (in 4 dargestellt),
als auch die Welle 150 sind elektrisch neutral und können jedes
Potential annehmen. Anders als in der Technik bekannte Codierer
dient das Gehäuse
keiner elektrischen Funktion und kann wirtschaftlicherweise aus
Kunststoff hergestellt werden. Eine Abschirmung 166 über der
Schalttechnik 138 umfasst vorzugsweise eine leitende Beschichtung
an der Innenseite des Gehäuses,
die gemeinsam mit der Abschirmung 173 geerdet ist. Die
Erdverbindung mit der Abschirmung 166 kann durch Kontakt
mit der gedruckten Leiterplattenerde von Stator 141 oder
durch ein flexibles Blatt (nicht dargestellt) erhalten werden. Alternativ
kann die Abschirmung 166 aus Metallblech hergestellt werden.
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Da
die Abschirmung 173 auch Transmitterplatten 172 enthält, schränkt sie
deren elektrisches Feld ein und eliminiert das Ausstrahlen potentieller Interferenz
außerhalb
des Codierers 140. Obwohl die Platten 172 weder
geerdet noch auf irgendeinem anderen festen Potential sind, dienen
sie als ein Teil der Umhüllung,
die den Rotorraum innerhalb des Codierers schützt. Erwägungen in Bezug auf Abschirmungen,
die auf anderen Potentialen als dem Erdungspotential gehalten werden,
sind in einem Artikel mit dem Titel "Application of Capacitance Techniques
in Sensor Design" (Anwendung
von Kapazitanztechniken bei der Sensorgestaltung) von Heerens, im
Journal of Physics E: Scientific Instrumentation 19 (1986), S. 897–906 beschrieben.
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Zusammenfassend
gesagt, sind die internen Elemente des Codierers 140 von
der Umgebung bidirektional mittels eines Schemas isoliert, das mehrere einzigartige
Eigenschaften aufweist:
- 1. Eine zweckbestimmte
Abschirmung 173 wird unabhängig von dem mechanischen Gehäuse eingesetzt.
- 2. Die Abschirmung verschafft einen Schutz in alle Richtungen
und ermöglicht
dennoch eine Rotationskopplung an den darin befindlichen Rotor.
- 3. Die Abschirmung umfasst mehrere Bestandteile, einschließlich leitender
Schichten 165 auf für den
Codierer verwendeten gedruckten Leiterplattensubstraten 168 und 169.
- 4. Manche Bestandteile der Abschirmung, wie etwa die Transmitterplatten,
sind nicht unbedingt auf einem festen Potential.
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VIRTUELLE
ERDUNG DES ROTORS
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Obwohl
Codierer mit geerdetem Rotor (vom Typ 3) eine Anzahl von Vorteilen
aufweisen, erfordern alle solche in der Technik bekannten Codierer
das Anlegen des Erdungspotentials an den Rotor durch physikalischen
Kontakt, mit einer Anzahl damit zusammenhängender Nachteile, wie im 'Hintergrund der Erfindung' beschrieben.
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7 ist
eine schematische Explosionsdarstellung eines kapazitiven Codierers 188,
wobei eine leitende Beschichtung 195 auf einem Rotor 194 effektiv
(oder virtuell) geerdet ist, ohne tatsächlich an irgendein nicht-rotierendes
Element elektrisch angeschlossen zu sein, in Übereinstimmung mit einer bevorzugten
Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Die Beschichtung 195 bildet
ein Muster auf der Oberfläche
des Rotors 194. Für
die Zwecke dieser Ausführung
reicht es aus, dass das beschichtete Muster auf einem festen Potential
gehalten wird – nicht
notwendigerweise geerdet, oder jedem anderen spezifischen Gleichstrompotential.
Im Wesentlichen reicht es aus, dass das Muster die kapazitive Wechselwirkung
zwischen den Statoren 191 und 196 auf der Frequenz
der elektrischen Erregung blockiert, die an den Transmitterstator 191 angelegt
wird. Obwohl der Codierer 188 als Einzelpolcodierer dargestellt
ist, könnte
jede beliebige Anzahl von Polen verwendet werden.
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Der
Transmitterstator 191 enthält vier Transmitterplatten 192,
die mit A, B, C und D bezeichnet sind. Die Platten werden durch
jeweilige Erregerspannungen erregt, wie hierin vorangehend beschrieben,
und wirken kapazitiv mit einer ringförmigen Platte 197 am
Empfängerstator 196 und
mit dem leitenden Muster 195 am Rotor 194 zusammen.
Solange das Muster 195 geerdet ist oder anderweitig auf
einem festen Potential gehalten wird, blockiert es selektiv die
Wechselwirkung der Wechselstromerregung der vier Transmitterplatten
mit einer Empfängerplatte 196 in
den von dem Muster beschatteten Gebieten.
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Das
Muster 195 wird mittels eines Verstärkers 182, der zwischen
einer zusätzlichen
ringförmigen
Platte 198 am Stator 196 und einer zusätzlichen Transmitterplatte 190 am
Stator 191 gekoppelt ist, auf dem festen Potential gehalten.
In dem Umfang, in dem das Muster 195 elektrisch schwebend
ist, nimmt es in Übereinstimmung
mit seiner momentanen Position ein Wechselstrompotential von den
Transmitterplatten 192 auf. Dieses Wechselstrompotential
wirkt mit der Platte 198 zusammen, um eine Spannung zu erzeugen,
die vom Verstärker 182 verstärkt und
umgekehrt wird. Die resultierende Spannung VO2 wird
an die Platte 190 angelegt, um die Spannung an der Platte 198 mittels
kapazitiver Kopplung durch das leitende Muster 195 zu verringern.
Die Geometrie des Codierers 188 ist derart, dass die Platte 198 nur
dem Rotormuster 195 gegenüberliegt und von den Transmitterplatten 192 und 190 verborgen
ist. Als Ergebnis des Betriebs des Verstärkers 182 werden die
Wechselstromspannungen an der Platte 198 und am Muster 195 im
Wesentlichen aufgehoben. Das Muster wird somit auf einem festen
Potential gehalten und dient als ein Schirm, der selektiv die kapazitive
Kopplung von den Transmitterplatten 192 zur Empfängerplatte 197 blockiert.
Die Ausgangsspannung VO1 am Ausgang eines
mit der Empfängerplatte 197 gekoppelten
Ladungsverstärkers 180 wird
daher die in den nicht beschatteten Teilen der Platte 197 induzierte Ladung
reflektieren, wie erforderlich.
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SIGNALKONDITIONIERUNG
-
8 ist
ein schematisches Schaltbild eines Signalkonditionierungsschaltkreises 200 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Schaltkreis 200 ist zur
Verwendung mit einem Einzelgeschwindigkeits-CFRAAE geeignet, d.h.
einem Codierer, der nur ein Paar von Ausgangssignalen ergibt, im
Gegensatz zu hierin nachfolgend beschriebenen Ausführungen mit
Mehrfachgeschwindigkeiten, die zwei Paare (grob und fein) von Ausgangsleistungen
haben. Der Schaltkreis 200 stellt beispielhaft ein synchrones
Detektionsverfahren zur Verwendung mit Phasen-/Quadraturerregung
(PQE) des Codierers dar, das auch bequem zur Verwendung bei Mehrfachgeschwindigkeiten-Codierertypen
angepasst werden kann.
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Der
Schaltkreis 200 wird vorzugsweise mit einem Transmitterstator
mit vier Quadranten verwendet, wie etwa dem in 2 gezeigten
Stator 52. Die elektrische Kopplung zwischen den Quadranten
und der Stator-Empfängerplatte
ist durch jeweilige variable Kapazitanzen 206 bis 209 dargestellt,
die durch Vier-Phasen-Wechselstromquellen 202 bis 205 erregt
werden, die typischerweise 10 kHz-Rechteckwellen in gegenseitiger
Quadratur vorsehen. Ein Ladungsverstärker 210 verstärkt alle
vier Kanäle
gemeinsam. Die Verstärkerausgangsleistung
wird zu zwei identischen Kanälen
geleitet, um jeweilige Sinus- und Cosinusausgangsleistungen zu verschaffen.
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Jeder
Kanal enthält
einen Synchrondetektor 211 oder 212 und einen
Tiefpassfilter 213 oder 214. Der Synchrondetektor 211 wird
durch ein in Phase befindliches Referenzsignal von der Quelle 202 gespeist,
und seine Ausgangsleistung wird vom Tiefpassfilter 213 gefiltert,
um das Sinussignal zu verschaffen. Der Synchrondetektor 212 wird
von einem Quadratur-Referenzsignal
von der Quelle 203 gespeist, und seine Ausgangsleistung
wird vom Tiefpassfilter 214 gefiltert, um das Cosinussignal
zu verschaffen. Die Sinus- und Cosinussignale werden vorzugsweise
digitalisiert und durch einen Mikrocomputer oder einen digitalen
Signalprozessor (in den Figuren nicht dargestellt) verarbeitet,
wie dies in der Technik bekannt ist. Die Verarbeitung umfasst typischerweise
einen Divisionsvorgang zur Erhaltung des Tangens des Drehwinkels,
und der Winkel selbst wird dann durch algebraische Berechnung oder
mittels einer Tabelle abgeleitet.
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Ein
Vorteil dieses Signalverarbeitungsschemas, außer seiner Einfachheit, ist,
dass die Verstärkung
aller vier Kanäle
nahezu dieselbe ist, ungeachtet der Toleranzen in den Elektronikkomponenten. Außerdem ist
der Wechselstromversatz an den Ausgangsleistungen niedrig, was entscheidend
ist, um Fehler in dem errechneten Ausgangswinkel zu minimieren.
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Die
PQE-Herangehensweise von Schaltkreis
200, mit synchroner
Sinus- und Cosinusdetektion, ist in der Technik kapazitiver Codierer
unbekannt. Obwohl die oben angeführte
deutsche Patentanmeldung
DE 37
11 062 auch PQE mit einem gemeinsamen Ladungsverstärker nutzt,
wird die Ladungsverstärkerausgangsleistung
dann abgetastet, statt synchron demoduliert, wie in der vorliegenden
Erfindung. Synchrondetektoren
211 und
213 sind
funktionell gleich zu analogen Multiplikatoren, gespeist durch eine
Eingangsspannung vom Verstärker
210 und
durch die jeweiligen Referenz-Rechteckwellen. Die Tiefpassfilter
213 und
214 erzielen
einen Durchschnitt des Ausgangssignals über eine zuvor festgelegte
Bandbreite. Der gesamte Vorgang ist äquivalent zu einer Fourieranalyse,
in dem Sinn, dass die Ausgangsspannung proportional dem Gesamtenergiegehalt
der Eingangsspannung in Phase mit der Referenzfrequenz ist. Der
Störabstand
an den Sinus- und Cosinusausgangsleistungen bei in der Technik bekannten
Codierern, wie hierin vorangehend beschrieben, ist proportional
der Quadratwurzel von t/T, wobei T die Periode der Referenz-Rechteckwelle
und t die Öffnungszeit
der Abtastung ist, die unweigerlich viel kürzer ist als T. Synchrondetektion
verschafft gegenüber
Zeitabtastung einen weit überlegenen Störabstand,
da ihre Ausgangsleistung im Wesentlichen der Durchschnittswert vieler
Abtastungen über die
Periode T ist.
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9 ist
ein schematisches Schaltbild, das eine Verwirklichung des Schaltkreises 200 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt. U1 dient
als Eingangsladungsverstärker 210,
der U2 speist, der ein Spannungswechselrichter
mit einer Verstärkung
von –R3/R2 ist, wobei im
Wesentlichen R2 = R3.
U1 kann jeden geeigneten Typ diskreten oder
integrierten FET-Eingangsfunktionsverstärkers umfassen. U2 ist ein
Allgemeinzweck-Funktionsverstärker.
U3 ist ein analoger Niederlast-Injektionsschalter,
wie etwa ein MAX 393, hergestellt von Maxim Integrated
Products aus Sunnyvale, Kalifornien. U3 wählt entweder
die Ausgangsleistung von U1 oder U2, wie von den Rechteckwellenpulsen Sync1
oder Sync2 von den Quellen 202 beziehungsweise 203 befohlen.
Die resultierenden zwei Ausgangsleistungen werden tiefpassgefiltert,
vorzugsweise durch jeweilige Sallen-and-Key-Aktivfilter dritter
Klasse, die in der Technik wohlbekannt sind, wobei jeder drei Widerstände, drei
Kondensatoren und einen Spannungsfolger enthält. Ein solcher Filter hat
auf Niederfrequenzen eine Einheitenverstärkung, ungeachtet der Toleranzen
der passiven Komponenten. Die Verstärker U4 und
U5 können
beliebige Funktionsverstärker
mit niedrigem Eingabeversatz und niedrigem Vormagnetisierungsstrom
sein. Ein alternativer Typ Tiefpassfilter, der die erwünschte,
stabile Einheitenverstärkung
bereitstellt, ist der Null-Wechselstrom-Versatz-geschaltete Kondensatortyp,
ebenfalls wohlbekannt in der Technik.
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Die
Verstärkungen
der Sinus- und Cosinus-Verarbeitungskanäle sind
also nahezu dieselben, da sie U1 und U2 miteinander teilen und sehr unempfindlich
für Schaltwiderstand
in U3 sind. Insgesamt nutzen die zwei Kanäle gemeinsam
dieselben Elektronikkomponenten, außer den Tiefpassfiltern 213 und 214,
die jedoch eine Einheitenverstärkung haben.
Die eigentlichen Signalverstärkungen
können variieren,
hauptsächlich
aufgrund von Variationen in dem dem Verstärker 210 zugeordneten
Kondensator C1. Da der gemessene Winkel
jedoch auf dem Verhältnis
der zwei Ausgangsleistungen berechnet wird, ist die Verstärkungsschwankung
in beiden Kanälen dieselbe
und werden keine präzisen
oder stabilen Komponenten benötigt.
Die Leistung dieses Signalverarbeitungsverfahrens ist sehr gut.
Beispielsweise wurde festgestellt, dass eine 12-Bit-Analog-/Digital-Umwandlung
der Ausgangssignale einer Version mit 32 Polpaaren eine Winkelauflösung von
19 Bit über
eine Bandbreite von 10 kHz verschaffte.
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Aufgrund
der Einfachheit des Schaltkreises 200, insbesondere in
Vergleich zu in der Technik bekannter kapazitiver Positionscodierschalttechnik,
ist es möglich,
die diskreten Schaltkreiselemente auf derselben gedruckten Leiterplatte
zu montieren, die für
den Empfängerstator
verwendet wird, beispielsweise auf dem in 6 gezeigten
Substrat 141. In dieser Ausführung ist die Leiterplatte
vorzugsweise eine vierlagige gedruckte Leiterplatte, mit zwei Signalschichten
zusätzlich
zur Abschirmungslage 154 und der Empfängerplatte 170. Bei
der Gestaltung dieser Schichten sollte darauf geachtet werden, dass der
Abstand zwischen den Erregungs- und Signalleitern maximalisiert
wird.
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10 ist eine schematische Explosionsdarstellung,
die einen kapazitiven Drehwinkelcodierer 230 und diesem
zugeordnete Signalverarbeitungsschalttechnik illustriert, wobei
der Codierer und die Schalttechnik entworfen sind, um einen klassischen drahtgewickelten
Resolver zu emulieren, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Codierer 230 soll als einspringender
Ersatz für
einen Einzelpolpaarresolver dienen, d.h., um das Eingangs- und Ausgangsverhalten
des Resolvers zu emulieren, während
er weitaus einfacher ist und verringerte Herstellungskosten hat. Da
der Resolver ein passives Element ist – im Wesentlichen ein variabler
Transformator mit einer Wechselstromeingangs- und einer Wechselstromausgangsleistung,
während
kapazitive Codierer aktive Elemente mit Signalverarbeitungsschalttechnik sind,
enthält
der Codierer 230 einen Gleichrichtschaltkreis 245,
der eine Wechselstromeingangsspannung in Plus- und Minus-Gleichstromzufuhrspannungen
zum Speisen der elektronischen Schalttechnik umwandelt.
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Der
Codierer 230 empfängt
Energie von einer Spannungsquelle 244, die eine Eingabe-Wechselstrom-Trägerspannung
umfasst, typischerweise 7 V quadratischer Mittelwert auf 7,5 kHz,
wie dies üblicherweise
für in
der Technik bekannte Resolver verwendet wird. Diese Spannung wird
an den Gleichrichtschaltkreis 245 angelegt, der den Schaltkreiselementen
die Plus- und Minus-Wechselspannungen +Vcc und –Vcc zuführt. Vorzugsweise umfasst die Spannungsquelle 244 einen
Zweispannungsverdoppler, wie in der Technik bekannt, obwohl gleichermaßen jeder
andere geeignete Wechselstrom-/Gleichstromumwandlungsschaltkreis
verwendet werden kann. Der Rotor 174 ist vorzugsweise virtuell
geerdet, wie hierin vorangehend unter Bezug auf 7 beschrieben.
Alternativ kann der Rotor elektrisch schwebend sein, wie in einem
Codierer vom Typ 2 oder Typ 4. Wird ein CFRAAE vom Typ 4 verwendet,
so ist das Rotormuster vorzugsweise segmentiert, um die Empfindlichkeit
gegenüber
Rotorkippung zu verringern, wie hierin nachstehend beschrieben.
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Der
Codierer selbst umfasst einen Transmitterstator 240, einen
Empfängerstator 248 und
den Rotor 174. Der Transmitterstator 240 umfasst
eine Transmitterplatte 241, zusammen mit der virtuell geerdeten
Zusatzplatte 170. Der Empfängerstator 248 hat
vier Empfängerquadrantenplatten 247,
die mit A, B, C und D bezeichnet sind, zusammen mit der virtuell
geerdeten Zusatzplatte 178, die mittels des virtuell erdenden
Rahmenverstärkers 182 mit
der Platte 170 gekoppelt sind. Die vier Empfängerquadrantenplatten
sind jeweils mit vier Ladungsverstärkern 250, 251, 252 und 253 verbunden,
die entsprechende Wechselstromausgangs-spannungen Va, Vb, Vc und Vd
erzeugen. Die Amplituden der Spannungen Va–Vc und Vb–Vd, die jeweils mittels Differentialverstärkern 254 und 255 erzeugt
werden, sind proportional zu dem Sinus und Cosinus des Drehwinkels,
wie bei einem induktiven Resolver.
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Der
Erfinder stellte fest, dass der Codierer 230, wenn er über einer
bestimmten Geschwindigkeit rotiert wird, unter einem Problem leidet,
das sich als den Ausgangssignalen hinzuaddiertes Zufallsrauschen
manifestiert. Die Hauptspektrumkomponente des Rauschens ist an der
Rotationsfrequenz – typischerweise
50 bis 100 Hz. Die Quelle des Problems wurde zurückverfolgt auf am Rotor 174 aufgrund
von Luftreibung angesammelte elektrostatische Ladung. Diese Ladung
kann sich nicht verteilen, da der Rotor nicht elektrisch geerdet
ist. Da die Ladung zufallsverteilt auf der Rotoroberfläche ausgebreitet
ist, induziert sie ungleiche Spannungen an den Empfängerplatten 247,
die als Ausgangsrauschen auftreten. Die Lösung für dieses Problem ist das Hinzufügen von zwei
Bandpassfiltern (nicht dargestellt), die auf die Erregungsfrequenz
zentriert sind, in Serienschaltung mit den Verstärkern 254 und 255.
Da die Erregungsfrequenz viel höher
als die Rotationsfrequenz ist, wird keine hohe Selektivität benötigt und
können
die Bandpassfilter einfache Wien-Brückennetze sein. Da der Codierer 230 vier
getrennte Signalkanäle
hat, anders als in dem hierin voranstehend beschriebenen PQE-Schema,
und das Zusammenpassen der Verstärkung
der Kanäle
nicht garantiert ist, wird in der Produktion eine Verstärkungsentzerrung
benötigt,
typischerweise durch Einstellen der Widerstände.
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MEHRFACHGESCHWINDIGKEITSCODIERER
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Einzelpolpaar-CFRAAEs
sind in ihrer Genauigkeit begrenzt, und insbesondere die vom Typ
5 sind sehr empfindlich gegenüber
Kippen des Rotors relativ zum Stator. Mehrfachpolpaar-Codierer sind
im Prinzip präziser
und viel weniger empfindlich gegenüber mechanischen Ungenauigkeiten,
da über
die Mehrfachpole ein Durchschnitt ihrer Ausgangssignale gebildet
wird. Sie verschaffen jedoch keine absolute Positionsablesung, es
sei denn mit einem Einzelpolpaarcodierer kombiniert, wie nachstehend
ausgeführt.
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Obwohl
einfachheitshalber die in den 7–10 gezeigten
Codierer Einzelpolpaartypen sind, können die darin verkörperten
Prinzipien gleichermaßen
auf Mehrfachpol- und Mehrfachgeschwindigkeitscodierer angewendet
werden. Im Kontext der vorliegenden Patentanmeldung ist ein Mehrfachgeschwindigkeitscodierer
als ein Codierer definiert, der sowohl variable Einzelpol- als auch
Mehrfachpolkapazitanzen enthält.
Die Einzelpolkapazitanz dient als ein Grobkanal, dessen Ausgangssignale
sich ein Mal per Umdrehung wiederholen, während die feinen Kanalsignale
sich mehrmals per Umdrehung wiederholen. Durch Kombinieren von Grob- und
Feinablesungen ist es möglich,
eine unzweideutige Rotorposition mit hoher Genauigkeit und Auflösung zu
erhalten.
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Die 11A und 11B sind
jeweils Drauf sichten eines leitenden Mehrfachpolmusters an einem
Rotor 260 und von Transmitterplatten an einem Stator 270 eines
kapazitiven Mehrfachwinkelcodierers vom Typ 5, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Zwecks Einfachheit der Darstellung sind
die Grobkanalplatten und Koppelplatten an sowohl Stator als auch
Rotor in den Figuren nicht dargestellt. Dieser Codierer mit seinem
Einzelstator 27 ist äquivalent
zu einem Achtpolresolver. Der Rotor 260 enthält acht
sinusförmige
Zyklen. Der Stator 270 enthält 32 Transmitterplatten 272.
Jede vierte Platte ist mit einer gemeinsamen Erregungsspannungsleitung
V1 bis einschließlich V4 verbunden.
Die vier Erregungsspannungen sind in gegenseitiger Quadratur.
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Mehrfachgeschwindigkeits-CFRAAEs
vom Typ 5, die für
beide Kanäle
einen Einzelstator und einen Einzelrotor einsetzen, sind im Stand
der Technik nicht vorgeschlagen worden, vielleicht weil die gegenseitige
Interferenz zwischen den zwei Kanälen sie in der Vergangenheit
unpraktisch gemacht hat. Diese Konfiguration wird in dem oben erwähnten Artikel
von Arnold und Heddergott ausdrücklich
abgelehnt.
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11C ist eine Draufsicht eines unterschiedlichen
leitenden Musters an einem Rotor 262, der eine negative
Version von Rotor 260 ist, in Übereinstimmung mit einer bevorzugten
Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Rotor 262 ist äquivalent zum
Rotor 260, außer
dass die Signalpolarität
des Codierers entgegengesetzt sein wird.
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Die 12A und 12B sind
jeweils Draufsichten von Leiterplatten an einem Stator 300 und
einem Rotor 310 eines (Einzelstator)-Zwei-Geschwindigkeiten-Codierers
vom Typ 5 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Stator 300 umfasst Feintransmitterplatten 313,
Grobtransmitterplatten 314 und eine Empfängerplatte 312.
Der Rotor 310 umfasst die Feinmusterplatte 317,
die Grobmusterplatte 315 und eine Kopplungsplatte 316 gegenüber der Empfängerplatte 312.
Alle Rotorplatten sind miteinander verbunden. Die Trennung zwischen
den Platten 315 und 316 ist unnötig und
wird nur zu Illustrationszwecken gezeigt. Es wird angemerkt, dass
sowohl die Grob- als auch Feinmuster am Rotor 310 reibungslos
variieren, ohne scharfe Grenzpunkte, anders als in der Technik bekannte
Mehrgeschwindigkeitsrotoren. Folglich wird, wenn die Signale vom Stator 300 durch
Schalttechnik verarbeitet werden, wie hierin nachstehend beschrieben,
der Codierer glatte, saubere sinusförmige Ausgangsleistungen ergeben,
im Wesentlichen ohne Verzerrungen, die die Genauigkeit der Winkelmessung
verringern könnten.
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12C ist eine Draufsicht von Leiterplatten an einem
Rotor 320, in Übereinstimmung
mit einer alternativen Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Rotor 320 ist funktionell
gleichartig zu dem Rotor 310 und kann statt diesem eingesetzt
werden. Er unterscheidet sich darin, dass er eine Feinmusterplatte 318 aufweist,
die das "Negativ" der Platte 317 ist,
wie oben beschrieben.
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13 ist ein schematisches Diagramm eines Signalkonditionierungsschaltkreises 330 zur
Verwendung bei einem Zweigeschwindigkeitencodierer in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Schaltkreis 330 verwendet eine
PQE-Herangehensweise, die im Wesentlichen gleichartig zu der hierin
vorangehend in Bezug auf Schaltkreis 200 beschriebenen,
jedoch mit getrennten Grobverarbeitungskanälen 328 und Feinverarbeitungskanälen 329 ist.
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Die
variablen Grobkanalkapazitanzen 336 bis 339 werden
von Vierphasen-Wechselspannungen 332 bis 335 erregt,
typischerweise 10 kHz-Rechteckwellen. Die variablen Feinkanalkapazitanzen
werden jeweils durch die Kapazitanzen 344 bis 347 abgebildet
und werden typischerweise durch 40 kHz-Rechteckwellen erregt. Die
Elektronik umfasst einen Ladungsverstärker 348, der an die
Empfängerplatte 312 (12A) gekoppelt ist, um alle Grob- und Feinkanäle gemeinsam
zu bedienen. Die Verstärkerausgangsleistung
wird zu den Grob- und Feinverarbeitungskanälen gelenkt, die Synchrondetektoren 349 bis 352 und
Tiefpassfilter 354 bis 357 umfassen. Die Synchrondetektoren 349 und 351 werden
von in Phase befindlichen Referenzsignalen 332 beziehungsweise 340 gespeist
und werden von den Tiefpassfiltern 354 und 356 gefiltert,
um die Grob- und Feinsinussignale zu verschaffen. Die Synchrondetektoren 350 und 352 werden
durch Quadraturreferenzsignale 333 beziehungsweise 341 gespeist
und werden von den Tiefpassfiltern 355 und 357 gefiltert,
um die Grob- und Feincosinussignale zu verschaffen. Wie hierin vorangehend
erwähnt,
werden diese Analogsignale dann vorzugsweise digitalisiert und durch
einen Mikrocomputer verarbeitet.
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14 ist eine Draufsicht von Leiterplatten an einem
Rotor 380 eines Drei-Geschwindigkeiten-CFRAAEs vom Typ
5 in Übereinstimmung
mit einer anderen bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Der Rotor enthält
einen Feinkanal 382, einen mittleren Kanal 384 und
einen Grobkanal 386, zusammen mit einer Koppelplatte 388.
Er ist in Zusammenwirken mit einem geeignet angepassten Stator und
Signalkonditionierschalttechnik zu verwenden, mit drei Verarbeitungskanälen statt
zwei. Die Konfiguration von 14 ist
beispielsweise bei Codierern mit großem Durchmesser mit vielen
Zyklen im Feinkanal nützlich.
In solchen Fällen
könnte
der Grobkanal nicht präzise
genug sein, um den richtigen Feinzyklus korrekt zu identifizieren.
Die Hinzufügung des
mittleren Kanals 384, mit einer Anzahl von Zyklen zwischen
denen der Grob- und Feinkanäle,
kann das Problem lösen,
indem der richtige Zyklus zuerst in dem mittleren Kanal und dann
in dem Feinkanal identifiziert wird.
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15 ist ein schematisches Schaltbild, das einen
schaltbaren Zweistands-Signalkonditionierungsschaltkreis 420 zur
Verwendung mit einem Zwei-Geschwindigkeiten-Drehcodierer zeigt, wie der durch die 12A–B
illustrierte, in Übereinstimmung mit
einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Schaltkreis 420 hat die
Vorteile größerer Einfachheit
und verringerter Komponentenanzahl im Vergleich zu Mehrkanalschaltkreisen,
wie dem in 13 dargestellten.
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Variable
Kapazitanzen 429 bis 432 stellen die gegenseitigen
Feinkanalkapazitäten
des Codierers dar, und die variablen Kapazitanzen 433 bis 436 stellen
die gegenseitigen Grobkanalkapazitanzen dar. Die Schalter 425 bis 428 werden
von einem gemeinsamen Logiksignal (nicht dargestellt) befohlen, um
Erregungsspannungen 421 bis 424, oder Erdpotential,
an entweder die Feinkanal- oder
Grobkanalkapazitanzen anzulegen, sodass abwechselnd Fein- und Grobwinkelablesungen
durchgeführt
werden. wie in Bezug auf vorangehende Ausführungen beschrieben, verschafft
ein Ladungsverstärker 447 eine Ausgangsspannung,
die von Synchrondetektoren 448 und 449 und Tiefpassfiltern 450 und 451 verarbeitet
wird, um die Sinus- und Cosinusausgangsleistungen für denjenigen
der Kanäle
(fein oder grob), der eingeschaltet wurde, zu verschaffen.
-
Vorzugsweise
wird der Grobverarbeitungskanal verwendet, um die absolute Position
des Codierers zu identifizieren. Dieses Grobsignal wird typischerweise
nur zur Systeminitialisierung benötigt. Beim Einschalten des
Systems lenkt eine Logiksteuerung die Erregungswellenformen anfänglich mittels Schaltern 425 bis 428 zu
Grobkanaltransmitterplatten (Kapazitanzen 433 bis 436).
Die sich ergebende Grobpositionsbestimmung wird verwendet, um zu identifizieren,
auf welchem spezifischen Feinzyklus der Rotor sich befindet. Von
da an werden die Erregungsspannungen zu den Feinkanaltransmitterplatten
(Kapazitanzen 429 bis 432) gelenkt, und die Feinkanalsignale
werden verarbeitet, um eine absolute und präzise Rotorposition zu verschaffen.
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Die 16A und 16B sind
Draufsichten von Leiterplatten an einem Stator 460 beziehungsweise
einem Rotor 470, die einen Zwei-Geschwindigkeiten-CFRAAE
vom Typ 5 bilden, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. In dieser Ausführung wird eine variable Mehrfachpolkapazitanz
zwischen dem Rotor und dem Stator verwendet, um sowohl Grob- als auch
Feinwinkelmessungen zu erzeugen. Der sich ergebende praktische Vorteil
ist, dass für
einen gegebenen Außendurchmesser
des Codierers eine größere zentrale Öffnung gemacht
werden kann, die einen relativ größeren Bereich von Wellendurchmessern
aufnimmt.
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Der
Stator
460 umfasst Feintransmissionsplatten
467 und
Quadrantenempfängerplatten
464 bis
466.
Die Feinplatten wirken mit einer Feinmusterplatte
468 am
Rotor
470 zusammen. Eine exzentrische Kopplungsplatte
461 am
Rotor koppelt die Wechselwirkung an die Empfängerplatten. Aufgrund der Exzentrizität der Platte
461 ist
die Kopplungskapazitanz nicht rotationsmäßig unabhängig, wenn nicht alle vier
Quadrantenkapazitanzen addiert werden. Wenn sie addiert werden,
wird eine präzise Feinkanalablesung
erhalten. In diesem Fall, wenn die Feinkanalausgangssignale als
A = Rsin(nθ)
und B = Rcos(nθ)
dargestellt werden, dann ist ihre Vektorsumme R eine Konstante,
gegeben durch:
wenn nicht alle Empfängerquadranten
eingesetzt werden, so wird jedoch die Vektorsumme R moduliert und
kann somit verwendet werden, um die Grobkanalablesung abzuleiten.
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17 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen
Signalverarbeitungsschaltkreis 480 zur Verwendung mit dem
Codierer der 16A und 16B illustriert,
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Während
einer Initialisierungsperiode, vorzugsweise während die Welle stationär ist, werden
vier Paar Wechselspannungen A1, A2, A3 und A4 und B1, B2, B2 und B4 aus den Ausgangsleistungen der jeweiligen Sinus-
und Cosinuskanäle
des Schaltkreises 480 erhalten. Dies wird durchgeführt, indem
die Schalter 490, 491, 492 und 493 aufeinanderfolgend
geschlossen und die Wechselstrom-Ausgangsspannungen, die
an den Ausgängen
der Filter 509 und 510 auftreten, abgetastet werden.
Jede Wechselspannung ist das Ergebnis von Feinkapazitanzen 482, 483, 484 und 485 und
einer spezifischen Quadrantenkopplungskapazitanz 486, 487, 488 oder 489 (die
jeweils den Quadranten 463, 464, 465 und 466 in 16A entsprechen), zusammen mit der festen Verstärkung des
Ladungsverstärkers 506,
der Synchrondemodulatoren 507 und 508 und der
Tiefpassfilter 509 und 510. Dann wird die entsprechende
Vektorsumme jedes Spannungspaars berechnet, um die Größen R1, R2, R3 und
R4 zu verschaffen, die proportional zu den Werten
der Quadrantenkopplungskapazitanzen an dem speziellen Wellenwinkel
sind. Die Diagonalpaardifferenzen von R1 – R3 und R2 – R4 sind proportional zu dem gewünschten
Sinus und Cosinus des Grobwellenwinkels.
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Nach
diesem Initialisierungsvorgang werden die vier Schalter 490 bis 493 geschlossen,
wobei der Codierer auf den Feinmodus umgeschaltet wird. In diesem
Modus werden die Spannungsquellen 494 bis 497 und
die variablen Kapazitanzen 482 bis 485, aufgrund
der Wechselwirkung der Feinstatorplatten mit dem Feinrotormuster,
zur Bestimmung des Feinwellenwinkels verwendet.
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Die 18A, 18B und 18C sind Draufsichten eines Transmitterstators 520,
eines Rotors 525 beziehungsweise eines Empfängerstators 527,
die zusammen einen Codierer vom Typ 4 bilden, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Dieser Codierer stellt beispielhaft
ein zweites Schema zur Erhaltung von Einzelpolsignalen aus einer
gegenseitigen Mehrfachpolkapazitanz dar.
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Der
Stator 520 enthält
eine Mehrfachpol-Transmitteranordnung,
die mehrfache Transmitterplatten 529 umfasst, wie in dem
in 11B gezeigten Rotor 270.
In diesem Fall sind die Platten 529 jedoch in vier Quadrantengruppen 521 bis 524 aufgeteilt,
wovon jede getrennt erregt werden kann. Der Stator 527 enthält eine ringförmige Empfängerplatte 528.
Der Rotor 525 hat ein leitendes Mehrfachpolmuster 526 auf
beiden Seiten, und die zwei leitenden Muster sind elektrisch verbunden.
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Von
dem Empfängerstator 527 empfangene Signale
werden von einem Schaltkreis verarbeitet, der im allgemeinen ähnlich dem
in 8 dargestellten Schaltkreis 200 ist.
In diesem Fall stellen die Kapazitanzen 206 bis 209 die
variablen Kapazitanzen aufgrund der Gruppe von Transmitterplatten
in jedem Quadranten dar. Solange die Platte 526 am Rotor 525 ein
ideales Mehrfachpolmuster hat, werden die Sinus- und Cosinusausgangssignale
von den Tiefpassfiltern 213 und 214 die Feinkanäle darstellen, ungeachtet
dessen, ob ein oder mehr Transmitterquadranten erregt werden. Wenn
jedoch das Rotormuster von der Idealen abweicht, beispielsweise
aufgrund von Exzentrizität
in Bezug zur Rotationsachse oder aufgrund eines Kippens um die Achse
oder einer ein Mal pro Zyklus auftretenden Schwankung in seiner
Dicke, so werden die Ausgangssignale eine ein Mal per Umdrehung
auftretende Amplitudenmodulation enthalten, wenn nicht alle Quadranten
erregt werden. Eine solche Exzentrizität oder andere Abweichung kann
leicht eingebracht werden. Wenn somit jeder Quadrant abwechselnd
erregt wird und die Größen R1 – R3 und R2 – R4 wie zuvor erzeugt werden, so werden der
Sinus und Cosinus des Grobwellenwinkels erhalten. Werden alle Quadranten
erregt, so werden der Sinus und Cosinus des Feinkanals präzise erhalten.
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Andere äquivalente
Schemata sind möglich, welche
alle einen Mehrfachpolrotor mit einer Art von Abweichung von der
Symmetrie aufweisen, die sich ein Mal per Umdrehung wiederholt,
und einen Stator, der zwischen zwei Konfigurationen umgeschaltet werden
kann: einer symmetrischen und einer mit einer Eigenschaft, die die
Symmetrie durchbricht. Wenn beispielsweise ein Rotor mit einem idealen Mehrfachpolmuster
verwendet wird, worin eine Gruppe von einem oder mehr Zyklen fehlt,
so wird das Signal nicht beeinträchtigt,
wenn der Stator sich in der symmetrischen (gruppierte Quadranten)
Betriebsart befindet. Die Signalamplitude wird jedoch mit einer Einmal-per-Umdrehung-Rate
moduliert, wenn der Stator auf die asymmetrische (Einzelquadrant)
Betriebsart umgeschaltet wird.
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In
noch anderen bevorzugten Ausführungen der
vorliegenden Erfindung ist ein Mehrfachpolrotor mit einer Einmal-pro-Zyklus-Symmetriefehler
an einen Stator mit einer gleichartigen Sorte von Symmetriefehler
gekoppelt. In diesem Fall muss kein Umschalten stattfinden. Beispielsweise
kann der Stator 270 (in 11B dargestellt)
dezentriert sein, oder ein Segment 272 des Stators kann
entfernt sein. Die gegenseitige Wechselwirkung der Rotor- und Statordefekte
führt zu
einer zyklischen Modulation der Signalgröße R. Während einer Initialisierungsperiode, wenn
der Rotor sich dreht, wird R überwacht,
um die Position zu identifizieren, wo es seinen Maximum- oder Minimumwert
erreicht. Diese Position wird als die Indexposition des Rotors definiert.
Danach, während
des normalen Betriebs, wird der zyklische Fehler im Feinsignal,
das der oben erwähnten
zyklischen Modulation zugeordnet ist, vorzugsweise korrigiert, um
eine präzise,
absolute Ablesung zu verschaffen. Solche Ausführungen haben den Vorteil,
dass die zentrale Öffnung
des Rotors noch größer gemacht werden
kann, da nur das Feinmuster benötigt
wird, ohne eine Kopplungs- oder Grobmusterplatte.
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SEGMENTIERTE
UND DREIDIMENSIONALE ROTOREN
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19 ist eine schematische, bildliche Ansicht eines
Rotors 520 mit einem dreidimensionalen leitenden Muster,
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. In dieser Ausführung ist der Rotor entlang
des leitenden Musters ausgeschnitten, wodurch eine Vielzahl radialer
Verlängerungen 522 von
einem massiven zentralen Teil 526 und mit dazwischenliegenden
offenen Aussparungen 524 zwischen den Verlängerungen gebildet
wird. Diese Rotorgestaltung ist besonders vorteilhaft bei einem
Codierer, der in einer feuchten oder klammen Umgebung betrieben
werden muss. wenn die Rotorseiten flach sind, wie dies in der Technik
im allgemeinen praktiziert wird, kann Feuchtigkeit einen Film bilden,
der das leitende Muster überschwemmt,
sodass der Codierer aufhört
zu funktionieren. Wenn der Rotor 520 verwendet wird, ist
die Leistung dieselbe, ungeachtet, ob ein Wasserfilm vorhanden ist,
und der Rotor ergibt weiterhin präzise Ablesungen. In der Tat
erhöht
sich das Signalniveau, da die Kapazitanzdifferenz per Einheitsbereich
zwischen den gemusterten und offenen Bereichen größer ist
als sonst. Obwohl offene Aussparungen 524 nur bei dem Feinkanal
anwendbar sind, ist dieser Kanal am entscheidensten für die Leistung
des Codierers. Gemäß einer
Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird das Grobkanalmuster teilweise ausgespart,
indem das Substrat dünner
gemacht wird, um Feuchtigkeitseffekte zu reduzieren, indem die Kapazitanz
per Einheitsbereich in dem ausgesparten Muster kleiner als in nassen,
nicht ausgesparten Bereichen gemacht wird.
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Die
oben erwähnte
europäische
Patentanmeldung 0226716 beschreibt einen kapazitiven Codierer vom
Typ 4 mit einem dreidimensionalen Rotormuster, der die Präzision der
elektrostatischen Feldverteilung in dem Codierer verbessern soll.
Die Anmeldung bezieht sich nicht auf Feuchtigkeitseffekte, und die
darin beschriebenen Aussparungen des Musters sind geschlossen. Aus
diesem Grund ist der Rotor 520 den in der Technik bekannten
dreidimensionalen Rotoren überlegen,
insbesondere bei Ausführungen
geerdeter Rotoren (Typ 3), wobei der geerdete Wasserfilm als eine
kontinuierliche Abschirmung dienen wird, ungeachtet dessen, ob das
Rotormuster teilweise ausgespart ist oder nicht. Die Gestaltung von
Rotor 520 ist auch bei Codierern vom Typ 4 gebrauchsgeeignet.
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Das
Substrat des Rotors 520, wie auch das von hierin beschriebenen
Rotoren mit anderer Gestaltung, kann aus jedem geeigneten nichtleitenden Material
hergestellt sein, das, wo dies anwendbar ist, mit einem leitenden
Muster beschichtet ist, wie etwa kupferbekleidetes Glasepoxy, oder
vakuummetallisierte Glasscheiben. Vorzugsweise stellen die Rotorscheibe
und der zentrale Teil 526 ein einziges Teil dar, das aus
verstärktem
Kunststoff, wie etwa glasverstärktem
Polykarbonat, geformt ist. Ein bevorzugtes Verfahren zum selektiven
Anbringen der leitenden Beschichtung auf dem Rotor in dieser Ausführung nutzt
einen als Heißpressen
bekannten Prozess, wobei eine dünne
Metallfolie selektiv von einer kontinuierlichen Rolle dem Substrat
zugeführt
wird und durch Druck einer mit einem Muster versehenen heißen Platte
darauf beschichtet wird. In einer bevorzugten Ausführung wird
das Muster zuerst in Relief auf dem eingespritzten Substrat gebildet,
welches dann unter Verwendung einer flachen, nicht mit einem Muster
versehenen Platte beschichtet wird. Ein Vorteil eines solchen geformten
Rotors ist, dass er eine präzise
und konsistente Aufzeichnung des Musters in Bezug zu der rotierenden
Welle garantiert.
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In
einer anderen bevorzugten Ausführung der
vorliegenden Erfindung (nicht in den Figuren dargestellt) ist ein äußerer Rand
des Rotors etwas über das
Niveau des gemusterten Teils erhöht.
Der erhöhte
Teil dient als ein Abstandhalter, der den Kontakt zwischen dem gemusterten
Teil und der zugewendeten Statorplatte verhindert, um eine Beschädigung der
Beschichtung vor der Erstellung der richtigen Trennung zwischen
dem Stator und Rotor bei der Endmontage des Codierers zu verhindern.
Ein weiterer Vorteil des erhöhten
Musters erweist sich unter Bedingungen hoher Feuchtigkeit, worin
sich ein Wasserfilm auf dem Rotor bilden kann, wie hierin vorangehend
beschrieben.
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Noch
eine andere Option ist, den leitenden Bereich des Rotors aus einem
kohlenstoffverstärkten oder
anderen leitenden Polymer zu machen, das zusammen mit einem nichtleitenden
Polymer für
die anderen Rotorteile eingespritzt wird.
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Eine
wichtige Eigenschaft, die bei jedem Rotationssensor wünschenswert
ist, ist Unempfindlichkeit gegenüber
mechanischer Verschiebung des Rotors außer der Rotation, wie etwa
Verschiebung aufgrund von Exzentrizität oder Kippung in Bezug zur Rotationsachse,
oder gegenüber
axialen Montagefehlern. Alle CFRAAEs in Übereinstimmung mit bevorzugten
Ausführungen
der vorliegenden Erfindung sind großenteils unempfindlich gegenüber axialen Montagefehlern,
da solche Fehler höchstens
die gemeinsame Verstärkung
der Sinus- und Cosinuskanäle
beeinträchtigen
würden,
nicht aber deren Verhältnis,
das den errechneten Winkel bestimmt. Das Signal in einem kapazitiven
Mehrfachpolcodierer ist ein kombinierter Beitrag der vielen Pole.
Folglich weist ein solcher Codierer, anders als optische Codierer, eine beträchtliche
Eigenkompensation und Toleranz gegenüber sowohl Kippung als auch
radialer Fehlausrichtung des Rotors in Bezug auf den Stator auf.
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Ein
Einzelpol-CFRAAE jedoch ist aufgrund seiner Natur empfindlich gegenüber Rotorexzentrizitätsfehlern.
Seine Empfindlichkeit gegenüber
Kippfehlern hängt
von seinem Typ ab, wobei die Typen 2 und 3 die am wenigsten empfindlichen
sind. Da ein CFRAAE vom Typ 4 den Vorteil der Einfachheit aufweist,
wäre es
besonders wünschenswert,
seine Unempfindlichkeit gegenüber
Rotorkippung zu verbessern.
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20 ist eine schematische Schnittansicht eines
CFRAAE 538 vom Typ 4, wie er in der Technik bekannt ist,
die den Effekt von Rotorkippung illustriert. Der Codierer 538 enthält einen
ersten Stator 540 mit leitenden Transmittermusterbeschichtungen 541 und 545;
einen zweiten Stator 542 mit einer leitenden Empfängerbeschichtung 543;
und einen Rotor 544, der etwas gekippt ist, mit den elektrisch
miteinander verbundenen leitenden Beschichtungen 547 und 548.
Der schmalere Luftspalt an der rechten Seite des Codierers zwischen
dem Stator 540 und Rotor 544 erhöht den Beitrag
des Transmittermusters 541 in Bezug auf das Muster 545 zu
dem vom Stator 542 empfangenen Gesamtsignal. Der Unterschied
in den Beiträgen
beeinträchtigt
das Verstärkungsverhältnis zwischen
den zwei Kanälen,
was zu einem Ausgangsfehler führt.
Obwohl die Kapazitanz zwischen dem Rotor 544 und der Empfängerbeschichtung 543 auch
durch die Kippung modifiziert wird, ist dieser Effekt beiden Beiträgen gemein
und beeinflusst ihr Verstärkungsverhältnis nicht.
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21 ist eine schematische Schnittansicht eines
CFRAAE 560 vom Typ 4 in Übereinstimmung mit einer bevorzugten
Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Die leitenden Muster an den zwei Seiten eines
Rotors 561 sind in mehrfache Elemente 562–570 segmentiert,
die in Bezug zueinander elektrisch isoliert sind. Die zwei Seiten
jedes Elements, mit jeweiligen Beschichtungen 547 und 548,
sind elektrisch miteinander verbunden. In diesem Fall, unter Vernachlässigung
von Streuungsfeldeffekten, ist die Serienverbindung der Kapazitanzen
C1 und C2, zwischen
der Beschichtung 545 und dem Rotorelement 562 beziehungsweise
zwischen dem Rotorelement und der Beschichtung 543, im
wesentlichen unabhängig
von der Position des Rotorelements 562. Die Serienverbindung
der Kapazitanzen C3 und C4, die
dem Element 570 zugeordnet sind, als auch der den anderen
Rotorelementen zugeordneten Kapazitanzen, sind gleichermaßen im Wesentlichen
positionsunabhängig.
Von daher ist die Gesamtkapazitanz des Musters großenteils
unabhängig
von der Kippung.
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22 ist eine schematische Draufsicht des Rotors 561 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Die Figur illustriert die Segmentierung
der Beschichtung 547 in mehrfache Segmenten 572,
die auf die Weise der Segmente 562–570, gezeigt in 21, in einer Einzelpolpaarkonstruktion segmentiert
sind. Das US-Patent 4.851.835 beschreibt eine segmentierte Konstruktion
des Mehrfachpolmusters auf einem Rotor für einen CFRAAE vom Typ 4. Jedoch
ist die Verbesserung der Immunität
des Codierers gegenüber Rotorkippung
in diesem Fall von geringerer Bedeutung, da der Mehrfachpolrotor
aufgrund der Eigenkompensation der individuellen Pole inhärent unempfindlich
gegenüber
Kippung ist, wie hierin vorangehend beschrieben. Anders als in der
Technik bekannte Codierer verschafft die vorliegende Erfindung eine verbesserte
Kippimmunität
bei dem Einzelpolpaarrotor 561.
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23 ist eine schematische Draufsicht eines hybriden
Rotors 580, der zwei CFRAAE-Typen in einer einzigen Vorrichtung
kombiniert, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der Rotor 580 umfasst ein dielektrisches
Substrat, das gussgeformt ist, um ein dreidimensionales, mehrpoliges
Feinkanalmuster 582 zu ergeben. Dieses Muster ist daher
vom Typ 2. Ein leitendes Muster 584, vorzugsweise segmentiert, wie
hierin vorangehend beschrieben, ist auf dem Rotorsubstrat geformt,
um als Grobkanal zu dienen. Das Grobmuster fungiert somit als ein
CFRAAE vom Typ 4. Andere Kombinationen verschiedener Typen sind ebenfalls
möglich.
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KAPAZITIVE
LINEARVERSCHIEBUNGSCODIERER
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Die
hierin vorangehend beschriebenen Konzepte in Bezug auf Drehwinkelmessung
können
auch auf kapazitive Linearverschiebungscodierer (CLDE) angewendet
werden. Solche Codierer enthalten ein festes Element – eine Messlatte –, die den
gesamten Bewegungsbereich überspannt,
und ein bewegendes Element, das typischerweise so kurz wie praktisch
möglich
gemacht ist und als Lesekopf bezeichnet wird. Obwohl die Messlatte
abgeschirmt sein kann, beispielsweise durch einen leitfähigen Balg oder
dergleichen, wie hierin nachstehend beschrieben, ist es üblicherweise
praktischer, den viel kürzeren
Kopf abzuschirmen. Daher ist es vorzuziehen, jedoch nicht essentiell,
dass der Kopfteil des CLDE den Empfänger enthält. Anders als der Mehrfachpolpaar-CFRAAE
mit seiner Eigenkompensation von Kippfehlern, fehlt es dem CLDE
an Kreissymmetrie und ist er nicht inhärent unempfindlich gegenüber relativer
Kippung zwischen Messlatte und Kopf. Bevorzugte Ausführungen
der vorliegenden Erfindung sind dazu entworfen, diesen Mangel zu überwinden.
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Die 24 und 25 sind
schematische Illustrationen eines CLDEs 600 mit einem Zwei-Platten-Lesekopf 602 in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. 24 ist
eine Seitenansicht, die die Basiskonfiguration des Codierers zeigt,
die als ein Codierer vom Typ 2, 3 oder 4 verwirklicht werden kann. 25 ist eine schematische Schnittansicht, genommen
entlang einer Linie XXV-XXV in 24,
die die Verwirklichung von Typ 2 als Beispiel zeigt.
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Der
CLDE 600 umfasst eine Messlatte 604 zusammen mit
dem Kopf 602. Wie in 25 gesehen,
enthält
der Kopf eine Empfängerplatte 606 und eine
Transmitterplatte 608. In der Verwirklichung von Typ 2
ist die Messlatte 604 aus einem dielektrischen Material
gefertigt und enthält
eine sich wiederholende dreidimensionale Kante, vorzugsweise in
Sinusform, statt einer geraden Kante. Bei dem CLDE vom Typ 3 oder
4, wie hierin nachstehend beschrieben, ist das Muster mit einer
leitenden Beschichtung auf die Messlatte gedruckt. Analog zu dem
in 19 gezeigten dreidimensionalen Rotormuster kann
das Messlattenmuster dreidimensional sein, obwohl es in diesem Fall
zu Montagezwecken nötig
sein wird, die Messlatte entlang ihrer Mittellinie zu greifen, statt
unten, wie in den 24 und 25 dargestellt.
Vorzugsweise wird der Kopf 602 durch eine geerdete äußere Abschirmung 610 vor
elektrischer Interferenz geschützt.
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26A ist eine schematische Seitenansicht eines
Lesekopfs 604 eines CLDEs vom Typ 1, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der CLDE vom Typ 1 enthält Transmitterplatten
auf der Messlatte und eine einzelnde Empfängerplatte am Kopf 604,
die ein symmetrisches doppelt sinusförmiges Muster 612 aufweist.
Die doppelte Sinusform ist um zwei Achsen symmetrisch. Daher sind
Fehler aufgrund von sowohl Kopfkippung um eine Längsachse parallel zur Bewegungsrichtung,
als auch Rotation um eine Achse senkrecht zu dem Luftspalt zwischen
Kopf und Messlatte im Wesentlichen selbstkompensierend. Die Verwendung
des Musters 612 verringert somit die Empfindlichkeit des
Codierers 600 gegenüber
Kopfkippung im Vergleich zu CLDE-Vorrichtungen des Standes der Technik.
Fehler aufgrund von Kippung um eine Achse senkrecht zur Bewegungsrichtung
werden in Proportion zur Anzahl von Zyklen in dem Muster minimiert.
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26B ist eine schematische Seitenansicht eines
Lesekopfs 620, in Übereinstimmung
mit einer anderen bevorzugten Ausführung des Typs 1 der vorliegenden
Erfindung. In diesem Fall ist ein symmetrisches, doppelt sinusförmiges Empfängermuster 622 durch
leitende geerdete Schichten 621 und 623 an beiden
Seiten davon gegen äußere Interferenz
geschützt.
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27 ist eine schematische Seitenansicht einer Messlatte 602 für einen
CLDE vom Typ 1 mit einer Transmitterplatte 608, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Die Messlatte 602 wird vorzugsweise
im Zusammenwirken mit dem Kopf 604 oder 620 verwendet.
Die Transmitterplatte umfasst ein Muster von vielfachen Stangen 624,
die durch Vierphasen-Wechselspannungen, vorzugsweise Rechteckwellen,
erregt werden, wie hierin vorangehend unter Bezug auf CFRAAE-Ausführungen
beschrieben. Vorzugsweise wird PQE-Erregung eingesetzt, zusammen
mit dem in 8 gezeigten Einzelkanaldetektions-
und -demodulationsschema, um die Empfindlichkeit von CLDE 600 gegenüber Komponententoleranzen
zu verringern und im Wesentlichen gleiche Verstärkungen in den Sinus- und Cosinuskanälen zu verschaffen.
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28 ist eine schematische Seitenansicht eines doppelt
sinusförmigen
Musters 632 an einer in einem CLDE vom Typ 4 verwendeten
Messlatte 630, in Übereinstimmung
mit einer anderen bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Obwohl die Erdungsabschirmung 610 (25)
im allgemeinen ausreichend ist, um das Eintreten elektrischer Interferenz
in den Lesekopf 602 bei CLDEs vom Typ 2 und 3 zu verhindern,
könnte
in dem CLDE vom Typ 4 ein kontinuierliches leitendes Muster auf
der Messlatte Interferenz aufnehmen und an den Empfänger 606 koppeln.
Wie in 28 gezeigt, wird diese Interferenzanfälligkeit
durch das Segmentieren des Musters 632 mit geneigten Spalten 634 stark
reduziert. Die Segmente des Musters, die in jedem Moment aktiv sind,
sind daher innerhalb des Kopfs 602 abgeschirmt und sind
von ungeschützten
Segmenten außerhalb
der Abschirmung 610 isoliert. Da die Spalten 634 zwischen
den Segmenten geneigt sind, wird die Sinusabhängigkeit der gemessenen Kapazitanz
als eine Funktion des Kopfwegs nicht behindert. Vertikale Spalten,
wie sie in der Technik bekannt sind, würden aufgrund des Musters eine
Diskontinuität
in die sinusförmig
schwankende Kapazitanz einbringen. Somit erhöht die Verwendung des Musters 632 die erzielbare
Interpolationstiefe und folglich die Präzision des Codierers im Vergleich
zu in der Technik bekannten CLDE-Vorrichtungen.
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29 ist eine schematische Schnittillustration eines
anderen CLDEs 640 in Übereinstimmung mit
einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Die Konstruktion des CLDE 640 ist
dadurch in Bezug auf den CLDE 600 "umgekehrt" (24 und 25),
dass er eine stationäre
Messlatte 644 umfasst, die eine Empfängerplatte 646 und eine
Transmitterplatte 648 aufweist, die an einem Längsschlitz
darin anliegen. Ein bewegender Kopf 642 verfährt in dem
Schlitz. Die umgekehrte Konstruktion ist nützlich, wenn der bewegende
Kopf nicht elektrisch zugänglich
ist oder aus einem anderen Grund elektrisch passiv sein muss.
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30 ist eine schematische Schnittillustration eines
abgeschirmten umgekehrten CLDE 650, in Übereinstimmung mit noch einer
anderen bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Die Messlatte 654 weist einen
Längsschlitz
mit einer labyrinthartigen Form auf und enthält eine geerdete Abschirmung 656,
um die Platten 646 und 648 und den Kopf 652 zu
schützen.
Der CLDE 650 ist im Prinzip gleichartig CLDE 640,
ist jedoch im allgemeinen widerstandsfähiger gegen äußere Interferenz.
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Vorzugsweise
umfassen sowohl die Messlatte 644 als auch der Kopf 642 (29) gedruckte Schaltungen, die auf mehrlagiger
gedruckte Leiterplatten-Technologie unter Verwendung konventionellen
FR-4-Substratmaterials basiert sind. Typischerweise enthält die Vorderschicht
der gedruckten Leiterplatte der Messlatte eine Transmitterplatte
bzw. -platten 648, und die inneren Schichten enthalten
Erregungsleitungen und eine abschirmende Erdungsebene. In den hierin
beschriebenen anderen bevorzugten Ausführungen kann eine gleichartige
Technologie verwendet werden. In Ausführungen des Typs 1 und Typs
5 der vorliegenden Erfindung, worin die Messlatte eine einzige Transmitter-
(oder Empfänger-)
platte umfasst und die Rückseite
der Messlatte, vom Kopf abgewandt, frei ist, kann die Messlatte
aus einem dünnen
mehrlagigen Substrat hergestellt sein, die dann an die Maschine
geklebt werden kann, worin der Codierer verwendet wird. Wenn diese
flexible Messlatte an eine zylindrische Oberfläche geklebt ist, ermöglicht sie
das Ausführen
von Winkelmessungen. Eine andere Möglichkeit ist das Aneinanderstoßenlassen
der Enden mehrerer Messlattenelemente, wie etwa des in 28 gezeigten Typs, in Serie. Da die erzielbare
Präzision
des Aneinanderstoßenlassens der
Enden nicht der Präzision
von CLDE gleichkommt, wird vorzugsweise ein Eichvorgang verwendet,
um die Positionierungsfehler der Elemente zu speichern.
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In
einer typischen Verwirklichung einer bevorzugten Ausführung der
vorliegenden Erfindung wurde die Messlatte aus einem FR-4-Streifen
von 0,3 mm Dicke, 12 mm Breite und 500 mm Länge hergestellt. Die Zykluslänge des
Kopfmusters betrug 2 mm, und die gemessene Auflösung betrug 0,1 μm.
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31A ist eine schematische Schnittillustration
eines CLDE 660 vom Typ 5, in Übereinstimmung mit einer bevorzugten
Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der CLDE enthält eine Messlatte 662 und
einen bewegenden Kopf 664, der an seiner Innenfläche Transmitterplatten 668 und 670 und
eine Empfängerplatte 674 aufweist.
Vorzugsweise weist die Innenseite der Messlatte 662 ein
segmentiertes Muster auf, wie etwa das in 28 gezeigte
Muster 632. Obwohl das Muster segmentiert ist, um das Aufnehmen
von Interferenz zu minimieren, wie oben erläutert, ist die Empfängerplatte
des Kopfs nicht durch eine gegenüberliegende
Platte geschützt,
wie bei CLDE 600 (25).
Daher ist die Rückseite
der Messlatte 662 mit einer geerdeten Beschichtung 666 beschichtet,
um die Segmente, die sich gegenüber der
Empfängerplatte 674 befinden,
vor äußerer Interferenz
zu schützen.
Zu demselben Zweck weist der Kopf 664 eine geerdete Beschichtung 676 an
seiner Außenfläche auf.
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31B ist eine schematische Schnittillustration
eines anderen CLDE 680 vom Typ 5, im Prinzip gleichartig
zu CLDE 660, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. In dem CLDE 680 wird der Erdungsschutz durch
eine Verlängerung 684 eines
bewegenden Kopfs 682 verschafft. Es ist daher nicht notwendig, dass
die Messlatte eine Erdungsverbindung enthält.
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32 ist eine schematische Seitenansicht des Kopfs 664,
die die Anordnung der Transmitterplatten 668 und 670 und
der Empfängerplatte 674 daran
zeigt. Die Transmitterplatten umfassen vorzugsweise Stangen, wie
in 27 gezeigt, die an beiden Seiten der Empfängerplatte 674,
die kapazitiv an den zentralen Teil des Messlattenmusters 632 (28) gekoppelt ist, in oberen und unteren Reihen
angeordnet sind. Die symmetrische Konstruktion des Kopfs und des
Musters hilft, die Empfindlichkeit des CLDEs gegenüber Kopfkippung
und Rotation zu minimieren. Das bevorzugte Signalkonditionierungsschema
für den
CLDE ist ein PQE-Schema
des in 8 gezeigten Typs.
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Die
in dem CLDE von 32 verkörperten Prinzipien können auch
in einer Konfiguration des Typs 6 (in den Figuren nicht dargestellt)
verkörpert sein.
In dem Fall enthält
der Kopf zwei Schaltkreissubstrate mit Transmitter- und Empfängerplatten,
ein solches Substrat auf jeder Seite der Messlatte. Gleichermaßen weist
die Messlatte ein Muster, wie etwa ein Muster 632, an ihren
beiden Seiten auf, wobei die zwei Muster elektrisch miteinander
verbunden sind. Diese Verwirklichung hat die Vorteile verbesserter Immunität gegenüber Interferenz,
verbesserter Signalverstärkung
und verringerter Empfindlichkeit gegenüber Kopfkippung.
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Die 33A und 33B sind
schematische Seitenansichten einer Messlatte 700 beziehungsweise
eines Kopfs 714 eines absoluten CLDEs vom Typ 1, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Der CLDE in diesem Fall ist von der
Struktur her gleichartig zu CLDE 600 (31A) und vom Betrieb her gleichartig den hierin
vorangehend beschriebenen schaltbaren Zwei-Geschwindigkeiten-CFRAAEs. Er kann
somit zwischen einem Grobmodus, der die absolute Position des Kopfs 714 relativ
zur Messlatte 700 verschafft, und einem Feinmodus, der
im Betrieb dem inkrementalen CLDE 660 äquivalent ist, umgeschaltet
werden. Solange der Ablesefehler in dem Grobmodus kleiner ist als
die Länge
eines Feinkanalzyklus, können
die Grob- und Feinablesungen kombiniert werden, um eine absolute
Bewegungsablesung mit einer nur durch den Feinkanal begrenzten Präzision und
Auflösung
zu verschaffen.
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Wie
in 33A gezeigt, ist ein Transmittermuster 702 an
der Messlatte 700 im Wesentlichen gleichartig dem in 27 gezeigten, außer dass individuelle Stangen 708 des
Musters von einer diagonalen Trennlinie 710 gespalten werden,
um zwei dreieckige Gruppen 704 und 706 zu bilden.
Die Stangen 708 in jeder Gruppe 704 und 706 werden
getrennt mit vier PQE-Leitungen gespeist und können so geschaltet werden,
dass sie als individuelle, vertikale Stangen oder als kollektive,
dreieckige Transmitter arbeiten. Der Kopf 714 weist ein
Muster 716 auf, das vorzugsweise gleichartig dem in 26B gezeigten Muster 622 ist.
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Für den Feinmodusbetrieb
mit inkrementaler Positionsbestimmung werden die jeweiligen PQE-Leitungen
der zwei Teile jeder Stange 708 miteinander verbunden,
und ein inkrementaler CLDE-Betrieb wird erhalten. Die oberen und unteren Bereiche 718 und 720 des
Musters 716 am Kopf 714 sind von einem zentralen,
sinusförmigen
Teil 722 abgekoppelt und mit der Erde verbunden, wie hierin
vorangehend unter Bezug auf 26B beschrieben.
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Um
absolute Positionsablesungen zu erhalten, sind im Grobmodus alle
Teilstangen in jeder der zwei Gruppen 704 und 706 miteinander
verbunden. Die oberen und unteren Bereiche des Lesekopfs sind von
der Erde abgekoppelt und mit dem Teil 722 verbunden, wodurch
sie eine vierseitige Platte bilden. Wenn die Kapazitanz zwischen
dem Lesekopf 714 und der dreieckigen Gruppe 704 C1 ist und die entsprechende Kapazitanz zur
Gruppe 706 C2 ist, dann ist die
Differenz C1 – C2 proportional
zu der Bewegung des Kopfs in Bezug auf die Messlatte 700.
Um jegliche Welligkeit in der gemessenen Ausgangsleistung im Grobmodus
aufgrund der Spalten zwischen Stangen 708 zu minimieren,
sind die Führungs-
und nachlaufenden Kanten 724 und 726 des Lesekopfs vorzugsweise
abgeschrägt,
sodass die Platte eine Parallelogrammform annimmt.
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Die
Präzision
des Grobkanals bestimmt die maximale Anzahl von Feinzyklen, die
identifiziert werden können.
Daher bestimmt der Grobkanal für eine
gegebene Zykluslänge
des Feinmusters präzise die
gesamte Messlänge.
Auf äquivalente
Weise bestimmt der Grobkanal für
eine gegebene Messlänge präzise die
Mindestfeinzykluslänge
und somit die erzielbare Auflösung.
Zur Maximierung der Präzision des
Grobkanals werden vorzugsweise zwei größere Fehlerquellen minimiert:
- 1. Die Toleranz in dem Luftspalt zwischen der Messlatte 700 und
dem Kopf 714, die sowohl C1 als
auch C2 beeinflusst. Da der Luftspalt C1 und C2 gleichermaßen beeinflusst,
kann dieser Fehler durch Normalisieren der Differenz C1 – C2 durch die Summe C1 +
C2 ausgeschaltet werden.
- 2. Kippen des Kopfs 714 in Bezug auf eine Achse parallel
zur Bewegungsrichtung, was das Gleichgewicht zwischen C1 und
C2 beeinträchtigt. Dieser Fehler kann
nicht durch Berechnungen überwunden
werden.
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34 ist eine schematische Seitenansicht eines alternativen
Transmittermusters 732 an einer Messlatte 730,
welches dazu entworfen ist, das oben erwähnte Problem der Kippempfindlichkeit
zu überwinden,
in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. Drei Dreiecke 734, 736 und 738,
statt zwei, werden im Grobmodus eingesetzt, was zu einer Konfiguration
führt,
die in Bezug auf die Kippachse symmetrisch ist. Wenn C1 die
kombinierte Kapazitanz aufgrund der Dreiecke 734 und 738 ist
und C2 die Kapazitanz aufgrund des Dreiecks 736 ist,
dann sind Schwankungen in C1 und C2, zumindest bis zur ersten Größenordnung,
selbstkompensierend.
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Ein
anderes Verfahren, das verwendet werden kann, um eine absolute Ablesung
von einem inkrementalen Codierer zu erzielen, ist das Erzeugen eines
Indexpulses an einer bekannten Stelle, die als eine mechanische
Null definiert ist – im
Fall eines Linearcodierers üblicherweise
eines der Enden der Messlatte. Beim Einschalten des Systems wird
der Kopf über
die Indexstelle bewegt, und ab dann wird der absolute Ort festgelegt.
Diese Technik kann sowohl bei kapazitiven Winkel- als auch Linearcodierern
eingesetzt werden.
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35 ist eine schematische Seitenansicht eines kapaziten
Linearcodierers 750 vom Typ 1, die dieses Indexierungskonzept
illustriert, in Übereinstimmung
mit einer bevorzugten Ausführung
der vorliegenden Erfindung. An eine Messlatte 754, die mehrfache
Transmitterstangen 756 umfasst, wie hierin vorangehend
beschrieben, sind zusätzliche
Index-Transmitterplatten 751 und 752 zugefügt, typischerweise
an einem ihrer Enden. Ein Lesekopf 753 umfasst eine rechteckige
Empfängerplatte.
Vorzugsweise weist der Kopf 753 ein geschaltetes Muster auf,
wie etwa das Muster 716 am Kopf 714 (33B), sodass es als ein gemeinsamer Empfänger für sowohl
die Feinmessungs- als auch Indexkanäle dienen kann.
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Die 36A und 36B sind
Diagramme, die schematisch eine Kapazitanz C1 zeigen,
erfasst zwischen Kopf 753 und Platte 751, und
eine Kapazitanz C2, erfasst zwischen Kopf 753 und
Platte 752. 36A zeigt
die Differenz C1 – C2 als
eine Funktion der Kopfverschiebung, und 36B zeigt
die Summe C1 + C2.
Das Zusammenfallen eines Null-Ausgangssignals in dem Differenzkanal
mit einem Ausgangssignal über
einer zuvor festgelegten Schwelle in dem Summenkanal zeigt den Indexort
an.
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Die
Signalkonditionierung für
den Codierer 750 ist vorzugsweise auf einer vereinfachten
Version des in 13 gezeigten Schaltkreises 330 basiert.
In diesem Fall werden dem Positionskanal zugeordnete Stangen 756 mit
Vierphasenspannungen 340 bis 343 auf einer Frequenz
erregt, um die Sinus- und Cosinussignale an den Ausgängen der
Tiefpassfilter 356 und 357 zu verschaffen. Die
Platten 751 und 752 des Indexkanals werden durch
Spannungsquellen 332 und 333 erregt, um Signale
an dem Ausgang der Tiefpassfilter 354 und 355 zu
verschaffen, die proportional zu den Indexkapazitanzen C1 und C2 sind.
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Zusätzlich zu
den Eigenschaften, die hierin spezifisch unter Bezug auf CLDEs beschrieben
wurden, versteht es sich, dass andere hierin vorangehend unter Bezug
auf CFRAAE-Vorrichtungen beschriebene Eigenschaften auch für die Verwendung bei
CLDEs angepasst werden können,
und umgekehrt. Allgemeiner, obwohl in den hierin beschriebenen bevorzugten
Ausführungen
Aspekte kapazitiver Bewegungscodierer in bestimmten Kombinationen und
Konfigurationen gezeigt werden, können gleichartige Elemente
und Eigenschaften angepasst und in anderen, auf den Prinzipien der
vorliegenden Erfindung basierten Vorrichtungen umgruppiert werden. In
dieser Hinsicht können
erfinderische Eigenschaften, die unter Verweis auf einen der hierin
definierten sechs Codierertypen beschrieben wurden, typischerweise
auch auf andere Typen angewendet werden. Alle derartigen Kombinationen
und Unterkombinationen, Anpassungen und Konfigurationen werden als innerhalb
der Reichweite der vorliegenden Erfindung liegend betrachtet.
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Es
ist daher anzuerkennen, dass die oben beschriebenen bevorzugten
Ausführungen
als Beispiele angeführt
werden und die vollständige
Reichweite der Erfindung nur durch die Ansprüche begrenzt wird.