DE3826254A1 - Teilbereich-analog-/digitalwandler mit gemultiplexter eingangsverstaerker-isolationsschaltung zwischen subtraktionsknotenpunkt und lsb-codierer - Google Patents
Teilbereich-analog-/digitalwandler mit gemultiplexter eingangsverstaerker-isolationsschaltung zwischen subtraktionsknotenpunkt und lsb-codiererInfo
- Publication number
- DE3826254A1 DE3826254A1 DE3826254A DE3826254A DE3826254A1 DE 3826254 A1 DE3826254 A1 DE 3826254A1 DE 3826254 A DE3826254 A DE 3826254A DE 3826254 A DE3826254 A DE 3826254A DE 3826254 A1 DE3826254 A1 DE 3826254A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- bit
- input
- analog
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
- G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
- G11C27/024—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element
- G11C27/026—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element associated with an amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/10—Calibration or testing
- H03M1/1071—Measuring or testing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/14—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit
- H03M1/16—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit with scale factor modification, i.e. by changing the amplification between the steps
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/34—Analogue value compared with reference values
- H03M1/36—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type
- H03M1/361—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/74—Simultaneous conversion
- H03M1/78—Simultaneous conversion using ladder network
- H03M1/785—Simultaneous conversion using ladder network using resistors, i.e. R-2R ladders
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Teilbereich-Analog-/
Digitalwandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1
mit einer FET-Isolationsschaltung zwischen Subtraktionskno
tenpunkt und LSB-Codierer. Insbesondere bezieht sich die
Erfindung auf einen solchen Teilbereich-Analog-/Digital
wandler, der eine sehr hohe Arbeitsgeschwindigkeit auf
weist und dessen Genauigkeit dadurch verbessert wird, daß
einerseits ein genaueres Restsignal erhalten und ein Rest
signalverstärker vor Übersteuerung geschützt wird.
Ein konventioneller Teilbereich-Analog-/Digitalwandler mit
FET-Isolationsschaltung zwischen Subtraktionsknotenpunkt
und LSB-Codierer ist bereits in der US-PS 46 86 511 be
schrieben.
Es gibt drei Typen von Hochgeschwindigkeits-ADCs (Analog-
Digital-Converters), zu denen auch ein Teilbereich-Analog-/
Digitalkonverter gehört. ADCs, bei denen eine aufeinander
folgende Annäherung erfolgt, weisen einen einfachen Aufbau
und eine hohe Genauigkeit auf, besitzen jedoch sehr geringe
Umwandlungszeiten, und zwar aufgrund des seriell ablaufen
den Umwandlungsprozesses. Bei einem Analog-/Digitalwandler
mit 12 Bit Auflösung, bei dem die Annäherung aufeinander
folgend durchgeführt wird, liegen die Umwandlungszeiten ty
pischerweise im Bereich von etwa 0,6 µs bis 1 µs. Auf der
anderen Seite besitzen ADCs vom "Flash-Konverter-Typ"
(Schnellwandler) sehr kurze Umwandlungszeiten aufgrund des
Operationszyklus. Die hohe Geschwindigkeit wird allerdings
nur auf Kosten einer komplexeren Schaltungsstruktur er
reicht. Flashkonverter mit 8 Bit Auflösung und Umwandlungs
raten bei etwa 100 MHz bilden zur Zeit die Grenze im Hin
blick auf integrierte Schaltungstechnologie. Analog-/Digi
talwandler (ADCs) vom Teilbereich-Typ bilden einen Kompro
miß zwischen den Schnellcodierern und den ADCs mit aufein
anderfolgender Annäherung. Ein typischer Teilbereich-ADC
ist der bei 10 MHz arbeitende 12 Bit Teilbereich-Analog-/
Digitalwandler von Analog Devices Corporation, Modell Nr.
CAV-1210. Teilbereich-Analog-/Digitalwandler verwenden ty
pischerweise eine Abtast- und Halteschaltung (sample and
hold circuit) oder eine Nachsteuer- und Halteschaltung
(track and hold circuit), um eine Abtastspannung zu erzeu
gen, die durch einen MSB (most significant bit) Flashcodie
rer (Schnellcodierer) codiert wird, um ein MSB-Wort zu er
zeugen (most significant bit word). Das MSB-Wort wird vor
übergehend in einem Speicher gespeichert. Der abgetastete
Analogeingang wird weiterhin über eine Verzögerungsschal
tung nach vorn übertragen, und zwar zu einem Summierungs
knotenpunkt (der auch als Subtraktionsknotenpunkt bezeich
net werden kann). Das MSB-Wort wird dann einem Digital-/
Analogwandler (DAC), der eine hohe Genauigkeit aufweist,
zugeführt, um eine hochgenaue analoge Größe zu erzeugen,
die das MSB-Wort repräsentiert. Diese analoge Größe wird
dann von dem nach vorn geführten Analogeingang subtrahiert,
um ein Restsignal zu erhalten. Das Restsignal wird ver
stärkt und zu einem LSB (letztes signifikantes Bit) Flash
codierer (Schnellcodierer) geliefert. Das LSB-Wort (letztes
signifikantes Bitwort) vom LSB-Flashcodierer und das zuvor
erwähnte MSB-Wort werden mittels einer digitalen Fehlerkor
rekturschaltung miteinander kombiniert, um ein gewünschtes
digitales Ausgangswort zu bilden.
Die zur Zeit besten Teilbereich-ADCs weisen allerdings eine
Reihe von Nachteilen auf. Sie sind sehr teuer und kosten
etwa 2500 $ im Falle einer bei 10 MHz arbeitenden 12 Bit-
Einrichtung. Ferner sind sie relativ groß und benötigen auf
einer gedruckten Schaltungskarte etwa einen Platz von 35
Quadratinch. Ihre Genauigkeit ist wahrscheinlich kleiner
als ihre 12 Bit-Auflösung, während ihre Zuverlässigkeit im
Grenzwertbereich bei etwa 10 MHz relativ klein ist. Ferner
müssen relativ viele externe Potentiometer individuell ein
gestellt werden, um eine vernünftige Umwandlungsgenauigkeit
zu erzielen. Diese Potentiometer tragen ebenfalls zur Ko
stenerhöhung und zur schlechteren Bedienbarkeit des Teilbe
reich-ADCs bei. Die Einstellung der externen Potentiometer
bei einer Temperatur gewährleistet allerdings noch nicht
einen störungsfreien Betrieb bei anderen Temperaturen.
Der herkömmliche Teilbereich-ADC muß daher noch in vieler
lei Weise verbessert werden. Der Weg dorthin war bis jetzt
allerdings völlig unklar. Es wurden viele Verbesserungen
vorgeschlagen, insbesondere im Hinblick auf die Abtast- und
Halteschaltung oder die Nachsteuer- und Halteschaltung, im
Hinblick auf die Flashcodierer (Schnellcodierer), bezüglich
verschiedener Kombinationen der "Breiten" für die Ausgänge
des MSB-Schnellcodierers und des LSB-Schnellcodierers, Ver
besserungen im Zusammenhang mit der Übersteuerung des Rest
verstärkers sowie weitere Techniken und Verbesserungen be
züglich der digitalen Fehlerkorrekturschaltung zur Rekon
struktion des MSB-Worts und des LSB-Worts zwecks Erzeugung
eines genauen digitalen Ausgangsworts mit gewünschter Auf
lösung und Genauigkeit.
Die in einem Teilbereich-Analog-/Digitalwandler vorhandene
Abtast- und Halteschaltung muß sehr genau sein. Typischer
weise enthält eine derartige Abtast- und Halteschaltung
(oder Nachsteuerungs- und Halteschaltung) eine Diodenbrüc
kenschaltung (Schaltdioden-Abtastbrücke), die gegenüber dem
analogen Eingangssignal durch einen hochgenauen Eingangs
puffer mit offener Schleife (offene Regelschleife) isoliert
ist. Ein Abtastkondensator ist mit dem Ausgang der Dioden
abtastbrücke verbunden, die in Antwort auf einen "Abtastbe
fehl" zu arbeiten beginnt, wobei der Ausgang der Diodenab
tastbrücke einem Eingang eines zweiten Hochgeschwindig
keitspuffers zugeführt wird. Typischerweise liegt die Aus
gangsimpedanz einer Abtast- und Halteschaltung des oben be
schriebenen Typs in einem Teilbereich-Analog-/Digitalwand
ler bei etwa 5 Ohm, was z. B. für die von Analog Devices
Corporation gefertigte Nachsteuerungs- und Halteschaltung
HTS0010 gilt. Die Verstärkung der Nachsteuerungs- und Hal
teschaltung wird durch ein externes Potentiometer einge
stellt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesser
ten Teilbereich-Analog-/Digitalwandler zu schaffen, der ei
ne hohe Arbeitsgeschwindigkeit und eine hohe Genauigkeit
aufweist.
Ziel der Erfindung ist es ferner, innerhalb eines Teilbe
reich-Analog/Digitalwandlers die Kosten und die Komplexität
einer Restverstärkerschaltung zu reduzieren, die "Enable"
und "Disable" Funktionen ausführt.
Weiterhin ist es Ziel der Erfindung, für einen hochgenauen
Teilbereich-Analog-/Digitalwandler vom Hochgeschwindig
keitstyp eine verbesserte Technik zur Vermeidung der Über
steuerung des Restverstärkers anzugeben, um Verzögerungen
zu vermeiden, die aufgrund der Restverstärkererholzeit nach
Übersteuerung des Restverstärkers auftreten.
Die Lösung der gestellten Aufgaben findet sich im kenn
zeichnenden Teil des Patentanspruchs 1. Vorteilhafte Ausge
staltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu ent
nehmen.
Nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung
enthält ein Hochgeschwindigkeits-Teilbereich-Analog-/Digi
talwandler, der eine hohe Genauigkeit und eine hohe Auflö
sung aufweist, einen MSB (most significant bit) Flashcodie
rer (Schnellcodierer) oder Analog-/Digitalwandler, dessen
Ausgänge mit den Eingängen eines Digital-/Analogwandlers
verbunden sind, der eine höhere Genauigkeit als die Auflö
sung des Digitalworts aufweist, in welches der Analog
eingang umgewandelt wird, einen Restverstärker mit ersten
und zweiten gemultiplexten Differentialeingangsstufen (bzw.
Differenzeingangsstufen), die auf ein Verstärker-Enable-
Steuersignal ansprechen, wobei die erste gemultiplexte Dif
ferentialeingangsstufe den Analogeingang des MSB-Schnellco
dierers und den Ausgang des Digital-/Analogwandlers emp
fängt, während die Eingänge der zweiten gemultiplexten Dif
ferentialeingangsstufe einerseits mit Erde und andererseits
mit dem Ausgang des Restverstärkers gekoppelt sind, sowie
einen LSB (last significant bit) Flashcodierer (Schnellco
dierer) oder Analog-/Digitalwandler. Beim obigen Ausfüh
rungsbeispiel nach der Erfindung erzeugt sowohl der MSB-
Schnellcodierer als auch der LSB-Schnellcodierer jeweils
einen 7 Bit-Ausgang, wobei die beiden Ausgänge zu einer di
gitalen Fehlerkorrekturschaltung geliefert und dort verrie
gelt werden. Die letzten signifikanten 7 Bits und die si
gnifikantesten 7 Bits, die jeweils durch den LSB-Schnellco
dierer und durch den MSB-Schnellcodierer erzeugt worden
sind, werden zusammengefügt bzw. addiert, um ein 12 Bit-
Ausgangswort zu erhalten, das den Analogeingang zum Teilbe
reich-Analog-/Digitalwandler repräsentiert. Die gemulti
plexten Differentialeingangsstufen verhindern eine Über
steuerung des Restverstärkers und erlauben eine direkte
Übertragung der analogen Eingangsspannung nach vorn, so daß
auf diese Weise Ungenauigkeiten, die im Zusammenhang mit
den sonst verwendeten Verzögerungsschaltungen beim Stand
der Technik auftreten, vermieden werden. Auch läßt sich der
Teilbereich-Analog-/Digitalwandler nach der vorliegenden
Erfindung leichter als integrierte Schaltung in einem Fest
körperchip realisieren, da die in Fig. 1 der US-PS 46 86 511
beschriebene Feldeffekttransistor-Restverstärker-Schal
tungseinrichtung nicht mehr verwendet zu werden braucht.
Die Zeichnung stellt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
dar. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Teilbereich-Analog-/Digi
talwandlers (subranging analog-to-digital conver
ter) nach der Erfindung,
Fig. 2 ein Diagramm mit verschiedenen Wellenformen, die
beim Betrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltung
auftreten,
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines Teils des Teilbe
reich-Analog-/Digitalwandlers nach Fig. 1,
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines gemultiplexten Eingangs
differenzverstärkers (Eingangsdifferentialverstär
ker), der anstelle der in Fig. 1 mit der gestri
chelten Linie 300 eingegrenzten Schaltung verwen
det werden kann, und
Fig. 4A ein detaillierteres Schaltdiagramm der in Fig. 4
gezeigten Schaltung.
In Fig. 1 ist mit dem Bezugszeichen 1 ein "modularer" Teil
bereich-12 Bit-Analog-/Digitalwandler (ADC) bezeichnet, der
bei einer Rate bzw. Geschwindigkeit von 10 MHz sehr genau
arbeitet. Der 12 Bit-ADC 1 enthält eine Abtast- und Halte
schaltung 3, die ein analoges Eingangssignal 2 abtastet und
den abgetasteten analogen Eingang sehr genau verarbeitet,
um eine stabile "abgetastete" Ausgangsspannung am Leiter 15
zu erhalten. Die abgetastete Ausgangsspannung wird an einen
Analogeingang eines 7 Bit-Schnellcodierers (7 bit flash en
coder) 17 gelegt, der z. B. ein 7 Bit-Analog-/Digitalwand
ler ist.
Der Schnell- bzw. Flashcodierer 17 wird nachfolgend als
"MSB-Schnellcodierer" 17 bezeichnet. Er erzeugt einen 7
Bit-Digitalausgang, und zwar in Abhängigkeit eines MSB-
Strobesignals, das auf einem Leiter 77 mit Hilfe einer
Zeitsteuerschaltung 75 erzeugt wird. Der 7 Bit-Digitalaus
gang des MSB-Schnellcodierers 17 wird an einen 7 Bit-Digi
tal-/Analogwandler (DAC) 36 gelegt, der eine Genauigkeit
von 14 Bit aufweist.
Das durch den DAC 36 am Knotenpunkt 38 erzeugte, hochgenaue
Analogsignal wird von der abgetasteten Spannung subtra
hiert, die am Leiter 15 erzeugt wird, wobei das Ergebnis
durch einen Breitband-Operationsverstärker 43 verstärkt
wird, um ein Analogsignal 46 zu erhalten, das an den
Analogeingang eines zweiten Schnellcodierers 48 gelegt
wird. Dieser zweite Schnell- bzw. Flashcodierer 48 wird
nachfolgend als "LSB Schnellcodierer" 48 bezeichnet.
Der 7 Bit-Ausgang vom MSB-Schnellcodierer 17 und der 7 Bit-
Ausgang vom LSB-Schnellcodierer 48 werden an geeignete Ein
gänge einer digitalen Fehlerkorrekturschaltung 61 angelegt,
die die beiden 7 Bit-Ausgänge miteinander kombiniert, um
einen 12 Bit-Digitalausgang 72 zu erzeugen, der präzise den
Wert des abgetasteten analogen Eingangssignals repräsen
tiert.
Die Abtast- und Halteschaltung 3 enthält einen Eingangspuf
fer 4, dessen Ausgang mit einer konventionellen Diodenbrüc
kenschaltung 5 verbunden ist. Der Eingabepuffer 4 kann ir
gendeine geeignete Hochgeschwindigkeits-Offenschleifen-Puf
ferschaltung sein, z. B. die Schaltung HA-5033 von Harris
Semiconductor, Inc. Die Diodenbrückenschaltung 5 verbindet
vier Hot-Carrier-Dioden 5 A, 5 B, 5 C und 5 D (Heiß-Ladungsträ
ger-Dioden) in der in Fig. 1 dargestellten Weise mit den
Leitern 6, 9, 7 und 11. Ein Abtast- und Haltegatter-Strobe
signal wird über eine Leitung 16 an den Eingang einer In
verter-/Pufferschaltung 8 gelegt, deren invertierender und
nichtinvertierender Ausgang jeweils mit den Leitern 9 und
11 verbunden sind.
Ein Ausgangsknotenpunkt 7 der Diodenbrückenschaltung 5 ist
mit einem Anschluß eines 40 Picofarad-Abtastkondensators 6
verbunden, dessen anderer Anschluß geerdet ist. Weiterhin
ist der Leiter 7 der Diodenbrückenschaltung 5 mit einem
nichtinvertierenden Eingang eines sehr genau arbeitenden
Operationsverstärkers 2 verbunden, der eine hohe Verstär
kung und eine hohe Bandbreite aufweist. Der Ausgang des
Operationsverstärkers 2 ist mit dem Leiter 15 verbunden.
Der Leiter 15 ist über einen Rückkopplungswiderstand 14 mit
dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 2 ver
bunden. Dieser invertierende Eingang ist weiterhin über ei
nen Widerstand 13 geerdet.
Die Abtast- und Halteschaltung 3 enthält eine Kombination
aus einem Regelverstärker 2 (Operationsverstärker 2 mit ge
schlossener Regelschleife) und der konventionellen Dioden
brückenschaltung 5. Üblicherweise werden Offenschleifen-
Puffer statt Operationsverstärker mit geschlossenem Regel
kreis verwendet, um den Abtastkondensator gegenüber dem
Ausgang einer Abtast- und Halteschaltung zu puffern, wenn
eine sehr genaue Abtastung eines analogen Eingangs erfor
derlich ist. Dies liegt daran, daß bisher keine Operations
verstärker zur Verfügung standen, die eine hinreichend hohe
Genauigkeit, Stabilität, Geschwindigkeit, Bandbreite und
Eingangsimpedanz aufwiesen.
Der MSB-Schnellcodierer 17 enthält zwei 6 Bit-Schnellcodie
rerschaltungen 21 und 22, von denen jede ein SDA5200-
Schnellcodierer von Siemens sein kann. Die Analogeingänge
einer jeden 6 Bit-Schnellcodiererschaltung 21, 22 sind über
einen gemeinsamen Leiter 20 mit zwei 100 Ohm-Widerständen
18 und 19 verbunden. Der gegenüberliegende bzw. andere An
schluß des Widerstands 19 ist geerdet, während der gegen
überliegende bzw. andere Anschluß des Widerstands 18 mit
dem Leiter 15 verbunden ist.
Der positive Referenzeingang des 6 Bit-Schnellcodierers 21
ist über einen Leiter 24 mit dem Ausgang eines gewöhnlichen
Operationsverstärkers 25 verbunden. Der positive Eingang
des Operationsverstärkers 25 ist mit jeweils einem Ende ei
nes Widerstands 26 und eines Widerstands 27 verbunden. Das
andere Ende des Widerstands 27 ist geerdet. Ferner ist das
andere Ende des Widerstands 26 über einen Leiter 34 mit dem
Ausgang einer 10 V Referenzschaltung 35 verbunden, die eine
10 V Referenzspannung an den Leiter 34 abgibt. Der negative
Eingang des Operationsverstärkers 25 ist mit dem Leiter 24
verbunden. Der negative Referenzeingang des 6 Bit-Schnell
codierers 21 ist über einen Leiter 30 mit dem positiven Re
ferenzeingang des 6 Bit-Schnellcodierers 22 verbunden. Der
negative Referenzeingang des 6 Bit-Schnellcodierers 22 ist
über einen Leiter 31 A mit dem Ausgang eines gewöhnlichen
Operationsverstärkers 31 verbunden, dessen positiver Ein
gang geerdet ist. Der negative Eingang des Operationsver
stärkers 31 ist über einen Widerstand 33 mit dem Ausgangs
leiter 31 A verbunden. Der Operationsverstärker 25 reduziert
die durch die 10 V Referenzschaltung 35 erzeugte 10 V Refe
renzspannung am Leiter 34 auf etwa +0,625 V, wobei diese
reduzierte Spannung an den positiven Referenzeingang des 6
Bit-Schnellcodierers 21 gelegt wird. Der Operationsverstär
ker 31 invertiert diese +0,625 V Referenzspannung, um eine
Referenzspannung von etwa -0,625 V zu erzeugen, die an den
negativen Referenzeingang des 6 Bit-Schnellcodierers 22 ge
legt wird. Der negative Eingang des Operationsverstärkers
31 ist ferner über einen Widerstand 32 mit dem Leiter 24
verbunden.
Ein Fehlereinstellwiderstand 28 liegt zwischen dem Leiter
24 und dem Leiter 30. Ein zweiter Fehlereinstellwiderstand
29 liegt zwischen dem Leiter 30 und dem Leiter 31 A. Der
Sinn der Fehlereinstellwiderstände 28 und 29 liegt darin,
in Kombination mit den Widerständen 26, 27, 32 und 33 ein
positives Fehlersignal den Ausgangsreferenzspannungspegeln
zu überlagern, die durch die Operationsverstärker 25 und 31
sowie auf dem Leiter 30 erzeugt werden, so daß die digitale
Fehlerkorrekturschaltung 75 keine negativen digitalen
Zahlen zu verarbeiten braucht. Dies wird nachfolgend im
einzelnen näher beschrieben.
Der Ausgang des 7 Bit-DAC 36, dessen Schaltungsaufbau in
Fig. 3 gezeigt ist, ist über einen Subtraktionsknotenpunkt
38 und einen 200 Ohm-Widerstand 37 mit dem Leiter 15 am
Ausgang der Abtast- und Halteschaltung 3 verbunden. Der
Subtraktionsknotenpunkt 38 ist ferner mit dem Drain-An
schluß eines MOS Feldeffekttransistors 39 verbunden (MOS
FET 39). Der Gateanschluß des MOSFET 39 ist mit dem Ausgang
eines invertierenden Puffers 41 verbunden, dessen Eingang
mit dem Gateanschluß eines MOS-Feldeffekttransistors 40
verbunden ist. Der Sourceanschluß des MOSFET 40 ist geer
det. Der Drainanschluß des MOSFET 40 ist mit dem Sourcean
schluß des MOSFET 39 und mit einem Leiter 42 verbunden. Der
Leiter 42 ist mit dem positiven Eingang eines Breitband-
Operationsverstärkers 43 verbunden, dessen Ausgang mit ei
nem Leiter 46 verbunden ist. Der negative Eingang des Ope
rationsverstärkers 43 ist über einen Rückkopplungswider
stand 45 mit dem Leiter 46 und ferner über einen Widerstand
44 mit Erde verbunden. Der Verstärker 43 weist eine Ver
stärkung von 32 auf.
Der Eingang des invertierenden Puffers 41 ist ferner mit
einer Leitung 76 verbunden, auf der ein Verstärker-Enable
signal erscheint, das durch die Zeitsteuerschaltung 75 er
zeugt wird. Das Verstärker-Enablesignal 76 ist durch die
Wellenform 76 in Fig. dargestellt. Das Abtast- und Halte-
Strobesignal auf dem Leiter 16 wird durch die Wellenform 16
in Fig. 2 gezeigt. Das MSB-Strobesignal, das an die Strobe
eingänge der 6 Bit-Schnellcodierer 21 und 22 gelegt wird
und das auf dem Leiter 77 durch die Zeitsteuerschaltung 75
in Antwort auf ein Befehlumwandlungssignal 78 erzeugt wird,
welches auf der Leitung 78 erscheint, ist durch die Wellen
form 77 in Fig. 2 dargestellt. Der typische Ausgang auf ei
nem der sieben Leiter 23, der vom MSB-Schnellcodierer 17
erzeugt wird, weist die in Fig. 2 gezeigte MSB-Datenwellen
form 23 auf.
Das durch den Operationsverstärker 43 erzeugte, verstärkte
Ausgangssignal 46 wird über einen Widerstand 49 und einen
Leiter 50 an die Analogeingänge von 6 Bit-Schnellcodierern
51 und 52 des LSB-Schnellcodierers 48 gelegt. Die 6 Bit-
Schnellcodierer 51 und 52 sind identisch mit den zuvor be
schriebenen 6 Bit-Schnellcodierern 21 und 22 und in genau
derselben Weise miteinander verbunden. In ähnlicher Weise
wie beim MSB-Schnellcodierer 17 erzeugen Operationsverstär
ker 53 und 55 etwa +0,625 V und etwa -0,625 V Referenzspan
nungen am positiven Referenzeingang des 6 Bit-Schnellcodie
rers 51 und am negativen Referenzeingang des 6 Bit-Schnell
codierers 52. Der negative Referenzeingang des Schnellco
dierers 51 ist über einen Leiter 81 mit dem positiven Refe
renzeingang des Schnellcodierers 52 verbunden. Ein Fehler
einstellwiderstand 82 liegt zwischen einem Ausgangsleiter
80 des Operationsverstärkers 53 und dem Leiter 81. Ein wei
terer Fehlereinstellwiderstand 83 liegt zwischen dem Leiter
81 und einem Ausgang des Operationsverstärkers 55. Die Ein
stellwiderstände 82 und 83 sowie die Widerstände 57, 58, 59
und 60 sind so eingestellt, um genau eingestellte Spannun
gen auf den Leitern 80, 81 und 84 zu erhalten, derart, daß
alle 7 Bit-Ausgänge 56 auf "Eins" liegen, wenn der Leiter
50 +0,625 V empfängt, alle auf "Null" liegen, wenn der Lei
ter 50 -0,625 V empfängt und eine geeignete Zwischenspan
nung eingenommen wird, und zwar mit einem Bit auf "Eins"
und den restlichen Bits auf "Null", wenn der Leiter 50 0 V
empfängt.
Das LSB-Strobesignal, das durch die Zeitsteuerschaltung 75
auf dem Leiter 73 in Antwort auf das Befehlumwandlungssi
gnal 78 erzeugt wird, wird an die Strobeeingänge der
Schnellcodiererschaltungen 51 und 52 gelegt. Das LSB-Daten
signal 56 in Fig. 2 zeigt eine typische Wellenform auf ei
nem der Leiter, die zum LSB-Bus 56 gehören, wobei das Da
tensignal 56 am Ausgang des LSB-Schnellcodierers 48 in Ant
wort auf das LSB-Strobesignal auf dem Leiter 73 erzeugt
wird.
Entsprechend der Fig. 1 enthält die digitale Fehlerkorrek
turschaltung 61 eine 7 Bit-Halteschaltung 62 (Verriege
lungsschaltung), deren Eingänge mit den entsprechenden
sieben MSB-Leitern 23 verbunden sind. Die Ausgänge der 7
Bit-Halteschaltung 62 sind über sieben Leiter 63 mit den
sieben signifikantesten Bits einer 14 Bit-Halteschaltung 65
verbunden. Leiter 56, die mit den Ausgängen des LSB-
Schnellcodierers 48 verbunden sind, sind mit den sieben
letzten signifikantesten Bits der 14 Bit-Halteschaltung 65
verbunden. Die entsprechenden sieben letzten signifikanten
Ausgangsbits 69 der 14 Bit-Halteschaltung 65 sind mit den
sieben letzten signifikanten Biteingängen eines 12 Bit-Bi
näraddierers verbunden. Die sieben signifikantesten Bits 70
der 14 Bit-Halteschaltung 65 sind jeweils mit einem Eingang
eines jeden der sieben signifikantesten Bitpaare von Ein
gängen des 12 Bit-Addierers 71 verbunden. Die zwei signifi
kantesten Bits aus dem Bus 69 und die zwei letzten signifi
kanten Bits aus dem Bus 70 überlappen sich daher, was be
deutet, daß sie mit Eingängen derselben zwei Bits (also den
Bits 6 und 7) der 12 Bit-Addierschaltung 71 verbunden sind.
Das LSB-Strobesignal auf dem Leiter 73 wird um 30 ns durch
das Verzögerungselement 64 verzögert, um ein verzögertes
Registrierstrobesignal auf dem Leiter 67 zu erzeugen, wel
ches an den Strobeeingang der 14 Bit-Halteschaltung 65 ge
legt wird. Das Registrierstrobesignal auf dem Leiter 67
wird weiter um 44 ns durch eine Verzögerungsschaltung 68
verzögert, um ein Datengültigkeitssignal auf dem Leiter 74
zu erhalten, das durch die Wellenform 74 in Fig. 2 angege
ben ist. Das Registrierstrobesignal wird durch die Wellen
form 67 in Fig. 2 dargestellt und wird dazu benutzt, Daten
in der 14 Bit-Halteschaltung 65 zu speichern. Die auf einem
Leiter im 12 Bit-Digitalausgangsbus 72 typischerweise er
scheinenden Daten weisen die Ausgangsdatenwellenform 72 in
Fig. 2 auf. Das Verstärker-Enablesignal 76, das in Antwort
auf das Umwandlungsbefehlssignal 78 erzeugt wird, ist in
Fig. 2 durch die Wellenform 76 angegeben.
Kurz gesagt, veranlaßt das Umwandlungsbefehlssignal 78 die
Zeitsteuerschaltung 75, einen Abtast- und Halte-Strobepuls
16 zu erzeugen, wie durch die Wellenformen 78 und 16 in
Fig. 2 angegeben ist. Der Wert der analogen Eingangsspan
nung 2, die umgewandelt werden soll, wird sehr präzise auf
der Leitung 15 gehalten, wie anhand der Abtast- und Halte
ausgangswellenform 15 in Fig. 2 zu erkennen ist. Nach einer
Verzögerung von etwa 38 ns werden Pulse, wie z. B. 84 in
der Wellenform 23, auf verschiedenen Leitern im MSB-Bus 23
durch den MSB-Schnellcodierer 17 erzeugt. Die 7 Bits im Bus
23, die durch den 7 Bit-MSB-Schnellcodierer 17 erzeugt wer
den, werden schließlich dazu verwendet, die sieben signifi
kantesten Bits des 12 Bit-Binärausgangs zu erzeugen, und
zwar im Ausgangsbus 72. Gleichzeitig wird der abgetastete
Analogsignalpegel auf dem Leiter 15 über den 200 Ohm-Wider
stand 37 zum Subtraktionsknotenpunkt 38 übertragen. Das 7
Bit-MSB-Wort 23 wird vorübergehend in die 7 Bit-Halteschal
tung 62 der digitalen Fehlerkorrekturschaltung 61 geladen,
und ferner an die Eingänge des 7 Bit-DAC 36 gelegt, der,
wie zuvor erwähnt, eine Genauigkeit von 14 Bit aufweist.
Der 7 Bit-DAC 36 entspricht praktisch dem Burr-Brown Modell
DAC63. Sein Aufbau ist im einzelnen in Fig. 3 gezeigt, die
nachfolgend näher erläutert wird. Der Analogausgang des 7
Bit-DAC 36 ist durch die DAC-Wellenform 38 in Fig. 2 ange
geben.
Es werden also zwei Analogsignale an den Subtraktionskno
tenpunkt 38 angelegt, von denen das eine die Ausgangswel
lenform 38 des 7 Bit-DAC 36 ist, also ein Analogsignal, das
sehr genau den 7 Bit-Ausgang des MSB-Schnellcodierers 17
repräsentiert, und das andere eine sehr genaue Kopie der
ursprünglich abgetasteten Spannung am Leiter 15. Üblicher
weise wird eine Spannungsdifferenz zwischen diesen beiden
Signalen auftreten. Diese Spannungsdifferenz wird nachfol
gend als Differenzsignal oder als "Residuum" bzw. Restwert
bezeichnet.
In Übereinstimmung mit der Erfindung ist der Restwert bzw.
das Differenzsignal sehr genau, da der DAC 36 eine 14 Bit-
Genauigkeit aufweist und da die abgetastete Spannung 15,
die zum Subtraktionsknotenpunkt 38 übertragen wird, sehr
genau ist. Wie zu erkennen ist, wird somit ein sehr präzi
ser Restwert erhalten, der eine geringe Amplitude aufweist
und der in analoger Weise die fünf letzten signifikanten
Bit des gewünschten 12 Bit-Digitalausgangs des ursprünglich
analogen Eingangssignals 2 repräsentiert.
N-Kanal-MOSFETs 39 und 40 isolieren den Eingang des Breit
bandverstärkers 43 vom Subtraktionsknotenpunkt 38, wenn der
MOSFET 39 ausgeschaltet und der MOSFET 40 eingeschaltet
sind, wodurch der positive Eingang des Verstärkers 43 geer
det wird, bis die oben beschriebene Umwandlung durch den 7
Bit-DAC 36 beendet ist. Hierdurch wird verhindert, daß wäh
rend des Abtast- und Halteprozesses irgendeine Differenz am
Subtraktionsknotenpunkt 38 entsteht und den Breitband-Ope
rationsverstärker 43 übersteuert und gegebenenfalls sät
tigt. Es ist sehr erwünscht, eine Sättigung des Breitband-
Operationsverstärkers 43 zu vermeiden. Dies gilt dann, wenn
die Überlast-Erholzeit des Operationsverstärkers 43 inner
halb der Gesamtumwandlungszeit des ADC 1 für die Analog-/
Digitalumwandlung liegt.
Nach der Erfindung ist es ferner nicht erforderlich, die
Vorwärtsführungs-Verzögerungsschaltung vorzusehen, die im
herkömmlichen DAV-1210 A/D-Wandler von Analog Devices
Corporation verwendet wird, so daß ein bei 10 MHz arbei
tender 12 Bit-Analog/Digitalwandler mit hoher Genauigkeit
und großer Zuverlässigkeit erhalten wird. Er ist darüber
hinaus kostengünstig herstellbar. Die Vorteile des Analog/
Digitalwandlers nach der Erfindung ergeben sich dadurch,
daß erstens jegliche Verzerrung des Werts der abgetasteten
Analogspannung am Leiter 15 verhindert wird, wenn die abge
tastete Analogspannung zum Subtraktionsknotenpunkt 38 über
tragen wird, und daß zweitens die hohen Kosten für die Vor
wärtsführungs-Verzögerungsschaltung eingespart werden kön
nen. Wie bereits erwähnt, arbeiten die meisten herkömmli
chen und hochgenauen Teilbereich-Analog-/Digitalwandler vom
Hochgeschwindigkeits-Typ mit einer Vorwärtsführungs-Verzö
gerungsleitung zwischen dem Ausgang der Abtast- und Halte
schaltung und dem Subtraktionsknotenpunkt, um eine Über
steuerung der "Residuum"-Verstärkerschaltung zu vermeiden.
Das Verstärker-Enable-Signal 76 schaltet den MOSFET 39 ein
und den MOSFET 40 aus, nachdem der 7 Bit-DAC 36 seine Um
wandlung beendet hat. Dadurch wird das Restsignal zum
nichtinvertierenden Eingang des Breitbandverstärkers 43
übertragen. Der Breitbandverstärker 43 verstärkt dann das
Rest- oder Differenzsignal bei einem Verstärkungsfaktor,
der den Wert 16 aufweist. Das erhaltene Ausgangssignal 46
weist die Wellenform 46 in Fig. 2 auf. Das Verstärker-
Enable-Signal 76 besitzt dagegen die Wellenform 76 in Fig.
2.
Nachdem 30 ns für die Einstellung des Breitbandverstärker-
Ausgangssignals 46 vergangen sind, wird durch die Zeitsteu
erschaltung 75 das LSB-Strobesignal 73 erzeugt, durch das
der LSB-Schnellcodierer 48 veranlaßt wird, das sehr genau
verstärkte Restsignal in ein 7 Bit-LSB-Wort umzuwandeln,
das auf dem Bus 56 erscheint. Dieses 7 Bit-LSB-Wort wird in
die letzten signifikanten 7 Bit der 14 Bit-Halteschaltung
65 geladen. Das in der Halteschaltung 62 gespeicherte 7
Bit-MSB-Wort wird darüber hinaus in die sieben signifikan
testen Bits der 14 Bit-Halteschaltung 65 geladen.
Die 12 Bit-Addierstufe 71 fügt dann in einfacher Weise das
so überlappende 7 Bit-MSB-Wort mit dem 7 Bit-LSB-Wort zu
sammen, um ein genaues 12 Bit-Ausgangswort auf dem Bus 72
zu erzeugen. Beide Wörter werden also zusammenaddiert.
Die Widerstände 26, 27, 28, 29, 32 und 33 sind so einge
stellt, daß ein Wert von +39 mV zu den Ausgängen der Opera
tionsverstärker 25 und 31 des MSB-Schnellcodierers 17 hin
zuaddiert wird. Andernfalls würden die oben erwähnten
+0,625 V an den positiven Referenzeingang des Schnellcodie
rers 21 und die -0,625 mV an den negativen Referenzeingang
des Schnellcodierers 22 gelangen. Diese Fehlerspannungs
addition wird durch Lasertrimmen der zuvor erwähnten Wider
stände 28 und 29 erreicht, um sicherzustellen, daß jeder
Fehler, der durch den MSB-Schnellcodierer 17 hervorgerufen
wird, in einen positiven und nicht in einen negativen Span
nungsbereich fällt, so daß der positive Fehler durch eine
Additionsoperation ausgelöscht werden kann, welche durch
die 12 Bit-Addierstufe 71 ausgeführt wird. Die Widerstände
26 und 27 sind ebenfalls lasergetrimmt, um eine Spannung zu
erzeugen, die gleich der Summe aus +0,625 V und +0,039 V
ist, welche an den positiven Referenzspannungseingang des 6
Bit-Schnellcodierers 21 gelegt wird. Auch die Widerstände
32 und 33 sind lasergetrimmt, um den Operationsverstärker
31 zu veranlassen, eine Spannung zu erzeugen, die gleich
der Summe aus -0,625 V und +0,039 V ist, welche an den ne
gativen Referenzspannungseingang des 6 Bit-Schnellcodierers
22 gelangt. Die Widerstände 28 und 29 sind lasergetrimmt,
um eine Spannung auf der Leitung 30 zu erzeugen, derart,
daß die Digitalausgänge der 6 Bit-Schnellcodierer 21 und 22
geeignete Digitalausgänge erzeugen, die einen Fehler von
+0,039 V enthalten, wenn an ihrem Eingang 20 Werte von
+0,625 V, -0,625 V und 0 V anliegen.
Widerstände 57, 58, 59, 60, 82 und 83 vom LSB-Schnellcodie
rer 48 sind so eingestellt, daß korrekte Digitalausgänge
des LSB-Schnellcodierers erhalten werden, wenn eine Span
nung von +0,625 V, 0 V und -0,625 V am Leiter 46 anliegt.
Dies führt dazu, daß der Operationsverstärker 53 etwa
+0,625 V zum positiven Referenzeingang des Schnellcodierers
51 liefert, während der Operationsverstärker 55 etwa -0,625
V zum negativen Referenzeingang des Schnellcodierers 52
liefert. Der Grund für diese Einstellungen wird später ge
nauer beschrieben.
Nachdem der Grundaufbau in Fig. 1 beschrieben worden ist,
werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 2 die si
gnifikantesten Wellenformen im einzelnen erläutert, die
während des Betriebs des Analog-/Digitalwandlers 1 auftre
ten. Das analoge Eingangssignal 2 wird zunächst zur Abtast
und Halteschaltung 3 gegeben, die ein abgetastetes Signal
auf dem Leiter 15 innerhalb von 33 ns erzeugt. Durch Ver
wendung der Abtast- und Halteschaltung läßt sich das Aper
turzittern (aperture jitter) des ADC 1 auf etwa 25 Picose
kunden reduzieren, was nicht möglich ist, wenn das analoge
Eingangssignal direkt auf den Leiter 15 gegeben wird. Die
Diodenbrückenschaltung 5 wird verwendet, um den benötigten
Abtastschalter zu realisieren, da sie als beste Lösung zur
Erzielung einer extrem hohen Genauigkeit und einer extrem
hohen Verarbeitungsgeschwindigkeit erscheint, um eine 10
MHz-Umwandlungsrate vom ADC 1 zu erhalten. Durch Verwendung
des zuvor erwähnten Operationsverstärkers mit extrem hoher
Genauigkeit, hoher Verarbeitungsgeschwindigkeit und hoher
Stabilität und durch Trimmen der Widerstände 13 und 14
zwecks Erzielung einer Verstärkung von exakt 1 wird eine
sehr kleine Ausgangsimpedanz von etwa 0,25 Ohm für den Ope
rationsverstärker 2 erreicht, so daß er den 200 Ohm-Vor
wärtsspeisewiderstand 37 und das MSB-Schnellcodierer-Ein
gangswiderstandsnetzwerk 18, 19 mit einem niedrigen kombi
nierten Widerstand von etwa 100 Ohm antreiben kann, und
zwar bei vernachlässigbarer Ungenauigkeit aufgrund der Last
des Operationsverstärkers 2.
Aufgrund der Tatsache, daß sich der Abtastkondensator 6
nicht im Rückkopplungszweig des Verstärkers befindet,
braucht der Ausgangsverstärker 2 mit geschlossener Regel
schleife nur mit einer 7 Bit-Genauigkeit eingestellt zu
werden, bevor der MSB-Schnellcodierer (flash encoder) ge
strobt wird. Solange der Ausgangsverstärker 2 mit geschlos
sener Regelschleife auf eine 12 Bit-Genauigkeit eingestellt
ist, und zwar während der Zeit, in der der LSB-Schnellco
dierer 48 gestrobt wird, korrigiert die digitale Korrektur
schaltung 61 den vergrößerten Einstellfehler. Daher können
zusätzliche 60 ns toleriert werden, um den Verstärker 2 mit
geschlossener Regelschleife auf eine 12 Bit-Genauigkeit
einzustellen. In ähnlicher Weise bewirkt ein Leckstrom des
Abtastkondensators 6 nur einen Offset-Fehler, der ebenfalls
durch die digitale Fehlerkorrekturschaltung 61 korrigiert
wird, der jedoch nicht zu einem Linearitätsfehler führt.
Nachdem die ursprüngliche Akquisitionszeit oder Analogein
gangs-Abtastzeit von 33 ns verstrichen ist, verstreichen
zusätzlich weitere 18 ns, bevor der MSB-Schnellcodierer 17
durch das MSB-Strobesignal 77 gestrobt wird. Der MSB-
Schnellcodierer 17 liefert die sieben signifikantesten Bits
zum Eingang der 12 Bit-Addierstufe 71. Mit anderen Worten
bestimmt der MSB-Schnellcodierer 17 die anfängliche grobe
Annäherung an das Eingangssignal. Die genannten beiden 6
Bit-Schnellcodierer 21 und 22 werden verwendet, um die ge
forderte Auflösung, Genauigkeit und den geforderten Bereich
zu liefern und um eine befriedigende Zusammenstellung des
auszugebenden 12 Bit-Digitalworts zu gewährleisten.
Wie bereits zuvor beschrieben, wird die anfängliche grobe
Annäherung an das abgetastete Analogeingangssignal 15 in
ein sehr genaues Analogsignal zurückverwandelt, das von dem
nach vorn geführten und abgetasteten digitalen Analogein
gangssignal subtrahiert wird. Wie die Fig. 3 zeigt, ist der
7 Bit-DAC 36 eine Einrichtung, die ECL (emitter couplec
logic) kompatibel ist, wobei der 7 Bit-DAC 36 eine 14 Bit-
Genauigkeit aufweist, und zwar bei einer Einstellzeit von
25 ns. Das Schalten der MOSFET-Gatterschaltung 39, 40 in
Antwort auf das Verstärker-Enablesignal 76 dient zur Über
lastverhinderung des Breitbandverstärkers 43 während der
Zeit, zu der die Abtast- und Halteschaltung 3 ein neues
Analogsignal verarbeitet und der MSB-Schnellcodierer 17
noch Daten der vorhergehenden Probe hält. Entsprechend der
Erfindung liefert die Isolation des Eingangs des Breitband
verstärkers 43 vom Subtraktionsknotenpunkt 38 bis 1) die
Umwandlung durch den DAC 36 beendet ist, und 2) die Daten
akquisition durch die Abtast- und Halteschaltung 3 beendet
ist, zwei wesentliche Vorteile. Der erste Vorteil ist darin
zu sehen, daß die abgetastete Spannung auf dem Leiter 15
direkt nach vorn zum Subtraktionsknotenpunkt 38 geführt
wird, und zwar ohne Verzerrung oder Verzögerung, so daß
diese Spannung ganz genau das abgetastete Analogsignal 15
selbst darstellt. Der zweite Vorteil besteht darin, daß nur
die Restspannung an den Eingang des Breitbandverstärkers 43
gelangt, so daß der Breitbandverstärker 43 niemals über
steuert wird und somit niemals in den Sättigungszustand ge
langt. Hierdurch ist es nicht erforderlich, eine zusätzli
che Einstellzeit für den Umwandlungsprozeß vorzusehen, die
sonst erforderlich wäre, um den Breitbandverstärker 43 wie
der aus seinem übersteuerten Zustand herauszuführen (Erhol
zeit des Breitbandverstärkers 43).
Das Restsignal wird, nachdem es durch den Breitbandverstär
ker 43 mit der Verstärkung von 16 multipliziert worden ist,
zum Analogeingang des LSB-Schnellcodierers 48 geliefert.
Der LSB-Schnellcodierer 48 ist identisch zum MSB-Schnellco
dierer 17, um die Herstellbarkeit der Einrichtung zu ver
bessern. Eine Ausnahme besteht lediglich darin, daß das Wi
derstands-Eingangsnetzwerk 18, 19 des MSB-Schnellcodierers
17 beim LSB-Schnellcodierer 48 nicht vorhanden ist. Somit
kann dieselbe Referenzspannung verwendet werden, ohne daß
es erforderlich ist, die Verstärkung des Verstärkers 43 zu
verdoppeln. Der Verstärker 43 kann bei der niedrigeren Ver
stärkung, die dann erlaubt ist, eine größere Bandbreite
aufweisen, was zu einer kleinen Einstellzeit von 25 ns
führt. Dies ist wichtig, um eine kleine Gesamtumwandlungs
zeit des ADC 1 zu erhalten. Nachdem sowohl die Daten vom
MSB-Schnellcodierer 17 als auch vom LSB-Schnellcodierer 48
in die 14 Bit-Halte- bzw. Verriegelungsschaltung 65 der di
gitalen Fehlerkorrekturschaltung 61 geliefert worden sind,
werden die beiden 7 Bit-MSB- und LSB-Wörter zu einem 12
Bit-Wort zusammengestellt, bei dem sich die beiden mittle
ren Bits durch Überlappung zweier Bits der jeweiligen 7
Bit-Wörter ergeben.
Die Zeitsteuerschaltung 75 liefert die Zeitsteuersignale in
Übereinstimmung mit den in Fig. 2 gezeigten Wellenformen.
Genauer gesagt wird der Umwandlungsprozeß dadurch eingelei
tet, daß das Befehlsumwandlungssignal 78 einen hohen Si
gnalpegel einnimmt. Zur selben Zeit wird das Abtast- und
Halte-Strobesignal 16 auf einen hohen Signalpegel gebracht,
um die Abtast- und Halteschaltung 3 in einen "Haltebe
triebszustand" zu bringen. Nach einer Verzögerung von 18
ns, die erforderlich ist, um die Abtast- und Halteschaltung
3 einzustellen (Einschwingzeit), wird ein 8 ns Puls 85 des
MSB-Strobepulses 77 erzeugt, um die abgetastete Spannung 15
in den MSB-Schnellcodierer 17 übernehmen zu können. Eine
weitere Verzögerungszeit von 22 ns ist vorgesehen, damit
die gehaltenen bzw. verriegelten Daten zur Steuerung des 7
Bit-DAC 36 genutzt werden können. Etwa zur selben Zeit, zu
der die neuen Digitaldaten an den Eingängen vom DAC 36 lie
gen, wird der Breitbandverstärker 43 durch das Verstärker-
Enablesignal 76 in seinen aktiven Betriebszustand geschal
tet. Nach Einstellen bzw. Einschwingen des Ausgangs des
Verstärkers 43 wird ein weiterer 8 ns Strobepuls 86 auf der
Leitung 73 erzeugt, um den Ausgang des LSB-Schnellcodierers
48 zu halten bzw. zu verriegeln und um das LSB-Wort auf dem
Leiter 56 in die 14 Bit-Halte- bzw. Verriegelungsschaltung
65 zu bringen. Sobald die MSB-Daten 23 und die LSB-Daten 56
in digitaler Form im 14 Bit-Verriegelungsschaltkreis 65 ge
speichert sind, wird die Abtast- und Halteschaltung 3 zu
rück in ihren Abtastbetriebszustand gebracht. Der Puls auf
dem Leiter 67 wird vom LSB-Codierstrobepuls 73 abgeleitet,
um 30 ns verzögert und zum 14 Bit-Halteschaltkreis 65 ge
bracht. Der endgültige Datengültigkeitspuls 74 wird er
zeugt, um anzuzeigen, daß die Daten auf dem Bus 72 stabil
sind, wobei diese Daten das abgetastete analoge Eingangs
signal in Form eines digitalen 12 Bit-Ausgangsworts reprä
sentieren.
Wie zuvor erwähnt, werden die Widerstände 26, 27, 28, 29,
32 und 33 während des Herstellungsprozesses lasergetrimmt,
um 39 mV zu den Ausgängen eines jeden Operationsverstärkers
25 und 31 sowie zum Leiter 30 hinzuzuaddieren. Der 39 mV-
Betrag ergibt sich anhand der Bestimmung des maximal mögli
chen positiven Fehlers, der möglicherweise im MSB-Schnell
codierer 17 entsteht, und anhand der Bestimmung des maxima
len negativen Fehlers, der möglicherweise durch den MSB-
Schnellcodierer 17 erzeugt wird, wobei beide Fehler addiert
werden. Eine Addition dieser Gesamtfehlerspannung zu dem
positiven als auch zu dem negativen Referenzeingang des
MSB-Schnellcodierers 17 bewirkt, daß jeder Fehler, der mög
licherweise durch den MSB-Schnellcodierer 17 erzeugt wird,
in den positiven Fehlerspannungsbereich fällt, der durch
eine positive Digitalgröße repräsentiert wird, die sich
dann durch die digitale Fehlerkorrekturschaltung 61 korri
gieren läßt, ohne negative digitale Zahlen verarbeiten zu
müssen, was sonst zu einer Vergrößerung der digitalen Feh
lerkorrekturschaltung 61 führen würde.
Das Problem der digitalen Fehlerkorrektur von Fehlern, die
entweder in einen positiven oder negativen Spannungsbereich
fallen können, ist ein allgemeines Problem bei der Ausle
gung von Teilbereich-Analog-/Digitalwandlern. Dieses Pro
blem konnte bisher nicht in zufriedenstellender Weise ge
löst werden. Bei dem in Fig. 1 gezeigten Teilbereich-ADC 1
nach der Erfindung enthält das digitale Ausgangswort 72
nur zwei Fehlerterme, nämlich den durch den Digital-/Ana
logwandler 36 eingeführten Fehler und den durch den LSB-Co
dierer 48 eingeführten Fehler. Fehler, die durch den MSB-
Schnellcodierer 17 eingeführt werden, erscheinen nicht am
endgültigen Ausgang. Auch kleinere Abtastfehler oder Fehler
aufgrund von Leckerscheinungen beim Abtastkondensator 6 er
scheinen nicht am Ausgang, solange der Verstärker 2 mit ge
schlossener Regelschleife innerhalb der Abtast- und Halte
schaltung 3 mit einer 12 Bit-Genauigkeit arbeitet, und zwar
während der Zeit, in der der LSB-Strobepuls auf dem Leiter
73 erzeugt wird. Dies muß als überraschendes Resultat ange
sehen werden, das zu einer Vereinfachung der digitalen Feh
lerkorrekturschaltung führt. Es wird bewußt ein Fehler in
den MSB-Schnellcodierer 17 eingegeben, was zur Folge hat,
daß sich der Aufbau der digitalen Fehlerkorrekturschaltung
vereinfacht, ohne daß dadurch irgendwelche Ungenauigkeiten
im digitalen 12 Bit-Ausgangswort entstehen, das durch den
ADC 1 erzeugt wird.
Wie oben beschrieben, weist der 7 Bit-DAC 36 eine 14 Bit
Genauigkeit auf. Die meisten kommerziell erhältlichen DACs
haben etwa dieselbe Genauigkeit wie die Auflösung. Bei den
jenigen allerdings, die in Teilbereich-Analog-/Digitalwand
lern verwendet werden sollen, muß die Genauigkeit sehr viel
größer sein als die Auflösung. Ein geeigneter und kommer
ziell erhältlicher DAC ist z. B. der bereits zuvor erwähnte
DAC63 von der Burr-Brown Corporation. Der 7 Bit-DAC 36, der
beim vorliegenden Ausführungsbeispiel zum Einsatz kommt,
unterscheidet sich etwas von dem zuvor erwähnten DAC63 von
Burr-Brown und wird daher im einzelnen unter Bezugnahme auf
die Fig. 3 näher beschrieben.
Ein DAC/Verstärkermodul 47 in Fig. 3 enthält eine 10 V-Re
ferenzspannungsschaltung 35, die einen Operationsverstär
ker, eine Zenerdiode und ein Paar von Emitterfolgerausgän
gen aufweist. Einer der Emitterfolgerausgänge liefert 1,5
mA als Referenzstrom zu einem Steuerverstärker 88 des 7
Bit-DAC 36. Der Verstärker-Enable-Inverter ist eine emit
tergekoppelte Logikstufe, deren einer Eingang mit dem Ver
stärker-Enable-Leiter 76 verbunden ist, und die an ihrem
anderen Eingang eine Referenzspannung von -1,3 V empfängt.
Die beiden invertierenden und nichtinvertierenden Ausgänge
der emittergekoppelten Logikstufe 41 sind jeweils mit Gate
elektroden von MOSFETs 39 und 40 verbunden.
Die oben beschriebene Schaltung mit dem Inverter 41, den
MOSFETs 39 und 40 und dem Breitbandverstärker 43 befindet
sich in Fig. 1 innerhalb des Bereichs, der durch die ge
strichelte Linie 300 eingegrenzt ist. Diese Schaltung kann
durch einen gemultiplexten Differentialeingangsverstärker
mit Rückkopplungswiderständen ausgetauscht werden, der bei
spielsweise eine SWOP-Verstärker (switchable input opera
tional amplifier) sein kann.
In Fig. 4 ist mit dem Bezugszeichen 350 ein SWOP-Verstärker
bezeichnet, der erste und zweite auswählbare Differential
eingangsstufen 351 und 352 sowie eine Ausgangsstufe 353
aufweist, die wahlweise mit der einen oder der anderen der
Eingangsstufen 351 und 352 gekoppelt werden kann. Ein Aus
gangsknotenpunkt der Ausgangsstufe 353 ist mit einem Leiter
46 verbunden. Der invertierende Eingang der Differential
eingangsstufe 351 ist über einen Rückkopplungswiderstand
R F 1 mit dem Ausgangsleiter 46 und über einen Widerstand
R IN 1 mit dem Abtast- und Halte-Ausgangsleiter 15 verbunden.
Der nichtinvertierende Eingang der Differentialeingangsstu
fe 351 ist einerseits über einen Widerstand 341 geerdet und
andererseits direkt mit dem Ausgangsleiter 38 des Digital-/
Analogwandlers verbunden. Der nichtinvertierende Eingang
der Differentialeingangsstufe 352 ist geerdet, während der
invertierende Eingang der Differentialeingangsstufe 352 ei
nerseits über einen Widerstand R IN 2 ebenfalls geerdet und
andererseits über einen Rückkopplungswiderstand R F 2 mit dem
Ausgangsleiter 46 verbunden ist. Der Summierwiderstand 37
in Fig. 1 kann dadurch fortgelassen werden. Die Spannungs
differenz zwischen dem Ausgangsleiter 15 zum Verfolgen und
Halten der abgetasteten Spannung und dem DAC-Ausgangsleiter
38 braucht daher nicht länger über einen Widerstand abzu
fallen. Statt dessen wird die Spannungsdifferenz den Diffe
rentialeingängen der auswählbaren Eingangsstufe 351 des
SWOP-Verstärkers 350 zugeführt.
Der Aufbau eines SWOP-Verstärkers 350 ist beispielsweise in
dem Artikel "Multiplexed Inputs on Op Amp Simplify a
Variety of Circuits", EDN, 12. Januar 1984, Seiten 257 bis
264 durch Miterfinder Anderson beschrieben. Der detallierte
Schaltungsaufbau wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die
Fig. 4A näher erläutert. In diesem Zusammenhang wird noch
auf das US-Patent Nr. 45 91 740, ausgegeben am 27. Mai 1986
verwiesen, das den Titel "MULTIPLE INPUT PORT CIRCUIT HAV
ING TEMPERATURE ZERO VOLTAGE OFFSET BIAS MEANS" aufweist.
Die wichtigsten Widerstandswerte in der Schaltung nach Fig.
4A sind der nachfolgenden Tabelle zu entnehmen.
Widerstand | |
Ohm | |
341 | |
200 | |
R IN 1 | 200 |
R F 1 | 3200 |
R IN 2 | 200 |
R F 2 | 3200 |
Entsprechend der Fig. 4A werden durch die Zeitsteuerschal
tung 75 zwei Verstärker-Enable-Signale 76 A und 76 B mit kom
plementärer Logik erzeugt, und zwar anstelle des einzigen
Verstärker-Enable-Signals 76 in Fig. 1. Das AMP ENABLE-Si
gnal 76 im Zeitdiagramm nach Fig. 2 kann beispielsweise das
Verstärker-Enable-Signal 76 A für die Ausführungsform gemäß
Fig. 4A sein. Die Schaltung 302 in Fig. 4A ist eine Diffe
rentialkanal-Auswählschaltung (Differenzkanal-Auswählschal
tung) und enthält zwei emittergekoppelte PNP-Transistoren
303 und 304, deren Emitter gemeinsam mit einer Stromquelle
305 verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren 303
und 304 sind jeweils über Widerstände 306 und 307 mit der
Anode einer der Dioden 308 verbunden, deren Kathode mit der
Anode der anderen Diode 308 verbunden ist, deren Kathode an
einem Potential -V CC liegt.
Die auswählbare Differentialeingangsstufe 351 enthält emit
tergekoppelte NPN-Transistoren 310 und 311, deren Emitter
gemeinsam mit dem Kollektor eines NPN-Auswähltransistors
312 verbunden sind. Der Emitter des Auswähltransistors 312
ist über den Leiter 317 mit einer Stromquelle 321 verbun
den. Die Basis des Auswähltransistors 312 ist mit dem Kol
lektor des Transistors 304 verbunden. Die Basisanschlüsse
der emittergekoppelten Transistoren 303 und 304 der Aus
wählschaltung 302 sind jeweils mit den Verstärker-Enable-
Leitern 76 A und 76 B verbunden.
Die auswählbare Differentialeingangsstufe 352 enthält emit
tergekoppelte NPN-Transistoren 323 und 324, deren Emitter
gemeinsam mit dem Kollektor eines NPN-Auswähltransistors
322 verbunden sind. Der Emitter des Auswähltransistors 322
ist über einen Leiter 317 mit dem Emitter des Auswähltran
sistors 312 und mit der Stromquelle 321 verbunden. Die Ba
sis des Auswähltransistors 322 ist mit dem Kollektor des
Transistors 303 verbunden.
Die Basis des Transistors 310 ist einerseits mit dem Aus
gangsleiter 38 des DAC und andererseits über einen Wider
stand 341 mit Erde verbunden. Der Eingangs- oder Basisan
schluß des Transistors 311 ist über den Widerstand R IN 1 mit
dem Ausgangsleiter 15 der Spur bzw. Abtast- und Halteschaltung
3 verbunden und andererseits über einen Rückkopplungswiderstand
R F 1 mit dem Ausgangsleiter 46. Der Eingangs-
oder Basisanschluß des Transistors 323 ist geerdet, während
der Eingangs- oder Basisanschluß des Transistors 324 über
einen Widerstand R IN 2 geerdet und andererseits über einen
Rückkopplungswiderstand R F 2 mit dem Ausgangsleiter 46 verbunden
ist.
Die Ausgangs- oder Ladeschaltung, die den beiden Eingangs
stufen 351, 352 des SWOP-Verstärkers 350 zugeordnet ist,
enthält eine Konstantstromquelle 315, die über den Leiter
313 mit dem Kollektoren der Transistoren 310 und 323 ver
bunden ist. Ferner enthält sie eine Konstanstromquelle 316,
die über den Leiter 314 mit den beiden Kollektoren der
Transistoren 311 und 324 verbunden ist. Die Konstantstrom
quellen 315 und 316 dienen als Hochimpedanzlasten für die
Transistoren 310 und 311. Der Leiter 313 ist weiterhin mit
dem Emitter eines PNP-Kaskodentransistors 326 verbunden,
dessen Basisanschluß eine Vorspannung V B empfängt, deren
Wert +2,5 V beträgt. Der Kollektor des Transistors 326 ist
über einen Leiter 340 mit der Basis eines NPN-Emitterfol
gertransistors 330 verbunden, dessen Emitter über die Lei
tung 46 mit einer Konstantstromquelle 331 verbunden ist.
Der Leiter 340 ist ferner über einen Kompensationskondensa
tor C c geerdet und außerdem mit dem Kollektor eines NPN-
Transistors 332 verbunden.
Der Leiter 314 ist mit dem Emitter des PNP-Kaskodentransi
stors 327 verbunden, dessen Basis eine Spannung V B emp
fängt. Der Kollektor des Kaskodentransistors 327 ist mit
der Basis des Transistors 332 und mit dem Kollektor eines
NPN-Transistors 333 verbunden. Der Emitter des Transistors
333 ist über einen Widerstand 335 mit dem Potential -V CC
verbunden. Die Basis des Transistors 333 ist mit der Basis
eines Transistors 334 verbunden, dessen Emitter über einen
Widerstand 336 ebenfalls am Potential -V CC liegt. Der Kol
lektor und die Basis des Transistors 334 sind mit dem Emit
ter des Transistors 332 verbunden. Die Transistoren 332,
333 und 334 bilden eine konventionelle Stromspiegelschal
tung, deren Eingang mit dem Kollektor des Transistors 327
verbunden ist, während der Ausgang dieser Stromspiegel
schaltung mit dem Leiter 340 verbunden ist.
Der Betrieb der Schaltung wird nachfolgend näher beschrie
ben, und zwar unter der Annahme, daß der Strom durch die
Konstantstromquelle 321 3 mA beträgt und daß der Strom, der
durch jede der Konstantstromquellen 315 und 316 geliefert
wird, 4 mA beträgt. Liegen dann die Basisanschlüsse der
Eingangstransistoren 310 und 311 auf identischen Spannun
gen, so fließen durch jeden der Transistoren 310 und 311
1,5 mA, wähend 2,5 mA durch die Leiter 313 und 314 und über
die Emitter und Kollektoren der Kaskodentransistoren 326
und 327 in die Kollektoren der Stromspiegeltransistoren 333
und 334 jeweils fließen, wobei auch angenommen ist, daß der
Auswähltransistor 312 eingeschaltet ist, während der Aus
wähltransistor 322 ausgeschaltet ist. Jede Differenz zwi
schen den Spannungen der Leiter 15 und 38, positiv oder ne
gativ, erzeugt dann ein entsprechendes Ungleichgewicht hin
sichtlich der Größe des Stroms, der durch die Transistoren
310 und 311 fließt, und daher auch hinsichtlich der Größe
des Stroms, der durch die Kollektoren der Transistoren 333
und 332 fließt. Dieser Zustand verursacht eine entsprechen
de Änderung der Spannung am Leiter 340 und daher auch am
Ausgangsleiter 46, der eine verstärkte Kopie der Spannungs
differenz erzeugt, die zwischen dem Leiter 15 der Abtast
und Halteschaltung und dem DAC-Ausgangsleiter 38 besteht.
Ist die Rückkopplungsverbindung unterbrochen, so ist die
Offenschleifen-Verstärkung sehr hoch. Aufgrund dieser Tat
sache arbeitet der Verstärker 300 sehr genau.
Die Verstärkung bei geschlossener Schleife bzw. Rückkopp
lungsschleife der SWOP-Verstärkerschaltung 350 gemäß Fig. 4A
ist gleich R F 1/R IN 1, wenn die Differentialeingangsstufe
351 ausgewählt ist, und gleich R F 2/R IN 2, wenn die Differen
tialeingangsstufe 352 ausgewählt ist. Die Offenschleifen-
Verstärkung dieser Schaltung ist sehr hoch und ergibt sich
aus dem Wert g m des Transistors 310, multipliziert mit der
Impedanz des Leiters 340. Wird die Differentialeingangsstu
fe 351 ausgewählt, so wird die Differenz zwischen der Span
nung am Ausgangsleiter 15 und der Spannung am Ausgangslei
ter 38 verstärkt, um ein entsprechend verstärktes Restsi
gnal am Ausgangsleiter 46 zu erhalten.
Der Schaltungsbetrieb läuft analog zu demjenigen unter Fig.
1 diskutierten Betrieb, wenn der MOSFET 39 eingeschatet ist
und der MOSFET 40 ausgeschaltet ist. Ist die Differential
eingangsstufe 352 ausgewählt, so sind der NPN-Auswähltran
sistor 322 eingeschaltet, der Auswähltransistor 312 ausge
schaltet und die Transistoren 310 und 311 ebenfalls ausge
schaltet. Aufgrund der Rückkopplung über R F 2 wird der Lei
ter 46 sehr nahe bei der Erdspannung gehalten, die an die
Basis des Transistors 323 gelangt. Hierdurch wird die SWOP-
Verstärkerschaltung in einem abgeglichenen bzw. symmetri
schen Zustand gehalten, während die Differentialeingangs
stufe 352 ausgewählt ist und sich der Ausgang des Digital-/
Analogwandlers 36 während seines Betriebs ändert. Andern
falls würde die Differenz zwischen dem DAC-Ausgang 38 und
dem Ausgangsleiter 15 aus dem Bereich des Verstärkers her
auslaufen. Wird dann die Differentialeingangsstufe 351 aus
gewählt, werden alle Ströme im Verstärker ausgeglichen bzw.
symmetrisiert, so daß die Differenzspannung, die zwischen
den Leitern 38 und 15 liegt, von einem symmetrisierten bzw.
ausgeglichenen Zustand ausgeht und nicht von einem über
steuerten Zustand. Hierdurch werden jegliche Verzögerungen
oder thermische Fehlanpassungen vermieden, die andernfalls
erhalten werden, wenn der Verstärker nach Übersteuerung ei
ne Erholphase durchläuft.
Der in Fig. 4A gezeigte Verstärker ist sehr schnell und
weist darüber hinaus den Vorteil auf, daß keiner der Tran
sistoren übersteuert oder gesättigt wird. Diese Schaltung
läßt sich ferner leicht in einer monolithischen bzw. inte
grierten Schaltungseinrichtung realisieren, ohne daß es er
forderlich ist, diskrete MOSFETs 39 und 4 zu verwenden, wie
dies noch beim integrierten Hybridschaltkreis gemäß der
Hauptanmeldung der Fall war.
Der oben beschriebene Teilbereich-Analog-/Digitalwandler 1
weist den Vorteil auf, daß keine Ungenauigkeiten mehr in
folge von Verzögerungsschaltungen entstehen, die das abge
tastete Analogsignal nach vorn zum Subtraktionsknotenpunkt
führen, wie dies noch beim konventionellen Teilbereich-ADC
der Fall war. Es lassen sich somit eine verbesserte Genau
igkeit und Linearität erzielen. Die Verwendung des Verstär
kers mit gemultiplexten Differentialeingangsstufen ermög
licht es, die beschriebene direkte Führung des abgetasteten
Analogsignals nach vorn zum Subtraktionsknotenpunkt in ei
ner monolithischen integrierten Schaltung vorzusehen, so
daß jegliche Fehler infolge von Verzögerungselementen, die
sonst für diesen Zweck eingesetzt werden, vermieden werden.
Claims (6)
1. X-Bit Teilbereich- Analog-/Digitalwandler mit X als
ganze Zahl, gekennzeichnet durch
- (a) eine Einrichtung (3) zur Erzeugung eines ersten Analog signals,
- (b) eine erste Analog-/Digitalwandlereinrichtung (17) zur Erzeugung eines ersten Y-Bit Binärworts mit Y als ganze Zahl kleiner als X, das das erste Analogsignal reprä sentiert,
- (c) eine Digital-/Analogwandlereinrichtung (36), die das erste Y-Bit Binärwort zur Erzeugung eines zweiten Ana logsignals empfängt und eine Genauigkeit von wenigstens X Bit aufweist, wobei eine Differenz zwischen dem er sten Analogsignal und dem zweiten Analogsignal exakt durch die X-Y letzten signifikanten Bits eines X-Bit Binäräquivalents des ersten Analogsignals repräsentiert wird,
- (d) eine Einrichtung zur Verstärkung der Differenz mit ei
nem vorbestimmten Faktor zwecks Erzeugung eines ver
stärkten Differenzsignals, mit
- i) einer ersten auswählbaren Differentialeingangsschaltung (351), die einen ersten Eingang zum Empfang des zweiten Analogsignals und einen zweiten Eingang zum Empfang eines ersten Analogsignals aufweist,
- ii) einer zweiten auswählbaren Differentialeingangsschaltung (352), die einen dritten Eingang aufweist, der mit einem Referenzspannungsleiter verbunden ist, sowie einen vierten Eingang,
- iii) einer Ausgangsschaltungseinrichtung (353), die mit der ersten und zweiten umschaltbaren Differentialeingangsschaltung (351, 352) verbunden ist, zwecks Erzeugung eines verstärkten Differenzsignals, wenn die erste auswählbare Differentialeingangsschaltung (351) ausgewählt ist, und zwecks Erzeugung eines Zwischenausgangssignalpegels, wenn die zweite auswählbare Differentialeingangsschaltung (352) ausgewählt ist, und
- iv) einer Auswähleinrichtung, die auf ein Verstärker- Enable-Signal anspricht, um
- 1) die erste auswählbare Differentialeingangsschal tung (351) mit der Ausgangsschaltungseinrichtung (353) zu verbinden und die zweite auswählbare Differential eingangsschaltung (352) von der Ausgangsschaltungsein richtung (353) zu trennen, und zwar in Antwort auf ei nen ersten Pegel des Verstärker-Enable-Signals, sowie
- 2) die zweite auswählbare Differentialeingangsschal tung (352) mit der Ausgangsschaltungseinrichtung (353) zu verbinden und die erste auswählbare Differentialein gangsschaltung (351) von der Ausgangsschaltungseinrich tung (353) zu trennen, und zwar in Antwort auf einen zweiten Pegel des Verstärker-Enable-Signals,
- (e) eine zweite Analog-/Digitalwandlereinrichtung (48) zur Erzeugung eines ersten Z-Bit Binärworts mit Z als ganze Zahl kleiner X, das das verstärkte Differenzsignal re präsentiert, und
- (f) eine Einrichtung (61) zum Kombinieren des Y-Bit Binär worts mit dem Z-Bit Binärwort zur Erzeugung eines X-Bit Binärworts, das präzise das erste Analogsignal reprä sentiert.
2. X-Bit Teilbereich- Analog-/Digitalwandler nach An
spruch 1, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungseinrich
tung zur Rückkopplung des verstärkten Differenzsignals zum
zweiten und zum vierten Eingang.
3. X-Bit Teilbereich-Analog-/Digitalwandler nach An
spruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste auswählbare
Differentialeingangsschaltung (351) einen ersten (310) und
einen zweiten Transistor (311) enthält, deren Emitter mit
einander verbunden sind, einen dritten Transistor (312),
dessen Kollektor mit den Emittern des ersten und zweiten
Transistors, dessen Emitter mit einer ersten Stromquelle
(321) und dessen Basis mit der Auswähleinrichtung verbunden
sind, die Basis des ersten Transistors (310) das zweite
Analogsignal empfängt, die Basis des zweiten Transistors
(311) das erste Analogsignal empfängt, die Kollektoren des
ersten und des zweiten Transistors mit der Verstärkungsein
richtung gekoppelt sind, die zweite auswählbare Differen
tialeingangsschaltung (352) einen vierten (323) und einen
fünften Transistor (324) aufweist, deren Emitter miteinan
der und mit dem Kollektor eines sechsen Transistors (322)
verbunden sind, dessen Emitter mit dem Emitter des dritten
Transistors (312), und dessen Basis mit der Auswähleinrich
tung verbunden sind, die Kollektoren des vierten (323) und
des fünften Transistors (324) jeweils mit den Kollektoren
des ersten (310) und des zweiten Transistors (311) verbun
den sind, die Basis des vierten Transistors (323) mit einem
Referenzspannungsleiter verbunden ist, die Basis des fünf
ten Transistors (324) über den vierten Eingang und einen
ersten Rückkopplungswiderstand einen Zwischenausgangssi
gnalpegel empfängt, und die Basis des zweiten Transistors
(311) mit dem zweiten Eingang und einem zweiten Rückkopp
lungswiderstand verbunden ist, um das erste Analogsignal zu
empfangen.
4. X-Bit Teilbereich- Analog-/Digitalwandler nach An
spruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswähleinrich
tung einen siebten Transistor (303) und einen achten Tran
sistor (304) enthält, deren Emitter miteinander und mit ei
ner zweiten Stromquelle (305) verbunden sind, deren Basis
anschlüsse ein Verstärker-Enable-Signal und ein logisches
Komplement des Verstärker-Enable-Signals jeweils empfangen,
und deren Kollektoren jeweils mit einer ersten Last (306)
und einer zweiten Last (307) verbunden sind, wobei der Kol
lektor des siebten Transistors (303) mit der Basis des
sechsten Transistors (322) und der Kollektor des achten
Transistors (304) mit der Basis des dritten Transistors
(312) verbunden sind.
5. X-Bit Teilbereich-Analog-/Digitalwandler nach An
spruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschal
tungseinrichtung eine dritte Stromquelle (315) aufweist,
die mit den Kollektoren des ersten (310) und des vierten
Transistors (323) verbunden ist, eine vierte Stromquelle
(316), die mit den Kollektoren des zweiten (311) und des
fünften Transistors (324) verbunden ist, einen Emitterfol
gertransistor (330), dessen Basis mit den Kollektoren des
ersten und des vierten Transistors und dessen Emitter mit
einem Ausgangsanschluß (46) verbunden sind, an dem das ver
stärkte Differenzsignal abgenommen wird, sowie eine Strom
spiegelschaltung mit einem Eingangsleiter, der mit den Kol
lektoren des zweiten und des fünften Transistors verbunden
ist, sowie einem Ausgangsleiter, der mit den Kollektoren
des ersten und des vierten Transistors verbunden ist.
6. X-Bit Teilbereich-Analog-/Digitalwandler nach An
spruch 5, gekennzeichnet durch einen ersten Widerstand
(R IN 1), über den das erste Analogsignal zur Basis des
zweiten Transistors (311) gekoppelt wird, wobei der erste
Rückkopplungswiderstand (R F 1) die Basis des zweiten Transistors
(311) zum Emitter des Emitterfolger-Ausgangstransistors
(330) koppelt, und durch einen zweiten Widerstand
(R IN 2), über den die Basis des fünften Transistors (324)
mit dem Referenzpotentialleiter verbunden ist, wobei der
zweite Rückkopplungswiderstand (R F 2) die Basis des fünften
Transistors (324) mit dem Emitter des Emitterfolger-Aus
gangstransistors (330) koppelt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/083,738 US4763107A (en) | 1985-08-23 | 1987-08-07 | Subranging analog-to-digital converter with multiplexed input amplifier isolation circuit between subtraction node and LSB encoder |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3826254A1 true DE3826254A1 (de) | 1989-02-16 |
DE3826254C2 DE3826254C2 (de) | 1994-02-03 |
Family
ID=22180371
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3826254A Expired - Fee Related DE3826254C2 (de) | 1987-08-07 | 1988-08-02 | Teilbereich-Analog-/Digitalwandler mit gemultiplexter Eingangsverstärker-Isolationsschaltung zwischen Subtraktionsknotenpunkt und LSB-Codierer |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4763107A (de) |
JP (1) | JPH0681049B2 (de) |
DE (1) | DE3826254C2 (de) |
FR (1) | FR2619268B1 (de) |
GB (1) | GB2208574B (de) |
Families Citing this family (29)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2199710A (en) * | 1986-12-23 | 1988-07-13 | Philips Electronic Associated | Analogue to digital converter |
US5041832A (en) * | 1987-07-20 | 1991-08-20 | Zdzislaw Gulczynski | Dual flash analog-to-digital converter |
KR890003136A (ko) * | 1987-07-22 | 1989-04-13 | 강진구 | 전병렬 축차 비교형 아날로그-디지탈 변환기 |
FR2641427B1 (fr) * | 1988-12-30 | 1991-02-15 | Thomson Hybrides Microondes | Circuit soustracteur-amplificateur pour convertisseur analogique numerique a cascade |
IT1229752B (it) * | 1989-05-17 | 1991-09-10 | Sgs Thomson Microelectronics | Convertitore analogico/digitale ad elevata velocita'. |
US5043732A (en) * | 1989-09-26 | 1991-08-27 | Analog Devices, Inc. | Analog-to-digital converter employing a pipeline multi-stage architecture |
JP2689689B2 (ja) * | 1990-05-22 | 1997-12-10 | 日本電気株式会社 | 直並列型アナログ/ディジタル変換器 |
US5049882A (en) * | 1990-12-20 | 1991-09-17 | Burr-Brown Corporation | High speed analog-to-digital converter |
US5070332A (en) * | 1991-03-18 | 1991-12-03 | Burr-Brown Corporation | Two-step subranging analog to digital converter |
US5124576A (en) * | 1991-03-26 | 1992-06-23 | Unitrode Corporation | Track and hold amplifier |
JPH0595287A (ja) * | 1991-10-01 | 1993-04-16 | Mitsubishi Electric Corp | 減算回路および減算回路を備えるa/dコンバータ |
US5369309A (en) * | 1991-10-30 | 1994-11-29 | Harris Corporation | Analog-to-digital converter and method of fabrication |
US5994755A (en) * | 1991-10-30 | 1999-11-30 | Intersil Corporation | Analog-to-digital converter and method of fabrication |
JPH05218868A (ja) * | 1992-02-03 | 1993-08-27 | Hitachi Ltd | 多段型ad変換器 |
US5677845A (en) * | 1995-06-02 | 1997-10-14 | General Electric Company | Programmable data acquisition system for collecting electrical power signals |
SE507892C2 (sv) * | 1996-11-04 | 1998-07-27 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för att åstadkomma en konstruktion för digital-till-analogomvandling med hög prestanda |
US5717396A (en) * | 1996-06-17 | 1998-02-10 | Lucent Technologies Inc. | Analog-to-digital converter signal storage capacitor perturbation |
US5731775A (en) * | 1996-06-17 | 1998-03-24 | Lucent Technologies Inc. | Subranging converter with plurality of resistor strings and transistor switches |
US5739781A (en) * | 1996-10-08 | 1998-04-14 | National Semiconductor Corporation | Sub-ranging analog-to-digital converter with open-loop differential amplifiers |
JP3923541B2 (ja) * | 1998-02-03 | 2007-06-06 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 組合せ入力回路 |
US6377194B1 (en) * | 1998-09-29 | 2002-04-23 | California Institute Of Technology | Analog computation device using separated analog signals, each having a specified amount of resolution, and signal restoration devices |
US6611222B1 (en) | 2002-06-03 | 2003-08-26 | Charles Douglas Murphy | Low-complexity high-speed analog-to-digital converters |
US7098684B2 (en) * | 2003-08-14 | 2006-08-29 | Telasic Communications, Inc. | High speed switch |
US20050035788A1 (en) * | 2003-08-14 | 2005-02-17 | Devendorf Don C. | Clamped comparator |
US6999019B2 (en) * | 2004-04-08 | 2006-02-14 | The Boeing Company | Subranging analog-to-digital converter with integrating sample-and-hold |
DE102007037876B3 (de) | 2007-08-10 | 2009-04-09 | Siemens Medical Instruments Pte. Ltd. | Hörvorrichtung mit Druckausgleich für Wandler |
US8721550B2 (en) * | 2008-10-30 | 2014-05-13 | Texas Instruments Incorporated | High voltage ultrasound transmitter with symmetrical high and low side drivers comprising stacked transistors and fast discharge |
FR2991528B1 (fr) * | 2012-06-05 | 2014-05-30 | E2V Semiconductors | Convertisseur analogique-numerique pipeline |
US10644714B2 (en) * | 2018-03-22 | 2020-05-05 | Texas Instruments Incorporated | Pipelined analog-to-digital converter |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4591740A (en) * | 1983-02-28 | 1986-05-27 | Burr-Brown Corporation | Multiple input port circuit having temperature zero voltage offset bias means |
GB2179812A (en) * | 1985-08-23 | 1987-03-11 | Burr Brown Corp | Subranging analog-to-digital converter |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50105058A (de) * | 1974-01-22 | 1975-08-19 | ||
JPS5427224B2 (de) * | 1974-11-29 | 1979-09-08 | ||
JPS6058629B2 (ja) * | 1976-09-27 | 1985-12-20 | ソニー株式会社 | 映像信号のアナログ−デジタル変換回路 |
JPS6046845B2 (ja) * | 1977-10-18 | 1985-10-18 | 日本電信電話株式会社 | デイジタル包絡線検波器 |
US4251802A (en) * | 1977-12-28 | 1981-02-17 | Horna Otakar A | Analog to digital converter |
JPS6022848B2 (ja) * | 1978-02-01 | 1985-06-04 | 松下電器産業株式会社 | アナログ・コンパレ−タ |
JPS5672524A (en) * | 1979-11-19 | 1981-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Comparator circuit |
US4353059A (en) * | 1980-05-16 | 1982-10-05 | Motorola Inc. | Multithreshold converter utilizing reference tracking amplifiers |
JPS5768909A (en) * | 1980-10-17 | 1982-04-27 | Fujitsu Ltd | Differential amplifier |
JPS57115024A (en) * | 1981-01-08 | 1982-07-17 | Toshiba Corp | Analog-to-digital converter |
JPS6184122A (ja) * | 1984-09-29 | 1986-04-28 | Nec Corp | 多値デイジタル信号判別回路 |
JP2824837B2 (ja) * | 1987-04-13 | 1998-11-18 | 横河電機株式会社 | アナログデジタル変換器 |
-
1987
- 1987-08-07 US US07/083,738 patent/US4763107A/en not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-05-23 GB GB8812154A patent/GB2208574B/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-06-29 JP JP63162343A patent/JPH0681049B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-02 DE DE3826254A patent/DE3826254C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-08-05 FR FR8810639A patent/FR2619268B1/fr not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4591740A (en) * | 1983-02-28 | 1986-05-27 | Burr-Brown Corporation | Multiple input port circuit having temperature zero voltage offset bias means |
GB2179812A (en) * | 1985-08-23 | 1987-03-11 | Burr Brown Corp | Subranging analog-to-digital converter |
US4686511A (en) * | 1985-08-23 | 1987-08-11 | Burr-Brown Corporation | Subranging analog-to-digital converter with FET isolation circuit between subtraction node and LSB encoder |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
ANDERSON, T.: Multiplexed inputs on op amp simplify a variety of circuits. In: EDN, 12. Januar 1984, S.257-264 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2208574A (en) | 1989-04-05 |
FR2619268A1 (fr) | 1989-02-10 |
JPH01151826A (ja) | 1989-06-14 |
DE3826254C2 (de) | 1994-02-03 |
JPH0681049B2 (ja) | 1994-10-12 |
GB2208574B (en) | 1991-10-09 |
US4763107A (en) | 1988-08-09 |
GB8812154D0 (en) | 1988-06-29 |
FR2619268B1 (fr) | 1993-11-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3826254C2 (de) | Teilbereich-Analog-/Digitalwandler mit gemultiplexter Eingangsverstärker-Isolationsschaltung zwischen Subtraktionsknotenpunkt und LSB-Codierer | |
DE3628532A1 (de) | Analog-digital-wandler | |
DE69636643T2 (de) | Verstärker mit db-linearer verstärkungsregelung | |
DE3241364C2 (de) | ||
DE3029316C2 (de) | Transistorverstärker | |
DE69325523T2 (de) | Analog-Digital-Wandler | |
DE4221430B4 (de) | Bezugsspannungsschaltung mit schnellem Hochfahren der Leistung ausgehend von einem Bereitschaftszustand mit niedriger Leistung | |
EP1154565A2 (de) | Verstärkerschaltung mit Offset-Kompensation, inbesondere für digitale Modulationseinrichtungen | |
EP0729225B1 (de) | Faltungsverstärker für den Aufbau eines A/D-Umsetzers | |
DD295289A5 (de) | Vergleichsschaltungsanordnung | |
DE2633952A1 (de) | Differenzverstaerker | |
DE68914682T2 (de) | Digital-analogwandler mit auf der platte eingebautem invertierungsverstärker mit einheitsverstärkung. | |
DE2240971C3 (de) | Torschaltung | |
DE69528845T2 (de) | N-bit umsetzer mit n-1-grössenverstärkern und n-vergleichern | |
DE4142826A1 (de) | Verfolge-halte-verstaerker | |
DE3628533A1 (de) | Operationsverstaerker mit hohem verstaerkungsfaktor und niedriger drift fuer eine tast- und halteschaltung | |
DE3876199T2 (de) | Einstellbare stromquelle und ein digital-analoger wandler mit automatischer eichung und verwendung einer solchen quelle. | |
DE4218619A1 (de) | Abtast- und haltekreis, pufferschaltung und abtast- und haltevorrichtung unter verwendung dieser schaltungen | |
DE1909721A1 (de) | Elektrische Schaltung zur Erzeugung von Vorspannungen | |
DE3034940C2 (de) | ||
EP0237086B1 (de) | Stromspiegelschaltung | |
DE3615383A1 (de) | Eine schaltung zur verschiebung des eingangspegels eines digital-analog-wandlers | |
DE2853581C2 (de) | Emitterfolgerschaltung | |
DE3789915T2 (de) | Hochstromoperationsverstärker. | |
EP0952509B1 (de) | Referenzspannungsschaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |