DE4345312C2 - Spannungsversorgungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsversorgungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Eine solche ist bekannt durch die DE 38 06 968 A1.

Mit dem Anstieg der Integrationsdichte von dynamischen Halbleiterspeichervorrichtungen sind die Gate-Oxidfilme der Transistoren dünn geworden, und daher sollte die direkte Zuführung der externen Versorgungsspannung an interne Schaltungen im Hinblick auf die Zuverlässigkeit vermieden werden. Wenn eine interne Schaltung unmittelbar durch die externe Versorgungsspannung getrieben wird, steigt zudem die Leistungsaufnahme an. Aus diesen Gründen weisen 16 MBit-DRAMs (dynamische Direktzugriffsspeicher) einen eingebauten internen Absenkkonverter zum Absenken der externen Versorgungsspannung in einem Chip zum Anlegen derselben an interne Schaltungen auf.

Durch einen solchen internen Absenkkonverter wird das an den Gate-Oxidfilm eines Transistors angelegte elektrische Feld vermindert, wodurch die Zuverlässigkeit steigt. Der Entladestrom der internen Schaltung wird durch die Verminderung der Versorgungsspannung gesenkt, und die Leistungsaufnahme wird reduziert.

Fig. 3 zeigt das Schaltbild der Struktur eines internen Absenkkonverters.

Der in Fig. 3 gezeigte interne Absenkkonverter weist eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10, eine Differenzverstärkungsschaltung 20, eine Treiberschaltung 30 und eine Pegelverschiebungsschaltung 40 auf.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10 weist P-Kanal MOS- Transistoren 101 bis 107 auf. Die Transistoren 101, 102 und 103 sind zwischen einer Versorgungsleitung L1, die eine externe Versorgungsspannung Vext empfängt, und eine Masseleitung, die das Massepotential empfängt, in Reihe geschaltet. Jeder der Transistoren 101, 102 und 103 ist als Diode geschaltet. Auch die Transistoren 104, 105, 106 und 107 sind zwischen der Versorgungsleitung L1 und der Masseleitung in Reihe geschaltet. Jeder der Transistoren 104, 105, 106 und 107 ist ebenfalls als Diode geschaltet. Das Gate des Transistors 104 ist mit einem Knoten N1 zwischen den Transistoren 102 und 103 verbunden.

Der Transistor 103 weist eine große Impedanz auf und es wird eine Spannung (Vext - 2Vtp) an den Knoten N1 ausgegeben. Hier stellt Vtp die Schwellenspannung für einen P-Kanal MOS- Transistor dar. Die Potentialdifferenz zwischen dem Gate und der Source des Transistors 104 wird unabhängig von der externen Versorgungsspannung Vext gleich 2Vtp. Entsprechend arbeitet der Transistor 104 als Konstantstromquelle.

Daher wird eine Referenzspannung Vref an einen Knoten N2 zwischen den Transistoren 104 und 105 durch Kombination der Konstanzstromquelle und der als Dioden geschaltenen Transistoren 105, 106 und 107 ausgegeben. Die Referenzspannung Vref ist gleich 3Vtp.

Die Differenzverstärkungsschaltung 20 weist P-Kanal MOS- Transistoren 201, 202 und 203 sowie N-Kanal MOS-Transistoren 204, 205 und 206 auf. Die Transistoren 202, 203, 204 und 205 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die Referenzspannung Vref wird von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10 an das Gate des Transistors 204 angelegt, während die Ausgangsspannung der Pegelverschiebungsschaltung 40 dem Gate des Transistors 205 zugeführt wird.

Der Transistor 201 ist zwischen die Versorgungsleitung L1 und Knoten N3 geschalten. Der Transistor 206 ist zwischen einen Knoten N4 und die Masseleitung geschaltet. An die Gates der Transistoren 201 und 206 wird ein Steuersignal VDCE angelegt.

Liegt das Steuersignal VDCE auf einem Pegel "H", wird die Differenzverstärkungsschaltung 20 aktiviert. Die Differenzverstärkungsschaltung 20 vergleicht die Ausgangsspannung der Pegelverschiebungsschaltung 40 mit der Referenzspannung Vref von der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10 und gibt an den Knoten N3 ein Signal mit Pegel "H" oder "L" aus. Ist die Ausgangsspannung der Pegelverschiebungsspannung 40 niedriger als die Referenzspannung Vref von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10, wird dem Knoten N3 ein Signal mit "L"-Pegel zugeführt. Ist die Ausgangsspannung der Pegelverschiebungsschaltung 40 höher als die Referenzspannung Vref von der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10, wird dem Knoten N3 ein Signal mit "H"- Pegel zugeführt.

Liegt das Steuersignal VDCE auf einem "L"-Pegel wird die Differenzverstärkungsschaltung 20 deaktiviert. In diesem Fall schaltet der Transistor 201 durch und der Knoten N3 wird auf "H" getrieben.

Die Treiberschaltung 30 weist einen P-Kanal MOS-Transistor 301 auf. Der Transistor 301 ist zwischen die Versorgungsleitung L1 und eine Versorgungsleitung L5 geschaltet, wobei sein Gate mit dem Knoten N3 der Differenzverstärkungsschaltung 20 verbunden ist.

Die Treiberschaltung 30 wird aktiviert, wenn sich das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 20 auf einem "L"-Pegel befindet, und sie wird deaktiviert, wenn das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 20 auf einem "H"-Pegel ist. Der Versorgungsleitung L5 wird durch die Treiberschaltung 30 eine interne Spannung Vint zugeführt.

Die Pegelverschiebungsschaltung 40 weist P-Kanal MOS- Transistoren 401 und 402 auf. Die Transistoren 401 und 402 sind zwischen der Versorgungsleitung L5 und der Masseleitung in Reihe geschaltet.

Ein Knoten N5 zwischen den Transistoren 401 und 402 ist mit dem Gate des Transistors 205 in der Differenzverstärkerschaltung 20 verbunden. Dem Gate des Transistors 401 wird ein Steuersignal /VDCE zugeführt. Das Steuersignal /VDCE ist das Inverse des Steuersignals VDCE. Der Transistor 402 ist als Diode geschaltet.

Die Pegelverschiebungsschaltung 40 wird aktiviert, wenn sich das Steuersignal /VDCE auf einem "L"-Pegel befindet, und sie wird deaktiviert, wenn das Steuersignal /VDCE auf einem "H"-Pegel ist. Die Pegelverschiebungsschaltung 40 teilt die interne Spannung Vint mittels der Kanalwiderstände R1 und R2 der Transistoren 401 und 402 in der Art eines Spannungsteilers und gibt die geteilte Ausgangsspannung an den Knoten N5 aus. Die Ausgangsspannung wird durch das Verhältnis der Kanalwiderstände R1 und R2 bestimmt.

Unter Bezugnahme auf die Kennlinie des internen Absenkkonverters nach Fig. 4 wird der Betrieb des internen Absenkkonverters, der in Fig. 3 dargestellt ist, beschrieben.

Von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10 wird die Referenzspannung Vref (= 3Vtp) erzeugt. Es wird angenommen, daß die Schwellenspannung Vtp für einen P-Kanal MOS-Transistor gleich 0,9V und die Referenzspannung Vref gleich 2,7V ist. Die externe Versorgungsspannung Vext beträgt zum Beispiel 5V.

Die Pegelverschiebungsschaltung 40 wird aktiviert, wenn das Steuersignal /VDCE auf einem "L"-Pegel liegt. Das Verhältnis der Kanalwiderstände R1 und R2 der Transistoren 401 und 402 wird so eingestellt, daß dem Knoten N5 eine Ausgangsspannung zugeführt wird, die 2,7-mal größer als die interne Spannung Vint ist. In diesem Fall beträgt die Ausgangsspannung des Knotens N5 2,7V, falls die interne Spannung Vint gleich 4V ist.

Die Differenzverstärkerschaltung 20 wird aktiviert, wenn das Steuersignal VDCE auf einem "H"-Pegel liegt. Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10 vergleicht die Ausgangsspannung des Knotens N5 der Pegelverschiebungsschaltung 40 mit der Referenzspannung Vref (= 2,7V) von der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10.

Wenn die Ausgangsspannung des Knotens N5 kleiner als 2,7V ist, mit anderen Worten, falls die interne Spannung Vint geringer als 4V ist, erreicht das Signal des Knotens N3 den "L"-Pegel. Damit wird der Transistor 301 in der Treiberschaltung 30 durchgeschaltet und die Versorgungsleitung L5 wird mit der externen Versorgungsspannung Vext beaufschlagt. Damit steigt die interne Spannung Vint an.

Ist die Ausgangsspannung des Knotens N5 größer als 2,7V, mit anderen Worten, ist die interne Spannung Vint größer als 4V, nimmt das Signal des Knotens N3 einen "H"-Pegel an. Damit wird der Transistor 301 in der Treiberschaltung 30 gesperrt. Damit wird die Zuführung der externen Versorgungsspannung Vext an die Versorgungsleitung L5 unterbrochen.

Durch Wiederholen der oben beschriebenen Vorgänge wird die interne Spannung Vint auf 4V gehalten, wenn die externe Versorgungsspannung Vext mindestens 4V beträgt, wie in Fig. 4 dargestellt ist. Ist die externe Versorgungsspannung Vext niedriger als 4V, ist die interne Spannung Vint gleich der externen Versorgungsspannung Vext.

Bei den Halbleiterherstellern werden verschiedene Tests vor der Auslieferung ausgeführt, um Halbleitervorrichtungen mit Fehlern zu ermitteln und eine Auslieferung der fehlerhaften Vorrichtungen zu vermeiden. Üblicherweise wird ein Alterungstest bzw. ein Voralterungstest als einer dieser Prüfungen vor der Auslieferung ausgeführt. Bei diesem Test wird eine Testhalbleitervorrichtung mit einer Versorgungsspannung betrieben, die höher als die festgelegte gewöhnliche Versorgungsspannung ist, und diese Prüfung wird für eine lange Zeitspanne bei einer hohen Umgebungstemperatur ausgeführt.

Für eine Halbleitervorrichtung, wie zum Beispiel einem DRAM, wird eine externe Versorgungsspannung von 5,0V bei einer Umgebungstemperatur im Bereich von 0°C bis 70°C im gewöhnlichen Betrieb zugeführt. Im Voralterungstest wird eine externe Versorgungsspannung von 8,0V bei einer Umgebungstemperatur von 125°C zugeführt. Im folgenden wird ein interner Absenkkonverter (oder Spannungsversorgungsschaltung) beschrieben, die einen solchen Voralterungstest behandelt.

Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm eines internen Absenkkonverters, der einen Voralterungstest behandelt. Fig. 5 zeigt den Hintergrund der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 5 dargestellt ist, weist der interne Absenkkonverter 100 eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a′ für den Voralterungstest, eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b′ für den gewöhnlichen Betrieb, eine Spannungsauswahlschaltung 90, eine Differenzverstärkerschaltung 20 und eine Treiberschaltung 30 auf.

Den Referenzspannungs-Erzeugungsschaltungen 10a′ und 10b′ wird jeweils eine externe Versorgungsspannung Vext (5,0V zum Beispiel) zugeführt und sie erzeugen eine Referenzspannung Vrefb für den Voralterungstest bzw. eine Referenzspannung Vrefn für den gewöhnlichen Betrieb. Die Referenzspannungen Vrefb und Vrefn werden der Spaltenauswahlschaltung 90 zugeführt. Die Spaltenauswahlschaltung 90 vergleicht die angelegten Spannungen Vrefb und Vrefn und legt die höhere von beiden als Referenzspannung Vref selektiv an die Differenzverstärkerschaltung 20 an.

Die Differenzverstärkerschaltung 20 wird in Abhängigkeit von einem Steuersignal VDCE aktiviert und führt in Abhängigkeit von der angelegten Referenzspannung Vref und einer internen Spannung (oder internen Versorgungsspannung) Vint eine Differenzverstärkung aus. Die Treiberschaltung 30 gibt die interne Spannung Vint in Abhängigkeit von einer Steuerspannung Vc von der Differenzverstärkerschaltung 20 aus. Die Ausgangsspannung Vint wird als interne Versorgungsspannung einer (nicht dargestellten) internen Schaltung zugeführt und ferner an die Differenzverstärkerschaltung 20 angelegt.

Fig. 6 zeigt eine Spannungskennlinie zur Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und der Referenzspannung Vref, die durch die in Fig. 5 dargestellte Spannungsauswahlschaltung 90 ausgewählt wird. In Fig. 6 stellt die Abszisse die externe Versorgungsspannung Vext(V) dar, während die Ordinate die Referenzspannung Vref(V) angibt. In Fig. 6 stellt die durchgezogene polygonale Linie (oder Kurve) die Spannung dar, die von der in Fig. 5 gezeigten Auswahlschaltung 90 ausgewählt wird. Mit anderen Worten stellt sie die Referenzspannung Vref dar, die der Differenzverstärkerschaltung 20 zugeführt wird.

Die gerade Linie 251 in Fig. 6 zeigt die Beziehung Vref = Vext, die gerade Linie 252 die Beziehung Vref = 3,3V (konstant) und die gerade Linie 253 die Beziehung Vref = Vext - 2,7V.

Wenn für die externe Versorgungsspannung gilt Vext < 3,3V wird eine Referenzspannung Vref gleich der externen Versorgungsspannung Vext ausgegeben. Entsprechend liegt in diesem Bereich die Referenzspannung Vref auf der geraden Linie 251.

Die in Fig. 5 gezeigte Spannungsauswahlschaltung 90 gibt selektiv die höhere der beiden zugeführten Spannungen Vrefb und Vrefn aus. Wenn 3,3 Vext 6,0(V) gilt, wird daher eine vorbestimmte Spannung von 3,3V als Referenzspannung Vref abgegeben.

Die in Fig. 5 gezeigte Differenzverstärkerschaltung 20 steuert die Treiberschaltung 30, um die interne Spannung Vint gleich der Referenzspannung Vref in Abhängigkeit von der internen Spannung oder der internen Versorgungsspannung Vint und der angelegten Referenzspannung Vref zu machen. Die Treiberschaltung 30 steuert den Pegel der internen Spannung Vint in Abhängigkeit von der Steuerspannung Vc von der Differenzverstärkerschaltung 20.

Wenn 3,3V Vext 6,0V gilt, wie in Fig. 6 dargestellt ist, wird in diesem Bereich eine Spannung Vint von 3,3V (konstant) als interne Versorgungsspannung an die interne (nicht gezeigte) Schaltung angelegt, weil eine Referenzspannung Vref von 3,3V (konstant) an der Differenzverstärkerschaltung 20 zugeführt wird.

Wenn zum Beispiel eine bestimmte Halbleitervorrichtung in einem Normalmodus arbeitet, wird eine externe Versorgungsspannung Vext von 5,0V angelegt, und ihr interner Absenkkonverter 100 gibt eine Spannung Vint von 3,3V (konstant) als interne Versorgungsspannung an die interne Schaltung ab.

Wie oben beschrieben worden ist, sollte eine Schaltungskonfiguration für einen Voralterungstest in einer Halbleitervorrichtung vorgesehen werden. Beispielsweise weist der in Fig. 5 gezeigte interne Absenkkonverter 100 eine besondere Kennlinie für den Voralterungstest auf, wie sie in Fig. 6 dargestellt ist. Es wird erneut Bezug auf Fig. 6 genommen. Wenn eine externe Versorgungsspannung Vext von 8,0V zugeführt wird, gibt die in Fig. 5 gezeigte Spannungsauswahlschaltung 90 eine Referenzspannung Vref von 5,3V aus (siehe Punkt P10). Genauer gesagt, liegt die Referenzspannung Vref auf der geraden Linie 253, die die Bedingung Vref = Vext - 2,7V dargestellt, falls die externe Versorgungsspannung Vext in einem Bereich variiert, der durch 6,0V < Vext dargestellt wird. Anders ausgedrückt, wird die in Fig. 6 gezeigte Kennlinie für die Beziehung zwischen der Spannungsauswahlschaltung 90 und den Referenzspannungs- Erzeugungsschaltungen 10a′ und 10b′, die in Fig. 5 gezeigt sind, gebildet, um die Bedingungen (Punkt P10) für den oben beschriebenen Voralterungstest im Bereich von 6,0V < Vext zu erfüllen.

Entsprechend kann der interne Absenkkonverter 100, der in Fig. 5 dargestellt ist, die Spannung Vint von 3,3V (konstant) nur dann als interne Versorgungsspannung ausgeben, wenn 3,3V Vext 6,0V gilt. Anders ausgedrückt, wird eine interne Spannung Vint höher als 3,3V ausgegeben, wenn 6,0V Vext gilt, und es ergibt sich der folgende Nachteil in der internen Schaltung, die nicht gezeigt ist.

Es wird erneut Bezug auf Fig. 3 genommen. Der interne Absenkkonverter arbeitet bei einer hohen Temperatur (ungefähr im Bereich zwischen 70°C und 80°C) und die Schwellenspannung Vtp des MOS-Transistors wird im Vergleich zum Betrieb bei Zimmertemperatur (zum Beispiel 25°C) um 0,07V vermindert. Daher sinkt die Referenzspannung Vref (= 3Vtp) im Hochtemperaturbetrieb um etwa 0,21V im Vergleich zum Betrieb bei Zimmertemperatur ab. Entsprechend beträgt die Referenzspannung Vref 2,49V, wenn der Betrieb bei hoher Temperatur stattfindet.

Weil die Differenzverstärkerschaltung 20 die Treiberschaltung 30 so steuert, daß die Ausgangsspannung der Pegelverschiebungsschaltung 40 gleich 2,49V ist, wird in diesem Fall die interne Spannung Vint = 2,49 _* (4/2,7) = 3,69[V], wenn der Betrieb bei hoher Temperatur stattfindet. Daher sinkt die interne Spannung Vint beim Betrieb auf hoher Temperatur um beträchtliche 0,31V im Vergleich zum Betrieb bei Zimmertemperatur.

Daher sinkt in einer Halbleiterspeichervorrichtung mit einem internen Absenkkonverter, wie er in Fig. 3 dargestellt ist, die Zugriffsgeschwindigkeit durch die Verminderung der internen Spannung Vint.

Wenn im internen Absenkkonverter die von der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10 erzeugte Referenzspannung Vref sich entsprechend mit Schwankungen von Parametern in einem Herstellungsprozeß ändert, ändert sich auch die interne Spannung Vint, die von der Treiberschaltung 30 ausgegeben wird. Wenn die Referenzspannung Vref ansteigt, erhöht sich auch die interne Spannung Vint, und falls die Referenzspannung Vref sinkt, vermindert sich auch die interne Spannung Vint.

Wenn sich die Referenzspannung Vref zum Beispiel um 0,1V ändert, ändert sich die interne Spannung Vint in einem Ausmaß von 0,1 _* (4/2,7) = 0,15[V]. Daher ergibt sich in einem internen Absenkkonverter eine unerwünschte Änderung der internen Spannung entsprechend den Schwankungen der Parameter im Herstellungsprozeß.

Wie bereits im Zusammenhang mit dem internen Absenkkonverter 100 nach Fig. 5 ausgeführt worden ist, kann der interne Absenkkonverter 100 eine gewünschte interne Spannung Vint (= 3,3V) nur dann der internen Schaltung (nicht dargestellt) zuführen, wenn gilt 3,3V Vext 6,0V, wie in Fig. 6 dargestellt ist. Wird eine externe Versorgungsspannung Vext höher als 6,0V bei Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb zugeführt, wird der internen Schaltung eine Spannung Vint höher als 3,3V als interne Versorgungsspannung zugeführt, wie aus Fig. 6 ersichtlich ist.

Wird eine Versorgungsspannung über einen vorbestimmten Versorgungsspannungspegel einer integrierten Halbleiterschaltung zugeführt, wird allgemein in der integrierten Halbleiterschaltung eine fehlerhafte Betriebstaktung verursacht.

Wenn eine Versorgungsspannung mit einem höheren Pegel zugeführt wird, arbeiten genauer gesagt die Transistoren (Feldeffekttransistoren und Bipolartransistoren), die die integrierte Halbleiterschaltung bilden, schneller als gewöhnlich. Das läßt erwarten, daß in manchen Fällen die vorbestimmte Betriebstaktung in bestimmten Schaltungen nicht erzielt werden kann.

Um dieses Problem zu vermeiden, sollte eine vorbestimmte interne Versorgungsspannung von 3,3V (konstant) der (nicht gezeigten) internen Schaltung zugeführt werden. Das erfordert, daß die externe Versorgungsspannung Vext im Bereich 3,3V Vext 6,0V liegt. Um die Bedingungen für den Voralterungstest zu erfüllen (Punkt P10 in Fig. 6) ist mit anderen Worten der Bereich der externen Versorgungsspannung Vext, die den internen Absenkkonverter 100 von Fig. 5 zugeführt wird, beschränkt. Das macht es schwierig, einen ausreichenden Rahmen für die Zuführung der externen Versorgungsspannung Vext zu erreichen.

Aus der DE 38 06 968 A1 ist eine Spannungsversorgungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt. Aus der FR 23 19 932 ist eine Schaltungsanordnung mit zwei Referenzspannungsquel­ len und entsprechender Auswahlschaltung bekannt, wobei es sich dabei um zwei Drehzahlsollwertgeber einer Drehzahlregelschaltung handelt, von denen der eine eine Mindestdrehzahl und der andere eine einstellbare Drehzahl vorgibt. Aus der DE 28 30 826 A1 ist eine Konstantstromquelle mit den Merkmalen des Anspruches 4 be­ kannt.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Spannungsversorgungsschaltung zu schaffen, die in einem weiten Bereich der extern angelegten Versorgungsspannung arbeiten kann, wobei die Ausführung eines Alterungstests möglich ist.

Die Aufgabe wird durch die Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1 gelöst.

Im Betrieb erzeugt die erste Schaltung die erste Referenzspannung so, daß sie als Funktion des Anstiegs der Umgebungstemperatur ansteigt. Anders ausgedrückt sinkt die erste Referenzspannung als Funktion der Verminderung der Umgebungstemperatur. Das Spannungsauswahlmittel gibt selektiv die höhere der ersten und zweiten Referenzspannungen aus. Genauer gesagt gibt das Spannungsauswahlmittel selektiv die erste Referenzspannung, die von der ersten Schaltung erzeugt wird, aus, wenn ein Voralterungstest bei hoher Umgebungstemperatur ausgeführt wird. Demgegenüber gibt das Spannungsauswahlmittel selektiv die zweite Referenzspannung, die von der zweiten Schaltung erzeugt wird, aus, wenn ein Normalbetrieb bei niedrigerer Umgebungstemperatur möglich ist. Im Normalbetrieb bei niedrigerer Umgebungstemperatur kann daher die zweite Referenzspannung unabhängig von der extern angelegten Versorgungsspannung über das Spannungsauswahlmittel an das Ausgabeschaltungsmittel angelegt werden. Daher kann der internen Schaltung eine gewünschte Spannung in einem weiten Bereich der extern angelegten Versorgungsspannung zugeführt werden.

Die erste Schaltung erzeugt eine vorbestimmte Voralterungs-Referenzspannung bei einer vorbestimmten Umgebungstemperatur für einen Voralterungstest und eine Referenzspannung, die niedriger als die Voralterungs- Referenzspannung ist, bei einer Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb. Die zweite Schaltung erzeugt eine vorbestimmte Referenzspannung unabhängig von der extern angelegten Versorgungsspannung. Das Spannungsauswahlmittel gibt selektiv die höhere der Referenzspannungen aus, die von den ersten und zweiten Schaltungen erzeugt werden. Das Ausgabeschaltungsmittel führt der internen Schaltung die Spannung zu, die von dem Spannungsauswahlmittel ausgegeben wird.

Im Betrieb erzeugt die erste Schaltung eine vorbestimmte Voralterungs- Referenzspannung bei einer vorbestimmten Umgebungstemperatur für den Voralterungstest und eine Referenzspannung, die niedriger als die Voralterungs-Referenzspannung ist, bei einer Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb. Das Spannungsauswahlmittel gibt selektiv die Voralterungs- Referenzspannung in einem Voralterungstestmodus und selektiv die vorbestimmte Referenzspannung unabhängig von der extern angelegten Versorgungsspannung in einem Normalmodus aus. Entsprechend kann eine gewünschte Versorgungsspannung der internen Schaltung in einem weiteren Bereich der extern angelegten Versorgungsspannung zugeführt werden.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Es folgt die Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Gesamtstruktur einer Halbleiterspeichervorrichtung mit internen Absenkkonvertern;

Fig. 2 ein Signaldiagramm der Steuersignale zur Aktivierung des jeweiligen internen Absenkkonverters in der Halbleiterspeichervorrichtung von Fig. 1;

Fig. 3 ein Schaltbild der Struktur eines internen Absenkkonverters;

Fig. 4 ein Diagramm der Kennlinie eines internen Absenkkonverters;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines internen Absenkkonverters für einen Voralterungstest;

Fig. 6 ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und der Referenzspannung Vref, die von der in Fig. 5 dargestellten Spannungsauswahlschaltung ausgewählt wird;

Fig. 7 das Schaltbild eines internen Absenkkonverters nach einer ersten Ausführungsform;

Fig. 8 ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und der Referenzspannung Vref, die von der in Fig. 7 dargestellten Spannungsauswahlschaltung ausgewählt wird;

Fig. 9 das Schaltbild einer Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest, die in Fig. 7 dargestellt ist;

Fig. 10 das Schaltbild einer Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb, die in Fig. 7 dargestellt ist;

Fig. 11 das Schaltbild einer einstellbaren Widerstandsschaltung, die für die in Fig. 9 dargestellten Widerstände 111 und 136 benutzt wird;

Fig. 12 ein Diagramm der Beziehung zwischen dem Widerstand des Polysiliziums und der Umgebungstemperatur;

Fig. 13 das Schaltbild eines internen Absenkkonverters nach einer zweiten Ausführungsform;

Fig. 14 ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und den Referenzspannungen Vrefn und Vrefb;

Fig. 15 ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und den Spannungen Vref und Vint; und

Fig. 16 ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und der internen Spannung Vint.

(1) Erste Ausführungsform

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild der Gesamtstruktur einer dynamischen Halbleitervorrichtung mit einem eingebauten internen Absenkkonverter nach der ersten Ausführungsform.

Der interne Absenkkonverter weist eine Peripherieschaltung/internen Absenkkonverter für den Aktivzustand 1a, eine Peripherieschaltung/internen Absenkkonverter für den Bereitschaftszustand 1b, ein Speicherfeld/internen Absenkkonverter für den Aktivzustand 1c, ein Speicherfeld/internen Absenkkonverter für den Wartezustand 1d, eine Peripherieschaltung 2, ein Speicherfeld 3 und eine Ausgabeschaltung 4 auf. Diese Schaltungen sind auf einem Halbleiterchip CH gebildet.

Der interne Absenkkonverter weist einen Versorgungsanschluß P1, der eine externe Versorgungsspannung Vext empfängt, und einen Masseanschluß P2, der ein Massepotential Vss empfängt. Der Versorgungsanschluß P1 ist mit den internen Absenkkonvertern 1a, 1b, 1c und 1d sowie der Ausgabeschaltung 4 über eine Versorgungsleitung L1 verbunden. Der Masseanschluß P2 ist mit den internen Absenkkonvertern 1a, 1b, 1c und 1d, der Peripherieschaltung 2, dem Speicherfeld 3 und der Ausgabeschaltung 4 verbunden.

Der Peripherieschaltung 2 wird durch die internen Absenkkonverter 1a, 1b über eine Versorgungsleitung L3 eine interne Spannung VintP zugeführt. Dem Speicherfeld 3 wird durch die internen Absenkkonverter 1c, 1d über eine Versorgungsleitung L4 eine interne Spannung VintN zugeführt. Die externe Versorgungsspannung Vext wird über die Versorgungsleitung L1 direkt der Ausgabeschaltung 4 zugeführt.

Die Peripherieschaltung 2 weist einen Steuersignalpuffer, einen Dateneingabepuffer, einen Decoder, einen Adreßpuffer, eine Steuerschaltung und ähnliche Vorrichtungen auf. Das Speicherfeld 3 weist eine Mehrzahl von Wortleitungen, eine Mehrzahl von Bitleitungen, die Wortleitungen kreuzen, eine Mehrzahl von Speicherzellen, die an den Kreuzungspunkten der Bitleitungen mit den Wortleitungen gebildet sind, und eine Mehrzahl von Leseverstärkern, die Daten verstärken, die auf die Mehrzahl von Bitleitungen ausgelesen werden, auf. Die Ausgabeschaltung 4 weist einen Datenausgabepuffer auf.

Der interne Absenkkonverter 1a wird von einem Steuersignal VDCEP und der interne Absenkkonverter 1b von einem Steuersignal /VDCEP gesteuert. Das Steuersignal /VDCEP ist das Inverse des Steuersignals VDCEP. Der interne Absenkkonverter 1c wird von einem Steuersignal VDCEM und der interne Absenkkonverter 1d von einem Steuersignal /VDCEM gesteuert. Das Steuersignal /VDCEM ist das Inverse des Steuersignals VDCEM. Diese Steuersignale werden von einer Steuerschaltung erzeugt, die in der Peripherieschaltung 2 gebildet ist.

Fig. 2 zeigt ein Signaldiagramm der Steuersignale zum Steuern der internen Absenkkonverter 1a, 1b, 1c und 1d. Die Aktiv- und Bereitschaftszustände der Halbleiterspeichervorrichtung werden von einem Zeilenadreß-Abtastsignal /RAS festgelegt, das extern an einen Steuersignalpuffer in der Peripherieschaltung 2 angelegt wird. Die Leseverstärker im Speicherfeld 3 werden von einem Leseverstärker-Aktivierungssignal SE gesteuert, das von der Steuerschaltung in der Peripherieschaltung 2 erzeugt wird.

Liegt das Zeilenadreß-Abtastsignal /RAS auf einem "H"-Pegel, nimmt die Halbleiterspeichervorrichtung einen Bereitschaftszustand ein. Befindet sich das Zeilenadreß- Abtastsignal /RAS in einem "L"-Zustand, erreicht die Halbleiterspeichervorrichtung einen Aktivzustand. Die Leseverstärker im Speicherfeld 3 werden aktiviert, wenn das Leseverstärker-Aktivierungssignal SE auf einem "H"-Pegel liegt.

Ist das Zeilenadreß-Abtastsignal /RAS in einem "H"-Zustand, erreicht das Steuersignal VDCEP einen "L"-Pegel und das Steuersignal /VDCEP einen "H"-Pegel. Damit wird der interne Absenkkonverter 1a deaktiviert und der interne Absenkkonverter 1b aktiviert. Ist das Zeilenadreß-Abtastsignal /RAS in einem "L"-Zustand, erreicht das Steuersignal VDCEP einen "H"-Pegel und das Steuersignal /VDCEP einen "L"-Pegel. Damit wird der interne Absenkkonverter 1a aktiviert während der interne Absenkkonverter 1b deaktiviert wird.

Wenn das Leseverstärker-Aktivierungssignal SE in einem "L"- Zustand ist, erreicht das Steuersignal VDCEM einen "L"-Pegel und das Steuersignal /VDCEM einen "H"-Pegel. Damit wird der interne Absenkkonverter 1c deaktiviert, während der interne Absenkkonverter 1d aktiviert wird. Erreicht das Leseverstärker- Aktivierungssignal SE einen "H"-Pegel, wird das Steuersignal VDCEM auf einen "H"-Pegel und das Steuersignal /VDCEM auf einen "L"-Pegel gezogen. Damit wird der interne Absenkkonverter 1c aktiviert, während der interne Absenkkonverter 1d deaktiviert wird.

Wie oben beschrieben worden ist wird der interne Absenkkonverter 1a im Peripherieschaltungsbetrieb vom Zeitpunkt t1 bis Zeitpunkt t3 aktiviert, und der interne Absenkkonverter 1b wird während des Nicht-Betriebs der Peripherieschaltung aktiviert. Der interne Absenkkonverter 1c wird während des Leseverstärkerbetriebs vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t3 aktiviert, während der interne Absenkkonverter 1d während des Nicht-Betriebs des Leseverstärkers aktiviert wird.

Die internen Absenkkonverter 1a und 1b werden von großen Transistoren gebildet und können einer Änderung der internen Spannung schnell folgen. Demgegenüber sind die internen Absenkkonverter 1b und 1d durch kleine Transistoren gebildet und die Stromaufnahme ist gering. Im Aktivzustand werden entsprechend die internen Absenkkonverter 1a und 1c aktiviert, die einer Änderung der internen Spannung schnell folgen können, während im Bereitschaftszustand die internen Absenkkonverter 1b und 1d mit der geringen Stromaufnahme aktiviert werden.

Fig. 7 zeigt das Schaltbild eines internen Absenkkonverters der ersten Ausführungsform. Der in Fig. 7 dargestellte Absenkkonverter wird auf einem Halbleitersubstrat CH als interne Absenkkonverter 1a, 1b, 1c und 1d gebildet, die in Fig. 1 gezeigt sind. Wie in Fig. 7 dargestellt ist, weist der interne Absenkkonverter eine Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest, eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb, eine Spannungsauswahlschaltung 90, eine Differenzverstärkerschaltung 20 und eine Treiberschaltung 30 auf.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest weist einen Widerstand 111 und eine Konstantstromquelle 112 auf, die zwischen eine externe Versorgungsspannung Vext und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind. Eine Referenzspannung für den Voralterungstest Vrefb wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten des Widerstands 111 und der Konstantstromquelle 112 ausgegeben.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb weist eine Konstantstromquelle 121 und einen Widerstand 122 auf, die zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind. Eine Referenzspannung für den Normalbetrieb Vrefn wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten der Konstantstromquelle 122 und des Widerstands 121 ausgegeben.

Diese Referenzspannungs-Erzeugungsschaltungen 10a und 10b werden später im Zusammenhang mit den Fig. 9 und 10 detaillierter beschrieben. Die Ausgabespannung Vrefb der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest weist eine Kennlinie mit positivem Temperaturverlauf (oder einen positiven Temperaturkoeffizienten) auf. Genauer gesagt steigt der Spannungspegel der Referenzspannung Vrefb als Funktion der Umgebungstemperatur an. Demgegenüber wird die Ausgabespannung Vrefn der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb von Änderungen der Umgebungstemperatur nicht beeinflußt.

Die Spannungsauswahlschaltung 90 weist PMOS-Transistoren 902, 903 und 907 sowie NMOS-Transistoren 904, 905 und 906 auf. Die Transistoren 902 bis 906 bilden einen Differenzverstärker und die Ausgabespannung des Differenzverstärkers wird der Gate- Elektrode des Treibertransistors 907 zugeführt.

Die Gate-Elektroden der Transistoren 904 und 906 empfangen die Referenzspannung Vrefb. Demgegenüber empfängt die Gate-Elektrode des Transistors 905 die Referenzspannung Vrefn. Dem Gate des Transistors 907 wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten der Transistoren 902 und 904 eine Steuerspannung zugeführt. Diese steuert den Leitfähigkeitszustand des Transistors 907. Die höhere der angelegten Referenzspannungen Vrefb und Vrefn wird als Ausgangsreferenzspannung Vref ausgegeben. Anders ausgedrückt vergleicht die Spannungsauswahlschaltung 90 die beiden angelegten Referenzspannungen Vrefb und Vrefn und gibt selektiv die Spannung mit dem höheren Pegel als Ausgangsreferenzspannung Vref aus. Die Ausgangsreferenzspannung Vref wird der Differenzverstärkerschaltung 20 zugeführt.

Die Differenzverstärkerschaltung 20 weist PMOS-Transistoren 201, 202 und 203 sowie NMOS-Transistoren 204, 205 und 206 auf. Die Transistoren 202 bis 206 bilden einen Differenzverstärker. Das Gate des Transistors 204 empfängt die Ausgangsreferenzspannung Vref von der Spannungsauswahlschaltung 90. Das Gate des Transistors 205 empfängt eine interne Spannung (mit anderen Worten die interne Versorgungsspannung) Vint. Die Gate- Elektroden der Transistoren 201 und 206 empfangen ein Steuersignal VDCE. Der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors 301, der die Treiberschaltung 30 bildet, wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten N3 der Transistoren 202 und 204 eine Steuerspannung Vc zugeführt.

Wenn ein Steuersignal VDCE mit "H"-Pegel angelegt wird, schaltet der Transistor 206 durch und der Transistor 201 sperrt. Entsprechend wird der Differenzverstarker aktiviert, der von den Transistoren 202 bis 206 gebildet wird, wobei die Leitfähigkeit des Treibertransistors 301 von der Ausgabesteuerspannung Vc vom Differenzverstärker gesteuert wird. Damit wird der Pegel der internen Spannung (mit anderen Worten die interne Versorgungsspannung) Vint so gesteuert, daß er gleich dem Pegel der Ausgangsreferenzspannung Vref von der Spannungsauswahlschaltung 90 ist.

Wenn ein Steuersignal VDCE mit "L"-Pegel angelegt wird, schaltet demgegenüber der Transistor 201 durch und der Transistor 206 sperrt. Entsprechend nimmt der Differenzverstärker, der von den Transistoren 202 bis 206 gebildet wird, einen inaktiven Zustand ein, und eine Steuerspannung Vc mit Pegel "H" wird der Gate- Elektrode des Transistors 301 zugeführt. Weil der Transistor 301 in Abhängigkeit von der angelegten Steuerspannung Vc gesperrt wird, wird die interne Spannung Vint nicht ausgegeben.

Fig. 8 zeigt ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und der Referenzspannung Vref, die von der in Fig. 7 dargestellten Spannungsauswahlschaltung ausgewählt wird. In Fig. 8 geben die Abszisse die externe Versorgungsspannung Vext(V) und die Ordinate die Ausgangsreferenzspannung Vref(V) an. Wie im Fall der Spannungskennlinie nach Fig. 6 stellt die gerade Linie 251 die Bedingung Vref=Vext, die gerade Linie 252 die Bedingung Vref=3,3V (konstant) und die gerade Linie 253 die Bedingung Vref=Vext-2,7V dar.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest gibt eine Referenzspannung Vrefb (=Vext-I_{B *}R_B) aus, die sich in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung Vext ändert. Hier stellen I_B den Ausgangsstrom der Konstantstromquelle 112 und R_B den Widerstandswert des Widerstands 111 dar.

Demgegenüber gibt die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb eine konstante Referenzspannung Vrefn (=I_{N *}R_N) aus, die nicht von der externen Versorgungsspannung Vext abhängt. Hier stellen I_N den Ausgangsstrom der Konstantstromquelle 121 und R_N den Widerstandswert des Widerstands 122 dar.

Wenn die externe Versorgungsspannung Vext kleiner 3,3V ist, wird die Ausgangsreferenzspannung Vref, die durch Vref=Vext gekennzeichnet ist, an die Differenzverstärkerschaltung 20 angelegt. Entsprechend wird in diesem Bereich die interne Spannung Vint mit der durch Vint=Vext gekennzeichneten Eigenschaft als interne Versorgungsspannung an eine (nicht dargestellte) interne Schaltung ausgegeben.

Wie bereits ausgeführt worden ist, weist die in Fig. 7 gezeigte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest eine Kennlinie mit positivem Temperaturverlauf auf. Genauer gesagt weist die Referenzspannung für den Voralterungstest Vrefb einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, und daher steigt ihr Spannungspegel in Abhängigkeit vom Anstieg der Umgebungstemperatur an. Anders ausgedrückt sinkt der Spannungspegel der Referenzspannung Vrefb mit sinkender Umgebungstemperatur.

Wie im Fall des in Fig. 6 dargestellten Beispiels wird angenommen, daß eine Bedingung für einen Voralterungstest (d. h. Punkt P10 in Fig. 6 und 8) in einer Halbleitervorrichtung notwendig ist, auf die der in Fig. 7 dargestellte interne Absenkkonverter angewandt wird. Genauer gesagt sind 8V für Vext und 5,3V für Vint notwendig, um einen Voralterungstest bei einer Umgebungstemperatur von 125°C auszuführen.

Um diese Bedingung zu erfüllen, weist die in Fig. 7 dargestellte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest die Kennlinie nach Fig. 8 auf. Genauer gesagt kann die Spannungsauswahlschaltung 90 bei einer Umgebungstemperatur von 125°C die Referenzspannung Vref mit 5,3 V ausgeben, wenn die Versorgungsspannung Vext auf 8V liegt. Mit anderen Worten kann die interne Spannung (Vint), die die Bedingung für den Voralterungstest erfüllt (d. h. Punkt P10 in Fig. 8), der nicht gezeigten internen Schaltung zugeführt werden. Wenn eine externe Versorgungsspannung Vext über 6,0V bei einer Umgebungstemperatur von 125°C zugeführt wird, wird eine Referenzspannung Vref, die die Bedingung Vref=Vext-2,7 V erfüllt, an die Differenzverstärkerschaltung 20 angelegt.

Wenn die Umgebungstemperatur sinkt, mit anderen Worten im Bereich der Umgebungstemperatur von 0°C bis 7°C des Normalbetriebs, wird die Kennlinie der Ausgangsreferenzspannung Vref zur geraden Linie 254 verschoben, die in Fig. 8 dargestellt ist. Genauer gesagt weist die in Fig. 7 dargestellte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest eine Kennlinie mit positivem Temperaturverlauf auf, und daher sinkt die Ausgangsreferenzspannung Vref entlang der geraden Linie 254 als Funktion des Absinkens der Umgebungstemperatur. Das bringt im Normalbetrieb den folgenden Vorteil mit sich.

Wie oben beschrieben worden ist, gibt die Spannungsauswahlschaltung 90 selektiv die höherer der angelegten Referenzspannungen Vrefb und Vrefn als Ausgangsreferenzspannung Vref aus. Bei der Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb (RT) kann der Bereich für die externe Versorgungsspannung Vext, der die Ausgabe der Ausgangsreferenzspannung Vref von 3,3 V (konstant) durch die Spannungsauswahlschaltung 90 erlaubt, erweitert werden, weil die Referenzspannung Vrefb wie in Fig. 8 dargestellt sinkt. Genauer gesagt kann der in Fig. 5 gezeigte interne Absenkkonverter 100 die interne Spannung Vint von 3,3 V nur dann ausgeben, wenn 3,3VVext6,0V gilt, wie in Fig. 6 dargestellt ist. Aber der in Fig. 7 dargestellte interne Absenkkonverter kann die interne Spannung Vint von 3,3V (konstant) ausgeben, wenn 3,3VVext6,0V+αV gilt, wie in Fig. 8 dargestellt ist. Anders ausgedrückt kann der interne Absenkkonverter durch die Verwendung der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest mit einer Kennlinie mit positivem Temperaturverlauf in einem erweiterten Bereich der externen Versorgungsspannung Vext bei der Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb (RT) arbeiten, wobei die Ausführung eines Voralterungstests trotzdem möglich ist.

Fig. 9 zeigt das Schaltbild einer Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest, die in Fig. 7 dargestellt ist. Wie in Fig. 9 gezeigt ist, weist die Konstantstromquelle 112 PMOS-Transistoren 131 und 135, NMOS- Transistoren 132, 133 und 134 sowie einen Widerstand 136 auf.

Der Transistor 132 weist eine geringe Gate-Breite und daher eine geringe Leitfähigkeit (Row-Mutual-Leitfähigkeit) auf. Entsprechend arbeitet der Transistor 131 im Schwellenbereich. Mit anderen Worten wird der Transistor 131 in einen im wesentlichen nicht-leitenden Zustand gebracht. Entsprechend ist die Gate-Source-Spannung Vgs des Transistors 131 im wesentlichen gleich Vtp (der Schwellenspannung des PMOS-Transistors). Somit gilt die folgende Beziehung.

I10 = Vgs/R10 ≈ Vtp/R10 (1)

worin I10 den Stromfluß über den Transistor 133 und R10 den Widerstandswert des Widerstands 136 darstellen.

Die Transistoren 133 und 134 bilden eine Stromspiegelschaltung. Die Transistoren 133 und 134 weisen in diesem Beispiel dieselbe Größe auf (besetzen mit anderen Worten dieselbe Leitfähigkeit) und daher gilt I_B= I10. Somit gilt die folgende Beziehung.

I_B = Vtp/R10 (2).

Daher ist die Ausgangsspannung Vrefb der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest durch folgenden Ausdruck gegeben:

Vrefb = Vext - I_{B *} R_B (3)

= Vext - Vtp _* R_B/R10 (4).

Wie aus Gleichung (3) ersichtlich ist, ist entsprechend die Bedingung (i), daß I_B eine negative Temperaturabhängigkeit aufweist, und/oder (ii), daß R_B eine negative Temperaturabhängigkeit aufweist, erforderlich, damit die Referenzspannung Vrefb einen positiven Temperaturverlauf zeigt.

Zur Bildung einer Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest, die in Fig. 9 gezeigt ist, können verschiedene Schaltungsstrukturen mit der oben angeführten Bedingung (i) und/oder (ii) verwendet werden. Im allgemeinen weist die Schwellenspannung Vtp eines PMOS-Transistors eine Kennlinie mit negativem Temperaturverlauf auf. Wenn die Umgebungstemperatur z. B. von 25°C auf 125°C ansteigt, sinkt die Schwellenspannung Vtp um etwa 0,1V bis 0,2V. Wie aus Gleichung (2) ersichtlich ist, kann genauer gesagt I_B eine negative Temperaturabhängigkeit haben, selbst wenn der Wert R10 des Widerstands 136 keine Temperaturabhängigkeit aufweist. Für den Widerstand 136 wird jedoch bevorzugt ein Material mit positiver Temperaturabhängigkeit verwendet, um einen größeren Temperaturkoeffizienten für I_B einzustellen.

Als Material mit positiver Temperaturabhängigkeit wird z. B. Polysilizium verwendet. Der Temperaturkoeffizient von Polysilizium ändert sich in Abhängigkeit von der Struktur und der Konzentration der Fremdatome im Polysilizium. Allgemein weist Polysilizium vor der Dotierung mit Fremdatomen eine Kennlinie mit negativem Temperaturverlauf wie in Halbleiter auf. Mit dem Anstieg der Fremdatomkonzentration steigt der Temperaturkoeffizient an und daher wechselt der Temperaturkoeffizient von einem negativen zu einem positiven Wert.

Das ist in der Kennlinie von Fig. 12 dargestellt. In Fig. 12 gibt die Abszisse die Änderung der Umgebungstemperatur T und die Ordinate die Änderung des Widerstands R von Polysilizium an. Mit dem Anstieg der Fremdatomkonzentration entsprechend dem Pfeil AR wechselt der Widerstand von Polysilizium allmählich von der Kurve 281 zur Kurve 282. Die Fremdatomkonzentration von Polysilizium wird so gewählt, daß ein optimaler Wert für den gewünschten Temperaturkoeffizienten erzielt wird.

Ferner sei bemerkt, daß ein Diffusionswiderstand und der Kanalwiderstand eines Transistors als weiteres Widerstandsmaterial mit einem positiven Temperaturverlauf verwendet werden kann.

Wie aus Gleichung (4) ersichtlich ist, wird das Widerstandsmaterial so ausgewählt, daß der Wert Vtp_*R_B/R10 einen negativen Temperaturverlauf aufweist, um der Referenzspannung Vref einen positiven Temperaturverlauf zu geben. Wenn genauer gesagt die Widerstände 111 und 136 beide einen positiven Temperaturverlauf aufweisen, wird ein Widerstandsmaterial, das die folgende Ungleichung erfüllt, für die in Fig. 9 gezeigten Widerstände 111 und 136 benutzt.

Temperaturkoeffizient von R_V < Temperaturkoeffizient von R10 (5).

Die Verwendung eines Widerstandsmaterials, das die folgende Ungleichung erfüllt, in der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest, die in Fig. 9 dargestellt ist, ermöglicht es der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10a, eine Referenzspannung Vrefb mit einem positiven Temperaturverlauf zu erzeugen.

Fig. 10 zeigt das Schaltbild der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb, die in Fig. 7 dargestellt ist. Wie in Fig. 10 gezeigt ist, weist die Konstantstromquelle 121 PMOS-Transistoren 141, 145, 146 und 147, NMOS-Transistoren 142, 143 und 144 sowie einen Widerstand 148 auf. Die Transistoren 143 und 144 bilden eine erste Stromspiegelschaltung, und die Transistoren 146 und 147 bilden eine zweite Stromspiegelschaltung.

Der grundlegende Betrieb der Konstantstromquelle 121 stimmt mit dem der Schaltung 112 überein, die in Fig. 9 dargestellt ist. In der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b für den Normalbetrieb werden jedoch Schaltungselemente verwendet, die keine (oder eine vernachlässigbare) Temperaturabhängigkeit aufweisen. Somit kann die in Fig. 10 dargestellte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10b unabhängig von Änderungen der Umgebungstemperatur eine konstante Referenzspannung Vrefn ausgeben.

Fig. 11 zeigt das Schaltbild einer einstellbaren Widerstandsschaltung, die für die in Fig. 9 dargestellten Widerstände 111 und 136 benutzt wird. Fig. 11(a) stellt eine einstellbare Widerstandsschaltung für den Widerstand 136 dar. Die Widerstandsschaltung 136 weist in Reihe geschaltete Widerstände 260, 261, . . . sowie parallel zu den jeweiligen Widerständen 260, 261, . . . geschaltete abschmelzbare Verbindungen 271, 272, . . . auf.

Aufgrund von Schwankungen bei der Halbleiterherstellung können die Spannungsbedingungen für den Voralterungstest verschoben werden. In einem solchen Fall kann durch selektives Abschmelzen der abschmelzbaren Verbindungen 271, 272, . . . mit einem Laser- Strahl der Wert R10 der Widerstandsschaltung 136 auf einen geeigneten Wert eingestellt werden. In ähnlicher Weise wird die in Fig. 11(b) dargestellte Widerstandsschaltung 111 für den Widerstand 111 benutzt. Entsprechend kann der Wert R_B der Widerstandsschaltung 111 auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.

Wie oben beschrieben worden ist, weist der interne Absenkkonverter nach der fünften Ausführungsform eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 10a für den Voralterungstest mit einem positiven Temperaturverlauf auf, und daher wird die interne Spannung Vint mit der in Fig. 8 gezeigten Temperaturkennlinie als interne Versorgungsspannung ausgegeben. Entsprechend kann bei der Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb die interne Spannung Vint mit 3,3V (konstant) in einem weiten Bereich der externen Versorgungsspannung Vext, mit anderen Worten im Bereich 3,3VVext6,0+αV, als interne Versorgungsspannung an die (nicht dargestellte) interne Schaltung ausgegeben werden. Anders ausgedrückt wird ein interner Absenkkonverter gebildet, der in einem weiten Bereich der externen Versorgungsspannung arbeiten kann und trotzdem für einen Voralterungstest geeignet ist.

(2) Zweite Ausführungsform

Fig. 13 zeigt das Schaltbild eines internen Absenkkonverters nach einer zweiten Ausführungsform. Der in Fig. 13 dargestellte Absenkkonverter wird auf einem Halbleitersubstrat CH als interne Absenkkonverter 1a, 1b, 1c und 1d gebildet, die in Fig. 1 gezeigt sind. Wie in Fig. 13 dargestellt ist, weist der interne Absenkkonverter eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 1300 für den Normalbetrieb, eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 1400 für den Voralterungstest, eine Spannungsauswahlschaltung 1510, eine Differenzverstärkerschaltung 1520, eine Treiberschaltung 1530 und eine Pegelverschiebungsschaltung 1550 auf.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 1300 für den Normalbetrieb weist eine Konstantstromquelle 1310 und einen Widerstand 1330 auf, die zwischen eine externe Versorgungsspannung Vext und das Massepotential geschaltet sind. Eine Referenzspannung Vrefn für den Normalbetrieb wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten 1320 der Konstantstromquelle 1310 und des Widerstands 1330 ausgegeben.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 1400 für den Voralterungstest weist einen Widerstand 1430 und eine Konstantstromquelle 1410 auf, die zwischen die externe Versorgungsspannung Vext und das Massepotential geschaltet sind. Eine Referenzspannung für den Voralterungstest Vrefb wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten 1420 des Widerstands 1430 und der Konstantstromquelle 1410 ausgegeben.

Wie bei der ersten Ausführungsform weist auch bei der zweiten Ausführungsform die Ausgabespannung Vrefb der Referenzspannungs- Erzeugungsschaltung 1400 für den Voralterungstest eine Kennlinie mit positivem Temperaturverlauf (oder einen positiven Temperaturkoeffizienten) auf. Genauer gesagt steigt der Spannungspegel der Referenzspannung Vrefb als Funktion der Umgebungstemperatur an. Demgegenüber wird die Ausgabespannung Vrefn der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 1300 für den Normalbetrieb von Änderungen der Umgebungstemperatur nicht beeinflußt.

Die Konstantstromquelle 1310 weist PMOS-Transistoren 1311, 1317 und 1319, NMOS-Transistoren 1314 und 1318 sowie einen Widerstand 1316 auf. Der Transistor 1311 hat eine Schwellenspannung Vth (Absolutwert). Der Widerstand 1316 weist einen Wert R11 auf. Der Widerstand 1316 ist aus einem Verdrahtungswiderstand gebildet, wie z. B. Polysilizium, das mit Bor oder Phosphor dotiert ist. Die Transistoren 1314 und 1318 bilden eine Stromspiegelschaltung.

Der Ausgabestrom 11 der Konstantstromquelle 1310 fließt über den Widerstand 1330 mit dem Wert R12. Der Kanalwiderstand eines MOS- Transistors wird als Widerstand 1330 verwendet, um die auf dem Halbleitersubstrat belegte Fläche zu vermindern.

Die Konstantstromquelle 1410 weist PMOS-Transistoren 1411 und 1417, NMOS-Transistoren 1414, 1418 und 1419 sowie einen Widerstand 1416 auf. Der Transistor 1411 hat eine Schwellenspannung Vth (Absolutwert). Der Widerstand 1416 weist einen Wert R13 auf und ist aus einem Verdrahtungswiderstand gebildet, wie z. B. Polysilizium, das mit Bor oder Phosphor dotiert ist.

Der Ausgabestrom 12 der Konstantstromquelle 1410 fließt über den Widerstand 1430 mit dem Wert R14. Der Widerstand 1430 ist aus demselben Material wie der Widerstand 1330 gebildet.

Die Spannungsauswahlschaltung 1510 weist einen Differenzverstärker 1511 zum Empfangen einer Referenzspannung für den Normalbetrieb Vrefn und einer Referenzspannung für den Voralterungstest Vrefb sowie einen PMOS-Transistor 1513, der zwischen die Referenzspannung Vrefn und die externe Versorgungsspannung Vext geschaltet ist, auf. Der Transistor 1513 empfängt die Ausgangsspannung vom Differenzverstärker 1511 an seiner Gate-Elektrode.

Im Betrieb wird der Transistor 1513 in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 1511 betrieben, und es wird die höhere der angelegten Referenzspannungen Vrefb und Vrefn als Referenzspannung Vref ausgegeben. Anders ausgedrückt vergleicht die Spannungsauswahlschaltung 1510 die beiden angelegten Referenzspannungen Vrefb und Vrefn und gibt selektiv die Spannung mit dem höheren Pegel aus. Die Ausgabereferenzspannung Vref wird der Differenzverstärkerschaltung 1520 zugeführt.

Die Differenzverstärkerschaltung 1520 empfängt die Referenzspannung Vref über einen invertierenden und die Ausgabespannung Vsh von der Pegelverschiebungsschaltung 1550 über einen nicht-invertierenden Eingabeknoten. Die Ausgangsspannung der Differenzverstärkerschaltung 1520 wird der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors 1531 in der Treiberschaltung 1530 zugeführt.

Die Pegelverschiebungsschaltung 1550 weist eine Reihenschaltung der Widerstände 1551 und 1553 auf. Der Widerstand 1551 hat den Wert R15 und der Widerstand 1553 den Wert R16. Die Spannung Vsh wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten 1552 dieser Widerstände ausgegeben. Die interne Spannung Vint wird über einen gemeinsamen Verbindungsknoten 1540 der Treiberschaltung 1530 und der Pegelverschiebungsschaltung 1550 ausgegeben.

Fig. 14 zeigt ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und den Referenzspannungen Vrefn und Vrefb. In Fig. 14 geben die Abszisse die externe Versorgungsspannung Vext und die Ordinate die Referenzspannung Vrefn für den Normalbetrieb sowie die Referenzspannung Vrefb für den Voralterungstest an. Fig. 15 ist eine Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und den Spannungen Vref und Vint. In Fig. 15 geben die Abszisse die externe Versorgungsspannung Vext und die Ordinate die interne Spannung Vint sowie die ausgewählte Referenzspannung Vref an. Unter Bezugnahme auf die Fig. 14 und 15 wird nun der Betrieb des in Fig. 13 gezeigten internen Absenkkonverters beschrieben.

Wie in Fig. 14 dargestellt ist, steigt die Referenzspannung Vrefn proportional zur Spannung Vext an, wenn sich die externe Versorgungsspannung Vext im Bereich 0<Vext<V1 ändert (V1 ist eine erste vorbestimmte Spannung). Wenn V1<Vext<V3 gilt (V3 ist eine zweite vorbestimmte Spannung), ist die Referenzspannung Vrefn konstant und gleich einer vorbestimmten Spannung V0.

Wenn V1<Vext<V3 gilt, ist entsprechend der Strom I1 vom Transistor 1319 zum Ausgabeknoten 1320 durch folgende Gleichung gegeben:

I1 = Vth/R11 (6).

Daher ist die vorbestimmte Spannung V0 durch folgende Gleichung gegeben:

V0 = I1 _* R12 = Vth _* R12/R11 (7).

Demgegenüber steigt die Referenzspannung für den Voralterungstest Vrefb für V2<Vext proportional zur externen Versorgungsspannung Vext an. Gilt V3<Vext, übersteigt die Referenzspannung Vrefb den Spannungspegel der Referenzspannung Vrefn.

Der vom Ausgangsknoten 1420 zum Massepotential fließende Strom I2 ist ungefähr durch die folgende Gleichung gegeben:

I2 = Vth/R13 (8).

Daher ist die Referenzspannung Vrefb durch folgende Gleichung gegeben:

Vrefb = Vext - I2 _* R14 = Vext - Vth _* R14/R13 (9).

Entsprechend gibt die Spannungsauswahlschaltung 1510 die in Fig. 15 gezeigte Ausgangsspannung Vref ab. Genauer gesagt legt der Differenzverstärker 1511 eine Ausgangsspannung gleich der externen Versorgungsspannung Vext an die Gate-Elektrode des Transistors 1513 an, wenn Vrefb<Vrefn gilt. Daher wird in diesem Bereich der Transistor 1513 in einen nicht-leitenden Zustand gebracht und die Referenzspannung Vrefn wird als Ausgabespannung Vref ausgewählt.

Wenn Vrefb<Vrefn gilt, legt der Differenzverstärker 1511 eine Ausgangsspannung mit Massepotentialpeel an die Gate-Elektrode des Transistors 1513 an. Entsprechend schaltet der Transistor 1513 in diesem Bereich durch und der Pegel der Ausgangsspannung Vref steigt von V0 aus an.

Der Differenzverstärker 1511 empfängt über den nicht- invertierenden Eingangsknoten die Ausgangsspannung Vref. Weil der Differenzverstärker 1511 im Bereich Vrefn<Vrefb eine Spannung mit dem Pegel Vext die Gate-Elektrode des Transistors 1513 anlegt, erreicht der Transistor 1513 einen nicht-leitenden Zustand. Damit gibt die Spannungsauswahlschaltung 1510 die Spannung Vref mit dem Spannungspegel Vrefb aus. Die Spannungsauswahlschaltung 1510 gibt die Ausgangsspannung Vref aus, wie sie in Fig. 15 durch die Linie Vref angegeben ist.

Die Differenzverstärkerschaltung 1520 empfängt über den invertierenden Eingangsknoten die ausgewählte Referenzspannung Vref. Demgegenüber empfängt die Differenzverstärkerschaltung 1520 über den nicht-invertierenden Eingangsknoten die Ausgangsspannung Vsh von der Pegelverschiebungsschaltung 1550. Entsprechend gibt die Differenzverstärkerschaltung 1520 eine Spannung mit dem Massepotentialpegel an die Gate-Elektrode des Transistors 1531 aus, wenn Vsh<Vref gilt (d. h. Vext<V4). Entsprechend schaltet der Transistor 1531 in diesem Bereich durch und die interne Spannung Vint ist in diesem Bereich proportional zur externen Versorgungsspannung Vext.

Wenn Vsh<Vref gilt, legt die Differenzverstärkerschaltung 1520 eine Spannung mit Pegel Vext an die Gate-Elektrode des Transistors 1531 an, so daß der Transistor 1531 sperrt. Damit ist in diesem Bereich die Beziehung Vsh=Vref erfüllt, und es wird die durch die folgende Gleichung gegebene interne Spannung Vint ausgegeben (siehe Fig. 15).

Vint = (1 + R15/R16) _* Vref (10).

Wie aus Gleichung (10) ersichtlich ist, ist das Verhältnis der Spannungsdifferenz zwischen der Spannung Vint und Vref zur Spannung Vref gleich R15 : R16.

Fig. 16 zeigt ein Diagramm der Spannungskennlinie für die Erläuterung der Beziehung zwischen der externen Versorgungsspannung Vext und der internen Spannung Vint. Unter Bezugnahme auf Fig. 16 wird die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung Vint des internen Absenkkonverters beschrieben.

In Fig. 16 geben die Abszisse die externe Versorgungsspannung Vext und die Ordinate die interne Spannung Vint sowie die Referenzspannungen Vrefn und Vrefb an.

Es wird erneut Bezug auf Fig. 13 genommen. Der Widerstand 1316 mit dem Wert R11 ist aus einem Verdrahtungsmaterial, wie z. B. Polysilizium gebildet. Der Kanalwiderstand eines MOS-Transistors wird für den Widerstand 1330 mit dem Wert R12 verwendet. Ein Verdrahtungsmaterial, wie z. B. Polysilizium, wird für den Widerstand 1416 mit dem Wert R13 benutzt. Der Widerstand 1430 mit dem Wert R14 wird aus demselben Material wie der Widerstand 1416 gebildet.

Im allgemeinen weist die Schwellenspannung Vth eines MOS- Transistors einen negativen Temperaturkoeffizienten auf. Demgegenüber hat der Widerstandswert von Polysilizium im allgemeinen einen positiven Temperaturkoeffizienten. Ferner weist der Kanalwiderstand eines MOS-Transistors einen Temperaturkoeffizienten auf, der erheblich größer als der Temperaturkoeffizient der oben angeführten Schwellenspannung des Transistors und der Temperaturkoeffizient von Polysilizium ist.

Es wird angenommen, daß die Temperaturkoeffizienten der Widerstände 1316 (R11), 1330 (R12), 1416 (R13) und 14 30 (R14) gleich α1, α2, α3 bzw. α4 sind. Ferner wird angenommen, daß der Temperaturkoeffizient der Schwellenspannung des Transistors gleich α5 und der Temperaturkoeffizient des Ausgangsstroms I2 der Konstantstromquelle 1410 gleich α6 ist. Daher gelten die folgenden Beziehungen:

R11 = R11ct _* (1 + α1 _* ΔT) (11)

R12 = R12ct _* (1 + α2 _* ΔT) (12)

R13 = R13ct _* (1 + α3 _* ΔT) (13)

R14 = R14ct _* (1 + α4 _* ΔT) (14)

Vth = Vthct _* (1 + α5 _* ΔT) (15)

I2 = I2ct _* (1 + α6 _* ΔT) (16).

In den Gleichungen (11) bis (16) gibt das nachgestellte ct an, daß der jeweilige Wert unabhängig von der Änderung der Umgebungstemperatur ist. ΔT stellt die Änderung (Differenz) der Umgebungstemperatur dar.

Wenn die Referenzspannung für den Normalbetrieb die Beziehung Vrefn=V0 erfüllt, erhält man aus den Gleichungen (7), (11), (12) und (15) die folgende Beziehung:

Vrefn = V0 = Vth _* R12/R11
= (Vthct _* R12ct/R11ct) _* (1 + α5 _* ΔT) _*
* (1 + α2 _* ΔT)/(1 + α1 _* ΔT) (17).

In Gleichung (17) wird Vthct _* R12ct/R11ct von Änderungen der Umgebungstemperatur nicht beeinflußt, α5 stellt einen negativen Wert, α1 einen positiven Wert dar, und es gilt α2»α1,|α5|. Daher wird die Spannung V0 in Fig. 16 durch die Linie Vrefn(T=T0) und die Linie Vrefn(T=T_B) dargestellt. Anders ausgedrückt weist die Spannung V0 einen positiven Temperaturkoeffizienten auf.

Demgegenüber ist der Ausgangsstrom I2 der Konstantstromquelle 1410 aus den Gleichungen (8), (13) und (15) durch folgende Gleichung gegeben:

I2 = Vth/R13 = (Vthct/R13ct) _* (1 + α5 _* ΔT)/(1 + α3 _* ΔT) (18).

In Gleichung (18) wird Vthct/R13ct von Änderungen der Umgebungstemperatur nicht beeinflußt, α5 stellt einen negativen Wert, α3 einen positiven Wert dar, und daher hat der Strom I2 einen negativen Temperaturkoeffizienten.

Demgegenüber ist die Referenzspannung Vrefb für den Voralterungstest aus den Gleichungen (9), (13), (14) und (15) durch folgende Gleichung gegeben:

Vrefb = Vext - Vth _* R14/R13
= Vext - (Vthct _* R14ct/R13ct) _* (1 + α5 _* ΔT) _*
* (1 + α4 _* ΔT)/(1 + α3 _* ΔT) (19).

In Gleichung (19) werden Vext und Vthct_*R14ct/R13ct von Änderungen der Umgebungstemperatur nicht beeinflußt, α5 stellt einen negativen Wert dar, es gilt α4=α3, und daher hat die Referenzspannung Vrefb einen positiven Temperaturkoeffizienten, wie durch die Linie Vrefb(T=T0) und die Linie Vrefb(T=T_B) in Fig. 16 dargestellt ist.

Daher weist die Ausgangsspannung Vref der Spannungsauswahlschaltung 1510 sowohl für Vrefb<Vrefn als auch für Vrefb<Vrefn einen positiven Temperaturkoeffizienten auf.

Weil die in der Pegelverschiebungsschaltung 1550 gebildeten Widerstände 1511 und 1523 aus demselben Material gebildet sind, weisen die Widerstandswerte R15 und R16 denselben Temperaturkoeffizienten auf. Entsprechend hat die interne Spannung Vint denselben Temperaturkoeffizienten wie die Referenzspannung Vref und somit eine positive Temperaturabhängigkeit, wie durch die Linie Vint(T=T0) und die Linie Vint(T=T_B) in Fig. 16 dargestellt ist.

Ein Voralterungstest für eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung mit dem in Fig. 13 gezeigten internen Absenkkonverter wird folgendermaßen ausgeführt. Es wird eine externe Versorgungsspannung Vext als Voralterungspunkt ausgewählt, die dasselbe Verhältnis wie im Fall der externen Versorgungsspannung Vext und der internen Spannung Vint im Normalbetrieb bei einer Umgebungstemperatur von 25°C (T=T0=25°C) ergibt. Natürlich wird die interne Spannung Vint in einem Bereich ausgewählt, der die Durchbruchspannung der Halbleiterelemente der Schaltung nicht übersteigt. Unter der Annahme, daß die integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung im Normalbetrieb mit einer externen Versorgungsspannung Vext von 5V und einer internen Spannung Vint von 3,3V arbeitet und die Durchbruchspannung etwas über 7V liegt, werden genauer gesagt Vext=7V und Vint=4,6V für den Voralterungspunkt ausgewählt.

Wie oben beschrieben worden ist, weist die interne Spannung Vint einen positiven Temperaturverlauf auf. Der Wert R14 des Widerstands 1430 in der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 1400 wird daher auf einen großen Wert eingestellt, so daß sich die interne Spannung Vint bei einer normalen Umgebungstemperatur T0 unterhalb des Voralterungspunkts und bei einer Umgebungstemperatur T_B für den Voralterungstest über dem Voralterungspunkt befindet, wie in Fig. 16 durch die Linien Vint(T=T0) bzw. Vint(T=T_B) dargestellt ist.

Im internen Absenkkonverter, der in Fig. 13 dargestellt ist, ist die interne Spannung Vint gleich (1+R15/R16)_*V0, wenn V4<Vext<V3 gilt. Ist Vext<V3, so ist die Spannung Vint gleich (1+R15/R16)_*Vrefb. Gilt Vext<V3, steigt die externe Spannung Vext (=V3) an, wenn die Referenzspannung Vref die Spannung V0 übersteigt, weil die Referenzspannung Vref so ausgewählt ist, daß der Wert (1+R15/R16)_*Vrefb kleiner als der Voralterungspunkt bei normaler Umgebungstemperatur T0 ist. Weil die interne Spannung Vint gleich (1+R15/R16)_*V0 ist und der Bereich, in dem sie bezüglich der externen Spannung Vext, mit anderen Worten der Bereich, der durch V4<Vext<V3 dargestellt wird, erweitert ist, wird genauer gesagt ein breiterer Betriebsrahmen erzielt.

Es sei bemerkt, daß aufgrund von Gleichung (19) auch ein Widerstandsmaterial mit einem Temperaturkoeffizienten α4 verwendet werden kann, das die folgende Beziehung erfüllt, obwohl die Widerstände 1430 und 1416 aus demselben Material gebildet sind.

(1 + α5 _* ΔT) _* (1 + α4 _* ΔT)/(1 + α3 _* ΔT) < 1 (ΔT < 0) (20).

Für ein solches Material mit dem Temperaturkoeffizienten α4 kann ein Verdrahtungsmaterial, wie z. B. ein dünner Metallfilm, verwendet werden. In manchen Fällen kann auch der Kanal- oder Diffusionswiderstand eines Transistors mit einem niedrigen Temperaturkoeffizienten benutzt werden, obwohl das nicht allgemein der Fall ist.

Claims (15)

1. Spannungsversorgungsschaltung, die eine angelegte Versorgungs­ spannung (Vext) empfängt und eine niedrigere Versorgungsspannung (Vint) an eine interne Schaltung ausgibt,
gekennzeichnet durch
eine erste Schaltung (10a, 1400) zum Erzeugen einer ersten Referenzspannung (Vrefb), die proportional zur angelegten Versorgungsspannung (Vext) ist und in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur ansteigt,
eine zweite Schaltung (10b, 1300) zum Erzeugen einer zweiten Referenzspannung (Vrefn), die unabhängig von einer Änderung der angelegten Versorgungsspannung (Vext) ist,
ein Spannungsauswahlmittel (90, 1510), das zum Empfangen der ersten und zweiten Referenzspannung (Vrefb, Vrefn) geschaltet ist, zum selektiven Ausgeben der höheren der ersten und zweiten Referenzspannung (Vrefb, Vrefn) und
ein mit dem Spannungsauswahlmittel (90, 150) verbundenes Aus­ gabeschaltungsmittel (20, 30, 1520, 1530), das die von dem Spannungsauswahlmittel (90, 1510) ausgegebene Referenzspannung (Vrefb, Vrefn) empfängt und an die interne Schaltung ausgibt (Fig. 5, 7, 13).

2. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pegelverschiebungsmittel (1550) zum Einstellen der vom Ausgabe­ schaltungsmittel (1520, 1530) ausgegebenen Spannung vorgesehen ist.

3. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
die erste Schaltung (10a) ein erstes Widerstandsmittel (111) und eine erste Konstantstromquelle (112) aufweist, die in dieser Reihenfolge zwischen der angelegten Versorgungsspannung (Vext) und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind,
die erste Konstantstromquelle (112) einen ersten konstanten Strom an das erste Widerstandsmittel (111) anlegt, und
mindestens das erste Widerstandsmittel (111) oder die erste Konstantstromquelle (112) eine Kennlinie mit negativem Temperaturverlauf aufweist (Fig. 7).

4. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die erste Konstantstromquelle (112) ein zweites Widerstandsmittel (136),
eine Konstantspannungsquelle (131, 132), die über das zweite Widerstandsmittel (136) geschaltet ist, zum Ausgeben einer konstanten Spannung mit einer Kennlinie mit negativem Temperaturverlauf an das zweite Widerstandsmittel (136), und
ein Stromspiegelschaltungsmittel (113, 114), das vom Stromfluß über das zweite Widerstandsmittel (136) abhängig ist, zum Anlegen eines ersten konstanten Stroms an das erste Widerstandsmittel (111) aufweist (Fig. 9).

5. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Widerstandsmittel (136) aus einem ersten Widerstandsmaterial mit einer positiven Temperaturkoeffizienten gebildet ist.

6. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
das erste Widerstandsmittel (111) aus einem zweiten Widerstandsmaterial mit einem negativen Temperaturverlauf gebildet ist, und
der Temperaturkoeffizient des ersten Widerstandsmaterials größer als der Temperaturkoeffizient des zweiten Widerstandsmaterials ist.

7. Spannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (10a) ein erstes Widerstandswert-Einstellmittel (281, 282, . . .) aufweist, das mit dem ersten Widerstandsmittel (111) verbunden ist, zum Einstellen des Widerstandswerts des ersten Widerstandsmittels (111) auf einen gewünschten Wert (Fig. 11).

8. Spannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Konstantstromquelle (112) ein zweites Widerstandswert- Einstellmittel (271, 272, . . .) aufweist, das mit dem zweiten Widerstandsmittel (136) verbunden ist, zum Einstellen des Widerstandswerts des zweiten Widerstandsmittels (136) auf einen gewünschten Wert (Fig. 11).

9. Spannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung (10b) eine zweite Konstantstromquelle (121) und ein drittes Widerstandsmittel (122) aufweist, die in dieser Reihenfolge zwischen der angelegten Versorgungsspannung (Vext) und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind (Fig. 7).

10. Spannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Spannungsauswahlmittel (90)
ein erstes Differenzverstärkermittel (902-906), das für den Betrieb von der ersten und zweiten Referenzspannung (Vrefb, Vrefn) abhängig ist, und
ein erstes Spannungsadditionsmittel (907), das von einem Ausgangssignal vom ersten Differenzverstärkermittel (902-906) abhängig ist, zum Hinzufügen einer zusätzlichen Spannung zur zweiten Referenzspannung (Vrefn), um die Differenz zwischen der ersten und zweiten Referenzspannung (Vrefb, Vrefn) zu vermindern, aufweist (Fig. 7).

11. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Spannungsadditionsmittel (907) einen ersten Transistor (907) aufweist, der zwischen die angelegte Versorgungsspannung (Vext) und die zweite Referenzspannung (Vrefn) geschaltet ist, und dessen Betrieb vom Ausgangssignal vom ersten Differenzverstärkermittel (902-906) abhängig ist (Fig. 7).

12. Spannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgabeschaltungsmittel (20, 30)
ein zweites Differenzverstärkermittel (202-206), das für den Betrieb von der Ausgabespannung des Spannungsauswahlmittels (90) und der niedrigeren Versorgungsspannung abhängig ist, und
ein zweites Spannungsadditionsmittel (30), das von einem Ausgangssignal vom zweiten Differenzverstärkermittel (202-206) abhängig ist, zum Hinzufügen einer zusätzlichen Spannung zur niedrigeren Versorgungsspannung, um die Differenz zwischen der Ausgabespannung des Spannungsauswahlmittels (90) und der niedrigeren Versorgungsspannung zu vermindern, aufweist (Fig. 7).

13. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Spannungsadditionsmittel (30) einen zweiten Transistor (301) aufweist, der zwischen die angelegte Versorgungsspannung (Vext) und die niedrigere Versorgungsspannung (Vint) geschaltet ist, und das vom Ausgangssignal vom zweiten Differenzverstärkermittel (202-206) abhängig ist (Fig. 7).

14. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (10a, 1400) eine vorbestimmte Alterungs-Referenzspannung bei einer vorbestimmten Umgebungstemperatur für einen Alterungstest, die in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur ansteigt, und eine Referenzspannung bei einer Umgebungstemperatur für den Normalbetrieb, die niedriger als die Voralterungs-Referenzspannung ist, erzeugt.

15. Spannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Ausgabeschaltungsmittel (20, 30, 1520, 1530) vorgesehen sind:

• - eine erste und zweite Konvertierungsschaltung, die jeweilige erste und zweite Differenzverstärkermittel, jeweilige erste und zweite Treibermittel, die die externe Spannung (Vext) empfangen, zum jeweiligen Ausgeben jeweiliger interner Spannungen (Vint), und
• - jeweilige Rückkopplungsmittel zum Rückkoppeln einer jeweiligen Rückkopplungsspannung, die eine vorbestimmte Funktion der jeweiligen internen Spannung darstellt, an die jeweiligen Differenzverstärkermittel aufweisen,
• - wobei jedes der jeweiligen Differenzverstärkermittel eine jeweilige Steuerspannung zum Steuern des jeweiligen Treibermittels erzeugt, die von der Differenz der einzelnen Referenzspannung und der jeweiligen Rückkopplungsspannung abhängig ist,
• - jedes der Rückkopplungsmittel ein jeweiliges Pegelverschiebungsmittel aufweist, das die jeweilige interne Spannung empfängt und einen jeweiligen Rückkopplungskoeffizienten auf diese anwendet, um die jeweilige Rückkopplungsspannung zu erzeugen.