DE3711062C2

DE3711062C2 -

Info

Publication number: DE3711062C2
Application number: DE3711062A
Authority: DE
Inventors: Herbert 8751 Kleinwallstadt De Leypold
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-04-02
Filing date: 1987-04-02
Publication date: 1989-06-22
Also published as: DE3711062A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Positionsmeßvor richtung für absolute Winkel- oder Weg messung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Positionsmeßvorrichtung ist aus der DE-OS 34 11 979 bekannt.

Vor einer näheren Erläuterung dieses Standes der Tech nik sei zum besseren Verständnis der Erfindung vorausge schickt, daß auf dem Gebiet der absoluten Positionsmessung optische, potentiometrische, magnetische und kapazitive Vorrichtungen bekannt sind.

Optische Absolutgeber bestehen aus Glasscheiben oder flachen Glasstäben, auf denen in gleichen Abständen licht undurchlässige Beschichtungen aufgebracht sind, und Schlitz masken gleicher Art, so daß durch Relativbewegung beider Teile zueinander abwechselnd Licht durch die Strukturen fällt oder absorbiert wird. Um z. B. eine Position mit 1024 Schritten Auflösung (10 Bit binär) zu messen, sind auf den Glassubstraten zehn konzentrische oder lineare Spuren mit abgestuften Strukturen, meist im "Gray-Code" aufgebracht, die von zehn Lichtschranken abgetastet werden.

Bei optischen Gebern müssen teure, nur mit Spezial maschinen herstellbare Strichcodescheiben verwendet werden. Diese Glassubstrate sind empfindlich gegenüber Erschütte rungen und Schocks. Weiterhin muß eine größere Anzahl von Kanälen abgetastet werden, was bei hohen Strichzahlen Stabilität- und Platzprobleme mit sich bringt und eine hohe elektrische Betriebsleistung erfordert. Als Strichcode muß, um Uneindeutigkeiten zu vermeiden, ein einschrittiger Code, (z. B. Gray-Code) verwendet werden, was einen Codeumsetzer erforderlich macht. Optische Geber lassen sich ökonomisch sinnvoll etwa bis zu Auflösungen von 12 Bit (4096 Schritte) einsetzen.

Potentiometrische Vorrichtungen arbeiten mit einem Widerstandselement, auf dem ein elektrischer Schleifer eine winkel- oder wegproportionale Spannungsinformation abgreift. Durch Analog/Digital-Wandler wird diese Information digi talisiert.

Potentiometer haben, wenn sie als Leitplastikpoten tiometer aufgebaut sind, eine theoretisch unbegrenzte Auf lösung, jedoch ist mit vertretbarem Aufwand nur eine Linea rität von etwa 10 000 Schritten erreichbar. Schwerwiegendster Nachteil ist der elektrische Schleifkontakt, der Lebens dauer und Drehzahl beschränkt, elektrisches Rauschen erzeugt, sowie nicht erschütterungsfest ist. Weiterer Nachteil ist der mit Anfangs- und Endpunkt begrenzte Bewegungsbereich, der ein in der Anzahl der Umdrehungen nicht begrenztes 360 Grad-Meßgerät nicht zuläßt.

Bei den magnetischen Verfahren haben nur das LDTV-, Synchro-, Resolver- und Inductosyn-Verfahren eine größere Bedeutung.

Beim LDTV-Verfahren wird ein Eisenkern zwischen zwei Senderspulen und einer Empfängerspule bewegt. Durch Induk tion wird je nach Position des Eisenkernes in der Empfänger spule ein analoges Mischsignal der Wechselspannung der beiden Senderspulen erzeugt und daraus der Meßwert gewonnen.

Synchro-, Resolver- und Inductosyn-Meßvorrichtungen arbeiten prinzipiell ähnlich und können mittels minimaler Anpassungen durch die gleichen elektronischen Wandler aus gewertet werden. Im modernsten Verfahren wird in die Rotor spule des Gebers eine Sinusspannung konstanter Frequenz und Amplitude eingespeist und durch induktive Kopplung auf zwei Statorspulen ausgekoppelt, die elektrisch um 90° versetzt im Meßgeber angeordnet sind. Bei Drehung der Rotorwelle entstehen somit sinus- und cosinusamplituden modulierte Frequenzen, die je einem digitalen Sinus- bzw. Cosinusmultiplizierer zugeführt werden, wobei dann in einem Nachlaufverfahren die beiden gewonnenen Werte auf Null abgeglichen werden. Der digitale Eingangswert der Multi plizierer repräsentiert hierbei den digitalen Positions wert. Aus dem schaltungsbedingten Nachlauffehlersignal wird optionell ein geschwindigkeitsproportionales Tachosignal erzeugt.

Das LDTV-Meßverfahren hat ebenfalls einen begrenzten Bewegungsbereich und eine begrenzte Linearität und läßt sich sinnvoll nur für Linearbewegungen einsetzen.

Resolvermaßnahmen dagegen lassen sich nur für Dreh winkelmessungen verwenden (eine Ausnahme bildet das Induc tosynverfahren) und erfordern einen teuren Meßaufnehmer. Das Inductosynverfahren ist empfindlich gegen magnetische Induktion und benötigt präzise Vorverstärker.

Der für beide Verfahren benötigte Wandler benutzt mehre re Präzisionsanalogbausteine, sowie zwei teure Sinus- und Cosinusmultiplizierer und wird deswegen fast ausschließlich als teure Hybridschaltung aufgebaut. Obwohl Resolvermeß systeme von den beschriebenen Systemen die höchste erreich bare Meßgeschwindigkeit besitzen, kann z. B. ein Wandler mit 16 Bit Auflösung (65 536 Schritte) nur ca. 600 Umdrehungen je Minute zulassen, ohne seinen Meßwert zu verlieren.

Als einziges der beschriebenen Verfahren bildet dieses Meßsystem bei Verwendung moderner Wandler ein geschwindig keitsabhängiges analoges Tachosignal, das durch Schaltungs maßnahmen linearisiert und gefiltert wird. Trotzdem bleibt ein schaltungsbedingter Oberwellenanteil, der sich vor allem bei niedrigen Geschwindigkeiten stark bemerkbar macht.

Kapazitive Meßvorrichtungen sind auf dem industriellen Markt kaum vertreten. Problematisch bei diesen Meßvorrich tungen ist, daß mechanische Driften der Kondensatorplatten (z. B. Abstandsänderungen, Schwingungen, Taumelbewegungen oder Verspannungen) zu Meßfehlern führen. Zu einzelnen, druckschriftlich bekannten kapazitiven Meßvorrichtungen sei folgendes ergänzt.

Bei einem aus der DE-OS 29 37 248 bekannten Kapazitäts wandler für Winkelmessungen werden gleich große Rotor- und Statorsegmente verwendet, um lineare Kapazitätsänderungen als Ausgangssignal zu erhalten. Dieser Kapazitätswandler arbeitet jedoch bei hohen Segmentzahlen nicht mehr zuver lässig, da bei Segmentabständen im Bereich des Plattenab standes durch die Verzerrung des elektrischen Feldes die Dreiecksignale der Kapazitätsänderung sich zu sinusähnli chen Signalen verformen und das Verhältnis der Kapazitäten C _max-C _min zur Streukapazität so klein wird, daß eine sinnvolle Auswertung der linearen Dreieckanteile sehr schwie rig oder gar unmöglich wird.

Aus der DE-OS 26 01 088 ist ein kapazitiver Lagemeß wertumwandler bekannt, der ebenfalls mit zwei sich gegen überstehenden Platten mit darauf aufgebrachten leitenden Segmenten aufgebaut ist. Dieser bekannte Lagemeßwertumwand ler aus der DE-OS 26 01 088 ist sehr kompliziert aufgebaut und hat durch die hohe Anzahl seiner Segmente ebenfalls ein schlechtes Verhältnis von Streukapazität zu Nutzkapazität. Zur Auswertung dieses Wandlers müssen sinus- und cosinus amplitudenmodulierte Ansteuersignale erzeugt werden, was vom Aufwand her in etwa dem Resolverwandler entspricht. Außer dem ist eine absolute Messung nur innerhalb der Breite eines Segmentes möglich.

Aus der DE-OS 36 17 335 ist ein Encoder vom Drehkonden sator-Typ bekannt, bei dem der Stator vorzugsweise zwei Statorplatten aufweist, die sich in einem festen Abstand voneinander gegenüberstehen und zwischen denen eine dreh bare Rotorplatte vorgesehen ist. Der Zweck der Ausbildung mit zwei Statorplatten ist es, zur Erhöhung der Auflösung die Anzahl der zur Gewinnung des Meßsignals verfügbaren Elektrodenelemente auf dem Stator und Rotor zu erhöhen, ohne daß ein größerer Durchmesser der Stator- und Rotor platten erforderlich ist. Bei diesem bekannten Encoder handelt es sich jedoch nicht um ein absolutes, sondern ein inkrementales Meßsystem. Bei der Auswertung wird die Phasenverschiebung des Meßsignals mit einer Referenzfrequenz verglichen. Trotz einer hohen Anzahl von Elektrodenelementen ist die Auflösung relativ gering, und die Genauigkeit wird durch Streukapazitäten nachteilig beeinträchtigt.

Aus der bereits genannten DE-OS 34 11 979 ist ein kapazitiver Drehwinkel-Meßumformer bekannt, der einen Stator mit wenigstens drei gegeneinander isolierten, gleich großen Elektrodenflächen und einen dem Stator gegenüber stehenden drehbaren Rotor mit einer einzigen Elektroden fläche aufweist, deren Größe gleich derjenigen von einer der gleich großen Elektrodenflächen auf dem Stator ist. Den Statorelektrodenflächen werden phasenverschobene recht eckförmige Spannungen zugeführt. Die an der Rotorelektroden fläche abgenommene Spannung gelangt über einen Tiefpaß zum einen Eingang eines Phasenkomparators, dessen anderem Ein gang eine der rechteckförmigen Statorspannungen zugeführt wird. Die Ausgangsspannung des Phasenkomparators ist dem jeweiligen Drehwinkel proportional.

Der aus der DE-OS 34 11 979 bekannte Drehwinkel-Meß umformer erlaubt zwar eine absolute Drehwinkelmessung, jedoch müssen für genaue Messungen die in der Auswerte schaltung erforderlichen Zeitkonstanten sehr groß sein. Dies führt dazu, daß nur bei langsamen Drehgeschwindigkeiten genau gemessen werden kann. Schon bei mittleren Geschwindig keiten ergeben sich Winkelfehler. Darüber hinaus führen unlineare Bereiche in der von der Rotorelektrodenfläche ab genommenen Spannung zu weiteren Ungenauigkeiten in der ausgangsseitigen Meßspannung. Abstandsänderungen zwischen der Stator- und Rotorplatte können zu weiteren Meßfehlern führen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Posi tionsmeßvorrichtung für absolute Winkel-, Weg- und/oder Geschwindigkeitsmessung zu schaffen, die die Auflösung der derzeitig angewendeten absoluten Industriemeßsysteme erreicht oder übertrifft, jedoch preisgünstiger ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Positionsmeßvorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch die Merk male in dessen Kennzeichen gelöst. Danach werden mittels einer getakteten Meßsignalaufbereitung nur die linearen Bereiche der von der Sensorelektrodenfläche gewonnenen Sensorspannung als Meßsignal ausgewertet. Der kapazitive Meßaufnehmer der erfindungsgemäßen Positionsmeßvorrichtung kann rotierend oder linear messend aufgebaut sein. Die Anzahl der Referenzpotentialelektrodenflächen kann zwischen drei und einer größeren Anzahl variieren. Die Sensorelek trodenfläche hat vorzugsweise in der Meßrichtung gesehen eine Größe, die der Größe von zwei nebeneinanderliegenden Referenzpotentialelektrodenflächen entspricht.

Die Positionsmeßvorrichtung läßt sich mittels eines relativ einfach und preiswert herstell baren kapazitiven Meßaufnehmers sowie einer preiswerten Elektronik mit wenigen unkomplizierten Standardbauteilen realisieren. Es können Winkel oder Wege absolut (also innerhalb einer Umdrehung oder eines bestimmten Wegab schnittes eindeutig zuordnend) und mit hoher Auflösung gemessen werden. Im Anschluß an eine Digitalisierung kann man eine Auflösung von 1000 bis <100 000 Schritten je Absoluteinheit darstellen. Gleichermaßen kann ein analoges, zur Änderungsgeschwindigkeit des Positionswertes proportio nales Signal erzeugt werden. Das erzeugte geschwindigkeits proportionale Signal kann mindestens die Güte des Tachosignals eines dynamischen Tachogenerators erreichen. Die Positionsmeßvorrichtung vermeidet dadurch den Einsatz und die damit verbundenen Probleme zweier verschiedener, getrennter Meßsysteme (Positions- und Geschwindigkeitsmessung) an einer Meßstelle.

Bevorzugte Weiterbildungen und zweckmäßige Ausgestal tungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet. In diesen Zusammenhang seien die folgenden Maßnahmen besonders hervorgehoben.

Durch eine spezielle Konstruktion des Meßumformers mit doppelten Statorplatten und zugehörigen elektrischen Maßnahmen lassen sich zur Verbesserung der Genauigkeit mechanische und/ oder thermische Meßwertdrift reduzieren. Durch zusätzliche Verwendung eines einfachen Digital/Analog-Wandlers sowie eines Auf/Ab-Zählers kann man unter Ausnutzung von zwei Meßreferenzspannungen ein digitales, der Position propor tionales Ausgangssignal als auch ein analoges Tachosignal erzeugen.

In der elektronischen Auswerteschaltung besteht die Möglichkeit, verschiedene zusätzliche Eigenschaften zu integrieren. So kann z. B. der digitale Ausgang binär oder BCD-codiert ausgelegt sein. Um bei sehr hohen Geschwindigkeiten noch messen zu können, kann eine automatische Umschaltung höhere Meßraten ermöglichen. Ein schneller Initialabgleich nach Einschalten der Versorgungsspannung kann lange Stabilisierungszeiten verringern.

Mittels eines Festwertspeichers und eines D/A-Wandlers kann eine Fehlerkorrektur des Meßsignales auf eine Genauigkeit von einem Auflösungsschritt realisiert werden.

Weiterhin kann durch Veränderung der Meßreferenzspannung des für die Messung zuständigen A/D- oder D/A-Wandlers im Gegensatz zu den existierenden Meßverfahren durch spezielle Ausführung der Meßvorrichtung jede beliebige Auflösung ohne Meß wertsprünge gewählt werden.

Alle aktiven Bauelemente der elektronischen Schaltung und die meisten passiven können zu einer integrierten Schaltung zusammen gefaßt werden.

Zuletzt können durch Kombination zweier rotativer oder linearer Meßvorrichtungen Meßsysteme geschaffen werden, die über mehrere Umdrehungen oder größere lineare Strecken hoher Auflösung absolut messen können.

Durch den Einsatz der Meßvorrichtung können folgende Vorteile erreicht werden:

- Meßaufnehmer und Elektronik können relativ einfach und preiswert hergestellt werden.
- Durch das integrierte Tachosignal hoher Qualität können zusätz liche Tachogeneratoren entfallen.
- Winkel- oder Wegmessungen sind mittels des gleichen Meßprinzips durch Einsatz eines abgewandelten Meßaufnehmers, aber gleicher Elektronik möglich.
- Es können Meßvorrichtungen mit beliebiger Anzahl von Meßschrit ten aufgebaut werden.
- Gegenüber optischen und potentiometrischen Meßvorrichtungen ist dieses Verfahren mechanisch unempfindlich.
- Der Meßaufnehmer arbeitet verschleißfrei.
- Platzbedarf und Gewicht können durch niedrige Bauhöhe reduziert werden.
- Der Energiebedarf, z. B. bei Einsatz in ortsveränderlichen Gerä ten kann niedrig gehalten werden.
- Sehr schnelle Positionsänderungen können ohne Meßsignalverlust und ohne größere Phasenfehler gemessen werden.
- Absolute Genauigkeiten von ±1 Bit lassen sich durch elektroni sche Fehlerkorrektur erreichen.

Zum Verständnis der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Aus führungsbeispiele zeigen die Zeichnungen

Fig. 1 eine Vorstufe des erfindungsgemäßen kapazitiven Meßaufneh mers mit nur je einer rotativen Stator- und Sensorplatte und die dazugehörigen Ansteuer- und Sensorspannungen,

Fig. 1a die Oberfläche der Statorplatte 1 mit zwei Referenzpotential elektroden 11 und 13 und die Oberfläche der Sensorplatte 2 mit einer Sensorelektrode 21 und der Rotorwelle 23,

Fig. 1b die Seitenansicht der schematischen Funktionsanordnung mit Statorplatte 1 und Sensorplatte 2,

Fig. 1c die Referenzpotentialspannungen 80 und 82 in Abhängigkeit von der Zeit,

Fig. 1d die demultiplexten Sensorspannungen 84 und 86 in Abhän gigkeit vom Drehwinkel der Rotorachse 23,

Fig. 2 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen kapazitiven Meßaufnehmers zur Ermittlung von absoluter Position und Drehrichtung und den dazugehörigen Ansteuer- und Sensorspannungen,

Fig. 2a die demultiplexten Sensorspannungen 84 bis 87 in Abhängig keit vom Drehwinkel der Rotorachse 23,

Fig. 2b die Statorplatte 1 mit den Referenzpotentialelektroden 11 bis 14,

Fig. 2c die Referenzpotentialspannungen 80 bis 83 in Abhängigkeit von der Zeit,

Fig. 2d die Sensorspannung 88 bis 91 in Abhängigkeit von der Zeit,

Fig. 3 eine schematische rotative Ausführung der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung mit n = 4 Referenzpotentialelektroden,

Fig. 3a die Seitenansicht der montierten Meßvorrichtung mit den Statorplatten 1 und 3, der Sensorplatte 2, dem Abstandshalter 4 und der Grundplatte 5,

Fig. 3b die beiden Statorplatten 1 und 3 mit den Referenzpotentialelek troden 11 bis 14 und 31 bis 34 und den Statorkoppelelek troden 15 und 35 und der Sensorplatte 2 mit den Sensorelektroden 21 und 22 (auf Vorder- und Rückseite) und der Achse 23,

Fig. 4 die zur Meßvorrichtung nach Fig. 3 gehörenden Meßsignal- und Meßreferenzspannungen,

Fig. 4a die aus Fig. 2a abgeleitete Zuordnung der Meßreferenzspan nungen 93, 94 und der Meßsignalspannung 92 zu den demulti plexten Sensorspannungspotentialen 84 bis 87,

Fig. 4b die positive Meßreferenzspannung 93 und die Meßsignalspan nung 92 in bezug auf die negative Meßreferenzspannung 94 in Abhängigkeit vom Drehwinkel der Rotorachse 23,

Fig. 5 das Blockschaltbild der Meßvorrichtung mit kapazitiven Meßaufnehmer 1 bis 3, Ansteuerschaltung 6, bestehend aus Taktoszillator 61, Referenzspannungsquelle 62, Referenzmustergenerator 63 und Referenzpotentialschal ter 64 und mit der Auswerteschaltung 7, bestehend aus Ladungsverstärker 71, Signalschalternetzwerk 72, Komparator 73, Digital/Analog-Wandler 74, Auf/Ab-Zähler 75, Ausgangsregister 76, Steuerlogik 77, Differenzierschaltung 78 und Fehlerkorrekturschaltung 79,

Fig. 6 eine lineare Meßvorrichtung, bestehend aus den Statorplatten 1 und 3 mit den Referenzpotentialelektroden 11 bis 14 und 31 bis 34 und den Statorkoppelelektroden 15 und 35 und aus der Sensorplatte 2 mit den Sensorelektroden 21 und 22.

Um einen Winkel oder einen Weg möglichst genau messen zu können, ist es erforderlich, einen präzise auswertbaren, zur Meßgröße pro portionalen Meßwert zu erhalten. Bei kapazitiven Meßaufnehmern kann dies durch Ändern des Abstandes, des Dielektrikums oder der überlappenden Flächen zweier sich gegenüberstehender Kondensator flächen geschehen. Die am genauesten auszuwertende Meßmethode ist ein Verschieben zweier überlappender Kondensatorflächen, wobei sich die Überlappungsfläche proportional zur Position und damit auch in hoher Linearität der Kapazitätswert analog zur Position ändert.

Anhand eines rotativen Meßaufnehmers sollen nachfolgend diese Maßnahmen erklärt werden.

In Fig. 1a sind eine Statorplatte 1 und eine Sensorplatte 2 zu sehen, die sich, wie in Fig. 1b gezeigt, in kleinem Abstand axial gegenüberstehen. Auf der Statorplatte 1 aus nichtleitendem plattenförmigen Material, z. B. Glasfasergewebe oder Keramik befinden sich zwei Kreissektoren 11, 13 von je 180 Grad aus dünnem, leitfähigem Material wie z. B. Kupfer oder anderen metallischen Schichten, die nachfolgend Refe renzpotentialelektroden genannt werden. Die Sensorplatte kann aus dem gleichen Material bestehen und ist mit nur einem Kreissektor 21 leitfähigen Materials von 180 Grad beschichtet, der nachfolgend Sensorelektrode genannt wird.

Bei einer Drehung der Sensorplatte um 360 Grad überdeckt die Sensor elektrode 21 abwechselnd die Referenzpotentialelektroden 11 und 13. Wird nun in die Elektrode 11 eine Referenzpotentialspannung 80 nach Fig. 1c eingespeist, die abwechselnd zwischen zwei Referenzpotentialen umgeschaltet wird und in Elektrode 13 eine zur Spannung 80 invertierte Spannung 82, so kann an der Sensorelektrode 21 eine Wechselspannung abgegriffen werden, die ihre maximale Amplitude bei vollständigem Überdecken je einer der Referenzpotentialelek troden 11 oder 13 erreicht und bei Überdecken jeweils der Hälfte dieser Elektroden den Wert Null annimmt. Zwischen diesen Werten besteht ein weitestgehend linearer Zusammenhang der Amplitude die ser Spannung zum Drehwinkel der Rotorachse 23.

Wird diese Wechselspannung zwischen den Zeitpunkten t 0 und t 2 nach Fig. 1c abgetastet und in einen Kondensator eingespeichert, so entsteht eine Gleichspannung 84 nach Fig. 1d, die abhängig vom Drehwinkel der Rotorachse 23 ein Dreieck bildet. Analog dazu entsteht die Gleichspannung 86 bei Abtastung zwischen den Zeit punkten t 2 und t 4.

Aus diesen Spannungskurven ist ersichtlich, daß für jeden Span nungswert von 84 oder 86 zwei mögliche Winkelwerte existieren. Da jeder Meßwert dieser Meßvorrichtung zweideutig und eine Feststel lung der Drehrichtung nicht möglich ist, kann sie zur Lösung der gestellten Aufgabe nicht verwendet werden.

Wird jedoch ein zweiter, gleich angesteuerter Plattensatz 1 und 2 nach Fig. 1 auf der gleichen Rotorachse 23 jedoch mechanisch um 90 Grad verschoben angebracht, so können zwei weitere Spannungen 85 und 87 gewonnen werden, die, wie in Fig. 2a zu sehen, um 90 Grad zu 84 bzw. 86 verschoben sind. Nun existiert für jeden Drehwinkel der Rotorachse eine eindeutige Kombination der Spannungen 84 und 85 bzw. 86 und 87, die innerhalb von 360 Grad nur einmal auftritt und nun auch eine Ermittlung der Drehrichtung zuläßt.

Nachteilig bei dieser Ausführung ist jedoch der doppelte Plat tensatz, der größere Bauformen, höhere Kosten und einen mechani schen Abgleich verursacht. Um diesen Nachteil zu beseitigen, sind in der erfindungsgemäßen Vorrichtung die beiden Plattenpaare zu einem vereinigt.

Das wird dadurch erreicht, daß die 180 Grad-Sektoren 11 und 13 der Statorplatte 1 in jeweils zwei 90 Grad-Sektoren 11, 12 und 13, 14 nach Fig. 2b zerlegt werden. Wenn die Abstände zwischen den 90 Grad-Sektoren klein sind, im Vergleich zum Plattenabstand zwi schen Stator- und Sensorplatte, erscheinen zwei elektrisch verbundene, nebeneinanderliegende Sektoren als ein 180 Grad-Sektor.

Nun können also die vorher beschriebenen zwei Plattenpaare durch Zusammenschalten von Segmenten mittels nur eines Plattenpaares si muliert werden. Geschieht dies sehr schnell hintereinander, so können durch Abtasten und Speichern der Spannungspotentiale 88 bis 91 nach Fig. 2d praktisch fast gleichzeitig aus der Sensorelektrode 21 die vier Spannungen 84 bis 87 gewonnen werden. Die Spannungspo tentiale 88 bis 91 der Sensorspannung der Sensorelektrode 21 ent sprechen dabei den Spannungen 84 bis 87 nach Fig. 2a beim Drehwin kel a. Die dazugehörigen Referenzpotentialspannungen an den Referenz potentialelektroden 11 bis 14 sind in Fig. 2c dargestellt. So liegt eine redundante komplette Information zur Ermittlung von Drehwin kel und Drehrichtung vor.

Bevor jedoch die elektronische Auswertung beschrieben wird, muß noch auf andere Probleme im Zusammenhang mit kapazitiven Meßsyste men hingewiesen und ihre Lösung beschrieben werden. Ein Nachteil ist es, daß Schwankungen des Plattenabstandes in den Meßwert der Kapazität eingehen, und zwar um so stärker, je kleiner der Plat tenabstand ist. Um für einen kapazitiven Meßaufnehmer einen ver nünftigen Kapazitätswert zu erhalten, ist es aber erforderlich, den Plattenabstand so gering wie möglich zu halten. Da sich aber bei der Führung der beweglichen Platte Abstandsänderungen (z. B. axiales Spiel von Kugellagern bei rotativen Meßaufnehmern) kaum vermeiden lassen, müssen diese bei hochgenauen Meßaufnehmern aus kompensiert werden.

Dazu werden drei Maßnahmen ergriffen. Die erste ist die Bildung eines Differentialkondensa tors, die zweite die Verwendung einer zweiten Statorplatte und die dritte Maßnahme ist eine elektronische Kompensation.

Wird zur Positionsmessung nur eine reine Kapazitätsmessung zwi schen Stator und Sensor realisiert, so geht, wie vorher erwähnt, der Plattenabstand in den Meßwert ein. Die Auswerteelektronik kann nicht unterscheiden, ob eine Flächen- oder Abstandsänderung statt fand.

Wird jedoch ein Differentialkondensator verwendet, so ist die kapazitiv in die Sensorelektrode 21 eingekoppelte Spannung immer proportional der flächenmäßigen Überlappung zwischen der Sensor- und den Stator elektrodenflächen und der in diese eingespeisten Referenzpotential spannungen.

Ändert sich der Abstand zwischen Sensor und Stator, bleibt das Verhältnis der von den Referenzpotentialelektroden eingekoppelten Spannungspotentiale zwar gleich, aber ihr Effektivwert ändert sich, da sich die nicht zu vermeidenden Streukapazitäten auswir ken. Außerdem kann sich durch mechanische Schwingungen oder ther mische Driften eine unterschiedliche Abstandsänderung zwischen der Sensor- und den beiden Statorelektroden ergeben.

Gelöst wird dieses Problem durch eine zweite Statorplatte 3, auf dem spiegelverkehrt die gleichen Referenzpotentialelektroden 31 bis 34 wie auf der Statorplatte 1 aufgebracht sind. Diese Platten werden, wie in Fig. 3a gezeigt, so angeordnet, daß der Sensor 2 sich in glei chem Abstand zentrisch zwischen den beiden Statorplatten 1 und 3 drehen kann und daß sich die Segmente 11 bis 14 und 31 bis 34 exakt gegenüberstehen. Der Abstand der beiden Statorplatten 1 und 3 wird durch einen Abstandshalter 4 fixiert. Die Statorplatten werden mittels geeigneter Befestigungsteile 52 an einem Gehäuse oder einer Grundplatte 5 befestigt, worin die Lager 51 für die zentrische Führung des Sensors eingebaut sind. Die Rückseite des Sensors 2 besitzt die gleiche, wie in Fig. 1a gezeigte Sensorelektrode 21. Diese Sensorelektroden 21 und 22 liegen sich exakt gegenüber und sind elektrisch miteinander verbunden.

Bei einer Abstandsänderung um 10% ändern sich die Kapazitätswer te bei der Einstatorversion nach Fig. 1 um -9,1% oder +11,1%, die Zweistatorversion nach Fig. 3 erreicht nur maximale Abweichungen von +1,01%, also etwa um den Faktor 10 niedriger. Kann die mecha nische Abweichung des axialen Abstandes auf 1% des Plattenab standes von Stator und Sensor reduziert werden, liegen die Fehler bei der Einstatorversion bei -0,99% und 1,01%, bei der Zweistator version nur noch bei +0,01%, also ¹/_{10 000} des Meßwertes. Durch die Verwendung zweier Statorplatten ergibt sich weiterhin eine Verdop pelung der Koppelkapazität zwischen Stator und Sensor, was im Hin blick auf die Streukapazitäten eine weitere Verbesserung bedeutet. Die entscheidende Rolle für diese Verbesserung spielt aber der Ab standshalter 4, der für einen exakt definierten Abstand beider Sensorplatten sorgt. Die elektronische Kompensation des restlichen Fehlers wird später an anderer Stelle erläutert.

Ein weiteres Problem des bisher beschriebenen kapazitiven Meß aufnehmers ist es, daß das kapazitiv auf den Sensor eingekoppelte Signal an einem rotierenden Teil zur Verfügung steht. Um aber Schleifer oder andere mit Nachteilen behaftete Methoden zu vermeiden, wird beim Meßaufnehmer nach Fig. 3 die Sensorspannung (88-91) aus den Sensorelektroden 21 und 22 wieder auf die Statorplatten 1 und 3 ausgekoppelt. Dazu sind auf den Statorplatten und auf der Sensorplatte konzentrische, im Achsmittelpunkt angeordnete, sich gegenüberstehende Koppelelektrodenflächen 15, 25 und 35 aufge bracht, die diese Aufgabe übernehmen. Die sich auf der Sensorplatte 2 beidseitig befindlichen Sensorkoppelelektroden 25 sind ein Teil der Sensorelektroden 21 und 22 und mit deren Sensorsignalelektro den 24 elektrisch verbunden.

Somit steht die in die Sensorsignalelektroden 24 eingekoppelte Sensorspannung 88 bis 91 auch an den Sensorkoppelelektroden 25 an. Von hier aus wird es in die Statorkoppelelektroden 15 und 35 der Statorplatten 1 und 3 ausgekoppelt. Dadurch wird der Meßaufnehmer weitestgehend verschleiß- und wartungsfrei.

Die elektronische Ansteuerung für den kapazitiven Meßaufnehmer besteht, wie Fig. 5 zeigt aus den Teilen Taktoszillator 61, Referenzspannungsquelle 62, Referenzmustergenerator 63 und Referenzpotentialschalter 64. Die Referenzspannungsquelle 62 stellt zwei genaue Referenzspannungspotentiale zur Verfügung, die über den elektronischen Referenzpotentialschalter 64 abwechselnd an jede der vier Referenzpotentialelektrodenpaare 11/31, 12/32, 13/33 und 14/34 der Statorplatten 1 und 3 angelegt werden. Durch den Referenzmustergenerator 63, der vom Taktoszillator 61 gesteuert wird, wird in z. B. vier Taktperioden ein Muster von Referenzspan nungspotentialen 80 bis 83 (Fig. 2c) erzeugt, die im einfachsten Fall ein rotierendes elektrisches Feld auf den Statoren 1, 3 erzeu gen. Als Resultat davon wird in die Sensorelektroden 21, 22 und von da in die Statorkoppelelektroden 15 und 35 eine Sensorspannung 88 bis 91 eingekoppelt.

Diese hochohmige Spannung muß über einen schnellen Ladungsver stärker 71 entkoppelt werden, bevor sie aufbereitet werden kann. Über ein von der Steuerlogik 77 taktsynchron geschaltetes Signal schalternetzwerk 72 wird sie demultiplext, so daß vier Einzelspan nungen 84 bis 87 entstehen. Die Spannung 84 entspricht dabei dem Spannungspegel 88, analog dazu entstehen die Spannungen 85, 86 und 87 aus den Spannungspegeln 89, 90 und 91. Aus diesen Spannungen werden nun eine Meßsignalspannung 92, eine negative und eine posi tive Meßreferenzspannung 94, 93 gewonnen. Da durch die elektrosta tische Feldverzerrung an den Übergangsstellen zwischen Referenzpo tentialelektroden unterschiedlicher Polarität Verzerrungen der über den Drehwinkel des Sensors dreieckförmigen, demultiplexten Sensorspannungen 84 bis 87 entstehen, die sich als Verrundungen der negativen und positiven Spitzen dieser Dreiecke äußern, empfiehlt es sich nicht, diese Bereiche für die Messung zu verwenden. In den demultiplexten Spannungen 84 bis 87 nach Fig. 2a ist aber zu erkennen, daß zu dem Zeitpunkt, in dem eine Spannung einen unlinearen Bereich durchläuft, eine andere Spannung sich in ihrem linearen Bereich befindet. So kann durch Umschalten dieser Spannungen 84 bis 87 immer ein linearer Bereich ausgewählt werden. In Fig. 4a sind diese acht linearen Meßsignalspannungsintervalle 92 von je 45 Grad aus den Spannungen nach Fig. 2a ausgewählt.

Wie schon bei der Beschreibung des mechanischen Teiles erwähnt, sind geringe Schwankungen des Meßsignales durch thermische Ein flüsse, Abstandsänderungen des Sensors zu den Statoren sowie auch Schwankungen der Referenzpotentialspannungen nicht zu vermeiden. Da sich aber in fast allen denkbaren Fällen die Spannungen 84 bis 87 proportional mitändern, ist es sinnvoll aus diesen eine Meßrefe renzspannung zu bilden, um diese Fehler automatisch auszukompen sieren. Fig. 4a zeigt die negative und positive Meßreferenz spannung 94 und 93. Hier ist zu sehen, daß diese Referenzspan nungen gemeinsame Punkte mit der Meßsignalspannung 92 an deren Umschaltpunkten aufweisen. Bezieht man nun diese Spannungen auf die negative Meßreferenzspannung 94, so entsteht, wie in Fig. 4b gezeigt, eine Meßsignalspannung 92, die durch die Meßreferenzspan nungen 93 und 94 begrenzt wird und über den Drehwinkel gesehen aus acht linearen Meßintervallen von je 45 Grad besteht. Die positive Meßreferenzspannung 93 bildet nun einen konstanten Wert, der alle 90 Grad durch die schon erwähnte Signalverzerrung der Dreieck spitzen einen minimalen Einbruch zeigt. Da sich aber die Meßsi gnalspannung 92 in diesem Bereich immer nahe Null befindet, sind bei Verwendung der Meßreferenzspannung (93) für den nachfolgenden Wandler 74 keine signifikanten Fehler festzustellen.

Um die Meßspannungen 92 bis 94 aus der Sensorspannung 88 bis 91 zu gewinnen, werden sie vom erwähnten Signalschalternetzwerk 72 in drei der vier Zeitfenster t 0 bis t 4 abgetastet und in die Konden storen 721 bis 723 eingespeichert. Während zwei der vier Abtast phasen überwacht ein analoger Komparator 73 die Beziehungen der Meßsignalspannung 92 zu den Meßreferenzspannungen 93 und 94 und gibt bei Überschreiten der Überschneidungspunkte die Infor mationen "Meßintervall unterschritten" oder "Meßintervall über schritten" an die Steuerlogik 77 ab. Diese schaltet das Signal schalternetzwerk 72 um ein Meßintervall von 45 Grad höher oder niedriger. Die Umschaltung des Komparators 73 zur Überwachung die ser Spannungen und wie nachfolgend beschrieben, zum Vergleich der Meßsignalspannung (92) mit der Ausgangsspannung des D/A-Wandlers wird durch die Steuerlogik (77) von elektronischen Analogschaltern durchgeführt.

Zur Umwandlung der acht linearen Meßintervalle 92 kann ein Ana log/Digital-Wandler (A/D-Wandler) eingesetzt werden. Die Meßsi gnalspannung 92 und die Meßreferenzspannungen 93 und 94 werden in diesem Fall direkt als Eingangswerte für den Wandler verwendet. Da aber A/D-Wandler im Vergleich zu Digital/Analog-Wandlern (D/A- Wandler) generell langsamer und teurer sind, wird vorzugsweise ein multiplizierender D/A- Wandler eingesetzt.

Dies ist möglich, da sich der zum Meßwert proportionale Drehwin kel des Sensors 2 nur kontinuierlich ändern kann. Dazu wird der D/A-Wandler 74 von einem digitalen Auf/Ab-Zähler 75 gesteuert. Die Meßreferenzspannungen 93 und 94 dienen dabei als Referenzspan nung für den Wandler und die von diesem erzeugte Ausgangsspannung wird vom Komparator 73 während einer Taktphase mit der Meßsignalspannung 92 verglichen. Aufgrund dieses Vergleiches wird der Zähler 75 in die entsprechende Richtung nachgesteuert, falls die Werte nicht übereinstimmen.

Der am Zähler anstehende Wert stellt die niederwertigen Bits der Sensorposition dar. Da aber bei jedem zweiten Meßintervall sich die Änderungsrichtung der Meßsignalspannung 92 umkehrt, muß aus diesem Grund der Wandler 74 invertiert betrieben werden. Das geschieht durch Invertieren des am Wandler anliegenden Zähler wertes. Der Zählerwert selbst wird nicht invertiert und wird an das Ausgangsregister 76 weitergegeben. Die oberen Bits des Winkel meßwertes werden von der Steuerlogik 77 aus der Auswahl der Meßintervalle gewonnen und ebenfalls an das Ausgangsregister geliefert. Der hier beschriebene kapazitive Meßaufnehmer mit vier Referenzpotentialelektrodenpaaren bedingt acht lineare Meßinter valle und eignet sich somit am besten für eine binäre Winkelmeß vorrichtung. Wird für den Zähler und den D/A-Wandler ebenfalls binäre Arbeitsweise gewählt, so steht am Ausgangsregister ein digitaler Binärwert mit n + 3 Bit zur Verfügung, wobei n die Anzahl der Wandlerbits und 3 die Anzahl, der durch die Steuerlogik gelieferten oberen Bits ist. Durch Sperren des Ausgangsregisters mittels eines Sperreinganges kann der gemessene Winkelwert jederzeit gespeichert werden. So kann mittels eines preiswerten 8- Bit-D/A-Wandlers schon ein 11-Bit-Binärsignal (2048 Schritte je Umdrehung) gewonnen werden. Bei Verwendung eines 16-Bit-Wandlers kann bei ausreichender Stabilität des kapazitiven Meßaufnehmers ein binäres Ausgangssignal von 19 Bit (ca. 524 000 Schritte je Umdrehung!) gewonnen werden.

Zur Gewinnung des Tacho- bzw. Geschwindigkeitssignales können verschiedene Möglichkeiten angewendet werden. Es wird grundsätzlich die Meßsignalspannung 92 als Ausgangsbasis verwen det. Im einfachsten Fall wird sie direkt in einen als Differentia tor geschalteten Operationsverstärker, wie er in der Tachodiffe rentiatorschaltung 78 enthalten sein kann, eingespeist. Da die Meßsignalspannung 92 linear mit dem Drehwinkel ansteigt oder abfällt, ergibt sich durch Differenzierung ein zur Geschwindigkeit proportionales Spannungssignal. Da jedoch die Änderungsrichtung der Meßsignalspannung sich innerhalb einer Umdrehung achtmal um kehrt, muß auch nach jeder Umschaltung in ein neues Meßintervall der Spannungswert der so erzeugten Tachospannung in der Polarität umgeschaltet werden, um ein kontinuierliches Ausgangssignal zu er halten. Diese Umschaltung kann von der Steuerlogik 77 vorgenommen werden, da hier diese Signale (Umschaltung der Digitaleingänge des Wandlers 74) schon vorhanden sind. Umschaltspikes und Polaritäts offset können durch Auswahl geeigneter Bauteile und Beschaltungen so minimiert werden, daß sich insgesamt eine Tachospannung ergibt, deren Genauigkeit weit besser als 0,1% sein kann und deren maxi maler Rippleanteil in ähnlichen Bereichen liegen kann und somit besser sein kann als die Ausgangsspannung eines dynamischen Tacho generators. Durch Beschaltung des Tachoausgangsverstärkers kann die Verstärkung in weiten Bereich eingestellt werden, so daß sich je nach gewähltem Geschwindigkeitsbereich immer eine optimale Spannungshöhe des Tachosignales ergibt.

Durch diese Kombination von Positions- und Geschwindigkeitsmeß gerät ergeben sich in vielen Anwendungsfällen Vorteile. Baugröße und Gewicht der Meßvorrichtung bleiben in etwa gleich, die zusätz lichen Kosten durch die Tachoelektronik sind gering.

Es ist auch möglich, kapazitive Meßaufnehmer aufzubauen, die eine zum beschriebenen Meßaufnehmer abweichende Anzahl von Refe renzpotentialelektroden besitzen. Die Mindestanzahl liegt bei 3 Referenzpotentialelektroden je Statorplatte, da bei einer geringeren An zahl eine absolute Messung nicht möglich ist. Bei dieser Ausführung entstehen sechs lineare Meßintervalle von je 60 Grad in einer rotativen Version.

Bei binärem Ausgang stellt die beschriebene Version mit 4 Refe renzpotentialelektroden eine optimale Lösung dar. Die hierbei entstehenden 8 Meßintervalle entsprechen 3 Bit (2 hoch 3) und lassen sich mit dem binären Ausgangswert des Wandlers 74 zu einem über den Bereich von 360 Grad absoluten binären Ausgangswert zusammenfügen.

Eine fast so große Bedeutung wie der binäre Code hat bei absolu ten Positionsmeßvorrichtungen der BCD-Code. Da hier die Basis die dezimale Zahl 10 ist, kann der Meßaufnehmer z. B. 10 lineare Meßin tervalle aufweisen. Dies wird durch 5 Referenzpotentialelektroden auf den Statorplatten erreicht. Die dadurch entstehenden 10 Meßinter valle ergeben die höchstwertige Dekade des Meßwertes und können an die unteren, durch den als BCD-Wandler ausgelegten Wandler 74 gelieferten BCD-Dekaden angehängt werden.

Die Positionsmeßvor richtung läßt sich auch als Linearmeßvorrichtung aufbauen. Dazu werden die Referenzpotentialelektroden 11 bis 14 und 31 bis 34 in linearer Anordnung wie in Fig. 6 gezeigt auf den Statorplatten 1 und 3 aufge bracht. Um bei mechanischen Driften Fehler auszukompensieren, sind die Referenzpotentialelektroden zweigeteilt und jeweils oberhalb und unterhalb der Statorkoppelelektroden 15, 35 angeordnet, elektrisch sind die Teile aber miteinander verbunden. Zwischen den Statorplatten 1, 3 bewegt sich die Sensorplatte 2 in Richtung der nebeneinan der angeordneten Referenzpotentialelektroden. Die Breite der Sen sorelektroden 21 bzw. 22 auf Vorder- und Rückseite der Sensorplatte 2 entspricht z. B. genau der Breite von zwei Referenzpotentialelek troden. Aber anders als beim rotativen Meßsystem kann nur die Hälfte der Referenzpotentialelektroden überfahren werden, da sonst die Sensorplatte den Bereich der Statorplatten verläßt. Die Anzahl der linea ren Meßintervalle wird in diesem Fall um zwei verringert.

Wenn es erforderlich ist, die volle Anzahl von Meßintervallen zu erhalten, können in linearer Fortsetzung auf den Statorplatten 1, 3 die ersten beiden Referenzpotentialelektroden 11, 31 und 12, 32 nochmals am Ende der Statorplatten nach den Elektroden 14, 34 angeordnet werden. Sie sind elektrisch jeweils mit den Elektroden gleicher Bezeich nung verbunden. Die Länge der Statorkoppelelektroden 15, 35 muß dann ebenfalls um diese Strecke verlängert werden.

Bei Verwendung schneller elektronischer Bauelemente kann eine zu lässige Drehzahl bzw. Lineargeschwindigkeit erreicht werden, die weit über der Meßgeschwindigkeit vergleichbarer Absolutmeßvorrich tungen liegt. In manchen Anwendungsfällen, besonders bei hochauf lösenden Rotationsmeßgeräten, werden z. B. Positioniervorgänge zu erst mit hohen Geschwindigkeiten eingeleitet, um dann mit niedri ger Geschwindigkeit sehr genau zu positionieren. Bei diesen hohen Drehzahlen darf der Meßwert nicht verloren gehen.

Um dies zu erreichen, kann durch die Steuerlogik 77 die Taktfre quenz des Taktoszillators 61 im Ansteuerteil 6 stufenweise erhöht werden, wenn z. B. der Komparator 73 zweimal hintereinander eine Abweichung zwischen Meßsignalspannung und Wandlerspannung in der gleichen Richtung feststellt. Dadurch verringert sich zwar je nach Taktfrequenz die Genauigkeit etwas, jedoch bleibt der Meßwert er halten.

Bei noch höheren Geschwindigkeiten kann stufenweise der Zähl schritt des Auf/Ab-Zählers 75 vergrößert werden, so daß je Meß zyklus T 2, 4, 8 oder mehrere Schritte gezählt werden. Durch diese Maßnahme reduziert sich die Auflösung ohne die Grundgenauigkeit zu beeinträchtigen. Die Reduzierung der Auflösung kann, wenn nötig, auch extern gesteuert werden.

Da bei Einschalten der Versorgungsspannung der Zähler 75 einen beliebigen Wert zeigen kann, ist meistens eine größere Differenz zur Position festzustellen. Im Nachlaufbetrieb wird der Zähler dann solange nachgetaktet, bis der Meßwert erreicht ist. Falls auch mit den vorher beschriebenen Methoden der Geschwindigkeitser höhung, die Zeit bis zum Erreichen des aktuellen Wertes zu lange ist, kann in einer speziellen Version der Erfindung die Umschal tung der Meßintervalle direkt durch die Steuerlogik 77 erfolgen. So kann innerhalb weniger Meßperioden das richtige Meßintervall erreicht werden. Um dann schnell den D/A-Wandler auf den Wert der Meßsignalspannung 92 zu bringen, läßt sich das Successive Approxi mation-Verfahren verwenden.

Ein weiteres Merkmal der Meßvorrichtung ist der multiplexte Komparator 73. Da in der Auswerteschaltung 7 min destens 3 verschiedene Komparatorwerte erforderlich sind, die sehr präzise ermittelt werden müssen, müßten 3 Präzisionskomparatoren verwendet werden. Um dies zu vermeiden, wird hier ein genauer, schneller Komparator verwendet, der zum Vergleich von Meßsignal spannung mit positiver Meßreferenzspannung, negativer Meßreferenz spannung und Ausgangssignal des D/A-Wandlers über elektronische Analogschalter umgeschaltet wird.

Auch für eine Integration in ein monolithisches Siliziumchip ist dies von großer Bedeutung, da alle analogen Präzisionselemente sehr viel Siliziumfläche beanspruchen und dadurch teuer werden. Um den Offsetabgleich des Komparators entbehrlich zu machen, ohne ei nen teueren abgeglichenen Baustein zu verwenden, wird in einer Taktphase, in der keine Vergleichsoperationen durchgeführt werden, der Komparator durch eine Rückkopplungsschaltung selbsttätig auf Null abgeglichen.

Da auch in der restlichen Schaltung keine Abgleichelemente benö tigt werden, ist die Positionsmeßvorrichtung im elektronischen und weitestgehend auch im mechanischen Teil ab gleichfrei. Wie schon erwähnt, werden Driften des kapazitiven Meß aufnehmers durch die elektronische Auswertung kompensiert. Aber auch Driften der Elektronik selbst (z. B. Schwankungen der Referenz potentialspannungen oder Offsetspannungen von Ladungsverstärker und Komparator) werden kompensiert.

Natürlich können Unlinearitäten des kapazitiven Meßaufnehmers dadurch nicht beseitigt werden. Besonders bei hochauflösenden Aus führungen machen sich solche Abweichungen vom exakten Wert in den letzten Stellen bemerkbar. Eine elektronische Fehlerkorrektur schaltung 79 kann diesen Restfehler beseitigen.

Zu diesem Zweck wird während eines Vergleichstests mit einem ge nauen Referenzgerät eine Fehlerkurve aufgenommen und daraus ein digitaler Korrekturwert gebildet. Dieser digitale Wert, der dann in einen Festwertspeicher (z. B. EPROM) der Korrekturschaltung ein gespeichert wird, steuert einen D/A-Wandler, dessen analoges Aus gangssignal zur Meßsignalspannung addiert wird. Dadurch entsteht eine Meßspannung, die alle Linearitätsfehler der Meßvorrichtung berücksichtigt. Da diese korrigierte Meßsignalspannung sehr linear ist, wird sie auch zur Erzeugung der hochgenauen Tachospannung durch den Tachodifferenziator 78, wie vorher schon beschrieben, verwendet.

Eine weitere bedeutende Verbesserung stellt die Möglichkeit dar, in einer besonderen Ausführung der Erfindung die Auflösung des digitalen Ausgangswertes fast beliebig zu wählen. Als einzige Ein schränkung gilt, daß die Anzahl der Meßschritte durch die Anzahl der Meßintervalle teilbar sein muß.

Realisiert wird diese Möglichkeit durch ein Manipulieren der Re ferenzspannung des D/A-Wandlers 74. Statt wie bei der vorherigen Ausführung die Meßreferenzspannungen 93 und 94 als Referenzspan nungen für den Wandler zu verwenden, erzeugt sich der Wandler sei ne Referenzspannung selbst. Dazu wird an die digitalen Eingänge des Wandlers ein Wert gelegt, der der Auflösung geteilt durch die Anzahl der Meßintervalle entspricht. Der so gewonnene Ausgangswert des Wandlers wird über einen zusätzlichen Komparator auf den glei chen Wert der Meßreferenzspannung gebracht, indem die Referenz spannung des Wandlers 74 durch den Komparatorausgang hochgezogen wird. Nun kann das lineare Meßintervall nur noch mit dieser Auflö sung abgetastet werden, da die Referenzspannung des Wandlers höher ist als der maximale Analogwert der Meßsignalspannung 92. Da der D/A-Wandler aber auch für die Ermittlung des digitalen Ausgangs wertes benötigt wird, wird er synchron zur Taktfrequenz für beide Aufgaben durch Analogschalter umgeschaltet. So wird auch gleich zeitig verhindert, daß durch Verwendung eines zweiten D/A-Wand lers für diesen Zweck Probleme durch Wandlerunlinearitäten entste hen. Die Referenzspannung des Wandlers muß während der Periode des Meßsignalvergleiches in einem Kondensator oder einer Sample- und Hold-Schaltung zwischengespeichert werden.

Alle vorstehend geschilderten Ausführungsformen der elektroni schen Ansteuerungs- und Auswerteschaltung können als integrierte Schaltung aufgebaut werden. Je nach angewendeter Halbleitertechnik lassen sich fast alle Schaltungsteile integrieren. Bei geschickter Gestaltung des Signalschalternetzwerkes 72 lassen sich die Kondensatoren 721 bis 723 so im Wert reduzieren, daß auch sie integriert werden können.

Die restlichen Teile der Schaltung sind so ausgelegt, daß teure siliziumflächenintensive Bauteile wie Operationsverstärker, Kompa ratoren und D/A-Wandler vermieden oder durch Multiplexbetrieb stark reduziert werden. Damit erfüllt die Schaltung die Vorausset zung für eine preisgünstige Produktion bei größeren Stückzahlen.

Zuletzt sollen hier noch drei verschiedene Ausbaumöglichkeiten beschrieben werden, die die Auflösung der Posi tionsmeßvorrichtung erheblich vergrößern. Dabei handelt es sich um ein rotatives und zwei linear messende Systeme.

Die rotative Version entsteht durch Verwendung von zwei rotati ven kapazitiven Meßaufnehmern, die so angeordnet sind, daß die erste Sensorplatte 2 direkt mit dem Meßobjekt verbunden ist, wäh rend die zweite Sensorplatte 2 über ein Getriebe daran angekoppelt ist. Während sich die zweite Sensorplatte einmal dreht, hat die erste Sensorplatte n Umdrehungen absolviert. Als zweite Möglich keit kann die Getriebeübersetzung auch so gewählt sein, daß erst bei n Umdrehungen die gleiche Ausgangsposition beider Meßaufnehmer erreicht wird.

Angesteuert werden können die Meßaufnehmer über nur eine Ansteu erschaltung 6, für die Auswertung sind aber zwei Schaltungen 7 nötig. Je nach Getriebeübersetzung werden dann die beiden Aus gangswerte mittels einer Logikschaltung in bekannter Weise mit einander verknüpft und die bei der Verknüpfung auftretenden Fehler korrigiert. Im einfachsten Fall ist dies eine Aneinanderreihung beider Werte mit Korrektur des Wertes des Meßaufnehmers, der über das Getriebe angekoppelt ist.

Diese Ausführung ist für Anwendungen vorgesehen, bei denen über mehrere Umdrehungen eine sehr hohe Auflösung gefordert ist.

Eine der linearen Versionen benutzt viele hintereinander angeordnete Statorplattenpaare 1, 3, mit den Referenzpotential elektrodensätzen 11-14 und 31-34. Gleiche Elektroden dieser Elektrodensätze sind elektrisch miteinander verbunden und werden aus einer Ansteuerschaltung 6 gespeist. Auf den Statorplatten befinden sich in Bewegungsrichtung die Statorkoppelelektroden 15, 35. Hier sind diese Elektroden 15, 35 jedoch nicht miteinander verbunden, sondern jede ist an ein von zwei Auswertungsschaltun gen angeschlossen. Zwischen den Statorplatten bewegen sich zwei Sensorplatten 2 nach Fig. 6, wovon die eine direkt mit dem Meßobjekt verbunden ist und deren Sensorelektroden nur die eine Hälfte der Statorkoppelelektroden 15 überdecken, während die andere, deren Sensorelektroden die andere Hälfte der Stator koppelelektroden 35 überdecken, über eine Getriebevorrichtung der maßen an das Meßobjekt gekoppelt ist, daß sich bei einer Über streichung der gesamten Meßstrecke eine Wegdifferenz der beiden Sensorplatten von + oder - einem Referenzpotentialelektrodensatz ergibt. Die elektronische Auswertung erfolgt in gleicher Weise wie bei der vorher beschriebenen rotativen Version.

Die andere lineare Version benutzt ein Statorenpaar 1, 3, auf dem n gleiche Referenzpotentialelektroden ähnlich der Fig. 6 angeordnet sind, die einzeln über elektronische Schalter an eine Ansteuer schaltung angeschlossen sind. Dazwischen bewegt sich eine Sensor platte 2 nach Fig. 6. Die Signalkoppelelektroden 15, 35 sind an eine Auswerteschaltung 7 angeschlossen. Abhängig von deren Auswertezu stand wird die Ansteuerschaltung 6 gesteuert, die nur die Refe renzpotentialelektroden aktiviert, die sich in unmittelbarer Nähe zur Sensorplatte 2 befinden. Dadurch läßt sich die Grobposition bestimmen. Die Information dafür wird von der Auswerteschaltung geliefert. In einer Verknüpfungslogik wird der Ausgangswert der Auswerteschaltung mit dem aus der Ansteuerschaltung gewonnenen Grobwert zusammengesetzt.

Gegenüber der zuvor beschriebenen Linearversion ist hier als Vorteil zu verzeichnen, daß nur eine Auswerteelektronik und kein Getriebe benötigt wird und somit die Kosten niedrig gehalten wer den können. Als Nachteil steht eine kompliziertere Ansteuereinheit und die Zahl von n Leitungen zum Ansteuern der Referenzpotential elektroden entgegen.

Claims

1. Positionsmeßvorrichtung für absolute Winkel- oder Weg messung, bestehend aus einem kapazitiven Meßaufnehmer, der eine Statorplatte mit mindestens drei gegeneinander isolierten Referenzpotentialelektroden flächen und eine bezüglich der Statorplatte in geringem Abstand rotativ oder linear bewegbare, mit dem Meß objekt verbundene Sensorplatte mit einer Sensorelektroden fläche aufweist, einer Ansteuerschaltung, die während einer Meßperiode an die Referenzpotentialelektrodenflä chen zeitlich gegeneinander verschobene, alternierende Referenzspannungspotentiale definierter Höhe legt, sowie einer Auswerteschaltung, der zur Gewinnung eines der Meßgröße proportionalen Meßsignals die von der Sensorelektrodenfläche gewonnene Sensorspannung zuge führt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (7) eine Abtastschaltung (71, 72) enthält, die mindestens drei der von der Sensorelektroden fläche (21) gewonnenen Potentiale der Sensorspannung (88 bis 91), die synchron zu den durch Änderungen der Potentiale an den Referenzpotentialelektrodenflächen (11 bis 14) gebildeten Zeitabschnitten (t ₀ bis t ₄) inner halb einer Meßperiode entstehen, abtastet, und daß die Auswerteschaltung (7) ferner eine Steuerlogik (77) und einen Komparator (73) enthält, mittels derer in Abhängigkeit von der Polarität der einzelnen abge tasteten Potentiale der Sensorspannung (88 bis 91) zu einander ein zwischen zwei Potentialen (93, 94) liegen des Potential (92) als Meßsignal ausgewählt wird.

2. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Statorplatten (1, 3) in definiert zueinander gehaltenem Abstand vorhanden sind und daß die Referenz potentialelektrodenflächen (11 bis 14, 31 bis 34) auf den Statorplatten so ange ordnet sind, daß sich exakt spiegelbildlich gegenüber stehende Elektrodenflächen (11/31, 12/32, 13/33, 14/34) elektrisch miteinander verbunden sind und die sich dazwischen bewegende Sensorplatte (2) auf beiden Seiten eben falls exakt spiegelbildlich, elektrisch miteinander ver bundene Sensorelektrodenflächen (21, 22) aufweist.

3. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorelektrodenfläche (21) aus einer Sensorsignal elektrodenfläche (24) und einer elektrisch damit verbun denen Sensorkoppelelektrodenfläche (25) besteht, daß sich auf die Statorplatten (1, 3) eine Statorkoppelelektrodenfläche (15, 35) zur kapazitiven Auskoppelung der Sensorspannung (88 bis 91) befindet, die spiegelbildlich der Sensorkop pelelektrodenfläche (25) auf der Sensorplatte (2) derart gegen übersteht, daß bei einer Verschiebung der Sensorplatte (2) in Meßrichtung die Überlappungsfläche der beiden Koppelelek trodenflächen (15, 25; 35, 25) konstant bleibt.

4. Positionsmeßvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3) rechteckig gestaltet sind und daß die mit dem Meßobjekt verbundene, ebenfalls rechteckige Sensorplatte (2) sich längs zu den in Reihe auf den Statorplatten (1, 3) befindlichen Referenzpotentialelektrodenflächen (11 bis 14, 31 bis 34) bewegen kann.

5. Positionsmeßvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastschaltung (71, 72) das jeweils im Vergleich zum ausgewählten Meßsignalspannungspotential (92) am näch sten liegende positive (93) und negative (94) Potential der Sensorspannung (88 bis 91) abspeichert, wobei das ne gative Potential eine negative Meßreferenzspannung (94) und das positive Potential eine positive Meßreferenzspan nung (93) darstellen.

6. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Meßreferenzspannungen (93, 94) wegen ihrer propor tionalen Abhängigkeit zur Meßsignalspannung für die Kom pensation von Störeinflüssen herangezogen werden.

7. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung eines linearen Digital/Analog- Wandlers (74), dessen digitale Eingänge an einen Auf/Ab- Zähler (75) angeschlossen sind, mittels der Steuerlogik (77) und des Komparators (73) der Meßsignalspannung (92) nachgesteuert wird und daß die beiden Meßreferenzspan nungen (93, 94) die Referenzspannung für den Digital/ Analog-Wandler (74) bilden, wobei der am Auf/Ab-Zähler (75) anstehende Digitalwert proportional zur Position ist.

8. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erhöhung der Meßgeschwindigkeit die Steuerlogik (77) automatisch oder von außen gesteuert stufenweise die Frequenz der Referenzpotentialspannungen (80 bis 83) erhöht und/oder die Zählschritte des Auf/Ab-Zählers (75) vergrößert.

9. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zur Position proportionale Digitalwert an den digitalen Eingängen einer Fehlerkorrekturschaltung (79) anliegt, deren analoges Aus gangssignal zur Meßsignalspannung (92) addiert wird, um Unlinearitäten des kapazitiven Meßaufnehmers (1 bis 5) zu kompensieren.

10. Positionsmeßvorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß während eines Zeitabschnitts der Meßperiode an den digitalen Eingängen des für den Meßwertvergleich zustän digen Digital/Analog-Wandlers (74) im Zeitmultiplexbetrieb ein der gewünschten Auflösung entsprechender Digitalwert anliegt, daß der analoge Ausgangswert des Digital/Analog-Wandlers (74) mittels eines Kompara tors auf den Wert der aus dem kapazitiven Meßaufnehmer (1 bis 5) gewonnenen positiven Meßreferenzspannung (93) durch entsprechendes Hochziehen des Referenzspannungs anschlusses des Digital/Analog-Wandlers (74) gebracht wird und daß während der übrigen Zeitabschnitte der Meßperiode diese Referenzspannung in einer Speicherschaltung zwischen gespeichert wird.

11. Positionsmeßvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch zeitliches Multiplexen der Spannungspotentiale (92 bis 94) mittels Analogschaltern (72) nur ein analoger Komparator (73) benötigt wird und daß dieser weiterhin seine Offsetspannung nur während eines Teiles der Meß periode (T) auf Null abgleicht.

12. Positionsmeßvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Differenzierschaltung (78) aus der Meßsignalspan nung (92) eine zur Geschwindigkeit der Sensorplatte (2) propor tionale Tachospannung erzeugt.

13. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß in linearer Fortsetzung ohne Zwischenräume mehrere Statorplatten (1, 3) in Meßrichtung aneinandergereiht sind, bei denen die Referenzpotentialelektrodenflächen (11 bis 14, 31 bis 34) identisch aus nur einer Ansteuerschaltung (6) gespeist werden, und daß sich längs dieser Statorplatten (1, 3) zwei Sensorplatten (2) in Meßrichtung bewegen können, wovon die eine direkt und die andere über ein Getriebe derart mit dem Meßobjekt verbunden ist, daß sich bei Überfahren der aus den Statorplatten gebildeten Meßstrecke eine Wegdiffe renz zwischen den beiden Sensorplatten (2) ergibt, und daß die Sensorspannungen (88 bis 91) dieser beiden Sensorplatten (2) von zwei elektronischen Auswerteschaltungen (7) digitali siert und in einer Verknüpfungslogik zu einem einzigen digitalen Wert umgesetzt werden.

14. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Statorplatten (1, 3) in Meßrichtung aneinandergereiht sind, wobei die sich wiederholenden Referenzpotentialelek trodenflächen (11 bis 14, 31 bis 34) über elektronische Schalter einzeln so an die entsprechenden Statorreferenz spannungspotentiale (80 bis 83) angelegt werden, daß immer die der Sensorelektrodenfläche (21, 22) am nächsten liegenden Referenzpotentialelektrodenflächen (11 bis 14, 31 bis 34) aktiv sind und so bei Verwendung nur eines Sensors (2) und einer Auswerteschaltung (7) durch eine zusätzliche Ver knüpfungselektronik ein absoluter digitaler Wert gemessen wird, der über die ganze Meßstrecke absolut ist.