DE3615383A1 - Eine schaltung zur verschiebung des eingangspegels eines digital-analog-wandlers - Google Patents
Eine schaltung zur verschiebung des eingangspegels eines digital-analog-wandlersInfo
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Description
1A-5446
BURR-BROWN CORPORATION Tucson, Arizona, USA
Eine Schaltung zur Verschiebung des Eingangspegels eines
Digital-Analog-Wandlers
Die Erfindung betrifft integrierte Digital-Analog-Wandler
niedriger Spannung und insbesondere Eingangspegel-Verschiebeschaltungen für Digital-Analog-Wandler.
Es sind verschiedene Digital-Analog-Wandler-Schaltungen bekannt. Mit fortschreitender Technik wurden monolithische
Digital-Analog-Wandler (DAC) erhöhter Genauigkeit und größerer Bandbreite (d.h. Betriebsgeschwindigkeit)
bekannt, welche bei Stromversorgungsspannungen recht niedriger Amplitude arbeiten können. Es sind jedoch
weitere Verbesserungen auf allen diesen Gebieten in ho-
hem Maße erwünscht, um den Markt für solche DAC zu erweitern, so daß der Einsatz solcher DAC bei einer größeren
Anzahl von kostengünstigen Erzeugnissen in wirtschaftlicher Weise verwirklicht werden kann. Es ist in
hohem Maße erwünscht, eine monolithische integrierte Schaltung, insbesondere einen monolithischen DAC, zu
schaffen, welcher die Befähigung hat, innerhalb vorbestimmter Bedingungen nicht nur bei sehr niedrigen Amplituden
der Stromversorgungsspannungen zu arbeiten, sondern auch bei sehr hohen Amplituden der Stromversorgungsspannungen.
Die Verwirklichung dieser Funktion in einer integrierten Schaltung, besonders in einem monolithischen
DAC, führt zu verschiedenen Schwierigkeiten beim Schaltungsaufbau. So führt die Befähigung zum Betrieb bei
einer Stromvers or gungs spannung niedriger Amplitude häufig zum Problem der Erzeugung adäquater, interner Betriebsspannungen,
ansprechend auf die ungünstigsten TTL-Eingangssignale. Die Verwendung von Stromversorgungsspannungen
niedriger Amplitude macht es auch schwierig, die maximalen Ausgangsspannungen zu erzeugen, welche üblicherweise
erforderlich sind. Der Ausdruck "Kopfraum"
wird gelegentlich von Fachleuten verwendet, um das Problem der Erzielung zweckentsprechender Ausgangssignalpegel
bei integrierten Schaltungen zu bezeichnen, wenn eine oder beide Stromversorgungsspannungsamplituden niedrig
sind, z.B. +4,75 Volt oder -4,75 Volt betragen. Es ist schwierig, adäquat hohe Ausgangsspannungen zu erhalten,
falls die Schaltung nur einen geringen "Kopfraum" aufweist, wenn eine niedrige positive Stromversorgungsspannung
verwendet wird. Das gleiche gilt für eine negative Ausgangsvariation, wenn die negative Versorgungsspannung
einen niedrigen Spannungswert hat. Für eine große positive AusgangsSchwankung muß die Emitter-Basis-Spannung
eines NPN-"Hochzieh"-Transistors im "Kopfraum" unterge-
°*IG1NAL INSPECTED
bracht werden, und es muß eine vorgeschaltete Stufe vorgesehen
werden, um die Basis dieses NPN-"Hochzieh"-Transistors
zu treiben. Bei modernen Schaltungen hoher Geschwindigkeit und niedriger Leistung ist auch bei
solchen Vorstufen ein adäquater "Kopfraum" erforderlich,
um verschiedene Emitter-Basis-Spannungsabfälle und Kollektor-Emitter-Spannungsabfälle unterzubringen, die
erforderlich sind, um das Signal für das Treiben der Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors zu erzeugen. Ähnliche
Bedingungen gelten auch für den NPN-"Herunterzieh "-Transistor.
Wenn die Stromversorgungsspannungen (+VCC und/oder
-Vcc) einen sehr hohen Wert haben, z.B. +15 bis +18 Volt
(oder -15 bis -18 Volt), dann werden bei bestimmten Betriebsbedingungen die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannungen
des "Hochzieh"- und des "Herunterzieh"-Transistors leicht überschritten. Dies geschieht leicht, da typischerweise
die normale Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung dieser Transistoren, falls sie eingeschaltet sind,
etwa 20 Volt betragen, und zwar bei einem typischen Herstellungsverfahren für bipolare Hochgeschwindigkeitsschaltungen,
und die Kollektor-Emitter-Spannungen dieser Transistoren übersteigen diesen Wert, falls +VCC +15 Volt
oder mehr beträgt und falls -Vcc -15 Volt oder einen
niedrigeren Wert aufweist. Zur Überwindung dieses Problems können zusätzliche aktive Einrichtungen vorgesehen
sein,z.B. Transistoren und Zenerdioden, in Reihenschaltung zu dem "Hochzieh"- und dem "Herunterzieh"-Transistor
zum Zwecke der "Absorption" von Kollektor-Emitter-Überspannungen, welche anderenfalls an diesen
Transistoren anliegen wurden und ihren Durchbruch hervorrufen würden. Sowohl die Zenerdioden-Spannungsabfälle
als auch die Kollektor-Emitter-Spannungsabfälle wurden
bisher in Reihenbeziehung zum "Hochzieh"- und zum "Herunterzieh"-Transistor
vorgesehen, um Durchbrüche zu vermeiden, welche auftreten, wenn hohe Versorgungsspannungen
an den Gegentakt-Ausgangsschaltungen anliegen. Das Bereitstellen einer solchen zusätzlichen Schaltung macht
den Aufbau der Gesamtschaltung wesentlich komplizierter und verteuert auch die Schaltung. Häufig kommt es auch
zu einer Verringerung der Geschwindigkeit und zu einer Steigerung des Leistungsverbrauchs sowie zu einer Verringerung
des "Kopfraums", welcher zur Erzielung adäquater Ausgangssignalpegel erforderlich ist. Eine andere Beschränkung
dieser monolithischen integrierten Schaltungen besteht in der Anzahl der Pins oder der Zuleitungen
eines wirtschaftlichen Gehäuses, in dem das Chip untergebracht werden muß. Bei monolithischen Digital-Analog-Wandlern
(im folgenden mit DAC bezeichnet) ist es oft erwünscht, die Möglichkeit für den Anschluß externer
Komponenten, wie Potentiometern, vorzusehen, um präzise Einstellungen der Bit-Ströme zu ermöglichen. Dies kann
bei einigen praktischen Anwendungen solcher monolithischer DAC erforderlich sein. Es kann auch erwünscht sein,
externe Kondensatoren einzuschließen, um Rauschsignale herauszufiltern, da es unpraktisch ist, große interne
Filterkondensatoren in einer monolithischen integrierten Schaltung vorzusehen, da dies eine sehr große Chipfläche
für die integrierten Schaltungskondensatoren erfordern würde.
Man erkennt somit, daß ein erhebliches Bedürfnis für einen verbesserten Schaltungsaufbau besteht, welcher
einen Schaltungsbetrieb bei hohen Geschwindigkeiten gestattet, und zwar über einen weiten Bereich von Stromversorgungsspannungen
und bei minimaler Schaltungskomplexität, während andererseits die monolithische
OiWGJNAL INSPECTED
Chipfläche zur Verwirklichung dieses Ziels ebenfalls minimal sein soll.
Ein weiteres Problem solcher monolithischer Schaltungen besteht in den Komplizierungen, welche nicht nur durch
eine diesen Erfordernissen gerecht werdende Schaltung bedingt werden, sondern auch durch den erforderlichen
Betrieb über einen weiten Temperaturbereich, wobei die vorerwähnten Bedingungen bei allen Temperaturen innerhalb
dieses Bereichs gegeben sein müssen.
Herkömmliche DAC haben relativ große negative Stromversorgungsspannungen,
von denen die Spannungen über die Präzisionswiderstände entwickelt werden, welche die Bit-Ströme
bestimmen. Von diesen Spannungen werden Stromschalter betätigt, welche selektiv die Bit-Ströme summieren,
zum Zwecke der Erzeugung eines analogen Ausgangsstroms, ansprechend auf die digitalen Eingangssignale.
Einige herkömmliche DAC verwenden Zenerdioden mit Durchbruchspannungen von etwa 7 Volt, um die TTL-Eingangspegel
hinab zu den niedrigen Spannungspegeln zu schieben, welche erforderlich sind, um die Bit-Stromschalter
zu steuern. Diese Technik kann nicht verwendet werden, wenn die negative Versorgungsspannung nicht wesentlich
größer ist als die Zenerdioden-Durchbruchspannung. Obgleich Widerstandspegel-Schiebetechniken zu verschiedenen
Zwecken verwendet wurden, so wurden sie doch bisher nicht bei monolithischen integrierten Schaltungen
angewendet, bei denen eine Pegelverschiebung mit konstanter Spannung erforderlich ist. Dies beruht wahrscheinlich
auf dem Verlust der Schaltgeschwindigkeit und auf der inadäquaten Steuerung der Spannungspegel-Verschiebung
wegen der Verarbeitungsvariationen.
Es besteht ein spezieller Bedarf nach einer verbesserten Verstärker-Ausgangsstruktur mit der Befähigung zu einem
Betrieb bei Versorgungsspannungen mit hohem Wert und mit niedrigem Wert und mit einer Befähigung zum Betrieb mit
minimalem "Kopfraum". Es sollen höchstmögliche Signalspannungspegel
erreicht werden, auch wenn die positiven und/oder negativen Versorgungsspannungswerte niedrig sind.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte TTL-kompatible Pegelverschiebungsschaltung für niedrige Spannungen
zu schaffen, welche dazu dienen, die Bitstromschalter eines DAC zu treiben. Diese Pegelverschiebungsschaltung
soll unempfindlich gegenüber Änderungen des Herstellungsverfahrens
sein sowie gegenüber Änderungen der Versorgungsspannung und gegenüber Änderungen der Betriebstemperatur
.
Erfindungsgemäß wird eine TTL-kompatible Eingangspegel-Vers
chiebe schaltung geschaffen, welche eine Diode umfaßt, deren Kethode mit einem digitalen Eingangsanschluß eines
DAC verbunden ist und deren Anode mit dem Eingang eines NPN-Emitter-Folger-Transistors verbunden ist, wobei die
Anode mit einem Hochzieh-Widerstand einer ersten Referenzspannung verbunden ist. Ein Pegelverschiebewiderstand
liegt zwischen dem Emitter des NPN-Emitter-Folger-Transistors und einer kompensierten Stromquellenschaltung, die
einen Stromfluß durch den Pegelverschiebewiderstand hervorruft zur Herbeiführung eines im wesentlichen konstanten
Spannungsabfalls über den Pegelverechiebewiderstand,
und zwar trotz Änderungen hinsichtlich der Parameter des Herstellungsverfahrens und trotz Änderungen der Betriebstemperatur.
Der Anschluß niedriger Spannung des Pegelverschiebewiderstands ist mit der Basis eines der Transistoren
eines Emitter-gekoppelten NPN-Transistorpaars ver-
OftlGINAL INSPECTED
bunden. Die Basis des anderen Transistors des Emittergekoppelten Paars ist mit einer zweiten Referenzspannung
verbunden. Das Emitter-gekoppelte NPN-Transistorpaar schaltet einen Bitstrom in einen Ausgangsstrom-Summenbildungsknoten,
wenn der digitale Eingangspegel niedrig ist,und in einen Erdleiter, wenn der digitale Eingangspegel hoch ist.
Gleichzeitig mit vorliegender Patentanmeldung werden zwei weitere Patentanmeldungen der Anmelderin mit
den Titeln
(1) Digital-Analog-Wandler für niedrige Spannungswerte (Aktenzeichen: 1A-5362)
(2) Digital-Analog-Wandler mit einer Bit-Einstell- und
-Filterschaltung (Aktenzeichen: 1A-5435)
eingereicht,auf die zu Offenbarungszwecken ausdrücklich
hingewiesen wird.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Teilbereichs eines Digital-Analog-Wandlers der Erfindung;
Fig. 2 ein schematisches Diagramm einer Ausgangsverstärkerschaltung,
welche den durch die Schaltung gemäß Fig. 1 erzeugten Analog-Summenstrom empfängt;
Fig. 3 ein Diagramm zur Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 2; und
Fig. 4 ein Diagramm der Kollektor-Emitter-Durchbruchcharakteristika
eines NPN-Transistors als Funktion des Basisstroms und des Kollektorstroms.
Gemäß den Fig. 1 und 2 umfaßt der Digital-Analog-Wandler
1 eine Vielzahl von digitalen Eingangsanschlüssen, z.B. den Eingangsanschluß 2, welche mit einer Vielzahl von
einzelnen "Bit-Schaltungen" verbunden sind, z.B. der Bit-Schaltung 3A. Wenn z. B. DAC 1 ein 16 Bit-DAC ist,
so liegen 16 "Bit-Schaltungen", wie 3A, vor und 16 gesonderte Digital-Eingangsanschlüsse, z.B. der Eingangsanschluß 2. In Fig. 1 ist nur eine Bitschaltung 3A im
einzelnen gezeigt. Diese Bitschaltung 3A betrifft das wichtigste Bit im beschriebenen DAC 1. Die verbleibenden
Bitschaltungen, wie 3B, sind der Bitschaltung 3A im wesentlichen ähnlich, mit der Ausnahme, daß sie nicht
notwendigerweise mit der nachfolgend zu erläuternden Bit-StromJustierschaltung verbunden sind. Eine zweckentsprechende
binäre Bit-Stromabstufung mittels einer herkömmlichen R-2R-¥iderstandsleiterschaltung ist in üblicher
Weise aufgebaut und nicht gezeigt.
OAJGINAL INSPECTED
Die Bitschaltung 3A umfaßt einen Präzisionswiderstand 12, welcher zwischen -Vnn (Leiter der negativen Versorgungsspannung)
und dem Leiter 11 liegt. Der Leiter 11 ist mit dem Emitter des NPN-Stromquellen-Transistors
verbunden. Die Basis des Stromquellen-Transistors 10 einer jeden der Bitschaltungen ist mit einem Leiter
verbunden, welcher eine Temperatur-kompensierte Vorspannung
Vgp erzeugt. Der Kollektor des Stromquellen-Transistors
10 einer jeden Bitschaltung ist mit einem Leiter 9 verbunden, welcher wiederum mit den Emittern
der beiden NPN-Transistoren 5 und 6 verbunden ist, die
ein Emitter-gekoppeltes Paar bilden. Die Transistoren 5 und 6 wirken als Bitstromschalter. Der Kollektor des
Bitstromschalttransistors 5 ist mit Erde verbunden und der Kollektor des Bitstromschalttransistors 6 ist mit
einem Stromsummenleiter 24 verbunden. Der Leiter 24A ist in herkömmlicher Weise geschaltet zum Empfang anderer
Bitströme in einer R-2R-¥iderstandsleiterschaltung.
Die Basis des Transistors 5 ist durch einen Leiter 8 mit einer Pegelschiebeschaltung verbunden, welche die
Spannungspegel, die durch V^ gesteuert werden, abwärtsschiebt
zu Pegeln, welche für die zweckentsprechende Arbeitsweise der Basis des Bitstromschalttransistors 5 erforderlich
sind. Für eine jede der Bitschaltungen wird ein Bitstrom Ig™ im Widerstand 12 durch den Stromquellentransistor
10 bereitgestellt und entweder auf Erde geschaltet, wenn die Basis des Transistors 5 einen hohen
Pegel hat, oder auf den Stromsummenleiter 24, wenn die Basis des Transistors 5 auf niedriger Spannung liegt.
Die Summe aller Bitströme ist ein Analog-Ausgangsstrom IqUT. Der Strom IqUT wird dem negativen Eingangsanschluß
eines Differentialverstärkers 71 mit hohem Verstärkungsgrad
gemäß Fig. 2 zugeführt.
Eine Vorspannung V51 wird der Basis des Bitstromschalttransistors
6 einer jeden der Bitschaltungen, z.B. 34·,
zugeführt. Herkömmliche Temperatur-Nachführvorspannungsschaltungen
können leicht vom Durchschnittsfachmann konzipiert werden zum Zwecke der Beaufschlagung des Leiters
7 mit der Vorspannung V™.
Eine jede der Bitschaltungen umfaßt eine Eingangspegel-Schi
ebe schaltung mit einer Diode 15, einem "Hochzieh"-Widerstand
17, einem NPN-Emitter-Folger-Transistor 18,
einem Pegel-Schiebewiderstand 19 und einer Temperaturkompensierten Stromquellenschaltung 31.
Eine TTL-kompatible Eingangsspannung V. wird dem Emitter
des mit einer Diode verbundenen NPN-Transistors 15 zugeführt und der Kollektor und die Basis desselben sind
durch einen Leiter 16 mit dem Widerstand 17 verbunden
und mit dem NPN-Transistor 18. Der obere Anschluß des Widerstandes 17 ist mit einer zweckentsprechenden Referenzspannung
Vftgp-i verbunden. Der Kollektor des Transistors
18 ist mit +VCC verbunden und der Emitter ist
durch einen Nichrom-Widerstand 19 mit dem Leiter 8 verbunden.
Der Leiter 8 ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 20 einer Stromquelle 31 verbunden.
Die Stromquellenschaltung 31 ist an sich ein Ausgang einer NPN-Stromspiegelschaltung herkömmlicher Bauart.
Sie umfaßt NPN-Transistoren 20, 23 und 27 mit Emitterwiderständen 21, 28 bzw. 29. Die Basen der Transistoren
20 und 27 sind mit dem Emitter des Transistors 23 verbunden und die Basis des letzteren ist mit dem Kollektor
des Transistors 27 über einen Leiter 30 verbunden. Der dem Kollektor des Transistors 27 zugeführte Strom bestimmt
den Strom 1^3 im Kollektor des Transistors 20 und
ORIGINAL INSPECTED
auch in den Transistoren, wie z.B. 20 der anderen Bitschaltungen,
welche nicht gezeigt sind. Der Strom im Transistor 27 wird durch eine gesonderte PNP-Stromspiegelschaltung
32 bestimmt. Die PNP-Stromspiegelschaltung
32 umfaßt PNP-Transistoren 33 und 34, deren Basen mit
dem Emitter des PNP-Transistors 37 verbunden sind* Die Basis des Transistors 37 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors
34 verbunden. Die Emitter der Transistoren
33 und 34 sind durch Emitterwiderstände 35 und 36 mit
+VCC vert)unden. Der Strom durch den Transistor 34 und
somit auch den Transistor 33 und den Transistor 27 der Stromspiegelschaltung 31 wird bestimmt durch einen Präzisions-Ni
chromwiderstand 40, welcher in einer Verhältnis-Anpassung
hinsichtlich Gestalt und Struktur des oben erwähnten Nichromwiderstandes 19 der Pegel-Schiebeschaltung
14 steht. Der Widerstand 40 liegt zwischen dem Emitter des NPN-Transistors 38 und -Vcc· Der Kollektor
des Transistors 38 ist mit dem Kollektor bzw. der Basis der PNP-Transistoren 34 bzw. 37 verbunden.
Die Basis des Transistors 38 ist durch einen Leiter 39 mit der Kathode einer Zenerdiode 65 verbunden, welche
in einer Spannungsreferenzschaltung 63 liegt, in der eine Stromquelle 68 eine Kette von Komponenten einschließlich
der Temperatur-Kompensationsdioden 64 und 66 und der Zenerdioden 65 mit positivem Temperaturkoeffizienten
vorspannt.
Der Leiter 39 ist auch mit der Basis des NPN-Transistors 42 verbunden, der mit einem Nichromwiderstand 41 zwischen
dem Emitter des NPN-Transistors 42 und -Vcc liegt.
Der Nichromwiderstand 41 hat eine Verhältnis-Anpassung zum Widerstand 97, wie dies nachfolgend im Zusammenhang
mit Fig. 2 erläutert wird. Der Kollektor des Transistors
42 ist mit einer zweiten PNP-Stromspiegelschaltung 45
verbunden, welche im wesentlichen der PNP-Stromspiegelschaltung
32 ähnlich ist, und umfaßt PNP-Transistoren
43 und 44, deren Basen mit dem Emitter des PNP-Transistors
46 verbunden sind, wobei die Basis des letzteren mit den Kollektoren der Transistoren 42 und 43 verbunden
ist. Die Emitter der Transistoren 43 und 44 sind über Widerstände 102 bzw. 101 mit +VCC verbunden. Der
Kollektor des Transistors 44 ist durch einen Leiter 25 mit der Vorspann-Steuerschaltung 70 verbunden, welche
nachfolgend anhand von Fig. 2 erläutert wird.
Fig. 1 umfaßt ferner eine Schaltung, welche allgemein mit 78 bezeichnet ist und der Erzeugung der vorerwähnten
Vorspannung Vß2 auf dem Leiter 13 dient sowie der
Bewirkung einer präzisen Bitstromeinstellung einer (oder mehrerer) der Bitschaltungen DAC 1. Die Schaltung 78 umfaßt
einen NPN-Emitter-Folger-Transistor 62, dessen Basis
mit einem Referenzspannungsleiter 67 verbunden ist
und dessen Emitter über einen 500 0hm Widerstand 61 mit einem Leiter 49 verbunden ist. Der Leiter 49 ist über
einen 6,15 Kiloohm-Widerstand 59 mit einem Leiter 60 verbunden und der Leiter 60 ist über einen 3,35 Kiloohm-Widerstand
58 mit einem Leiter 57 verbunden. Der Leiter 57 ist mit einer Vgg-Vervielfacherschaltung 53
mit -Vcc verbunden. Die Vgg-Vervielfacherschaltung
(oder Multiplizierschaltung) 53 umfaßt einen NPN-Transistor 54, dessen Emitter mit -Vcc verbunden ist. Seine
Basis ist über einen Widerstand 56 mit -Vp« verbunden
sowie über einen Widerstand 59 mit seinem Kollektor. Der Kollektor des Transistors 54 ist ferner mit einem Leiter
57 verbunden.
ORIGINAL
Der Leiter 60 ist mit der Basis des NPN-Transistors 51
verbunden und der Emitter desselben ist über einen Widerstand 52 mit -Vcc verbunden. Der Emitter des Transistors
51 ist ferner mit dem V-^-Leiter 13 verbunden.
Der Leiter 49 ist über einen externen Filterkondensator 50 mit -Vpp verbunden. Der Leiter 49 ist auch über
ein externes Potentiometer 48 mit -Vcc verbunden. Das
Potentiometer 48 hat einen Anschluß 48A mit variablem Widerstand, welcher über einen Widerstand 47 mit dem
Leiter 11 verbunden ist.
Im folgenden soll auf Fig. 2 Bezug genommen werden. Der zuvor beschriebene Differentialverstärker 71 ist an seinem
positiven Eingang mit Erde verbunden. Sein Ausgang ist mit einer allgemein mit 69 bezeichneten Gegentakt-Ausgangsstufe
mit Verstärkungsfaktor 1 verbunden. Die Schaltung des Verstärkers 71 ist insgesamt herkömmlicher
Art und kann vom Durchschnittsfachmann leicht konzipiert werden. Verschiedene, typische Differentialverstärkerschaltungen
mit hohem Verstärkungsfaktor und niedriger Leistung können verwendet werden, um den
Verstärker 71 aufzubauen.
Der Ausgang des Verstärkers 71 ist mit der Basis des PNP-Transistors 72 verbunden, dessen Emitter mit dem
Leiter 73 verbunden ist und dessen Kollektor über einen Leiter 89 mit der Basis des "Herunterzieh"-Transistors
87 vom NPN-Typ verbunden ist sowie einen Widerstand 90
mit -Vqq. Der Emitter des Transistors 87 ist über einen
Widerstand 88 mit -Vcc verbunden.
Der Leiter 73 ist mit dem Kollektor eines PNP-Stromquellentransistors
74 verbunden, dessen Emitter über
den Emitterwiderstand 74A mit +Vqq verbunden ist. Der
Leiter 73 ist ferner mit der Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors 80 verbunden und der Kollektor desselben
ist mit +Vcc verbunden. Der PNP-Transistor 72 wirkt als
Emitter-Folger, welcher die Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors 80 treibt. Der Emitter des Transistors 80
ist über einen 24 Ohm Widerstand 81 mit dem Ausgangsleiter
82 verbunden, auf dem die Aus gangs spannung V erzeugt wird. Ein externer Lastwiderstand RL ist mit
dem Bezugszeichen 83 bezeichnet und verbindet den Leiter 82 mit Erde. Ein Rückkopplungswiderstand 86 mit dem
Wert Rp liegt zwischen dem Ausgangsleiter 82 und dem
Leiter 24.
Ein 2 Kiloohm-Widerstand 84 liegt zwischen der Basis des Hochzieh-Transistors 80 und dem Ausgangsleiter 82. Die
Anode der Diode 85 ist mit dem Leiter 82 verbunden und die Kathode ist mit dem Leiter 73 verbunden.
Ein Temperatur-kompensierter Vorspannstrom
bei einer bestimmten Temperatur konstant ist, wird im Kollektor des PNP-Stromspiegeltransistors 74 erzeugt.
Der Transistor 74 ist mit seiner Basis mit der Basis des
PNP-Transistors 75 verbunden und mit dem Emitter des PNP-Transistors 77. Der Emitter des Transistors 74 ist
über einen Widerstand 74A mit +VCC verbunden. Der Emitter
des Transistors 75 ist über einen Widerstand 76 mit +Vcc verbunden und der Kollektor des Transistors 75 ist
über einen Leiter 79 mit der Basis des Transistors 77 verbunden sowie mit dem Kollektor des NPN-Transistors
92. Die Transistoren 74, 75 und 77 bilden eine PNP-Stromspiegelschaltung und die Ströme derselben werden
durch die Schaltung gesteuert, welche die NPN-Transistoren 93, 95 und 96 umfaßt, sowie durch die Stromspiegel-
13 ί ί
schaltung 45 gemäß Fig. 1. Der Emitterbereich des Transistors 74 beträgt das Zweifache desjenigen des
Transistors 75, so daß ein Strom des Werts Idtag/2 zu~
standekommt (aufgrund des Transistors 93 und des Widerstands 94) und im Kollektor des Transistors 75 fließt,
während andererseits der zweifache Wert dieses Stroms, d.h. IgjAs» im Kollektor des Transistors 74 fließt. Der
Widerstand 97 liegt zwischen den Leitern 25 und 98.
Die Basis des NPN-Transistors 92 ist mit Erde verbunden und sein Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors
93 verbunden. Der Emitter des Transistors 93 ist über einen Widerstand 94 mit -V«« verbunden. Die Basis des
Transistors 93 ist über einen Leiter 25 mit dem Kollektor und der Basis des mit einer Diode verbundenen NPN-Transistors
95 verbunden. Der mit einer Diode beschaltete Transistor 96 ist mit seinem Kollektor und mit seiner
Basis mit dem Emitter des Transistors 95 verbunden, während sein Emitter mit dem Leiter 98 verbunden ist. Ein
48 Ohm Widerstand 99 liegt zwischen dem Leiter 98 und
Eine beispielhafte Bemessung der verschiedenen Komponenten der Schaltung gemäß den Fig. 1 und 2 ist in der
folgenden Tabelle 1 angegeben.
Qfir
Komponente Widerstand 17
19
π | 21 |
I! | 28 |
Π | 29 |
It | 35 |
t! | 36 |
It | 40 |
ft | 41 |
If | 55 |
It | 56 |
It | 58 |
It | 59 |
It | 61 |
It | 74A |
H | 76 |
It | 81 |
It | 84 |
It | 86 |
It | 88 |
Il | 90 |
It | 94 |
It | 97 |
It | 99 |
Kondensator
Wert
10 Kiloohm für MSB; 20 Kiloohm für andere Bits
4,25 Kiloohm für zwei MSBs, 8,7 Kiloohm für andere Bits 1,6 Kiloohm
5 Kiloohm 1,6 Kiloohm 925 0hm 800 0hm 27 Kiloohm 27 Kiloohm 13,4 Kiloohm 5,4 Kiloohm
3,35 Kiloohm 6,15 Kiloohm 500 0hm 250 0hm 500 0hm 24 0hm 2 Kiloohm
5 Kiloohm 24 0hm 2 Kiloohm 1,65 Kiloohm 9 Kiloohm 48 0hm 0,1 Mikrofarad
MSB = wichtigstes Bit
Im folgenden wird die Arbeitsweise der Gegentakt-Ausgangsstufe
69 der Fig. 2 erläutert. Zum Verständnis dieser Arbeitsweise der push-pull-Ausgangsstufe 69 ist es
wichtig, sich vor Augen zu halten, daß der monolithische DAC 1 mit dem Schaltungsaufbau gemäß den Diagrammen der
wichtig, sich vor Augen zu halten, daß der monolithische DAC 1 mit dem Schaltungsaufbau gemäß den Diagrammen der
Fig. 1 und 2 eine "Standard"-Schaltung mit monolithischer,
bipolarer Integrierung ist und in üblicher Weise hergestellt wird, wobei die "normale" Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
BVCE0 der NPN-Transistoren etwa 18
bis 22 Volt beträgt. Die verschiedenen Widerstände können z.B. Dünnfilm-Nichromwiderstände sein oder diffundierte
Widerstände vom P-Typ, welche während der gleichen Betriebsstufe ausgebildet werden, in der auch die
Basisregionen der NPN-Widerstände gebildet werden.
Der NPN-Hochzieh-Transistor 80 ist mit seinem Kollektor
direkt mit +Vqq verbunden. Er ist nicht in Reihe mit anderen
Schaltungen geschaltet, was zur Absorption eines Teils der überschüssigen Kollektor-Emitter-Spannung führen
würde, die anderenfalls dem Transistor 80 zugeführt würde, wenn der NPN-Herunterzieh-Transistor 87 die Spannung
VqUT auf einen Spannungswert herabzieht, welcher
nahe bei -Vcc liegt. Die gebildete Differenz zwischen
VqUT und +V^C übersteigt die normale Kollektor-Emitter-Dur
chbruchspannung .
Im Sinne der vorliegenden Beschreibung bedeutet der Ausdruck "normal" oder "EIN"-Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
eines NPN-Transistors die Kollektor-Emitter-Dur chbruchspannung, wenn dieser Transistor als "eingeschaltet"
zu betrachten ist und einen beträchtlichen Kollektorstrom führt, z. B. mindestens 0,1 Milliampere.
Gemäß einem wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung
ist ein Herunterzieh-Transistor (pulldown-Transistor) 87 vom NPN-Typ mit seinem Emitter mit -V«« verbunden, und
zwar über einen Widerstand 88 mit niedrigem Widerstandswert (24 Ohm). Sein Kollektor ist direkt mit dem Ausgangsleiter
82 verbunden und nicht über eine zusätzli-
ehe Schaltung, welche überschüssige Kollektor-Emitter-Überspannung
absorbieren würde, welche anderenfalls anliegen würde für den Fall, daß der Hochzieh-Transistor
80 V0Um auf einen Wert nahe +VCC hochzieht und die gebildete
Differenz zwischen VQUT und -Vcc die "normale"
Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Herunterzieh-Transistors 87 übersteigt.
Es ist für den Durchschnittsfachmann verständlich, daß bei einem NPN-Transistor mit einem Kollektorstrom von
mehr als etwa 50 Mikroampere die Stoßionisation, welche in der Kollektor-Basis-Verarmungsregion stattfindet, zu
einem Lawinensphänomen führen kann, wodurch die Durchbruchspannung
dieses Transistors 80 oder 87 erheblich verringert wird.
Die Art und Weise, in der die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
mit dem Kollektorstrom und dem Basisstrom variiert, wird im folgenden anhand von Fig. 4 diskutiert.
Ein Verständnis dieser Verhältnisse ist hilfreich in bezug auf das Verständnis der Arbeitsweise der Gegentakt-Ausgangsstufe
gemäß Fig. 2. Im folgenden wird auf Fig. 4 Bezug genommen. Diese zeigt den Kollektorstrom Ic in Abhängigkeit
von der Kollektor-Emitter-Spannung VCE bei
einem typischen NPN-Transistor, z.B. dem Hochzieh-Transistor 80. Die Kurve A zeigt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
mit offener Basis BVCE0 des Hochzieh-Transistors
80 oder des Herunterzieh-Transistors 87. Für Kollektorströme oberhalb weniger Mikroampere beträgt
Βνηΐ?η etwa 20 Volt. Die Kurve B zeigt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
bei einer mit dem Emitter kurzgeschlossenen Basis BV^-gg. Bei Kollektorströmen oberhalb
weniger Mikroampere beträgt BVCES etwa 56 Volt. Der
Durchschnittsfachmann erkennt, daß BVCEQ wesentlich
niedriger ist als BVCES, da ein Leckstrom des Kollektor-Bas
is -Über gangs in Sperrichtung in die Basisregion des Transistors fließt und um den Stromverstärkungsfaktor
"beta" des Transistors erhöht wird. Hierdurch kommt es zu einem erheblich verstärkten Kollektorstrom (Verstärkungsfaktor
von mehreren Hundert), welcher Stoßionisation hervorruft. Dies geschieht bei einer Kollektor-Emitter-Spannung
von etwa 20 Volt. Dies führt zu einem raschen Lawinendurchbruch, was wiederum häufig zu einer
Zerstörung des Transistors führt und/oder zu anderen schädlichen Effekten.
Die Kurven C, D, E und F zeigen BVCER (Kollektor-Emitter-Durchbruchspannungen
mit einem 2 Kiloohm Widerstand zwischen Basis und Emitter) mit sukzessiv niedrigeren
¥erten eines konstanten Treiberstroms in die Basis und mit einem 2 Kiloohm Widerstand, beim Test mit einem herkömmlichen
Kurvenschreiber.
Die Widerstände 84 und 90 der Fig. 2 beeinflussen somit die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Hochzieh-Transistors
80 und des Herunterzieh-Transistors 87, wenn sie abgeschaltet sind. Man erkennt, daß beim Abschalten
des Hochzieh-Transistors 80 oder des Herunterzieh-Transistors 87 (wenn der jeweils andere einen hohen
Ausgangsstrom zuführt oder ableitet) nicht notwendigerweise seine Kollekfor-Emitter-Durchbruchspannung erhöht
wird, wie dies die Kurve A in Fig. 4 zeigt. Zusätzlich dazu, daß der Transistor abgeschaltet wird oder im wesentlichen
abgeschaltet wird, muß ein Pfad vorgesehen werden, um den Kollektor-Basis-Leckstrom von der Basis
abzuleiten und die beta-Multiplizierung zu verhindern,
und zwar zum Zwecke der Steigerung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
in Richtung auf den Wert BVCES,
wie dies die Kurve F in Fig. 4 zeigt. Vor diesem Hintergrund kann nun der Betrieb der Gegentakt-Schaltung der
Erfindung vonstatten gehen.
Unter ruhigen Betriebsbedingungen, unter denen der Analogsummenübergangsstrom oder DAC-Ausgangsstrom I0UT
Null ist, hat auch V0ÜT den Wert Null. Man nimmt nun an,
daß ein Betrieb bei Raumtemperatur stattfindet. Sodann beträgt IBjAS etwa 0,7 Milliampere. Der Strom durch RL
ist Null. Der Strom 14 durch den Hochzieh-Transistor 80 beträgt etwa 0,5 Milliampere und der Strom durch den
Widerstand 84 beträgt etwa 0,35 Milliampere. Daher beträgt der Strom 17 (die Summe von 13 und 14) im Herunterzieh-Transistor
87 etwa 0,85 Milliampere. Da 13 etwa 0,35 Milliampere beträgt, hat auch 12 einen Wert von etwa
0,35 Milliampere. Es wird angenommen, daß alle Basisströme vernachlässigbar sind. Somit beträgt auch 16 etwa
0,35 Milliampere.
Im folgenden sollen einige Beispiele für den Betrieb der Ausgangsstufe gegeben werden.
Zunächst wird der Fall betrachtet, daß der Analogstrom -'■OUT (^e^^er 24) einen ausreichend großen Wert hat, so
daß VQUT auf +10 Volt getrieben wird. Sodann erhöht sich
der Strom durch RL (RL = 5 Kiloohm) auf etwa 2 Milliampere
vom Ruhewert Null. Der Strom I durch Rp beträgt
I Milliampere. IQH beträgt sodann 3 Milliampere. Computer-Simulationsergebnisse
zeigen, daß der Strom 14 etwa 2,6 Milliampere beträgt. Sodann werden 13 und somit auch
II auf etwa 0,4 Milliampere erhöht, und zwar aufgrund
der Steigerung des Spannungsabfalls über den Widerstand 81 und Vtvt. des Transistors 80 und eine im wesentlichen
gleiche Steigerung des Spannungsabfalls über den Wider-
0WelNAL INSPECTS)
stand 84. Dies veranlaßt 12 und somit auch 16, auf etwa
0,3 Milliampere abzufallen, da IgjAg *n bezug auf die
Änderung des Ausgangsstroms konstant ist. Somit verringert sich die Spannung zwischen der Basis des Transistors
87 und -Vcc auf etwa 0,6 Volt, was dazu führt, daß
der Transistor 87 nahezu abgeschaltet wird. Somit führt die Rückkopplung über den Widerstand 81 und den Emitter
des Transistors 80 zu einer Verringerung von 12, und zwar ansprechend auf eine Steigerung des Ausgangs Stroms
des Transistors 80, welcher den Transistor 87 im wesentlichen abschaltet. Diese Verringerung des Stroms 12 führt
zu einer ausreichend niedrigen Spannung über dem Widerstand 90, so daß dervSpannungsabfall über den niedrigen.
Widers tandswert (2 Kilö'öfem) des Nebenschlußwiderstands
90 es erlaubt, daß der Kollektor-Basis-Leckstrom in Sperrrichtung aus der Basis des Transistors 87 fließt, wodurch
seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung beträchtlich erhöht wird. Dies wurde oben anhand der Fig. 4 erläutert.
Computer-Simulationen zeigen, daß dies zu einem Stromfluß von etwa 0,2 Mikroampere durch den Transistor
87 führt, wodurch wiederum die Durchbruchspannung beträchtlich erhöht wird.
In einem zweiten Beispiel wird Rr von 5 Kiloohm auf Unendlich
erhöht. VQUT beträgt +10 Volt und +Vcc beträgt
+15 Volt und -Vcc beträgt -15 Volt. Simulationen zeigen,
daß der Strom 14 etwa 0,65 Milliampere beträgt. 13 und
somit auch 11 werden geringfügig erhöht, und zwar ausgehend von 0,35 Milliampere-Ruhewert, und 12 wird vom
Ruhewert geringfügig gesenkt. Der ungünstigste Fall oder der höchste Wert von 17 durch den Transistor 87
tritt auf, wenn RL Unendlich ist. Dies führt zu einer
Verringerung der Vorspannung in Durchlaßrichtung an der Basis des Transistors 87, was zu einer Verringerung des
Wertes von 17 auf etwa 20 Mikroampere führt. Der ungün-
stigste Wert von 17 führt zu einer Erhöhung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
des Transistors 87 beträchtlich über die 25 Volt-Kollektor-Emitter-Spannung
des Transistors 87 hinaus (Fig. 4), und zwar trotz des höheren Wertes des Stroms 17 im Vergleich zum vorhergehenden
Beispiel.
In einem dritten Beispiel wird angenommen, daß der Eingangswert
von Iqut dazu führt, daß der Transistor 87
eingeschaltet wird, wodurch VQUT auf -10 Volt gesenkt
wird. Dies führt zu einer 25 Volt-Kollektor-Emitter-Spannung über dem Transistor 80. Der Strom durch R, von
Erde zum Leiter 82 wird vom Ruhewert auf etwa 2 Milliampere erhöht. Der Stromfluß vom Leiter 24 durch Rp zum
Leiter 82 beträgt etwa 1 Milliampere. Der Strom 17 (13
plus Iqt) durch den Transistor 87 beträgt etwa 3,3 Milliampere.
Diese Steigerung des AusgangsStroms des Transistors
87 führt zu einer Rückkopplung in Form einer erhöhten Spannung über den Widerstand 88 und einer im
wesentlichen gleichenSteigerung der Spannung über den Widerstand 90. Dies führt zu einer Erhöhung von 12 und
demzufolge zu einer Senkung von 11. Insbesondere wird
12 auf etwa 0,4 Milliampere gesenkt, wodurch 11 und somit
auch 13 auf etwa 0,3 Milliampere gesenkt werden. Dies verringert die Spannung zwischen der Basis des Transistors
80 und dem Leiter 82 auf etwa 0,6 Volt. Simulationen zeigen, daß dies zu einem Strom von etwa
0,5 Mikroampere durch den Transistor 80 führt. Dies wiederum führt zu einer Erhöhung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
über die 25 Volt der Kollektor-Emitter-Spannung hinaus, welche bei dem Wert VOtjT anliegt.
Als weiteres Beispiel sei angenommen, daß der Lastwiderstand RL von 5 Kiloohm auf Unendlich steigt. Die Simula-
tionen zeigen, daß in diesem Falle 17 etwa 1,35 Milliampere
beträgt. Der Rückkopp lungs strom durch R5, beträgt
immer noch 1 Milliampere. 12 wird über den Ruhewert von 0,35 Milliampere geringfügig angehoben. Dies führt dazu,
daß 11 und somit auch 13 geringfügig unter den Ruhewert
von etwa 0,3 Milliampere gesenkt werden. Die erhöhte Spannung über den Widerstand 84 führt zu einer Steigerung
von 14 auf etwa 40 Mikroampere. Unter diesen Bedingungen liegt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
des Transistors 80 immer noch beträchtlich oberhalb 25 Volt.
Im folgenden soll betrachtet werden, wie eine Erhöhung der Betriebstemperatur den vorerwähnten Betrieb der Ausgangsstufe
69 beeinflußt. Die Erhöhung der Betriebstemperatur führt zu einer Verringerung der Emitter-Basis-Spannungen
der Transistoren. Wenn z.B. unter den Ruhebedingungen die Temperatur von Raumtemperatur auf z.B.
+1250C steigt, so verringert sich V-g-g des Transistors 80
auf etwa 200 Millivolt. Daher muß IBIAs ausreichend verringert
werden, um den etwa gleichen Ruhestrom im Transistor 80 und im Transistor 87 aufrechtzuerhalten wie bei
Zimmertemperatur.
Zur Vermeidung einer drastischen Steigerung des Ruhestroms im Transistor 80 und im Transistor 87 bei einer
Steigerung der Temperatur führt die in Fig. 2 gezeigte Schaltung 70 zu einer Verringerung von I-dtaq m^ ansteigender
Temperatur, und zwar allgemein wie in der graphischen Darstellung der Fig. 3 gezeigt. Die PNP-Stromspiegelschaltung
mit den Transistoren 74 und 75 führt dazu, daß Ιώτα 3 das Doppelte des Stroms durch den PNP-Transistor
75 beträgt. Im folgenden soll erläutert werden, auf welche Weise die Schaltung 70 gemäß Fig. 2 den
Wert von Igj^s verrinSei"t>
wenn die Temperatur ansteigt. Zunächst muß betont werden, daß der NPN-Transistor 92
nur gegebenenfalls vorhanden sein muß und nur die Funktion eines Schutztransistors 93 ausübt und dabei erforderlichenfalls
vor einer exzessiven Kollektor-Emitter-Spannung schützt. Die Emitter-Geometrie der Transistoren
93 und 95 werden zweckentsprechend abgestuft, so daß die Spannung am Emitter des NPN-Transistors 93 im wesentlichen
gleich der Spannung am Emitter des mit einer Diode beschalteten Transistors 95 über den Betriebstemperaturbereich
von -25 bis +1250C ist. Somit ist die Summe des Spannungsabfalls über den mit einer Diode beschalteten
Transistor 96 und des kleinen Spannungsabfalls über den
Widerstand 99 im wesentlichen gleich dem Spannungsabfall über den Widerstand 94.
Es ist nun wichtig, sich vor Augen zu halten, daß die Stromspiegelschaltung 45 in Fig. 1 im wesentlichen einen konstanten Strom durch den Leiter 25 liefert. Dieser
Strom wird auf den Pfad mit den Dioden-beschalteten Transistoren 95 und 96 und auf den Pfad mit dem Widerstand
97 aufgeteilt. Mit steigender Temperatur werden die Emitter-Basis-Spannungen der Dioden-beschalteten
Transistoren 95 und 96 verringert. Diese Verringerung
führt zu einer Verringerung der Spannung über den Widerstand 94 und somit zu einer Verringerung von ^--ßlAS^ *
Die obere Kurve A in Fig. 2 veranschaulicht qualitativ die Verringerung von ΙητΛσ/^, wenn der Widerstand 97
weggelassen wird. Die Kurve A zeigt eine relativ lineare Verringerung von ^-QIAS^ mit steigender Temperatur. Simulationen
des Schaltungsbetriebs zeigen, daß diese Rate der Verringerung nicht ausreicht, um in den Transistoren
80 und 87 konstante Ruheströme aufrechtzuerhalten. Die Wirkung der Hinzufügung des Widerstands 97 besteht in
ORIGINAL INSPECTED
■23
der Beschleunigung der Rate der Verringerung von Ι·η-£Λο/2
mit steigender Temperatur, wie dies die Kurve B in Fig. 2 zeigt. Der Widerstand 97 führt zu einem Nebenschluß
eines Teils des Stroms des Leiters 25, und zwar von den mit Dioden beschalteten Transistoren 95 und 96
weg. Dies führt zu einer Verringerung der Stromdichte in diesen Transistoren.
Die Verringerung der Stromdichte führt zu einer Steigerung der Rate der Änderung von V-n-g der Transistoren 95
und 96 in bezug auf die Temperatur. Dies führt zu einer
größeren Rate der Verringerung der Spannung über den Widerstand 94 und somit des Wertes von I-dtas/2 m^ steigender
Temperatur.
Als Gesamteffekt der Vorspann-Stromschaltung 70 beobachtet man sodann bei Erhöhung der Temperatur eine ausreichende
Verringerung von It5Ta σ
> so daß der Strom 11 oder 12 des Ausgangstransistors 80 oder 87, welcher einen hohen
Ausgangsstrom zuführt ober ableitet, sowie der Strom im zugeordneten Widerstand 84 bzw. 90 hoch genug ist, um
den anderen Ausgangstransistor und seinen Widerstand 84 bzw. 90 auszuhungern. Dies gestattet es, den Kollektor-Basis-Leckstrom
in Sperrichtung des ausgehungerten Ausgangstransistors aus der Basis dieses Ausgangstransistors
auszuschalten. Dies führt zu einer Steigerung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
des ausgehungerten Ausgangstransistors vom BVpgQ-Wert auf einen beträchtlich
höheren Wert, der abhängt vom Wert des Widerstands 84 oder 90, wie dies anhand der Fig. 4 erläutert wurde.
Der 48 Ohm-Widerstand 99 zeigt eine Verhältnisanpassung in bezug auf die 24 Ohm-Widerstände 81 und 88 in bezug
auf Verarbeitungsänderungen und Temperaturänderungen. Der Widerstand 94 zeigt Verhältnisanpassung an die Widerstände
84 und 90 in bezug auf Verarbeitung und Tempe-
3er
raturänderungen. Der Betrag des dem Leiter 25 über die PNP-Stromspiegelschaltung 45 gemäß Fig. 1 zugeführten
Stroms steuert IgjAc/2 und somit Ιώταο·
Es wird somit ein im wesentlichen konstanter Strom in den Dioden-beschalteten Transistor 96 erzwungen, und der
48 Ohm-¥iderstand 99 steuert die Spannung über den Widerstand 94 und somit auch den Strom durch diesen Widerstand.
Dies führt dazu, daß ein Temperatur-abhängiger Strom IBIAg/2 ^- Widerstand 94 fließt. Die PNP-Stromspiegelschaltung
74, 75 verdoppelt diesen Strom im Sinne einer Erzeugung von ΙβΤΛσ» welcher sodann in die Ströme
11 und 12 aufgespalten wird. Hierdurch kommt es zu proportionalen
Temperatur-abhängigen Strömen in den Widerständen 84 und 90. Der Fachmann erkennt, daß diese Ströme
Spannungen erzeugen, welche den Transistor 80 und den Widerstand 81 veranlassen, einen im wesentlichen konstan
ten, relativ Temperatur-unabhängigen Strom 14 zu erzeugen. Ferner werden der Transistor 87 und der Widerstand
88 veranlaßt, einen im wesentlichen konstanten und relativ Temperatur-unabhängigen Strom 17 zu erzeugen. Ein
analoger Betrieb findet unter Nicht-Ruhebedingungen statt sowie bei hohen und niedrigen Temperaturen. Der
Kollektorstrom des Ausgangstransistors, welcher keinen Ausgangsstrom zuführt oder ableitet, ist so niedrig, daß
seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung auf einen sicheren Wert erhöht wird.
Der Betrieb der Pegel-Schiebeschaltung 14 gemäß Fig. 1 soll im folgenden erläutert werden. Ein niedriger TTL-Pegel
von V. am Leiter 2 wird durch die Emitter-Basis-Spannung des mit einer Diode beschalteten Transistors
verschoben und sodann an die Basis des Emitter-Folger-Transistors 18 angelegt, dessen Emitter im wesentlichen
auf VA Volt liegt. Ein Pegel-Schiebewiderstand 19, der
eine Verhältnisanpassung in bezug auf den Widerstand 41 zeigt, führt zu einer Spannungsverschiebung um etwa
2 Volt. Die verschobene, niedrige TTL-Eingangsspannung liegt an der Basis des Bitstromschalttransistors 5 an.
Wenn V^ "hoch" ist, so wird Vj^p1 an die Basis des
Transistors 18 (da die Diode 15 abgeschaltet ist) angelegt und der Pegel von Vd™™ wird durch den Widerstand
19 verschoben. Es soll nun angenommen werden, daß -Vcc
einen niedrigen Wert von -4,75 Volt hat. Im Hinblick auf die Beschränkungen der Werte Vg1 und Vg2 ergibt
sich somit das Problem, wie der Spannungsabfall über den Pegel-Schiebewiderstand 19 im wesentlichen konstant
gehalten werden kann, und zwar über einen normalen Bereich von Verarbeitungsparameteränderungen und Temperaturänderungen
von -25 bis +1250C Falls diese Kompensation der Verarbeitungsparameter- und der Temperaturänderungen
nicht erreicht werden kann, ist die Pegel-Schi ebetechnik der Schaltung 14 bei einem DAC für
niedrige Spannungen praktisch nicht verwendbar.
Die Art und Weise, in der der Strom 1^ (d.h. der Schiebestrom)
variiert wird, um den Spannungsabfall über den Widerstand 19 im wesentlichen konstant zu halten, besteht
darin, die NPN-Stromspiegelschaltung 31 mittels
der PNP-Stromspiege!schaltung 32 zu treiben, deren Eingangsstrom
durch den Transistor 38, den Widerstand 40 und die Referenzspannung am Leiter 39 bestimmt wird.
Bei dem Pegel-Schiebewiderstand 19 können Variationen des Widerstandswertes auftreten, und zwar aufgrund von
Änderungen der verschiedenen Nichrom-Ätzprozesse, durch die der Widerstand 19 gebildet wird, und aufgrund von
Änderungen verschiedener Parameter, welche den Widerstandswert des Widerstands -19 definierten. Somit wird
der Widerstand 40, welcher eine Verhältnisanpassung an den Widerstand 19 aufweist und auch die gleiche Breite
hat wie dieser und auch die gleiche Anschlußstruktur, dazu verwendet, den Strom durch die PNP-Stromspiegelschaltung
zu schicken, so daß etwaige Verfahrens-induzierte Variationen des Widerstandswertes des Widerstands
19 durch entsprechende Änderungen des Stroms, welcher durch den Widerstand 40 in der PNP-Stromspiegelschaltung
32 und somit auch in der NPN-Stromspiegelschaltung 31
und somit auch in I,σ erzeugt wird, ausgeglichen werden.
Im folgenden soll erläutert werden, wie eine Befähigung zur Einstellung des Bitstroms IgjT mit Hilfe des externen
Potentiometers 48 geschaffen wird. Die Schaltung 78 in Fig. 1 verursacht den Strom Ijtqj» so äaß er bei Temperaturänderungen
"und bei Änderungen von +VCC oder
-Vcc im wesentlichen konstant ist. Ein hinsichtlich des
Aufbaus der Schaltung auftretendes Problem besteht in der Verwirklichung dieser Möglichkeit und auch in der
Verwirklichung einer sehr niedrigen Rauschvorspannung Vg2 auf dem Leiter 13, wobei nur eine einzige Zuleitung
am Gehäuse für DAC 1 verwendet wird. Die auf dem Leiter 49 erzeugte Spannung ist in zweckentsprechender Weise
Temperatür-kompensiert, und zwar aufgrund des negativen
Temperaturkoeffizienten der Emitter-Basis-Spannungen der mit Dioden beschalteten NPN-Transistoren 64 und 66
und der V-gg-Multiplizierschaltung 53 und aufgrund des
positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode 65. Die Zenerdiode 65 erzeugt ein unakzeptabel starkes Rauschen
auf dem Referenzspannungsleiter 67, welches bei einem
DAC hoher Genauigkeit, z.B. einem 16 Bit-DAC, nicht tragbar ist. Es ist somit erwünscht, einen externen Kondensator
vorzusehen, um dieses Rauschen auszufiltern,
ehe man von der Referenzspannung Gebrauch macht, um die Spannung V-gp auf äem Leiter 13 zu erzeugen.
Im idealen Fall besteht der beste Hochimpedanzpunkt für einen Anschluß des externen Filterkondensators an der
Basis des Emitter-Folger-Transistors 51. Sodann v/ürden
der hohe Wert des Widerstandes (Widerstände 59 und 61) zwischen der Basis des Emitter-Folger-Transistors 51 und
der mit hohem Rauschen behafteten Referenzspannung auf dem Leiter 67 in Kombination mit dem Filterkondensator
einTiefpaß-RC-Filter bilden.
Der ideale Ort für den Anschluß eines externen Potentiometers, z.B. 48, wäre ein Emitter-Folger-Transistor
(nicht gezeigt), dessen Basis-Eelektrode am Leiter 67 anliegt.
Unglücklicherweise erfordert diese "ideale" Vorgangsweise zwei Zuleitungen des Gehäuses. Der Anschluß eines
externen Potentiometers., z.B. 48, an der Bais des Emitter-Folger-Transistors 51 (der ideale Punkt für den Anschluß
eines externen Filterkondensators) würde zu einer nicht akzeptablen Belastung des Leiters 60 führen,
was zu Änderungen von Vgp führen würde.
Die Schaltung gemäß Fig. 1 löst diese Konfliktsituation in wirksamer Weise durch einen 500 Ohm-Widerstand 61
zwischen dem Emitter des Emitter-Folger-Transistors 62 und dem Leiter 49. Dieser 500 Ohm-Widerstand hindert
den externen Filterkondensator 50 daran, dem äußerst niedrigen Emitterwiderstand des Emitter-Folger-Transistors
62 ausgesetzt zu sein, und gestattet eine wirksame Herausfilterung des Rauschens vom Leiter 49 mit
yi ■ 361538
einem relativ klein-dimensionierten Kondensator mit einem
Wert von etwa 0,1 Mikrofarad. Für Werte des Widerstandes des Potentiometers 48 von 1 Megaohm oder darüber
ist die effektive Belastung des Leiters 49 vernachlässigbar.
Die Erfindung wurde im Zusammenhang mit einer speziellen Ausführungsform beschrieben. Es können jedoch verschiedene
Änderungen vorgenommen werden. Wenn beispielsweise Vg1 des Leiters 70 in Fig. 1 mit der Temperatur
in vorbestimmter Weise variiert, so kann man erreichen, daß die im wesentlichen konstante Pege!verschiebung
über den Pegelverschiebewiderstand 19 in gleicher Weise variiert.
OWGiNAL
Claims (7)
1. Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch
(i) eine Vielzahl von Bitschaltungen, deren jede einen Widerstand umfaßt, welcher einen Bitstrom bestimmt,
welcher durch einen Stromquellentransistor fließt, dessen Emitter mit dem Widerstand verbunden ist
und dessen Kollektor mit einer Bitstrom-Schalteinrichtung verbunden ist, die auf ein digitales Eingangssignal anspricht,
so daß der Bitstrom zu einem Summierungsleiter durchgeschaltet wird, wobei die Bitstrom-Schalteinrichtung
erste und zweite Transistoren umfaßt, deren Emitter mit dem Kollektor des Stromquellentransistors gekoppelt
sind, und
(ii) eine Vorspannschaltung, welche eine Vorspannung erzeugt und damit die Basis des zweiten Transistors
einer jeden der Bitstrom-Schalteinrichtungen beaufschlagt,
wobei eine jede der Bitschaltungen folgendes umfaßt:
wobei eine jede der Bitschaltungen folgendes umfaßt:
(a) eine Eingangsdiode, deren Kathode auf das digitale Eingangssignal anspricht und deren Anode mit
einem Hochzieh-Widerstand verbunden ist sowie mit der Basis eines dritten Transistors;
(b) einen Pegelverschiebewiderstand, welcher mit einem Anschluß mit dem Emitter des dritten Transistors
verbunden ist und mit dem zweiten Anschluß mit der Basis des ersten Transistors der Bitstrom-Schalteinrichtung
; und
(c) eine Kompensations-Stromquelleneinrichtung, welche mit dem zweiten Anschluß des Pegelverschiebewiderstandes
verbunden ist zur Bewirkung eines Pegelverschiebestroms, welcher durch den Pegelverschiebewiderstand
fließt, so daß der Pegelverschiebestrom geändert wird im Sinne der Erzeugung eines im wesentlichen
konstanten Spannungsabfalls über den Pegelverschiebewiderstand trotz Änderungen des Widerstandswertes des
Pegelverschiebewiderstandes aufgrund von Änderungen der Temperatur und der Herstellungsparameter.
2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Transistor
NPN-Transistören sind.
3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensations-Schalteinrichtung
eine NPN-Stromspiegelschaltung umfaßt, die einen vierten
NPN-Transistor umfaßt, dessen Basis mit der Basis eines fünften NPN-Transistors verbunden ist, wobei die Emitter
des vierten und des fünften NPN-Transistors mit einem ersten Versorgungsspannungsleiter verbunden sind und wobei
der Pegelverschiebestrom im Kollektor des vierten NPN-Transistors fließt, und zwar ansprechend auf einen ersten
Steuerstrom, der im Kollektor des fünften NPN-Transistors fließt.
4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensations-Schaltungseinrichtung
eine PNP-Stromspiegelschaltung umfaßt mit einem ersten
PNP-Transistor, dessen Basis mit der Basis eines zweiten PNP-Transistors verbunden ist, wobei der erste
und der zweite PNP-Transistor mit ihren Emittern jeweils mit einem zweiten Versorgungsspannungsleiter verbunden
sind, wobei der erste Steuerstrom auch in den ersten PNP-Transistor fließt, und zwar ansprechend auf
einen zweiten Steuerstrom, der im Kollektor des zweiten PNP-Transistors fließt.
OBIGiNAL INSPECTED
5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensations-Schaltungseinrichtung
eine Einrichtung zur Bereitstellung einer Referenzspannung auf einem Referenzspannungsleiter umfaßt,
wobei ein sechster NPN-Transistor vorgesehen ist, dessen Basis mit dem Referenzspannungsleiter verbunden
ist und dessen Emitter mit einem Anschluß eines Stromsteuerwiderstands verbunden ist, dessen anderer
Anschluß mit dem ersten Versorgungsspannungsleiter verbunden ist, wobei der Stromsteuerwiderstand vom gleichen
Typ ist wie der Pegelverschiebewiderstand und diesem gegenüber eine Verhältnis-Anpassung aufweist und wobei
der sechste NPN-Transistor mit dem Stromsteuerwiderstand zusammenwirkt sowie mit der ersten Versorgungsspannung
im Sinne der Erzeugung eines Steuerstroms im Stromsteuerwiderstand.
6. Verfahren zum Schalten von Bitströmen in einem Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch die folgenden
Stufen:
(a) Anlegen eines Eingangspegels an einen Anschluß einer Eingangsschalteinrichtung im Sinne der Erzeugung
eines ersten oder eines zweiten Signalpegels an einem zweiten Anschluß des Eingangsschalters;
(b) Anlegen des Signalpegels des zweiten Anschlusses der Eingangs schalteinrichtung an die Basis
eines ersten Transistors, dessen Emitter mit einem Pegelverschiebewiderstand verbunden ist;
(c) Leiten eines Pegelverschiebestroms durch den Pegelverschiebewiderstand im Sinne der Erzeugung eines
im wesentlichen konstanten Spannungsabfalls über den Pegelverschiebewiderstand und Einstellen des Pegelverschiebestroms
im Sinne der Kompensation von Änderungen des Widerstandswertes des Pegelverschiebewider-
Standes aufgrund von Änderungen der Temperatur und aufgrund von Änderungen der Herstellungsparameter des
Pegelverschiebewiderstandes im Sinne der Sicherstellung, daß der Spannungsabfall von solchen Änderungen im wesentlichen
unabhängig ist.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß man einen Steuerstrom dadurch erzeugt, daß man
einen im wesentlichen konstanten Spannungsabfall über einen Steuerwiderstand herbeiführt, wobei der Steuerwiderstand
im wesentlichen vom gleichen Typ ist wie der Pegelverschiebewiderstand und zu diesem eine Verhältnis-Anpassung
zeigt, wobei der Steuerstrom dazu dient, eine Stromspiegelschaltung zu treiben, welche den Pegelverschiebestrom
erzeugt.
OHlGlNAL INSPECTED
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