DE2736324A1

DE2736324A1 - Logische verknuepfungsschaltung

Info

Publication number: DE2736324A1
Application number: DE19772736324
Authority: DE
Inventors: Dennis Conway Reedy
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1976-09-02
Filing date: 1977-08-12
Publication date: 1978-03-09
Also published as: BR7705900A; US4069428A; BE857272A; CH620556A5; SE7709311L; FR2363942B1; SE412499B; DE2736324C2; CA1089032A; IT1114117B; GB1560355A; JPS5330858A; JPS5647732B2; FR2363942A1; ES461224A1

Description

Anmelder in: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

LOGISCHE VERKNÜPFUNGSSCHALTUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine logische Verknüpfungsschaltung, die in TTL-Technik ausgeführt ist. Schaltungen in sogenannter Transistor-Transistor-Logik (TTL) und die Unterbringung von 100 oder mehr derartiger Schaltungen auf einem Halbleiterchip sind in Fachkreisen allgemein bekannt. Wenn eine große Anzahl derartiger Schaltungen auf ein Halbleiterchip gesetzt werden, erreicht man komplexe logische Funktionen, auch wenn externe Kontakte nur zu einer begrenzten Anzahl dieser Schaltungen geführt werden können. Sobald unzugängliche Schaltungsknotenpunkte auftreten, wird das Prüfen zum Problem.

Die Aufgabe der Erfindung besteht daher in der Schaffung einer Transistor-Transistor-Logik, die auf einem Halbleiterchip eine minimale Fläche belegt, dimit Gleichstrom prüfbar ist und dieselbe Strom/ Leistungscharakteristik hat, wie ähnliche logische Schaltungen, die bisher nicht mit Gleichstromtechnik geprüft werden konnten.

Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Ansprüchen niedeergelegt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden anschließend näher beschreiben.

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Ee zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Schaltimg,

Fig. 2 ein Schaltbild einer anderen herkömmlichen Schaltung,

Fig. 3 ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispieles der Erfindung,

Fig. 4 ein Schaltbild mit zwei verschiedenen Stufen geiuüss der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 eine der in Fig. 1 gezeigten Schaltung äquivalente Schaltung bei defektem Tl,

Fig. 6 eine der in Fig. 3 gezeigten Schaltung äquivalente Schaltung bei defektem Tl,

Fig. 7 eine schematische Draufsicht der in Fig. 3 dargestellten Halbleiterstruktur,

Fig. 8 eine schematische Schnittansicht der Halbleiterstruktur der in Fig. 3 in gestrichelten Linien gezeigten Schaltung und

Fig. 9 eine Reihe von Signalen.

Figur 1 zeigt eine herkömmliche Schaltung, in der eine TTL-Logik als NAND-Glied geschaltet ist. Nimmt man an, dass die Eingangs— anschlüsse A₁B und C und der Ausgangsanschluss D von aussen nicht zugänglich sind, dann .kann diese Schaltung mit Gleichstromtechnik

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nicht vollständig ausgeprüft werden. Insbesondere ein Fehler im Eingangstransistor Tl, wie etwa ein Kurzschluss zwischen Basis und Emitter, ist nicht zu ermitteln. Nimmt man zuerst an, dass alle logischen Eingänge an den Anschlüssen A,B und C auf dem hohen logischen Pegel liegen, dann wird Tl gesperrt und der dazwischenliegende Knotenpunkt X durch ein positiveres Potential Vl über den Widerstand Rl und die Schottky-Sperrdiode Dl auf einen logisch hohen Pegel aufgeladen. Dieser hohe logische Pegel schaltet den Ausgangstransistor T2 ein, so dass der Ausgangsanschluss D einen niedrigen logischen Pegel, wie etwa das Potential V2 annimmt, das Erdpotential sein kann. Der Widerstand R2 stellt einen Lastwiderstand für den Transistor T2 dar und hat im allgemeinen einen Wert, der annähernd dem Wert von Rl gleich ist.

Bringt man einen der Eingangsanschlüsse auf einen niedrigen Pegel, wird auch der Knotenpunkt X auf einen niedrigen Pegel gebracht. Nimmt man jedoch an, dass im Eingangstransistor Tl ein Defekt vorliegt, wie etwa ein Kurzschluss zwischen Basis und Emitter, dann wird der Pegel im Knotenpunkt X nicht wie vorgesehen sinken, sondern die in Sperrichtung vorgespannte Schottky-Diode Dl ( und der in derselben Richtung vorgespannte Kollektor-Basisübergang von Tl) führen über eine längere Zeit von etwa 80 bis 100 Nanosekunden einen Leckstrom, der den Knotenpunkt X nur langsam auf einen

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niedrigen Pegel bringt. Dadurch wiederum schaltet T2 ab, so dass der Ausgang D auf einen hohen Pegel über den Widerstand R2 geladen wird. Nach 80 bis 100 Nanosekunden wird daher eine richtige Ausgangsbedingung angezeigt, auch wenn im Transistor Tl ein Fehler liegt. So ein Fehler kann nur mit einer Wechselstromprüfung erkannt werden, die feststellt, dass das Glied nicht in der üblichen Zeit umgeschaltet, hat ( ungefähr 7 Nanosekunden). Die Wechselstromprüfung ist jedoch kostspielig, zeitaufwendig und im allgemeinen für die Massenfabrikation unpraktisch.

Ein zweiter herkömmlicher Schaltungstyp ist in Fig. 2 gezeigt. Die Schaltung enthält alle Elemente der in Fig. 1 gezeigten Schaltung und wurde entsprechend mit denselben Bezugsziffern gekennzeichnet. Ausserdem ist in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung noch ein Widerstand R3 vorgesehen, der mit der die Transistoren Tl und T2 koppelnden Bahn verbunden ist. Um die Strom/Leistungscharakteristik des in Fig. 2 gezeigten herkömmlichen Ausführungsbeispieles zu optimieren, ist es üblich, die Werte der Widerstände Rl und R3 gleich und doppelt so gross festzulegen wie den Widerstandswert von R2. Während in -dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel Rl und R2 typischerweise mit etwa 3 Kiloohm festgelegt werden, hat in dem in Figi 2 gezeigten AusfOhrungsbeispiel nur der Widerstand R2 einen Wert von 3 Kiloohm, während Rl und R3 mit etwa 6 Kiloohm festgelegt sind.

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Obwohl alro die in Fig. 2 gezeigte herkömmliche. Schaltung mit Gleichstrom priiibar ist, belegt sie eine wesentlich grösscre Fläche auf einem Halble.iterchip. Man braucht nicht nur zusätzlichen Widerstand R3, sondern die höheren Widerstandswerte verlangen auch grössere Flächen. Da höhere Widerstände auch mehr Wärme abgeben, ist bei Hochleistungr.schaltungen für vergleichbare Strompegel auch ein höherer Stromverbrauch und eine stärkere Kühlung zu berücksichtigen. In der in Fig. 2 gezeigten NPN-Technik werden die Widerstände überlicherweise im P-Basisdiffusionsbereich mit einem spezifischen Flächenwiderstand von ungefähr 180 Ohm gebildet. Wenn der spezifische Widerstand des Material einmal festgelegt wurde, dann wird der Wert eines bestimmten Widerstandes durch seine Abmessungen in Länge und Breite bestimmt. Widerstände werden so schmal gestaltet, wie es die Fertigungsloleranzen gestatten, so dass der Widerstandsv/ert mit der Länge eingestellt wird. Daher verlangt nicht nur der zusätzliche Widerstand R3 mehr Raum, sondern auch der früher mit einem wesentlich kleineren Wert versehene Widerstand Rl wird wesentlich länger als R2. Obwohl es bekannte Techniken zur Erhöhung des Widerstandswertes in einem begrenzten Flächenbereich gibt, etwa Führung des Widerstandes in Serpentinen oder Ausführung als sogenannter "pinch"-Widerstand, wird für alles gegenüber der in der Fig. 1 gezeigten herkömmlichen Technik mehr Raum benötigt.

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Die in Fig. 1 gezeigte herkömmliche Schaltung hat also gegenüber der in Fig. 2 gezeigten, ebenfalls herkömmlichen Schaltung Vorteile, aber auch den wesentlichen Nachteil, dass sie nicht mit Gleichstromtechnik geprüft werden kann.

Die vorliegende Erfindung stellt im wesentlichen eine Verbesserung der in Fig. 1 gezeigten herkömmlichen Schaltung dar, die weniger Bauteile braucht und weniger Halbleiterplatz belegt, als die in Fig. 2 gezeigte Schaltung -Aber nach dem Konzept der vorliegenden Erfindung kann sie nun mit Gleichspannung geprüft werden.

Das in Fig.3 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt eine NAND-Schaltung in Transistor-Transistor-Logik (TTL-Logik). Ein üblicherweise in TTL-Schaltungen verwendeter Eingangstransistor Tl hat einen Kollektorbereich, einen Basisbereich und mehrere Emitterbereiche. Es sind drei Eingangsanschlüsse A,B und C dargestellt. Die Herstellung von Transistoren mit einem oder mehreren Emittern ist allgemein bekannt und deren Anzahl wird bestimmt durch die gewünschte Anzahl von Eingängen, die für eine bestimmte logische Funktion erforderlich sind. Wenn der Transistor Tl z.B. nur einen Eingang hätte, würde der Ausgangsanschluss D den Eingang lediglich invertieren. In dem gezeigten Beispiel mit drei Eingängen würde der Ausgangsanschluss D die NAND-Funktion erfüllen, die in der Zeichnung angeschrieben ist.

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Weiterhin wird ein in ähnlicher Weise bekannter Ausgangs transistor T2 mit einem Kollektorbereich, einem Eraitterbereich und wenigstens einem Basisbernich verwendet. Ein elektrisch leitender Pfad 10 koppelt den Basisbereich des Ausgangstransistors T2 an den Kollektor des Eingangstransistors Tl. Der Pfad 10 besteht darstellungsgeinäss aus einem Leiter. Es ist jedoch ebenfalls bekannt, einen oder mehrere Transistoren und/oder Bauteile in ein Netzwerk einzubauen, das in beliebiger Form einen Pfad 10 aufweist. Eine erste Potentialquelle Vl ist über eine erste Impedanz Rl mit dem Basisbereich des Eingangstransistors Tl und über eine zweite Impedanz R2 mit dem Kollektorbereich des Ausgangstransistors T2 elektrisch verbunden. R2 stellt einen Lastwiderstand für den Ausgangstransistor T2 dar und der Ausgang D ist am Kollektor des Ausgangstransistors T2 vorgesehen. Eine zweite Potentialquelle V2 ist mit dem Emitterbereich des Ausgangstransistors T2 elektrisch verbunden. In der dargestellten NPN-Transistoranordnung ist Vl im allgemeinen positiver als V2. In einer Anordnung für kleine Leistung kann Vl in der Grössenordnung von +2 Volt liegen, während V2 auf Erdpotential liegt. Die Schottky-Diode Dl verbindet Basis und Kollektor des Eingangstransistors Tl und soll bei dieser Schaltung im allgemeinen den Eingangstransistor Tl daran hindern, in die Sättigung zu gehen. Bis hierher ist die Schaltung der Fig.3 ganz ähnlich aufgebaut wie die in Fig.l gezeigte Schaltung herkömmlicher Art mit der möglichen Ausnahme, dass die Komponentenwerte gemäss späterer Beschreibung variieren.

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Fig.3 zeigt weiter Schaltmittcl, die in Reihenschaltung einen Widerstand R3 und eine Schottky-Diode D2 enthalten, die mit der Basis des Ausgangstransistors T2 verbunden sind. Die Anode der Diode D2 ist mit Vl verbunden. Wie später noch genauer erklärt wird, ist der Widerstand R3 in integrierter Form eigentlich eine Erweiterung des epitaxialen Kollektorbereiches des Transistors Tl und die Diode D2 wird durch einen Metallkontakt zu diesem Kollektorbereich gebildet.

In Fig. 4 sind zwei der in Fig.3 gezeigten Schaltungen miteinander verbunden dargestellt. Soweit praktisch möglich, wurden dieselben Bezugszahlen verwendet und die die zweite Zelle bildenden Bauteile haben eine Strichnotierung erhalten. Es ist bekannt, dass in der Praxis natürlich 100 oder mehr derartige Zellen, wie sie in Fig. 4 gezeigt sind, auf ein Halbleitersubstrat gesetzt werden. Die Anzahl verfügbarer Eingangs- und Ausgangsanschlüsse lässt jedoch eine grossc Anzahl unzugänglicher Schaltungsknotenpunkte übrig. Defekte innerhalb solcher vergrabener Teile der Schaltung sind schwierig zu lokalisieren. Ein solcher Defekt, dessen Auftreten bei der Fabrikation von Schaltungen festgestellt worden ist, ist ein Kurzschluss zwischen Basis und Emitter,wie er durch die gestrichelte Linie 12 dargestellt ist. Ein solcher Kurzschluss kann z.B. dadurch entstehen, dass benachbarte, metallische Schichten, in Berührung kommen. Ein Basis-Emitterkurzschluss nimmt effektiv den Transistor Tl aus der Schaltung heraus und resultiert in einer Schaltung,

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die der in Fig.5 gezeigten äquivalent ist. Die Schaltung in Fig. 5 zeigt einen Defekt in Tl in einer herkömmlichen Schaltung, wie sie beispielsweise in Fig. 1 gezeigt ist. Durch die Verbesserungen der vorliegenden Erfindung einschliesslich der zusätzlich in Reihe geschalteten Diode D2 und des Widerstandes R3 ergibt sich eine Schaltung wie sie in Fig. 6 gezeigt ist. In beiden Fällen ist der Transistor Tl aus der Schaltung herausgenommen. In der Aequivalertzschaltung der Fig. 6 bilden jedoch die Diode D2 und der Widerstand R3 eine zusätzliche Strombahn für die Basis des Transistors T2.

Die Fig. 7 zeigt eine Draufsicht auf eine beispielhafte Halbleiterstruktur mit der Schaltung der Fig. 3 in integrierter Form. Der Eingangstransistor Tl wird darstellungsgemäss mit drei Emitterbereichen und den Anschlüssen A,B und C hergestellt. Der Basisbereich von Tl ist über den Leiter 20 mit dem Widerstand Rl verbunden. Sowohl die Basis von Tl als auch der Widerstand Rl werden durch P-Basisdiffusion gebildet. Das andere Ende des Widerstandes Rl ist ein Kontakt für die schliessliche Verbindung mit dem ersten Potential Vl. Der Kollektor von Tl ist mit der Basis von T2 durch die Leiterbahn 10, wie dargestellt, verbunden. Der Emitter von T2 ist mit der Potentialquelle V2 verbunden, während der Kollektor von T2 an den Ausgangsanschluss D durch eine metallische oder andere Leiterbahn 22 angeschlossen ist. Die Schottky-Diode Dl ist wie dargestellt, zwischen Basis und Kollektor

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vom 11 gelegt. Bis zu diesem Punkt ist die Hallblelterstruktur ganz Strauch vie die in Fig. 1 gezeigte herkömmlich« Art. Durch den ztrsStzIidien. Widerstand B3, «Der ein« Erweiterung dies. N-KoIlektcrbereicfaes des Transistors Tl ist, wird jedoch wesentlich» von der heirfcoantlicben Struktur abgewickelt. Ein zum epitaxialen KEderstaadsbereich B3 fahrender Metallkoatakt bildet die Mode ©2, die scbilie&slich mit der Foteotialquielle V2 verfeui»ieit wird. Die in· der ©raufsic&t der Fig.» ? gezeigte Struktur ist die integrierte Ausführung des im! Fig.3 dargestelltem Schaltbildes. Me «mteriMrocbeme Grenizlinie um die Fig. 7 zeigt am, dass 100 oder mebr derartige Zellem oder Schaltungen alle auf demselben mocialithiscbea. CMp. ausgebildet werden.

Fig. 8 ist eine Sclusittansicht des Slcbaltmagsteiles inmerbatb der gepnjnfcteteii timiem in Fig.3. Me FHaSdersttämdie Rl und 12 sowie der Ausgangs transistor Έ2 wtnrdem anus, der Daarstellmiig im Fig. β weggela&een, da es sich mn iteckSiamrlidbe Baoelememte baadielt.

Ein mit Fremdatomem eines ersten teitertj^s, beispielsweise dotiertes Substrat 3Ö ist vorgese&ra umdi in den Figuaren ? urad. 8 dargestellt. Ein erster« mat Fremdatannem eines zweiten Leitertyp-s, beispielsweise »+, dotierter ffialbleitterbereicfe 32 wird in die Gesamtstruktisr eingebettet umdi bildet einem Subkollektor für den Eiagangstraasistor Tl. Saldse Su&kallektareni haben typischerweise eine

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hohe Dotierungskonzentration und einen entsprechend niedrigen spezifischen Visierst and. Subkollektoren werden entweder durch Diffusion oder Implantation von Fremdatomen in das Substrat und nachfolgendes Niederschlagen einer epitaxialen Schiebt 34 darauf gebildet. Eine solche epitaxiale Schicht 34 ist üblicherweise leicht dotiert mit N-leitenden Fremdat omen und der N> Subkollektor diffundiert in die epitaxiale Schicht aus. Der Basisbereich des Eingangstransistors Tl wird durch, einen F-Bereich 36 gebildet» der in die epitaxiale Schicht 34 diffundiert oder implantiert wird. Dieser zweite Halbleiterbereich 36 wird über dem ersten Halbleiterbereich niedergeschlagen und bildet, einen PN-KoI lektor-Basisöibergang primär im Phergangsbereich, der am nächsten am N+ Subkollektor liegt. Als nächstes werden mehrere dritte HaIbIeiterbereiehe 38, 38* und 38^W durch Einführung, vom N-leitenden Fremdatomen in den P-leitenden Bereich 36 an der Oberfläche gebildet. Emitter sind in allgemeinen auch stark dotiert und mit St+ bezeichnet. Ein Isolationsbereicb 40 umgibt normalerweise einen Eimgangstransistor Tl. Eine diffundierte Isolation ist dargestellt, andere Isolationstechniken, wie dielektrisch« Isolation, Isolation durch vertieftes Oxid und verschiedene Kombinationen dieser Techniken sind jedoch ebenso bekannt und können gleichermassen an— gewandt «erden. Fig. 8 zeigt weiter den Kontakt ztnn Kollektorbereich vom Tl, der schliesslieh eine elektrische Bahn 10 zur Verbindung des Kollektorbereiches von Tl mit dem Basisbereich von 12 bildet. Die Schottky-Diode Dl wird durch den Metallkontakt zum leicht dotierten

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N-leitenden epitaxialen Bereich gebildet und der Leiter 20 bildet eine Leiterbahn zum P-leitenden Widerstand Rl. Obwohl in Fig. 8 nicht besonders dargestellt, ist der Widerstand Rl in Fig.7 ein P-Bereich, ähnlich wie der in Fig. 8 gezeigte Bereich 36. Der Widerstand R2 wird genau so gebildet, um Abweichungen wegen unterschiedlicher Herstellverfahren und verschiedener Betriebstemperatur zu umgehen.

Fig.8 zeigt weiter im einzelnen den epitaxialen Widerstand R3, der als vierter Halbleiterbereich anstossend an den Subkollektorbereich 32 und leicht dotiert mit N-Fremdatomen zu erkennen ist. Der spezifische Widerstand des Bereiches R3 ist somit recht hoch und der Widerstandswert von R3 wird weiter erhöht durch die Serpentinenführung, die genauer in der Draufsicht der Fig.7 zu erkennen ist. Der Bereich R3 ist über die Schottky-Diode D2 mit dem Potential Vl elektrisch verbunden.

Der spezifische Widerstand und die Abmessungen des den Widerstand R3 bildenden epitaxialen Materiales sind so, dass ein Widerstandswert von 12 KilQohm leicht zu erreichen ist. Durch einen Schottky-Kontakt D2 anstelle eines ohm*sehen Kontaktes ist ein weiterer Spannungsabfall vorgesehen. Dieser Diodenspannungsabfall, der bekanntlich in der Grossenordnung von A50 Millivolt liegt, kann einen weiteren effektiven Widerstand von 7500 Ohm bei 50 Mikroampere beisteuern. Dieser Gesamtwert

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von 19,5 Kiloohm steht den 3 Kiloohm gegenüber, die üblicherweise in r-diffundierten Widerstanden Rl und R2 verwendet werden .

Wenn die Schaltung einen noch höheren Wert für R3 verlangt, als er durch den epitaxialen spezifischen Widerstand und die Flächenbeschränkungen zu erreichen ist, kann R3 auch durch Einschluss einer P-Basisdiffusion im epitaxialen Bereich als sogenannter "pinch-" Widerstand ausgeführt werden.

Wenn der Widerstand R3 und die Diode D2 einen wesentlich höheren Widerstandswert haben als die Widerstände Rl und R2, kann der Widerstandswert von Rl in einer Crösse gehalten werden, die ungefähr gleich ist derjendigen von R2, so dass man die herkömmliche, in Fig. 1 gezeigte Schaltung beibehalten kann. Es wurde bereits hervorgehoben, dass in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung mit drei Widerstände Rl und R3 normalerweise einen doppelt so hohen Wert haben müssen wie R2. Im vorliegenden Fall kann man die Leistungsfähigkeit durch Erhöhung des Widerstandswertes um einen nominalen Betrag von typischerweise weniger als 10% optimieren. Eine so kleine Aenderung in den relativen Werten von Rl und R2 lässt sich mit nur geringfügigen Fabrikationsänderungen erreichen«

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ARBEITSWEISE

Eine Schaltung gemäss der vorliegenden Erfindung, wie sie in den Fig. 3 und 4 gezeigt ist, arbeitet ziemlich ähnlich wie die in Fig.l gezeigte herkömmliche Schaltung. Wenn einer oder mßhrere der in Fig.3 gezeigten Eingänge A,B und C auf einem niedrigen Pegel stehen, befindet sich Tl im leitenden Zustand, der als erster binärer Zustand definiert wird. Wenn Tl eingeschaltet ist, fliesst ein Strom durch die Reihenschaltung von Rl und Dl, deren Widerstandswerte hoch genug sind, damit die elektrische Leitung 10 auf einem niedrigen Pegel gehalten ist. Der wesentlich höhere Widerstandswert der in Reihe geschalteten Diode D2 und des Widerstandes R3 liefern zu diesem Zeitpunkt auch einen gewissen Strom. Wie schon herausgestellt wurde, lässt sich dieser Strom in Tl durch eine leichte Erhöhung des Widerstandswertes von Rl kompensieren, wenn genau derselbe Strom durch Tl fliessen soll, wie vor dem zusätzlichen Einbau von R3 und D2. Wenn sich die elektrische Leitung 10 auf einem niedrigen Pegel befindet, wird der Transistor T2 im nichtleitenden Zustand gehalten. Dieser zweite binäre Zustand wird dem ersten binären Zustand von Tl gegenübergestellt, der zu dieser Zeit eingeschaltet ist und also leitet. Wenn T2 abgeschaltet ist, wird der Ausgang über den durch R2 verlaufenden elektrischen Pfad auf einen hohen Pegel gebracht.

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Wenn alle Eingänge A,B und C auf einen iPhen Pegel gebracht werden leitet der Transistor Tl nicht und befindet sich im zweiten binären Zustand, so dass durch Rl und Dl fliessender Strom die elektrische Leitung 10 auf einen hohen Pegel bringt. Wieder fliesst auch ein gewisser Strom durch D2 und R3 und trägt zu einer etwas kürzeren Anstiegszeit des Signales auf der Leitung 10 bei. Wenn diese auf einen hohen Pegel gebracht wird, leitet der Transistor T2 ( im ersten binaren Zustand) und bringt den Ausgang auf einen niedrigen logischen Pegel. Diese Operation kommt der Durchführung einer logischen NAND-Funktion gleich. Aequivalente Schaltungen,beispielsweise mit PNP-Transistoren anstelle von NPN-Transistoren lassen sich mit entsprechenden Aenderungen der relativen Potentialquelle und der logischen Pegel durchführen. Andere logische Funktionen, wie beispielsweise eine Inverterfunktion können von der gezeigten Schaltung ebenfalls ausgeführt werden. Ausserdem kann man einen Ausgang direkt von der Leitung 10 abnehmen und erhält so einen phasengleichen UND-Ausgang.

Die Signale in Fig. 9 zeigen den obigen Betrieb noch im einzelnen. Ein Eingangssignal wird an den Knotenpunkt A angelegt und liefert ein invertiertes und etwas verzögertes Ausgangssignal am Knotenpunkt D (Fig. 4), das mit " korrekter Ausgang" bezeichnet ist. Das ist jedoch nur der Fall, wenn die Schaltung keine Fehler enthält.

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Nimmt man jetzt an, dass im Transistor Tl ein Fehler vorliegt, beispielsweise ein Kursschluss zwischen Basis und Emitter, wie er durch die gestrichelte Linie 12 in Fig.4 gezeigt ist, so resultiert dieser Kurzschluss in einer Schaltung herkömmlicher Art, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist, in einer äquivalenten Schaltung des in Fig. 5 gezeigten Typs. Bei einem hohen Eingangspegel bei A liefert die Diode Dl (sowie der Basis-Kollektor-Uebergang von Tl, wenn er im Betrieb ist), einen hohen Pegel an die Basis von T2, wodurch D auf einen niedrigen Pegel gebracht wird. Das gestörte Ausgangssignal ist ganz ähnlich einem korrekten Ausgangssignal. Wenn jedoch einer der Eingänge auf einen niedrigen Pegel geht, schaltet der Transistor Tl die Leitung 10 nicht auf einen niedrigen Pegel und somit bleibt der Transistor T2 eingeschaltet und der Ausgangsknotenpunkt wird auf einem niedrigen Pegel gehalten. Bei der herkömmlichen Schaltung gestatten Leckstrome, beispielsweise über die in Sperrichtung vorgespannte Diode Dl schliesslich ein Abfallen der Leitung 10 auf einen niedrigen Pegel, so dass T2 abgeschaltet und der Ausgang auf einen hohen Pegel gebracht wird. Das geschieht jedoch erst nach 80 bis 100 Nanosekunden gegenüber der üblichen Verzögerung von nur 7 Nanosekunden. In einer Gleichspannungsprüfung jedoch werden Unterschiede in der Anstiegs- und Abfallzeit nicht erkannt und ein korrektes Ausgangssignal ermittelt, ungeachtet eines defekten Eingangstransistors Tl, der- innerhalb der Schaltungsanordnung eingebettet ist.

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Durch die Schaltung nach dem Konzept der vorliegenden Erfindung, wie sie in den Fign. 3 und A und der äquivalenten Schaltung der Fig. gezeigt ist, wird die oben genannte unerwünschte Erscheinung behoben. Wenn einer der Eingangsanschlüsse auf einen niedrigen Pegel gebracht wird,wird der auf Leckströmen beruhende,bisherige Vorgang auf der Leitung 10 durch den Strom verhindert, der von der Potentialquelle Vl über die Diode D2 und den Widerstand R3 zum Knotenpunkt fliesst. Dieser Strom liefert eine ausreichende Basisspeisung für den Ausgangstransistor T2, um ihn eingeschaltet zu halten. Da T2 eingeschaltet bleibt, bleibt der Ausgangspegel unten, obwohl einer der Eingänge auch unten ist. Eine Glcichspannungsprufung erkennt dies als Fehler, so dass defekte Teile nicht mehr an den Kunden ausgeliefert werden.

Es wurde eine verbesserte Schaltung in TTL-Logik beschrieben, die mit den Vorteilen der kompakten Bauweise die Ausschaltung der dargelegten Nachteile verbindet und beispielsweise die Möglichkeit der Gleichspannungsprüfung bietet.

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Claims

PATENTANSPRUECHE

1.) Logische Verknüpfungsschaltung, die in TTL-Technik ausgeführt i;;l, da durch gekennzeichnet, dass ein Eingangstransistor (Tl) mit einem Kollektor einer Basis und wenigstens einem Emitter vorhanden ist, welch letzterer mit einem Eingangsanschluss (A,B oder C) in Verbindung steht , dass ein Ausgangstransistor (T2) mit einem Kollektor, einer Basis und wenigstens einem Emitter vorhanden ist, dass eine elektrisch leitende Verbindung (10) zwischen der Basis des genannten Ausgangstransistors und dem Kollektor des genannten Eingangstransistor besteht, weiter dass eine erste Potential-. quelle (Vl) über eine erste Impedanz (Rl) mit der Basis des Eingangstransistor und über eine zweite Impedanz (R2) mit dem Kollektor des Ausgangs-transistor leitend verbunden ist, ferner dass eine zweite Potentialquelle (V2) an den Emitter des Ausgangstransistors angeschlossen ist, und schliesslich dass Schaltmittel (D2,R3) vorgesehen und mit der Basis des Ausgangstransistor (^2) leitend verbunden sind, durch die letzterer zur Aufrechterhaltung eines ersten Leitungszustandes dann vorspannbar ist, wenn der Eingangstransistor (Tl) bei Vorliegen wenigstens eines Eingangssignales nicht zur Bildung eines leitenden Strompfades zwecks Vorspannung des Ausgangstransistors in einen zweiten Leitungszustand steuerbar ist.

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2. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Eingangs- und Ausgangstransistoren (TI bzw. T2) vom NPN-Typ sind, daß der Eingangstransistor (TI) eine Mehrzahl von Emittern aufweist, die je mit einem Eingangsanschluß (A,B,C) verbunden sind, daß ferner die erste genannte Potentialquelle (V1) positiver ist als die zweite Potentialquelle (V2), und daß schließlich das am Kollektor des Ausgangstransistors erscheinende Signal das Ergebnis einer logischen NAND-Verknüpfung von Eingangssignalen an den Eingangsanschlüssen ist.

3. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Basis und Kollektor des genannten Eingangstransistors (T1) über ein nur eine Leitungsrichtung aufweisendes erstesSchaltelement (DI) miteinander verbunden sind und daß der Kollektor des Ausgangstransistors (T2) mit einem Ausgangsanschluß (D) in Verbindung steht.

4. Logische Verknüpfungsschaltung nach Patentanspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte erste Schaltelement (D1) eine Schottkydiode ist.

5. Logische Verknüpfungsschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten, mit der Basis des Ausgangstransistors (T2) leitend verbundenen Schaltmittel (D2, R3) einen Strompfad hoher Impedanz, im Vergleich zu den genannten ersten und zweiten Impedanzen (R1 bzw. R2), zwischen der ersten Potentialquelle (VI) und der genannten Basis bilden.

6. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der hohe Impedanzwert der genannten Schaltmittel (D2, R3) mehr als das Zweifache der ersten oder zweiten der genannten Impedanzen (Rl, R2) beträgt.

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7. Logische Verknüpfungsschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der Basis des Ausgangstransistor verbundenen Schaltmittel aus der Serieschaltung eines nur eine Leitungsrichtung aufweisenden zweiten Schaltelementes (D2) und einer dritten Impedanz (R3) bestehen.

8. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte zweite Schaltmittel (D2) eine Schottky-Diode ist.

9. Logische Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Impedanz (R3) einen Wert aufweist, der mehr als das Zweifache der ersten oder zweiten der genannten Impedanzen (Rl,R2) beträgt.

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