DE2736324C2

DE2736324C2 - Logische Verknüpfungsschaltung

Info

Publication number: DE2736324C2
Application number: DE2736324A
Authority: DE
Inventors: Dennis Conway Stormville N.Y. Reedy
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1976-09-02
Filing date: 1977-08-12
Publication date: 1983-05-26
Also published as: SE7709311L; CA1089032A; BR7705900A; SE412499B; GB1560355A; BE857272A; DE2736324A1; FR2363942B1; IT1114117B; CH620556A5; JPS5647732B2; US4069428A; FR2363942A1; JPS5330858A; ES461224A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine logische Verknüpfungsschaltung in TTL-Technik gemäß dem Gattungsteil des Anspruchs 1. Schaltungen in sogenannter Transistor-Transistor-Logik (TTL) und die Unterbringung von 100 oder mehr derartiger Schaltungen auf einem Halbleiterchip sind in Fachkreisen allgemein bekannt Wenn eine große Anzahl derartiger Schaltungen auf ein Halbleiterchip gesetzt werden, erreicht man komplexe logische Funktionen, auch wenn externe Kontakte nur zu einer begrenzten Anzahl dieser Schaltungen geführt werden können. Sobald unzugängliche Schaitungsknotenpunkte auftreten, wird das Prüfen zum Problem.

Die Aufgabe der Erfindung besteht daher in der Schaffung einer Transistor-Transistor-Logik, die auf einem Halbleiterchip eine minimale Fläche belegt die mit Gleichstrom prüfbar ist und dieselbe Strom/Leistungscharakteristik hat, wie ähnliche logische Schaltungen, die bisher nicht mit Gleichstromtechnik geprüft werden konnten.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus den Merkmalen gemäß dem Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden anschließend näher beschrieben. Es zeigt

Fi g. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Schaltung, Fig.2 ein Schaltbild einer anderen herkömmlichen Schaltung,

F i g. 3 ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispieles der Erfindung,

F i g. 4 ein Schakbild mit zwei verschiedenen Stufen gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig.5 eine der in Fig. 1 gezeigten Schaltung äquivalente Schaltung bei defektem TX,

Fig.6 eine der in Fig.3 gezeigten Schaltung äquivalente Schaltung bei defektem TX,
Fig. 7 eine schematische Draufsicht der in Fig. 3 dargestellten Halbleiterstruktur,

Fig.8 eine schematische Schnittansicht der Halbleiterstruktur der in F i g. 3 in gestrichelten Linien gezeigten Schaltung, und
Fig. 9 eine Reihe von Signalen.

F i g. 1 zeigt eine herkömmliehe Schaltung, in der eine TTL-Logik als NAND-Glied geschaltet ist. Nimmt man an, daß die Eingangsanschlüsse A, B und C und er Ausgangsanschluß D von außen nicht zugänglich sind, dann kann diese Schaltung mit Gleichstromtechnik nicht vollständig ausgeprüft werden. Insbesondere ein Fehler im Eingangstransistor Tl, wie etwa ein KurzschluP zwischen Basis und Emitter, ist nicht zu

ermitteln. Nimmt man zuerst an, daß alle logischen Eingänge an dsn Anschlössen A, Buna C auf dem hohen logischen Pegel liegen, dann wird Tl gesperrt und der dazwischenliegende Knotenpunkt X durch ein positiveres Potential Vi über den Widerstand R1 und die Schottky-Sperrdiode D1 auf einen logisch hohen Pegel aufgeladen. Dieser hohe logische Pegel schaltet den Ausgangstransistor T2 ein, so daß der Ausgangsanschluß D einen niedrigen logischen Pegel, wie etwa das Potential V2 amummt, das Erdpotential sein kann. Der Widerstand RI stellt einen Lastwiderstand für den Transistor Γ2 dar und hat im allgemeinen einen Wert, der annähernd dem Wert von R1 gleich ist

Bringt man einen der Eingangsanschlüsse auf einen niedrigen Pegel, wird auch der Knotenpunkt .Yauf einen niedrigen Pegel gebracht Nimmt man jedoch an, daß im Eingangstransistor Ti ein Defekt vorliegt, wie etwa ein Kurzschluß zwischen Basis und Emitter, dann wird der Pegel im Knotenpunkt X nicht wie vorgesehen sinken, sondern die in Sperrichtung vorgespannte Schottky-Diode D1 (und der in derselben Richtung vorgespannte Kollektor-Basisübergang von Ti) führen über eine längere Zeit von etwa 80 bis 100 Nanosekunöen einen Leckstrom, der den Knotenpunkt X nur langsam auf einen niedrigen Pegel bringt Dadurch wiederum schaltet T2 ab, so daß der Ausgang D auf einen hohen Pegel über den Widerstand R 2 geladen wird Nach 80 bis 100 Nanosekunden wird daher eine richtige Ausgangsbedingung angezeigt, auch wenn im Transistor Ti ein Fehler liegt So ein Fehler kann nur mit einer Wechselstromprüfung erkannt werden, die feststellt, daß das Glied nicht in der üblichen Zeit umgeschaltet hat (ungefähr 7 Nanosekunden). Die Wechselprüfung ist jedoch kostspielig, zeitaufwendig und im allgemeinen für die Massenfabrikation unpraktisch.

Ein zweiter herkömmlicher Schaltungstyp ist in F i g. 2 gezeigt Die Schaltung enthält alle Elemente der in F i g. 1 gezeigten Schaltung und wurde entsprechend mit denselben Bezugsziffern gekennzeichnet. Außerdem ist in der in F i g. 2 gezeigten Schaltung noch ein Widerstand R 3 vorgesehen, der mit der die Transistoren Ti und T2 koppelnden Bahn verbunden ist Um die Strom/Leistungscharakteristik des in F i g. 2 gezeigten herkömmlichen Ausführungsbeispieles zu optimieren, ist es üblich, die Werte der Widerstände Al und A3 gleich und doppelt so groß festzulegen wie den Widerstandswert von R 2. Während in dem in F i g. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel R 1 und R 2 typischerweise mit etwa 3 Kiloohm festgelegt werden, hat in dem in Fig.2 gezeigten Alisführungsbeispiel nur der so Widerstand R 2 einen Wert von 3 Kiloohm, während R 1 und R 3 mit etwa 6 Kiloohm festgelegt sind.

Obwohl also die in Fig.2 gezeigte herkömmliche Schaltung mit Gleichstrom prüfbar ist, belegt sie eine wesentlich größere Fläche auf einem Halbleiterchip. Man braucht nicht nur zusätzlichen Widerstand R 3, sondern die höheren Widerstandswerte verlangen auch größere Flächen. Da höhere Widerstände auch mehr Wärme abgeben, ist bei Hochleistungsschaitungen für vergleichbare Strompegel auch ein höherer Stromverbrauch und eine stärkere Kühlung zu berücksichtigen. In der in Fig.2 gezeigten NPN-Technik werden die Widerstände üblicherweise im P-Basisdiffusionsbereich mit einem spezifischen Flächenwiderstand von ungefähr 180 Ohm gebildet. Wenn der spezifische Widerstand des Materials einmal festgelegt wurde, dann wird der Wert eines bestimmten Widerstandes durch seine Abmessungen in Länge und Breite bestimmt. Widerstände werden so schmal gestaltet, wie es die Fertigungstoleranzen gestatten, so daß der Widerstandswert mit der Länge eingestellt wird. Daher verlangt nicht nur der zusätzliche Widerstand A3 mehr Raum, sondern auch der früher mit einem wesentlich kleineren Wert versehene Widerstand R1 wird wesentlich langer als R 2, Obwohl es bekannte Techniken zur Erhöhung des Widerstandswertes in einem begrenzten Flächenbereich gibt, etwa Führung des Widerstandes in Serpentinen oder Ausführung als sogenannter »pinch«-Widerstand, wird für alles gegenüber der in der F i g. 1 gezeigten herkömmlichen Technik mehr Raum benötigt

Die in Fig. 1 gezeigte herkömmliche Schaltung hat also gegenüber der in Fig.2 gezeigten, ebenfalls herkömmlichen Schaltung Vorteile, aber auch den wesentlichen Nachteil, daß sie nicht mit Gleichstromtechnik geprüft werden kann.

Die vorliegende Erfindung stellt im wesentlichen eine Verbesserung der in F i g. 1 gezeigten herkömmlichen Schaltung dar, die weniger Bauteile braucht und weniger Halbleiterplatz belegt, als die ,<i F i g. 2 gezeigte Schaltung. Aber nach dem Konzept der vorliegenden Erfindung kann sie nun mit Gleichspannung geprüft werden.

Das in F i g. 3 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt eine NAND-Schaltung in Transistor-Transistor-Logik (TTL-Logik). Ein üblicherweise in TTL-Schaltungen verwendeter Eingangstransistor Ti hat einen Kollektorbereich, einen Basisbereich und mehrere Emitterbereiche. Es sind drei Eingangsanschlüsse A₁ B und C dargestellt Die Herstellung von Transistoren mit einem oder mehreren Emittern ist allgemein bekannt und deren Anzahl wird bestimmt durch die gewünschte Anzahl von Eingängen, die für eine bestimmte logische Funktion erforderlich sind. Wenn der Transistor Π ζ. Β. nur einen Eingang hätte, v/ürde der Ausgangsanschluß D den Eingang lediglich invertieren. In dem gezeigten Beispiel mit drei Eingängen würde der Ausgangsanschluß D die NAND-Funktion erfüllen, die in der Zeichnung angeschrieben ist

Weiterhin wird ein in ähnlicher Weise bekannter Ausgangstransistor T2 mit einem Kollektorbereich, einem Emitterbereich und wenigstens einem Basisbereich verwendet Ein elektrisch leitender Pfad 10 koppelt den Basisbereich des Ausgangstransistors T2 an den Kollektor des Eingangs transistors Ti. Der Pfad 10 besteht darstellungsgemäß aus einem Leiter. Es ist jedoch ebenfalls bekannt, einen oder mehrere Transistoren und/oder Bauteile in ein Netzwerk einzubauen, das in beliebiger Form einen Pfad 10 aufweist. Eine erste Potentialqueile Vi ist über eine erste Impedanz R 1 mit dem Basisbereich des Eingangstransistors Ti und über eine zweite Impedanz R 2 mit dem Kollektorbereich des Atisgargstransistors T2 elektrisch verbunden. R 2 stellt einen Lastwiderstand für den Ausgangstransistor 72 dar und der Ausgang D ist am Kollektor des Ausgangstransistors 7"2 vorgesehen. Eine zweite Potentialquelle V2 ist mit dem Emitterbereich des Ausgangstransistors T2 elektrisch verbunden. In der dargestellten NPN-fransistoranordnung ist Vl im allgemeinen positiver als Vl, In einer Anordnung für kleine Leistung kann Vl in der Größenordnung von + 2 Volt liegen, während V2 auf Erdpotential liegt Die Schottky-Diode D1 verbindet Basis und Kollektor des Eingangstransistors Ti und soll bei dieser Schaltung im allgemeinen den Eingangstransistor Ti daran hindern, in die Sättigung zu gehen. Bis hierher ist die Schaltung der Fig. 3 ganz ähnlich aufgebaut wie die in Fig. 1

gezeigte Schaltung herkömmlicher Art mit der möglichen Ausnahme, daß die Komponentenwerte gemäß späterer Beschreibung variieren.

Fig.3 zeigt weiter Schaltmittel, die in Reihenschaltungeinen Widerstand R 3 und eine Schottky-Diode Dl enthalten, die mit der Basis des Ausgangstransistors Tl verbunden sind. Die Anode der Diode Dl ist mit V\ verbunden. Wie später noch genauer erklärt wird, ist der Widerstand /?3 in integrierter Form eigentlich eine Erweiterung des epitaxialen Kollektorbereiches des Transistors Ti und die Diode Dl wird durch einen Metallkontakt /u diesem Kollektorbereich gebildet.

In Fig. 4 sind zwei der in F i g. 3 gezeigten Schaltungen miteinander verbunden dargestellt. Soweit praktisch möglich, wurden dieselben Bezugszahlen ii verwendet und die die zweite Zelle bildenden Bauteile haben eine Strichnotierung erhalten. Es ist bekannt, daß in der Praxis natürlich 100 oder mehr derartige Zellen, ¹V!? sie in F! ^a 4 BP7piat sinrl· auf pin Halbleitersubstrat gesetzt werden. Die Anzahl verfügbarer Eingangs- und Ausgangsanschlüsse läßt jedoch eine große Anzahl unzugänglicher Schaltungsknotenpunkte übrig. Defekte innerhalb solcher vergrabener Teile der Schaltung sind schwierig zu lokalisieren. Ein solcher Defekt, dessen Auftreten bei der Fabrikation von Schaltungen festgestellt worden ist, ist ein Kurzschluß zwischen Basis und Emitter, wie er durch die gestrichelte Linie 12 dargestellt ist. Ein solcher Kurzschluß kann z. B. dadurch entstehen, daß benachbarte, metallische Schichten, in Berührung kommen. Ein Basis-Emitterkurzschluß nimmt effektiv den Transistor Π aus der Schaltung heraus und resultiert in einer Schaltung, die der in Fig. 5 gezeigten äquivalent ist. Die Schaltung in F i g. 5 zeigt einen Defekt in 71 in einer herkömmlichen Schaltung, wie sie beispielsweise in Fig. 1 gezeigt ist. Durch die V« rbesserungen der vorliegenden Erfindung einschließlich der zusätzlich in Reihe geschalteten Diode Dl u id des Widerstandes R 3 ergibt sich eine Schaltung wi:: sie in Fig.6 gezeigt ist. In beiden Fällen ist der Transistor T\ aus der Schaltung herausgenommen. In der Äquivalenzschaltung der Fig. 6 bilden jedoch die Diode Dl und der Widerstand R3 eine zusätzliche Sirombahn für die Basis des Transistors T2. Die F i g. 7 zeigt eine Draufsicht auf eine beispielhafte Halbleiterstruktur mit der Schaltung der Fig.3 in integrierter Torrn. Der Eingangstransistor Ti wird darstellungsgemäß mit drei Emitterbereichen und den Anschlüssen A, B und C hergestellt Der Basisbereich von Ti ist über den Leiter 20 mit dem Widerstand R 1 verbunden. Sowohl die Basis von T\ als auch der Widerstand R 1 wnten durch P-Basisdiffusion gebildet. Das andere finde des Widerstandes R 1 ist ein Kontakt für die schließliche Verbindung mit dem ersten Potential Vi. Der Kollektor von Tt ist mit der Basis von Tl durch die Leilerbahn 10, wie dargestellt, verbunden. Der Emitter von Γ2 ist mit der Potentialquelle V2 verbunden, während der Kollektor von 7"2 an den Ausgangsans::hluß D durch eine metallische oder andere Leiterbahn 22 angeschlossen ist Die Schottky-Diode Dl ist, wie dargestellt, zwischen Basis und ω Kollektor von Ti gelegt Bis zu diesem Punkt ist die Halbleiterstniktur ganz ähnlich wie die in F i g. 1 gezeigte herikömmliche Art Durch den zusätzlichen Widerstand R 3, der eine Erweiterung des N-Kollektorbereiches des Transistors Ti ist, wird jedoch wesentlich (rf von der herkömmlichen Struktur abgewichen. Ein zum epitaxialen Vilderstandsbereich A3 führender Metallkontakt bildet die Diode DZ die schließlich mit der Potentialquelle Vl verbunden wird. Die in der Draufsicht der Fig. 7 gezeigte Struktur ist die integrierte Ausführung des in Fig. 3 dargestellten Schaltbildes. Die unterbrochene Grenzlinie um die Fig. 7 zeigt an. daß 100 oder mehr derartige Zellen oder Schaltungen alle auf demselben monolithischen Chip ausgebildet werden.

Fig. 8 ist eine Schnittansicht des Schaltungsteiles innerhalb der gepunkteten Linien in Fig. 3. Die P-Widerstände R 1 und Rl sowie der Ausgangstransistor Tl wurden aus der Darstellung in F i g. 8 weggelassen, da es sich um herkömmliche Bauelemente handelt.

Ein mit Fremdatomen eines ersten L'jitertyps. beispielsweise P-Typ, dotiertes Substrat 30 ist vorgesehen und in den F i g. 7 und 8 dargestellt. Ein erster, mit Fremdatomen eines zweiten Leitertyps, beispielsweise N+, dotierter Halbleiterbereich 32 wird in die Gesamtstruktur eingebettet und bildet einen Subkollektor für den Eingangstransistor Ti. Solche Subkollektoren haben typischerweise eine hohe Dotierungskonzentration und einen entsprechend niedrigen spezifischen Widerstand. Subkollektoren werden entweder durch Diffusion oder Implantation von Fremdatomen in das Substrat und nachfolgendes Niederschlagen einer epitaxialen Schicht 34 darauf gebildet. Eine solche epitaxiale Schicht 34 ist üblicherweise leicht dotiert mit N-leiterHen Fremdatomen und αα Ν+ Subkollektor diffundiert in die epitaxiale Schicht aus. Der Basisbereich des Eingangstransistors Π wird durch einen P-Bereich 36 gebildet, der in die epitaxiale Schicht 34 diffundiert oder implantiert wird. Dieser zweite Halbleiterbereich 36 wird über dem ersten Halbleiterbereich niedergeschlagen und bildet einen PN-Kollektor-Basisübergang primär im Übergangsbereich, der am nächsten am N+ Subkollektor liegt. Als nächstes werden mehrere dritte Halbleiterbereiche 38, 38' und 38" durch Einführung von N-Ieitenden Fremdatomen in den P-Ieitenden Bereich 36 an der Oberfläche gebildet. Emitter sind im allgemeinen auch stark dotiert und mit N + bezeichnet. Ein Isolationsbereich 40 umgibt normalerweise einen Eingangstransistor Ti. Eine diffundierte Isolation ist dargestellt, andere Isolationstechniken, wie dielektrische Isolation, Isolation durch vertieftes Oxid und verschiedene Kombinationen dieser Techniken sind jedoch ebenso bekannt und können gleichermaßen angewandt werden. Fig. 8 zeigt weiter den Kontakt zum Kollektorbereich von Ti, der schließlich eine elektrische Bahn 10 zur Verbindung des Kollektorbereiches von Ti mit dem Basisbereich von Γ2 bildet Die Schottky-Diode Di wird durch den Metallkontakt zum leicht dotierten N-Ieitenden epitaxialen Bereich gebildet und der Leiter 20 bildet eine Leiterbahn zum P-leitenden Widerstand R i. Obwohl in F i g. 8 nicht besonders dargestellt, ist der Widerstand Al in Fig.7 ein p-Bereich, ähnlich wie der in Fig.8 gezeigte Bereich 36. Der Widerstand R 2 wird genau so gebildet, um Abweichungen wegen unterschiedlicher Herstellverfahren und verschiedener Betriebstemperatur zu umgehen.

Fig.8 zeigt weiter im einzelnen den epitaxialen Widerstand A3, der als vierter Halbleiterbereich anstoßend an den Subkollektorbereich 32 und leicht dotiert mit N-Fremdatomen zu erkennen ist Der spezifische Widerstand des Bereiches R 3 ist somit recht hoch und der .Widerstandswert von R 3 wird weiter erhöht durch die Serpentinenführung, die genauer in der Draufsicht der Fig. 7 zu erkennen ist Der Bereich A3

ist über die Schottky-Diode D2 mit dem Potential Vl elektrisch verbunden.

Der spezifische Widerstand und die Abmessungen des den Widerstand R 3 bildenden epitaxialen Materiales sind so, daß ein Widerstandswert von 12 Kiloohm leicht zu erreichen ist. Durch einen Schottky-Kontakt D 2 anstelle eines ohmschen Kontaktes ist ein weiterer Spannungsabfall vorgesehen. Dieser Diodenspannungsabfall, der bekanntlich in der Größenordnung von 450 Millivolt liegt, kann einen weiteren effektiven Widerstand von 7500 Ohm bei 50 Mikroampere beisteuern. Dieser Gesamtwert von 19,5 Kiloohm steht den 3 Kiloohm gegenüber, die üblicherweise in P-diffundierten Widerständen R 1 und RI verwendet werden.

Wenn die Schaltung einen noch höheren Wert für R 3 verlangt, als er durch den epitaxialen spezifischen Widerstand und die Flächenbeschränkungen zu erreichen ist, kann R 3 auch durch Einschluß einer auf einen hohen Pegel bringt. Wieder fließt auch ein gewisser Strom durch D 2 und R 3 und trägt zu einer etwas kürzeren Anstiegszeit des Signales auf der Leitung 10 bei. Wenn diese auf einen hohen Pegel gebracht wird, leitet der Transistor T2 (im ersten binären Zustand) und bringt den Ausgang auf einen niedrigen logischen Pegel. Diese Operation kommt der Durchführung einer logischen NAND-Funktion gleich. Äquivalente Schaltungen, beispielsweise mit PNP-Transistoren anstelle von NPN-Transistoron lassen sich mit entsprechenden Änderungen der relativen Potentialquelle und der logischen Pegel durchführen. Andere logische Funktionen, wie beispielsweise eine Inverterfunktion können von der gezeigten Schaltung ebenfalls ausgeführt werden. Außerdem kann man einen Ausgang direkt von der Leitung 10 abnehmen und erhält so einen phasengleichen UND-Ausgang.

Die Signale in F i g. 9 zeigen den obigen Betrieb noch

ι - uaaoutiiuaiuii im τ^μπιαΛίαι^ιι uncivil uia jugvnunnivi »pinchw-Widerstand ausgeführt werden.

Wenn der Widerstand R 3 und die Diode D 2 einen wesentlich höheren Widerstandswert haben als die Widerstände Al und R2, kann der Widerstandswert von R 1 in einer Größe gehalten werden, die ungefähr gleich ist derjenigen von R 2, so daß man die herkömmliche, in F i g. 1 gezeigte Schaltung beibehalten kann. Es wurde bereits hervorgehoben, daß in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung mit drei Widerständen R\ und R 3 normalerweise einen doppelt so hohen Wert haben müssen wie R 2. Im vorliegenden Fall kann man die L.istungsfähigkeit durch Erhöhung des Widerstandswertes um einen nominalen Betrag von typischerweise weniger als 10% optimieren. Eine so kleine Änderung in den relativen Werten von R 1 und R 2 läßt sich mit nur geringfügigen Fabrikationsänderungen erreichen.

Arbeitsweise

Eine Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie in den F i g. 3 und 4 gezeigt ist, arbeitet ziemlich ähnlich wie die in Fig. 1 gezeigte herkömmliche Erhaltung. Wenn einer oder mehrere der in Fig.3 gezeigten Eingänge A, B und C auf einem niedrigen Pegel stehen, befindet sich 71 im leitenden Zustand, der als erster binärer Zustand definiert wird. Wenn 71 eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch die Reihenschaltung von R 1 und D1, deren Widerstandswerte hoch genug sind, damit die elektrische Leitung 19 auf einem niedrigen Pegel gehalten ist Der wesentlich höhere Widerstandswert der in Reihe geschalteten Diode D 2 und des Widerstandes R 3 liefern zu diesem Zeitpunkt auch einen gewissen Strom. Wie schon herausgestellt wurde, läßt sich dieser Strom in 71 durch eine leichte Erhöhung des Widerstandswertes von R1 kompensieren, wenn genau derselbe Strom durch 71 fließen soll, wie vor dem zusätzlichen Einbau von R 3 und D 2. Wenn sich die elektrische Leitung 10 auf einem niedrigen Pegel befindet, wird der Transistor 72 im nichtleitenden Zustand gehalten. Dieser zweite binäre Zustand wird dem ersten binären Zustand von 71 gegenübergestellt, der zu dieser Zeit eingeschaltet ist und also leitet Wenn 72 abgeschaltet ist, wird der Ausgang über den durch R 2 verlaufenden elektrischen Pfad auf einen hohen Pegel gebracht

Wenn alle Eingänge A, Bund Cauf einen hohen Pegel gebracht werden leitet der Transistor 71 nicht und befindet sich im zweiten binären Zustand, so daß durch R i und DI fließender Strom die elektrische Leitung 10 CIr. Pir

an rlpn

puiikt A angelegt und liefert ein invertiertes und etwas verzögertes Ausgangssignal am Knotenpunkt D (Fig. 4), das mit »korrekter Ausgange bezeichnet ist. Das ist jedoch nur der Fall, wenn die Schaltung keine Fehler enthält.

Nimmt man jetzt an, daß im Transistor Π ein Fehler vorliegt, beispielsweise ein Kurzschluß zwischen Basis und Emitter, wie er durch die gestrichelte Linie 12 in Fig.4 gezeigt ist, so resultiert dieser Kurzschluß in einer Schaltung herkömmlicher Art, wie sie in Fig. ί gezeigt ist, in einer äquivalenten Schaltung des in F i g. 5 gezeigten Typs. Bei einem hohen Eingangspegel bei A liefert die Diode D1 (sowie der Basis-Kollektor-Übergang von 71, wenn er im Betrieb ist), einen hohen Pegel an die Basis von 72, wodurch D auf einen niedrigen Pegel gebracht wird. Das gestörte Ausgangssignal ist ganz ähnlich einem korrekten Ausgangssignal. Wenn jedoch einer der Eingänge auf einen niedrigen Pegel geht, schaltet der Transistor 71 die Leitung 10 nicht auf einen niedrigen Pegel und somit bleibt der Transistor 72 eingeschaltet und der Ausgangsknotenpunkt wird auf einem niedrigen Pegel gehalten. Bei der herkömmlichen Schaltung gestatten Leckströme, beispielsweise über die in Sperrichtung vorgespannte Diode Dl₁ schließlich ein Abfallen der Leitung 10 auf einen niedrigen Pegel, so daß 72 abgeschaltet und der Ausgang auf einen hohen Pegel gebracht wird. Das geschieht jedoch erst nach 80 bis lOONanosekunden gegenüber der üblichen Verzögerung von nur 7 Nanosekunden. In einer Gelichspannungspriifung jedoch werden Unterschiede in der Anstiegs- und Abfallzeit nicht erkannt und ein korrektes Ausgangssigna! ermittelt, ungeachtet eines defekten Eingangstransistors 71, der innerhalb der Schaltungsanordnung eingebettet ist

Durch die Schaltung nach dem Konzept der vorliegenden Erfindung, wie sie in den F i g. 3 und 4 und der äquivalenten Schaltung der F i g. 6 gezeigt ist, wird die obengenannte unerwünschte Erscheinung behoben. Wenn einer der Eingangsanschlüsse auf einen niedrigen Pegel gebracht wird, wird der auf Leckströmen beruhende, bisherige Vorgang auf der Leitung 10 durch den Strom verhindert, der von der Potentialquelle Vi über die Diode D2 und den Widerstand A3 zum Knotenpunkt fließt Dieser Strom liefert eine ausreichende Basisspeisung für den Ausgangstransistor 72, um ihn eingeschaltet zu halten. Da 72 eingeschaltet bleibt, bleibt der Ausgangspegel unten, obwohl einer der Eingänge auch unten ist Eine Gleichspannungsprüfung

erkennt dies als Fehler, so daß defekte Teile nicht mehr an den Kunden ausgeliefert werden.

Es wurde eine verbesserte Schaltung in TTL-Logik beschrieben, die mit den Vorteilen der kompakten Bauweise die Ausschaltung der dargelegten Nachteile verbindet und beispielsweise die Möglichkeit der Gleichspannungsprüfung bietet

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Logische Verknüpfungsschaltung in TTL-Technik, bei der ein Eingangstransistor (TX) mit einem Kollektor einer Basis und wenigstens einem mit einem Eingangsanschluß (A, B oder C) verbundener Emitter vorhanden ist, bei der ein Ausgangstransistor (T2) mit einem Kollektor, einer Basis und wenigstens einem Emitter vorhanden ist, bei der eine elektrisch leitende Verbindung (10) zwischen der Basis des genannten Ausgangstransistors und dem Kollektor des genannten Eingangstransistors besteht, bei der weiterhin eine erste Potentialquelle (VX) über eine erste Impedanz (RX) mit der Basis des Eingangstransistors und über eine zweite Impedanz^/? 2)mitdem Kollektor des Ausgangstransistors leitend verbunden ist und bei der eine zweite Potentialquelle (V2) an den Emitter des Ausgangstransistors angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltmittel (D2, A3) vorgesehen und mit der Basis des Ausgangstransistors (T2) leitend verbunden sind, durch die letzterer zur Aufrechterhaltung eines ersten Leitzustandes dann vorspannbar ist, wenn der Eingangstransistor fT 1) bei Vorliegen wenigstens eines Eingangssignals nicht zur Bildung eines leitenden Strompfades zwecks Vorspannung des Ausgangstransistors- in einen zweiten Leitzustand steuerbar ist

2. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Eingangs- und Ausgangstransistoren (TX bzw. Tl) vom NPN-Typ sind, daß der Eingangstransistor (TX) eine Mehrzahl V6/1 Emitf--.ni aufweist, die je mit einem EingangsanschluS (A, B, C) verbunden sind, daß ferner die erste genannte 'otentialquelle (VX) positiver ist als die zweite Potentialquelle (V2), und daß schließlich das am Kollektor des Ausgangstransistors erscheinende Signal das Ergebnis einer logischen NAND-Verknüpfung von Eingangssignalen an den Eingangsanschlüssen ist

3. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Basis und Kollektor des genannten Eingangstransistors (TX) über ein nur eine Leitungsrichtung aufweisendes erstes Schaltelement (D X) miteinander verbunden sind und daß der Kollektor des Ausgangstransistors (Tl) mit einem Ausgangsanschluß (D) in Verbindung steht.

4. Logische Verknüpfungsschaltung nach Patentanspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte erste Schaltelement (DX) eine Schottky-Diode ist.

5. Logische Verknüpfungsschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten, mit der Basis des Ausgangstransistors (Tl) leitend verbundenen Schaltmittel (D2, R 3) einen Strompfad hoher Impedanz, im Vergleich zu den genannten ersten und zweiten Impedanzen (RX bzw. Rl), zwischen der ersten Potentialquelle (VX) und der genannten Basis bilden.

6. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der hohe Impedanzwert der genannten Schaltmittel (D2, R 3) mehr als das Zweifache der ersten oder zweiten der genannten Impedanzen (R X₁R 2) beträgt.

7. Logische Verknüpfungsschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch

gekennzeichnet, daß die mit der Basis des Ausgangstransistors verbundenen Schaltmittel aus der Serieschaltung eines nur eine Leitungsrichtung aufweisenden zweiten Schaltelementes (D 2) und einer dritten Impedanz (R 3) bestehen.

8. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte zweite Schaltmittel (Ό2) eine Schottky-Diode ist

9, Logische Verknüpfungsschaltung n,.xh Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Impedanz (R 3) einen Wert aufweist, der mehr als; das Zweifache der ersten oder zweiten der genannten Impedanzen (R 1, R 2) beträgt