DE4015459A1 - Integrierter hochfrequenz-eingangsdaempfer - Google Patents
Integrierter hochfrequenz-eingangsdaempferInfo
- Publication number
- DE4015459A1 DE4015459A1 DE4015459A DE4015459A DE4015459A1 DE 4015459 A1 DE4015459 A1 DE 4015459A1 DE 4015459 A DE4015459 A DE 4015459A DE 4015459 A DE4015459 A DE 4015459A DE 4015459 A1 DE4015459 A1 DE 4015459A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- resistor
- thin film
- terminal
- resistors
- parasitic capacitance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
- G01R15/08—Circuits for altering the measuring range
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Attenuators (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein integriertes
Präzisions-Hochfrequenz-Dämpfungsglied, das in
zahlreichen integrierten Schaltkreisen Verwendung
finden kann, beispielsweise bei einem Fenster-
Komparator, der anzeigt, ob ein Eingangssignal
innerhalb oder außerhalb eines vorgegebenen Bereichs
eines Analog-Digital-Wandlers liegt.
Fig. 1 zeigt einen solchen typischen Fenster-
Komparator. Ein nichtinvertierender Eingang eines
Komparators 1 ist über einen Anschluß 4 mit einer
ersten Bezugsspannung V REF 1 und ein invertierender
Eingang über einen Anschluß 3 mit einem Eingangssignal
V IN verbunden. Ein Ausgang ist an einen Anschluß 6
angeschlossen, dort wird ein Ausgangssignal V O 1
abgegeben. Ein zweiter Komparator weist einen
nichtinvertierenden Eingang mit einem Anschluß 3,
einen invertierenden Eingang mit einem Anschluß 5,
der mit einer zweiten Bezugsspannung V REF 2 verbunden
ist, und einen Ausgang mit dem Anschluß 7 auf, an dem
ein Ausgangssignal V O 2 zur Verfügung steht.
Es führt zu einigen großen Schwierigkeiten, wenn ein
schneller Fenster-Komparator allgemeiner Art, wie er
in Fig. 1 gezeigt ist, auf einem einzelnen monolithischen
Chip integriert werden muß. Bei typischen standardmäßigen
Herstellungsverfahren für integrierte Schaltkreise
ist der erlaubte Bereich für das Eingangssignal V IN, das
Elektroden von integrierten Transistoren direkt
zugeführt werden kann, ohne daß es zu einer unerwünschten
Vorspannung der PN-Übergangszonen und/oder einem
unerwünschten Durchbruch der PN-Übergangszonen kommt,
eng begrenzt und liegt bei den üblichen schnellen
IC-Komparatoren typisch zwischen 0 Volt und ±3 Volt.
Wenn ohmsche Spannungsteiler zum Dämpfen des
Eingangssignals und des Bezugssignals verwendet werden,
bevor diese Signale den Eingängen des integrierten
Komparators zugeführt werden, ist die Frequenzantwort
des Schaltkreises unbefriedigend, weil die parasitären
Kapazitäten der integrierten Widerstände, wie der
Widerstände 25 und 26 in Fig. 2, normalerweise
proportional den Widerstandswerten sind und sehr viel
unterschiedlicher auf steile Anstiegsflanken und steile
Rückflanken der Eingangsspannung V IN als die Widerstände
13 und 14 reagieren. Das Ergebnis ist eine nicht
akzeptierbare Ungenauigkeit in der Dämpfung der
Eingangsspannung V IN. Wenn beispielsweise die
Widerstände 13 und 14 normale Nickel-Chrom-Widerstände
sind und der Widerstandswert des Widerstands 13 das
Fünffache des Widerstandswerts des Widerstands 14 ist,
ist die parasitäre Kapazität 25 des Widerstands 13
wahrscheinlich viel größer als die parasitäre Kapazität
26 des Widerstands 14. Daher ist die kapazitive
Spannungsteilung der Eingangsspannung V IN über den
parasitären Kapazitäten 25 und 26 gegenläufig zur
ohmschen Spannungsteilung der Eingangsspannung über den
Widerständen 13 und 14. Daraus ergeben sich bei der
Dämpfung der Eingangsspannung V IN vom Anschluß 3 zum
Anschluß 15 für Hochfrequenzanteile wesentliche Fehler.
Dies hat natürlich Ungenauigkeiten in den
Arbeitsergebnissen des Fenster-Komparators 100 zur
Folge.
Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, ein
integriertes Dämpfungsglied zu schaffen, das die
Fehler vermeidet, die durch eine ungleichmäßige
Teilung von Niederfrequenz- und Hochfrequenz-
Bestandteilen eines Eingangssignals entstehen.
Es ist weiter eine Aufgabe der Erfindung, ein präzises
schnelles integriertes Dämpfungsglied zu schaffen, das
bei der Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen fehlerfrei
arbeitet und einen Spannungsbereich aufweist, der
wesentlich unter dem Pegel liegt, bei dem bestimmte
PN-Übergangsschichten von integrierten Schaltkreisen
einen unerwünschten Sperrschicht-Durchbruch oder eine
unerwünschte Durchlaß-Vorspannung einzelner PN-Übergänge
erleiden.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein
integriertes Dämpfungsglied vorgeschlagen, das als
Eingangsdämpfer beispielsweise für einen integrierten
Fenster-Komparator oder einen Analog-Digital-Wandler
mit einem Teiler für eine externe Eingangsspannung
verwendet werden kann. Der Teiler umfaßt einen ersten
Dünnfilm-Widerstand mit einem ersten Anschluß für die
Eingangsspannung, einen zweiten Dünnfilm-Widerstand
mit einem ersten Anschluß, der mit einem Bezugsspannungs
anschluß verbunden ist, und einem zweiten Anschluß, der
mit einem zweiten Anschluß des ersten Widerstands
verbunden ist. Am Ausgang steht ein gedämpftes Eingangs
signal zur Verfügung. Ein Puffer gibt das gedämpfte
Eingangssignal beispielsweise an einen integrierten
Fenster-Komparator oder einen Analog-Digital-Wandler
auf dem gleichen Chip weiter. Der erste Widerstand
umfaßt eine Mehrzahl von selbständigen identischen
Abschnitten auf, die zwischen seinem ersten Anschluß
und seinem zweiten Anschluß in Reihe geschaltet sind.
Der zweite Widerstand umfaßt eine Mehrzahl von
getrennten identischen Abschnitten, die so in einer
Serien-Parallel-Schaltung angeordnet sind, daß das
Verhältnis des Widerstandswerts des ersten Widerstands
zum Widerstandswert des zweiten Widerstands ganz genau
gleich dem Verhältnis der parasitären Kapazitäten des
zweiten Widerstands zu den parasitären Kapazitäten
des ersten Widerstands ist. Der erste und der zweite
Spannungsteiler teilen die erste und die zweite
Bezugsspannung jeweils im gleichen Verhältnis wie der
Eingangsspannungsteiler die Eingangsspannung teilt.
Die identischen Abschnitte des ersten Widerstands sind
über einem isolierten Bereich einer ersten integrierten
Struktur angeordnet, und die identischen Abschnitte des
zweiten Widerstands sind über einem zweiten isolierten
Bereich der integrierten Struktur aufgebaut. In dem
beschriebenen Ausführungsbeispiel sind der erste und
der zweite isolierte Bereich P-dotiert und liegen in
einem N-dotierten Bereich. Der erste isolierte Bereich
hat einen Anschluß für das Eingangssignal, der zweite
isolierte Bereich ist an den Bezugsspannungsanschluß
angeschlossen. Der zweite Widerstand umfaßt eine Mehrzahl
von in Reihe geschalteten Gruppen von identischen
Abschnitten, wobei alle Gruppen eine Mehrzahl der
identischen, parallelgeschalteten, Abschnitte umfassen.
Beim Ausführungsbeispiel ist das Dämpfungsglied an den
Eingang des Fenster-Komparators auf dem gleichen Chip
angeschlossen. In einem weiteren Ausführungsbeispiel
ist das Dämpfungsglied an einen Analogeingang eines
Analog-Digital-Wandlers auf dem gleichen Chip angeschlossen.
Fig. 1 ist ein Schaltschema eines bekannten Fenster-
Komparators.
Fig. 2 ist ein Schaltschema eines integrierten
Fenster-Komparators, das zum Beschreiben der Probleme
des Stands der Technik und zum Beschreiben der
Erfindung dienen soll.
Fig. 3A ist ein Stromlaufplan, der zum Beschreiben des
erfindungsgemäßen Dämpfungsglieds dienen soll.
Fig. 3B ist eine Schaltskizze, die ein erfindungsgemäßes
Ausführungsbeispiel des Dämpfungsglieds zeigt.
Fig. 3C ist eine Teilansicht im Schnitt zum Beschreiben
des erfindungsgemäßen Dämpfungsglieds.
Fig. 4 ist ein Schaltschema zum Beschreiben eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Fig. 4A veranschaulicht die Struktur eines Teils 4 A von
Fig. 4.
Fig. 4B veranschaulicht die Struktur eines Teils 4 B von
Fig. 4.
Fig. 4C ist ein Schema eines der Widerstände in Fig. 4B.
Fig. 5 zeigt die Topographie eines integrierten
Schaltkreises des erfindungsgemäßen Dämpfungsglieds mit
einem Fenster-Komparator.
In Fig. 2 bezeichnet das Bezugszeichen 100 einen
integrierten Fenster-Komparator mit dem erfindungsgemäßen
Hochfrequenz-Dämpfungsglied 50. Fig. 2 zeigt jedoch
nicht eine Verwirklichung der Spannungsteilerwiderstände
13 und 14, in denen die parasitären Kapazitäten 25 und
26 ganz genau umgekehrt proportional zu den jeweiligen
Widerstandswerten der Widerstände 13 und 14 sind, wie
es gemäß der Erfindung erforderlich ist.
Fig. 3A zeigt ein Beispiel dafür, wie die parasitären
Kapazitäten 25 und 26 den Widerstandswerten der
Transistoren 13 und 14 entsprechen sollten, um zum
Erhalt von V IN′ eine genaue Sechs-zu-eins-Dämpfung der
Eingangsspannung V IN zu bewirken. Wenn der Widerstandswert
des Widerstands 13 gleich R ist, dann müßte der
Widerstandswert des Widerstands 14 gleich R/5 sein.
Wenn die parasitäre Kapazität des Widerstands 13 gleich C
ist, dann müßte die parasitäre Kapazität des Widerstands 14
gleich 5C sein.
In Fig. 3A bezeichnet die strichpunktierte Linie 51
einen IC-Chip, der sowohl das Hochfrequenz-Dämpfungsglied
50 als auch einen weiteren integrierten Schaltkreis 52,
dem ein fehlerfrei gedämpftes Signal V IN′ aus dem
Dämpfungsglied 50 zugeführt wird, umfaßt. Der Schaltkreis
52 kann beispielsweise der Fenster-Komparator von Fig. 2
oder ein Niederspannungs-Analog-Digital-Wandler sein.
Es kann abgeschätzt werden, daß die Nachfrage nach
integrierten Dämpfungsgliedern ansteigen wird, da
integrierte Schaltkreise mit höherer Leistung bei
niedrigeren Betriebsspannungen entwickelt werden. Externe
analoge Eingangsspannungen, die den integrierten
Schaltkreisen zugeführt werden sollen, können nämlich
so hohe Amplituden haben, daß erwünschte negative und/oder
positive Vorspannungen bestimmter PN-Übergänge auftreten.
Fig. 3B zeigt eine integrierte Verwirklichung des in
Fig. 3A gezeigten Schaltkreises.
Fig. 3C zeigt einen Schnitt durch eine bipolare integrierte
Verwirklichung des Schaltkreises nach Fig. 3B oder
Fig. 4. Die integrierte Struktur in Fig. 3C umfaßt
ein P⁺-Substrat 29. Eine N-dotierte epitaxiale Schicht 30
auf der oberen Fläche des Substrats 29 umfaßt eine
N-dotierte Insel 30 A oder 30 B, die durch eine P⁺-Isolier-
Diffusion 35 isoliert ist. Ein P-dotierter Basisbereich
27, 28 (der der Bereich 27 oder 28 der Fig. 3B und 4
sein kann) ist auf der oberen Fläche des N-dotierten
Bereichs 30 A oder 30 B angeordnet. Eine Oxydschicht 38
ist auf der oberen Fläche der N-dotierten Schicht 30
vorgesehen. Der Diffusionsschichtbereich 31 ist
unterhalb des Basisbereichs 27 oder 28 ausgebildet.
N⁺-dotierte Kollektoranschlußbereiche 36 ermöglichen
einen niederohmigen elektrischen Anschluß an die
N⁺-dotierte Schicht 31. Eine Mehrzahl von länglichen
rechtwinkligen NiCr-fünf-Kiloohm-Widerständen 33 ist
auf der Oxydschicht 38 über dem P-dotierten Bereich 27,
28 vorgesehen.
In Fig. 3B ist der Widerstand 13 ein Nickel-Chrom-
Widerstand mit einem Widerstandswert R. Die parasitäre
Kapazität zwischen dem Widerstand 13 und dem darunter
liegenden P-dotierten Bereich 27 ist proportional zu
der Fläche des Widerstands 13 und damit zu seinem
Widerstandswert. Der P-dotierte Bereich 27 ist im
N-dotierten Bereich 30 B angeordnet und mit dem
Eingangsspannungsanschluß 3 verbunden. Die Diode 27 A
stellt die PN-Übergangsschicht zwischen dem P-dotierten
Bereich 27 und dem isolierten N-Bereich 30 B dar, die
Diode 27 B stellt die PN-Verbindung zwischen dem
N-dotierten Bereich 30 B und dem P⁺-Substrat 29 dar.
Der Widerstand 14 ist ein Nickel-Chrom-Widerstand mit
einem Widerstandswert R/5. Die parasitäre Kapazität
zwischen dem Widerstand 14 und dem darunterliegenden
P-dotierten Bereich 28 ist proportional zu der Fläche
des Widerstands 14. Der P-dotierte Bereich 28 ist im
N-dotierten epitaxialen Bereich 30 A vorgesehen. Die
N-dotierten Bereiche 30 A und 30 B sind elektrisch
gleitend. Der P-dotierte Bereich 28 ist mit Masse
verbunden. Das P⁺-Substrat 29 ist an eine
Spannung -V S angeschlossen:
Die Diode 28 A stellt die PN-Übergangsschicht zwischen
dem P-dotierten Bereich 28 und dem N-dotierten Bereich
30 B dar. Die Diode 28 B bezeichnet die PN-Schicht
zwischen dem N-dotierten Bereich 30 B und dem
P⁺-Substrat 29 dar.
Diese Kreuzschaltung der Diodenstrukturen verhindert
das Anklemmen der Eingangsspannung V IN an das Substrat
und ermöglicht einen Arbeitsbereich von V IN über einen
größeren Spannungsbereich als es sonst möglich wäre.
Außerdem wird ein unerwünschter Sperrschicht-
Durchbruch von bestimmten PN-Übergängen und/oder ein
unerwünschtes Vorspannen von bestimmten PN-Übergängen
im integrierten Schaltkreis vermieden.
In Fig. 3B wird der Widerstand 14 aus fünf
parallelgeschalteten Widerständen 14-1 bis 14-5 mit
jeweils dem Widerstandswert R gebildet, jeder dieser
Einzelwiderstände hat die gleiche Breite wie der
Widerstand 13. Die Widerstände 14-1 bis 14-5 sind aus
Nickel-Chrom-Material mit dem gleichen spezifischen
Widerstand wie der Widerstand 13 aufgebaut. Die
Widerstände 14-1 bis 14-5 sind oberhalb des P-dotierten
Bereichs 28 angeordnet.
Fig. 4 ist eine schematische Darstellung eines
praktisch verwirklichten fehlerfreien Dämpfungsglieds,
wie es in Fig. 3B gezeigt ist. Der Widerstand 13 hat
beispielsweise einen Widerstandswert von hundert
Kiloohm und ist durch vier 25-Kiloohm-Widerstände 13 A
bis 13 D verwirklicht, die in Reihe geschaltet sind.
Jeder dieser Widerstände 13 A bis 13 D ist aus fünf
Fünf-Kiloohm-Nickel-Chrom-Widerständen 33 (siehe Fig. 3C),
die in Reihe geschaltet sind,
25 A bezeichnen die parasitären Kapazitäten zwischen
den Fünf-Kiloohm-NiCr-Widerständen 33 und dem
darunterliegenden P-dotierten Bereich 27. Diese
parasitären Kapazitäten sind im Ergebnis alle
parallelgeschaltet, obwohl die NiCr-Widerstände ja
elektrisch in Reihe liegen.
Der Spannungsteilerwiderstand 13 besteht aus zwanzig
Fünf-Kiloohm-NiCr-Widerständen 33, die zum Erzielen
der gewünschten hundert Kiloohm in Reihe geschaltet
sind. Die parasitäre Gesamtkapazität zwischen dem
Widerstand 13 und dem P-dotierten Bereich 27 jedoch
ist die Summe von zwanzig gleichen parasitären
Kapazitäten 25 A zwischen den einzelnen Fünf-Kiloohm-
Widerständen 33 und dem P-dotierten Bereich 27.
Es muß darauf hingewiesen werden, daß die vorhergehenden
Erläuterungen der kapazitiven Spannungsteilung ziemlich
stark vereinfacht sind. Tatsächlich liegen die
parasitären Kapazitäten, die den einzelnen Widerstands
abschnitten 33 anhaften, nicht parallel, sondern haben
eher einen gemeinsamen Anschluß; der jeweils zweite
Anschluß ist über die Länge des Widerstands verteilt.
Wenn die Kapazitäten in Fig. 4 in dieser Weise
geschaltet sind, verursacht jede Änderung der
Eingangsspannung V IN im Ergebnis ungleiche
Spannungsänderungen über den parasitären Kapazitäten
wenn V IN′ sich entsprechend den Änderungen von V IN
ändert, sind die entsprechenden Spannungsänderungen
über den parasitären Kapazitäten 14 A bis 14 D ebenfalls
ungleich. Diese Spannungsänderungen verursachen
kapazitive Verschiebungsströme, die dann auch ungleich
sind. Wichtig ist jedoch, daß in dem beschriebenen
Ausführungsbeispiel der kapazitive Verschiebungsstrom
in der parasitären Kapazität 13 D gleich dem Strom in
der parasitären Kapazität 14 A ist, weil die
Spannungsänderung über der parasitären Kapazität 13 D
fünfmal so groß ist wie die Änderung über der parasitären
Kapazität 14 A. Da aber die parasitäre Kapazität 14 A
fünfmal so groß ist wie die parasitäre Kapazität 13 D,
ist der entsprechende Verschiebungsstrom gleich groß.
Gleichermaßen sind die Verschiebungsströme der
parasitären Kapazitäten 13 C und 14 B gleich, die
Verschiebungsströme der parasitären Kapazitäten 13 B
und 14 C sind gleich, und die Verschiebungsströme der
parasitären Kapazitäten 13 A und 14 D sind gleich. Damit
addieren sich alle kapazitiven Verschiebungsströme zu
Null und ermöglichen eine fehlerfreie Dämpfung der
hochfrequenten Bestandteile der Eingangsspannung V IN.
Der Spannungsteilerwiderstand 14 hat einen
Gesamtwiderstand von beispielsweise zwanzig Kiloohm
und umfaßt vier in Reihe geschaltete Fünf-Kiloohm-NiCr
Widerstände 14 A bis 14 D. Die parasitäre Kapazität
zwischen jedem der NiCr-Widerstände 14 A bis 14 D und
dem darunterliegenden P-dotierten Bereich 28 kommt
mit den entsprechenden parasitären Kapazitäten aller
anderen Widerstände parallel dazu. Jeder Fünf-Kiloohm-
Widerstand, wie beispielsweise der Widerstand 14 A,
umfaßt fünf Ein-Kiloohm-NiCr-Widerstände 41 in Reihe,
wie es Fig. 4B zeigt, angeordnet über dem P-Bereich 28.
Jeder Ein-Kiloohm-Widerstand 41 umfaßt fünf parallel
geschaltete Fünf-Kiloohm-NiCr-Widerstände 33 wie in
Fig. 4C gezeigt, angeordnet über dem P-dotierten
Bereich 28.
Damit ist die parasitäre Gesamtkapazität zwischen dem
Bereich 28 und den NiCr-Widerständen 14 gleich der
Summe der hundert einzelnen Kapazitäten 26 A zwischen
jedem der hundert Widerstände 33 und dem P-dotierten
Bereich 28, obwohl der elektrische Widerstandswert des
Widerstands 14 nur zwanzig Kiloohm ist.
Der Widerstandswert des Widerstands 13 ist ganz genau
fünfmal so groß wie der Widerstandswert des Widerstands
14, damit wird zwischen den Eingangsspannungen V IN und
V IN′ ein Gleichspannungs-Teilerverhältnis von sechs zu
eins erreicht. Die parasitäre Kapazität des NiCr-
Widerstands 13 ist ganz genau ein Fünftel der parasitären
Kapazität des Widerstands 14 und liefert damit für
hochfrequente Wechselspannungen ein Teilerverhältnis
von sechs zu eins zwischen den Eingangsspannungen V IN
und V IN′. Daher ergibt sich kein Fehler in der Spannung
V IN′ in Folge ungleicher Dämpfung von hochfrequenten
Eingangssignalen durch NiCr-Widerstände 13 und 14 und
ihrer jeweiligen parasitären Kapazitäten.
Die Widerstandswerte der Widerstände 8 und 9 und die
Widerstandswerte der Widerstände 18 und 19 können ganz
genau den Widerstandswerten der Widerstände 13 und 14
entsprechen. In diesem Fall liefert der integrierte
Komparator 100 ein Ausgangssignal, das anzeigt, wenn
die Eingangsspannung V IN im Spannungsfenster, das durch
die Bezugsspannungen V REF 1 und V REF 2 definiert ist, liegt.
Die extrem genaue Hochfrequenz- und Niederfrequenz-
Dämpfung analoger Eingangssignale hoher Amplitude, wie
sie beispielsweise von verschiedenen integrierten
Niederspannungs-Komparatoren und Analog-Digital-Wandlern
gebraucht werden, wird erreicht.
In Fig. 5 ist die Chip-Topographie für den integrierten
Fenster-Komparator 100 von Fig. 2 mit dem Hochfrequenz-
Dämpfungsglied 50 gezeigt. Der Chip mißt etwa 3,1 Millimeter
in waagrechter und etwa 2, 3 Millimeter in senkrechter
Richtung. Um eine ungenaue Arbeitsweise des Schaltkreises
wegen Änderungen der Siliziumtemperatur, die von
Schwankungen der Verlustleistung in den Komparatoren 1
und 2 und in den Puffern 16, 17, 23 und 24, besonders aber
in den Komparator-Ausgangstransistor-Bereichen 55 A und 55 B
und in den Komparator-Ausgangstransistor-Bereichen 56 A
und 56 B herrühren, wurde die Anordnung so gewählt, daß
die Topographie der rechten Hälfte des Chips so weit wie
möglich ein Spiegelbild der Topographie der linken Hälfte
des Chips mit einer Symmetrielinie 57, die die beiden
Hälften teilt, ist.
Die größten Wärmeunterschiede werden von den vier
Komparator-Ausgangstransistoren verursacht, deshalb wurden
sie in der oberen rechten und linken Ecke des Chips so
weit wie möglich entfernt von den Widerständen 13 und 14
des Dämpfungsglieds plaziert. Wie oben schon erwähnt, sind
die Widerstände 13 und 14 über den N-dotierten Epitaxial
bereichen angeordnet. In Fig. 5 sind die Plazierungen
der Epitaxialbereiche gezeigt. Um Wärmeeffekte weiter zu
reduzieren, wurde der Widerstand 13 in zwei Bereiche
aufgeteilt, die symmetrisch zur Symmetrielinie 57
gelegen sind. Genauer gesagt wurde der N-dotierte
Bereich 30 A in zwei gleiche Abschnitte aufgeteilt, deren
Lage in Fig. 5 gezeigt ist. Der N-dotierte Bereich 30 B wurde
in zwei Abschnitte 30-1 und 30-2 aufgeteilt, die wie
dargestellt symmetrisch zur Mittellinie 57 gelegen sind.
Der Block 62 umfaßt zusätzliche Eingangskreise, aber das
ist nicht erfindungswesentlich.
Der V IN-Bonding-Anschluß 3 und ein analoger Masseanschluß
60 sind in der Mitte der unteren Kante des Chip so
angeordnet, daß sie an die Leiterfahnen eines Leiterrahmens
mit der geringsten Induktivität gebondet werden können.
Die Hauptstromversorgungs-Bonding-Anschlüsse sind in
ähnlicher Weise aus dem gleichen Grund längs der oberen
Kante des Chips angeordnet. Die Vorspannungsleitungen, die
für den Betrieb der Komparatoren 1 und 2 benötigt werden,
sind in Bereichen 58 A und 58 B zur Mittellinie 50
angeordnet. Die Pufferkreise mit den oben erwähnten
Puffern sind spiegelbildlich wie gezeigt im Block 16, 17,
23 und 24 angeordnet. Die Komparatoren 1 und 2 mit ihren
jeweiligen Ausgangstransistoren sind im großen ganzen
in der oberen Hälfte des Chips gelegen. Diese Anordnung
bietet ein Maximum an Isolation für die Nickel-Chrom-
Widerstände, die das Dämpfungsglied bilden, und
ermöglichen daher ein Minimum an Ungenauigkeit, die
während dem Betrieb des Chips durch im Silizium
entstehende Wärmeunterschiede verursacht würde.
Claims (8)
1. Hochfrequenz-Dämpfungsglied, gekennzeichnet durch
folgende Bestandteile:
- a. ein Eingangsanschluß zum Anschließen eines externen Eingangssignals;
- b. ein erster Dünnfilm-Widerstand mit einem ersten, mit dem Eingangsanschluß verbundenen, Anschluß;
- c. ein zweiter Dünnfilm-Widerstand mit einem ersten, mit einem Bezugsspannungsanschluß verbundenen, Anschluß und einem zweiten, mit einem zweiten Anschluß des ersten Widerstands verbundenen, Anschluß;
- d. ein Ausgangsanschluß verbunden mit dem jeweils zweiten Anschluß des ersten und des zweiten Widerstands zum Anschließen des gedämpften Eingangssignals, das durch das Dämpfungsglied als Antwort auf das Eingangssignal abgegeben wird;
- e. der erste Widerstand umfaßt eine Mehrzahl von getrennten identischen, jeweils einen Widerstandswert und eine parasitäre Kapazität aufweisenden, Abschnitten, die in Reihe geschaltet zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß des Widerstands liegen, und der zweite Widerstand umfaßt eine Mehrzahl von getrennten identischen parallelgeschalteten Abschnitten, so daß das Verhältnis vom Widerstandswert des ersten Widerstands zum Widerstandswert des zweiten Widerstands ganz genau gleich dem Verhältnis von der ersten parasitären Kapazität des zweiten Widerstands zur parasitären Kapazität des ersten Widerstands ist.
2. Dämpfungsglied nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die identischen Abschnitte des
ersten Widerstands über einem ersten isolierten
Bereich einer ersten integrierten Struktur und daß
die identischen Segmente des zweiten Widerstands über
einem zweiten isolierten Bereich der integrierten
Struktur angeordnet sind.
3. Dämpfungsglied nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand eine Mehrzahl
von in Reihe geschalteten Gruppen von identischen
Abschnitten aufweist, wobei die Gruppen jeweils eine
Mehrzahl von parallelgeschalteten identischen Abschnitten
aufweisen.
4. Dämpfungsglied nach Anspruch 2 oder 3, dadurch
gekennzeichnet, daß der erste und der zweite isolierte
Bereich P-dotiert in einem ersten und einem zweiten
N-dotierten Bereich angeordnet sind und daß der erste
isolierte Bereich mit dem Eingangsanschluß und der
zweite isolierte Bereich mit dem Bezugsspannungsanschluß
verbunden ist.
5. Integrierter Schaltkreis, gekennzeichnet durch
folgende Bestandteile:
- a. ein Hochfrequenz-Dämpfungsglied nach einem der Ansprüche 1 bis 4;
- b. ein analoger Schaltkreis mit einem Eingangsanschluß;
- c. ein Puffer zum Erzeugen eines gepufferten gedämpften Eingangssignals, dessen Eingang an den Ausgang des Dämpfungsglieds und dessen Ausgang an den Eingang des analogen Schaltkreises angeschlossen ist.
6. Verfahren zum fehlerfreien Dämpfen der Amplitude
eines Eingangssignals, das eine niederfrequente Komponente
und eine hochfrequente Komponente und eine maximale
Amplitude aufweist, gekennzeichnet durch folgende
Schritte:
- a. Das Eingangssignal wird über einen Eingangsanschluß einem ersten Anschluß eines ersten Dünnfilm-Widerstands und einem ersten Halbleiterbereich unter dem und isoliert vom ersten Dünnfilm-Widerstand zugeführt, wobei ein zweiter Anschluß des ersten Dünnfilm-Widerstands über einen Ausgangsanschluß mit einem ersten Anschluß eines zweiten Dünnfilm-Widerstands verbunden ist, der zweite Dünnfilm-Widerstand einen zweiten, mit einem ersten Versorgungsspannungsanschluß verbundenen, Anschluß aufweist und ein zweiter Halbleiterbereich unter dem und isoliert vom zweiten Dünnfilm-Widerstand elektrisch mit dem ersten Versorgungsspannungsanschluß verbunden ist;
- b. die niederfrequente Komponente wird um einen Faktor, der gleich dem Widerstandswert des zweiten Dünnfilm- Widerstands dividiert durch die Summer der Widerstandswerte des ersten und des zweiten Dünnfilm-Widerstands vermindert, um eine gedämpfte niederfrequente Komponente des Eingangssignals am Ausgangsanschluß zu erhalten, wobei eine erste parasitäre Kapazität zwischen dem ersten Dünnfilm-Widerstand und dem ersten Halbleiterbereich und eine zweite parasitäre Kapazität zwischen dem Dünnfilm- Widerstand und dem zweiten Halbleiterbereich vorhanden ist;
- c. die hochfrequente Komponente wird um den gleichen Faktor gedämpft, wobei der Faktor hier einen Wert gleich der ersten parasitären Kapazität dividiert durch die Summe der ersten und der zweiten parasitären Kapazitäten aufweist, um eine gedämpfte hochfrequente Komponente des Eingangssignals am Ausgangsanschluß zu erhalten.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der zweite Dünnfilm-Widerstand als eine Serien-
Parallel-Schaltung von identischen kleineren Dünnfilm-
Widerständen in der Weise gebildet wird, daß das
Verhältnis von der ersten parasitären Kapazität zu der
Summe aus der ersten und der zweiten parasitären Kapazität
ganz genau gleich dem Faktor ist.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Widerstand durch eine Reihenschaltung von
einer ersten Anzahl von identischen Dünnfilm-Widerständen
und der zweite Dünnfilm-Widerstand durch eine Mehrzahl
von in Reihe geschalteten Gruppen von Widerständen
gebildet wird, wobei die Gruppen eine Mehrzahl von
identischen kleineren Dünnfilm-Widerständen umfassen und
die Dünnfilm-Widerstände, aus denen die ersten und die
zweiten Widerstände gebildet werden, einander gleich sind.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/352,849 US4968901A (en) | 1989-05-16 | 1989-05-16 | Integrated circuit high frequency input attenuator circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4015459A1 true DE4015459A1 (de) | 1990-11-22 |
Family
ID=23386771
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4015459A Withdrawn DE4015459A1 (de) | 1989-05-16 | 1990-05-14 | Integrierter hochfrequenz-eingangsdaempfer |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4968901A (de) |
JP (1) | JPH036112A (de) |
DE (1) | DE4015459A1 (de) |
FR (1) | FR2647284B1 (de) |
GB (2) | GB2233180B (de) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA2014968C (en) * | 1989-04-20 | 1999-12-14 | Nobukazu Hosoya | Active filter circuit |
JP3246541B2 (ja) * | 1994-06-06 | 2002-01-15 | 横河電機株式会社 | 半導体装置 |
US5506550A (en) * | 1994-08-15 | 1996-04-09 | Pearson Electronics, Inc. | Attenuator for use with current transformer |
US5589790A (en) * | 1995-06-30 | 1996-12-31 | Intel Corporation | Input structure for receiving high voltage signals on a low voltage integrated circuit device |
EP0860050A1 (de) * | 1996-08-29 | 1998-08-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Frequenzunabhängiger spannungsteiler |
US6323694B1 (en) * | 1998-04-01 | 2001-11-27 | Ltx Corporation | Differential comparator with a programmable voltage offset for use in an automatic tester |
US7317902B2 (en) * | 2001-06-28 | 2008-01-08 | Harris Corporation | Successive log video pad power detector and method |
WO2002098935A1 (de) * | 2001-06-01 | 2002-12-12 | Borealis Technology Oy | COPOLYMERE VON $G(a)-OLEFINEN UND FUNKTIONELLEN MONOMEREN, DEREN HERSTELLUNG UND DEREN VERWENDUNG |
KR100440451B1 (ko) * | 2002-05-31 | 2004-07-14 | 삼성전자주식회사 | 전압 글리치 검출 회로, 그것을 구비하는 집적회로장치,그리고 전압 글리치 어택으로부터 집적회로장치를보호하는 장치 및 방법 |
US7256575B2 (en) * | 2004-06-01 | 2007-08-14 | Tektronix, Inc. | Wide bandwidth attenuator input circuit for a measurement probe |
FR2900240B1 (fr) * | 2006-04-19 | 2008-06-20 | St Microelectronics Sa | Comparateur a fenetre d'une tension alternative |
KR101674579B1 (ko) | 2010-08-16 | 2016-11-10 | 삼성전자주식회사 | 생체용 전극 및 이를 포함하는 생체신호 측정장치 |
DE102017114714A1 (de) * | 2017-06-30 | 2019-01-03 | Webasto SE | Anordnung zum Schalten eines Widerstands |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1246166A (en) * | 1969-01-16 | 1971-09-15 | Thorn Radio Valves And Tubes L | An attenuator |
US3594632A (en) * | 1970-03-13 | 1971-07-20 | Paul P Luger | Adjustable attenuators and filter apparatus |
IT1115654B (it) * | 1977-05-04 | 1986-02-03 | Ates Componenti Elettron | Partitore di tensione diffuso per circuito integrato monolitico |
US4181903A (en) * | 1978-02-14 | 1980-01-01 | Tektronix, Inc. | Hybrid cascade attenuator |
DE3227536A1 (de) * | 1982-01-20 | 1983-07-28 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Darlington-transistorschaltung |
US4543498A (en) * | 1982-09-16 | 1985-09-24 | Honeywell Inc. | Process insensitive CMOS window detector |
US4507618A (en) * | 1982-10-04 | 1985-03-26 | Tektronix, Inc. | Compensation method and apparatus for an RC attenuator |
DE3276513D1 (en) * | 1982-11-26 | 1987-07-09 | Ibm | Self-biased resistor structure and application to interface circuits realization |
US4527180A (en) * | 1983-01-31 | 1985-07-02 | Intel Corporation | MOS Voltage divider structure suitable for higher potential feedback regulation |
US4743779A (en) * | 1984-05-23 | 1988-05-10 | Unitrode Corporation | Adjustable threshold window circuit |
DE3431676A1 (de) * | 1984-08-29 | 1986-03-13 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Integrierte leistungsendstufe |
EP0212267A1 (de) * | 1985-08-12 | 1987-03-04 | Motorola, Inc. | Attenuatorschaltung mit differentiellem Eingang |
GB2181009B (en) * | 1985-09-23 | 1989-11-29 | Fluke Mfg Co John | Apparatus and method for providing improved resistive ratio stability of a resistive divider network |
US4684881A (en) * | 1986-09-17 | 1987-08-04 | Tektronix, Inc. | Low impedance switched attenuator |
JP2726413B2 (ja) * | 1986-12-25 | 1998-03-11 | 株式会社東芝 | 振幅比較回路 |
KR910009557B1 (ko) * | 1987-03-31 | 1991-11-21 | 미쓰비시 뎅끼 가부시끼가이샤 | 동기신호 처리회로 |
-
1989
- 1989-05-16 US US07/352,849 patent/US4968901A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-04-30 GB GB9009676A patent/GB2233180B/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-14 DE DE4015459A patent/DE4015459A1/de not_active Withdrawn
- 1990-05-15 FR FR9006031A patent/FR2647284B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-16 JP JP2126551A patent/JPH036112A/ja active Pending
-
1993
- 1993-03-03 GB GB9304276A patent/GB2263831B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB9304276D0 (en) | 1993-04-21 |
GB2263831A (en) | 1993-08-04 |
FR2647284B1 (fr) | 1993-07-16 |
US4968901A (en) | 1990-11-06 |
GB2233180B (en) | 1993-10-27 |
GB2263831B (en) | 1993-10-27 |
FR2647284A1 (fr) | 1990-11-23 |
GB2233180A (en) | 1991-01-02 |
JPH036112A (ja) | 1991-01-11 |
GB9009676D0 (en) | 1990-06-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0002751B1 (de) | Schaltkreis zur Einstellung des Widerstandswertes eines Abschlusswiderstandes von Leitverbindungen in Halbleiterstrukturen | |
DE3050217C2 (de) | ||
DE3836338A1 (de) | Temperaturkompensierte stromquellenschaltung mit zwei anschluessen | |
DE4015459A1 (de) | Integrierter hochfrequenz-eingangsdaempfer | |
DE4312337A1 (de) | Transistor mit Strommeßanschluß | |
DE2846202A1 (de) | Pnp-stromspiegelschaltung | |
DE3210644C2 (de) | ||
DE2635218C2 (de) | Anordnung zum Schutz eines Transistors | |
DE2658090C2 (de) | Monolithisch integrierter bipolarer Transistor mit niedrigem Sättigungswiderstand | |
DE3047299C2 (de) | Oszillator mit einem in einem Halbleitersubstrat ausgebildeten aktiven Element | |
DE4217408C1 (de) | Integrierter Spannungsteiler | |
DE2736324C2 (de) | Logische Verknüpfungsschaltung | |
DE1539630B1 (de) | Steuerbare Halbleiteranordnung | |
DE1574651B2 (de) | Monolithisch integrierte Flip-Flop-Speicherzelle | |
DE4017992A1 (de) | Transistor mit strommessfunktion | |
DE1901665B2 (de) | Verfahren zur Herstellung und Prüfung monolithisch integrierter Halbleiterschaltungen | |
DE2433300B2 (de) | Integrierte Schaltung mit Mitteln zum Verteilen einer Speisespannung auf einzelne Komponenten | |
DE3017750A1 (de) | Halbleiterbauelement mit mindestens einem bipolaren leistungstransistor | |
DE19731944B4 (de) | Testmusterbereich bzw. eine Testelementgruppe zur Lebensdauerauswertung von Ladungsträgern in einem Halbleitersubstrat | |
DE3021565A1 (de) | Flip-flop | |
DE2551413C3 (de) | Schaltung zur Frequenzteilung von Hochfrequenzimpulsen | |
DE3033731C2 (de) | Statische bipolare Speicherzelle und aus solchen Zellen aufgebauter Speicher | |
DE2946192C2 (de) | Frequenzteiler | |
DE2105475C3 (de) | Integrierte Halbleiterschaltung | |
DE2607177C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |