DE3615383A1

DE3615383A1 - Eine schaltung zur verschiebung des eingangspegels eines digital-analog-wandlers

Info

Publication number: DE3615383A1
Application number: DE19863615383
Authority: DE
Inventors: Jimmy R. Tucson Ariz. Naylor
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1985-05-08
Filing date: 1986-05-07
Publication date: 1986-11-13
Anticipated expiration: 2006-05-08
Also published as: GB2175165B; KR900006543B1; DE3615383C2; FR2581812A1; GB2175165A; KR860009555A; JPS61274517A; JPH0340539B2; US4607249A; FR2581812B1; GB8611252D0

Description

1A-5446

BURR-BROWN CORPORATION Tucson, Arizona, USA

Eine Schaltung zur Verschiebung des Eingangspegels eines

Digital-Analog-Wandlers

Die Erfindung betrifft integrierte Digital-Analog-Wandler niedriger Spannung und insbesondere Eingangspegel-Verschiebeschaltungen für Digital-Analog-Wandler.

Es sind verschiedene Digital-Analog-Wandler-Schaltungen bekannt. Mit fortschreitender Technik wurden monolithische Digital-Analog-Wandler (DAC) erhöhter Genauigkeit und größerer Bandbreite (d.h. Betriebsgeschwindigkeit) bekannt, welche bei Stromversorgungsspannungen recht niedriger Amplitude arbeiten können. Es sind jedoch weitere Verbesserungen auf allen diesen Gebieten in ho-

hem Maße erwünscht, um den Markt für solche DAC zu erweitern, so daß der Einsatz solcher DAC bei einer größeren Anzahl von kostengünstigen Erzeugnissen in wirtschaftlicher Weise verwirklicht werden kann. Es ist in hohem Maße erwünscht, eine monolithische integrierte Schaltung, insbesondere einen monolithischen DAC, zu schaffen, welcher die Befähigung hat, innerhalb vorbestimmter Bedingungen nicht nur bei sehr niedrigen Amplituden der Stromversorgungsspannungen zu arbeiten, sondern auch bei sehr hohen Amplituden der Stromversorgungsspannungen. Die Verwirklichung dieser Funktion in einer integrierten Schaltung, besonders in einem monolithischen DAC, führt zu verschiedenen Schwierigkeiten beim Schaltungsaufbau. So führt die Befähigung zum Betrieb bei einer Stromvers or gungs spannung niedriger Amplitude häufig zum Problem der Erzeugung adäquater, interner Betriebsspannungen, ansprechend auf die ungünstigsten TTL-Eingangssignale. Die Verwendung von Stromversorgungsspannungen niedriger Amplitude macht es auch schwierig, die maximalen Ausgangsspannungen zu erzeugen, welche üblicherweise erforderlich sind. Der Ausdruck "Kopfraum" wird gelegentlich von Fachleuten verwendet, um das Problem der Erzielung zweckentsprechender Ausgangssignalpegel bei integrierten Schaltungen zu bezeichnen, wenn eine oder beide Stromversorgungsspannungsamplituden niedrig sind, z.B. +4,75 Volt oder -4,75 Volt betragen. Es ist schwierig, adäquat hohe Ausgangsspannungen zu erhalten, falls die Schaltung nur einen geringen "Kopfraum" aufweist, wenn eine niedrige positive Stromversorgungsspannung verwendet wird. Das gleiche gilt für eine negative Ausgangsvariation, wenn die negative Versorgungsspannung einen niedrigen Spannungswert hat. Für eine große positive AusgangsSchwankung muß die Emitter-Basis-Spannung eines NPN-"Hochzieh"-Transistors im "Kopfraum" unterge-

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bracht werden, und es muß eine vorgeschaltete Stufe vorgesehen werden, um die Basis dieses NPN-"Hochzieh"-Transistors zu treiben. Bei modernen Schaltungen hoher Geschwindigkeit und niedriger Leistung ist auch bei solchen Vorstufen ein adäquater "Kopfraum" erforderlich, um verschiedene Emitter-Basis-Spannungsabfälle und Kollektor-Emitter-Spannungsabfälle unterzubringen, die erforderlich sind, um das Signal für das Treiben der Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors zu erzeugen. Ähnliche Bedingungen gelten auch für den NPN-"Herunterzieh "-Transistor.

Wenn die Stromversorgungsspannungen (⁺V_CC und/oder -V_cc) einen sehr hohen Wert haben, z.B. +15 bis +18 Volt (oder -15 bis -18 Volt), dann werden bei bestimmten Betriebsbedingungen die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannungen des "Hochzieh"- und des "Herunterzieh"-Transistors leicht überschritten. Dies geschieht leicht, da typischerweise die normale Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung dieser Transistoren, falls sie eingeschaltet sind, etwa 20 Volt betragen, und zwar bei einem typischen Herstellungsverfahren für bipolare Hochgeschwindigkeitsschaltungen, und die Kollektor-Emitter-Spannungen dieser Transistoren übersteigen diesen Wert, falls ⁺V_CC +15 Volt oder mehr beträgt und falls -V_cc -15 Volt oder einen niedrigeren Wert aufweist. Zur Überwindung dieses Problems können zusätzliche aktive Einrichtungen vorgesehen sein,z.B. Transistoren und Zenerdioden, in Reihenschaltung zu dem "Hochzieh"- und dem "Herunterzieh"-Transistor zum Zwecke der "Absorption" von Kollektor-Emitter-Überspannungen, welche anderenfalls an diesen Transistoren anliegen wurden und ihren Durchbruch hervorrufen würden. Sowohl die Zenerdioden-Spannungsabfälle als auch die Kollektor-Emitter-Spannungsabfälle wurden

bisher in Reihenbeziehung zum "Hochzieh"- und zum "Herunterzieh"-Transistor vorgesehen, um Durchbrüche zu vermeiden, welche auftreten, wenn hohe Versorgungsspannungen an den Gegentakt-Ausgangsschaltungen anliegen. Das Bereitstellen einer solchen zusätzlichen Schaltung macht den Aufbau der Gesamtschaltung wesentlich komplizierter und verteuert auch die Schaltung. Häufig kommt es auch zu einer Verringerung der Geschwindigkeit und zu einer Steigerung des Leistungsverbrauchs sowie zu einer Verringerung des "Kopfraums", welcher zur Erzielung adäquater Ausgangssignalpegel erforderlich ist. Eine andere Beschränkung dieser monolithischen integrierten Schaltungen besteht in der Anzahl der Pins oder der Zuleitungen eines wirtschaftlichen Gehäuses, in dem das Chip untergebracht werden muß. Bei monolithischen Digital-Analog-Wandlern (im folgenden mit DAC bezeichnet) ist es oft erwünscht, die Möglichkeit für den Anschluß externer Komponenten, wie Potentiometern, vorzusehen, um präzise Einstellungen der Bit-Ströme zu ermöglichen. Dies kann bei einigen praktischen Anwendungen solcher monolithischer DAC erforderlich sein. Es kann auch erwünscht sein, externe Kondensatoren einzuschließen, um Rauschsignale herauszufiltern, da es unpraktisch ist, große interne Filterkondensatoren in einer monolithischen integrierten Schaltung vorzusehen, da dies eine sehr große Chipfläche für die integrierten Schaltungskondensatoren erfordern würde.

Man erkennt somit, daß ein erhebliches Bedürfnis für einen verbesserten Schaltungsaufbau besteht, welcher einen Schaltungsbetrieb bei hohen Geschwindigkeiten gestattet, und zwar über einen weiten Bereich von Stromversorgungsspannungen und bei minimaler Schaltungskomplexität, während andererseits die monolithische

OiWGJNAL INSPECTED

Chipfläche zur Verwirklichung dieses Ziels ebenfalls minimal sein soll.

Ein weiteres Problem solcher monolithischer Schaltungen besteht in den Komplizierungen, welche nicht nur durch eine diesen Erfordernissen gerecht werdende Schaltung bedingt werden, sondern auch durch den erforderlichen Betrieb über einen weiten Temperaturbereich, wobei die vorerwähnten Bedingungen bei allen Temperaturen innerhalb dieses Bereichs gegeben sein müssen.

Herkömmliche DAC haben relativ große negative Stromversorgungsspannungen, von denen die Spannungen über die Präzisionswiderstände entwickelt werden, welche die Bit-Ströme bestimmen. Von diesen Spannungen werden Stromschalter betätigt, welche selektiv die Bit-Ströme summieren, zum Zwecke der Erzeugung eines analogen Ausgangsstroms, ansprechend auf die digitalen Eingangssignale. Einige herkömmliche DAC verwenden Zenerdioden mit Durchbruchspannungen von etwa 7 Volt, um die TTL-Eingangspegel hinab zu den niedrigen Spannungspegeln zu schieben, welche erforderlich sind, um die Bit-Stromschalter zu steuern. Diese Technik kann nicht verwendet werden, wenn die negative Versorgungsspannung nicht wesentlich größer ist als die Zenerdioden-Durchbruchspannung. Obgleich Widerstandspegel-Schiebetechniken zu verschiedenen Zwecken verwendet wurden, so wurden sie doch bisher nicht bei monolithischen integrierten Schaltungen angewendet, bei denen eine Pegelverschiebung mit konstanter Spannung erforderlich ist. Dies beruht wahrscheinlich auf dem Verlust der Schaltgeschwindigkeit und auf der inadäquaten Steuerung der Spannungspegel-Verschiebung wegen der Verarbeitungsvariationen.

Es besteht ein spezieller Bedarf nach einer verbesserten Verstärker-Ausgangsstruktur mit der Befähigung zu einem Betrieb bei Versorgungsspannungen mit hohem Wert und mit niedrigem Wert und mit einer Befähigung zum Betrieb mit minimalem "Kopfraum". Es sollen höchstmögliche Signalspannungspegel erreicht werden, auch wenn die positiven und/oder negativen Versorgungsspannungswerte niedrig sind.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte TTL-kompatible Pegelverschiebungsschaltung für niedrige Spannungen zu schaffen, welche dazu dienen, die Bitstromschalter eines DAC zu treiben. Diese Pegelverschiebungsschaltung soll unempfindlich gegenüber Änderungen des Herstellungsverfahrens sein sowie gegenüber Änderungen der Versorgungsspannung und gegenüber Änderungen der Betriebstemperatur .

Erfindungsgemäß wird eine TTL-kompatible Eingangspegel-Vers chiebe schaltung geschaffen, welche eine Diode umfaßt, deren Kethode mit einem digitalen Eingangsanschluß eines DAC verbunden ist und deren Anode mit dem Eingang eines NPN-Emitter-Folger-Transistors verbunden ist, wobei die Anode mit einem Hochzieh-Widerstand einer ersten Referenzspannung verbunden ist. Ein Pegelverschiebewiderstand liegt zwischen dem Emitter des NPN-Emitter-Folger-Transistors und einer kompensierten Stromquellenschaltung, die einen Stromfluß durch den Pegelverschiebewiderstand hervorruft zur Herbeiführung eines im wesentlichen konstanten Spannungsabfalls über den Pegelverechiebewiderstand, und zwar trotz Änderungen hinsichtlich der Parameter des Herstellungsverfahrens und trotz Änderungen der Betriebstemperatur. Der Anschluß niedriger Spannung des Pegelverschiebewiderstands ist mit der Basis eines der Transistoren eines Emitter-gekoppelten NPN-Transistorpaars ver-

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bunden. Die Basis des anderen Transistors des Emittergekoppelten Paars ist mit einer zweiten Referenzspannung verbunden. Das Emitter-gekoppelte NPN-Transistorpaar schaltet einen Bitstrom in einen Ausgangsstrom-Summenbildungsknoten, wenn der digitale Eingangspegel niedrig ist,und in einen Erdleiter, wenn der digitale Eingangspegel hoch ist.

Gleichzeitig mit vorliegender Patentanmeldung werden zwei weitere Patentanmeldungen der Anmelderin mit den Titeln

(1) Digital-Analog-Wandler für niedrige Spannungswerte (Aktenzeichen: 1A-5362)

(2) Digital-Analog-Wandler mit einer Bit-Einstell- und -Filterschaltung (Aktenzeichen: 1A-5435)

eingereicht,auf die zu Offenbarungszwecken ausdrücklich hingewiesen wird.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Teilbereichs eines Digital-Analog-Wandlers der Erfindung;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm einer Ausgangsverstärkerschaltung, welche den durch die Schaltung gemäß Fig. 1 erzeugten Analog-Summenstrom empfängt;

Fig. 3 ein Diagramm zur Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 2; und

Fig. 4 ein Diagramm der Kollektor-Emitter-Durchbruchcharakteristika eines NPN-Transistors als Funktion des Basisstroms und des Kollektorstroms.

Gemäß den Fig. 1 und 2 umfaßt der Digital-Analog-Wandler 1 eine Vielzahl von digitalen Eingangsanschlüssen, z.B. den Eingangsanschluß 2, welche mit einer Vielzahl von einzelnen "Bit-Schaltungen" verbunden sind, z.B. der Bit-Schaltung 3A. Wenn z. B. DAC 1 ein 16 Bit-DAC ist, so liegen 16 "Bit-Schaltungen", wie 3A, vor und 16 gesonderte Digital-Eingangsanschlüsse, z.B. der Eingangsanschluß 2. In Fig. 1 ist nur eine Bitschaltung 3A im einzelnen gezeigt. Diese Bitschaltung 3A betrifft das wichtigste Bit im beschriebenen DAC 1. Die verbleibenden Bitschaltungen, wie 3B, sind der Bitschaltung 3A im wesentlichen ähnlich, mit der Ausnahme, daß sie nicht notwendigerweise mit der nachfolgend zu erläuternden Bit-StromJustierschaltung verbunden sind. Eine zweckentsprechende binäre Bit-Stromabstufung mittels einer herkömmlichen R-2R-¥iderstandsleiterschaltung ist in üblicher Weise aufgebaut und nicht gezeigt.

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Die Bitschaltung 3A umfaßt einen Präzisionswiderstand 12, welcher zwischen -Vnn (Leiter der negativen Versorgungsspannung) und dem Leiter 11 liegt. Der Leiter 11 ist mit dem Emitter des NPN-Stromquellen-Transistors verbunden. Die Basis des Stromquellen-Transistors 10 einer jeden der Bitschaltungen ist mit einem Leiter verbunden, welcher eine Temperatur-kompensierte Vorspannung Vgp erzeugt. Der Kollektor des Stromquellen-Transistors 10 einer jeden Bitschaltung ist mit einem Leiter 9 verbunden, welcher wiederum mit den Emittern der beiden NPN-Transistoren 5 und 6 verbunden ist, die ein Emitter-gekoppeltes Paar bilden. Die Transistoren 5 und 6 wirken als Bitstromschalter. Der Kollektor des Bitstromschalttransistors 5 ist mit Erde verbunden und der Kollektor des Bitstromschalttransistors 6 ist mit einem Stromsummenleiter 24 verbunden. Der Leiter 24A ist in herkömmlicher Weise geschaltet zum Empfang anderer Bitströme in einer R-2R-¥iderstandsleiterschaltung. Die Basis des Transistors 5 ist durch einen Leiter 8 mit einer Pegelschiebeschaltung verbunden, welche die Spannungspegel, die durch V^ gesteuert werden, abwärtsschiebt zu Pegeln, welche für die zweckentsprechende Arbeitsweise der Basis des Bitstromschalttransistors 5 erforderlich sind. Für eine jede der Bitschaltungen wird ein Bitstrom Ig™ im Widerstand 12 durch den Stromquellentransistor 10 bereitgestellt und entweder auf Erde geschaltet, wenn die Basis des Transistors 5 einen hohen Pegel hat, oder auf den Stromsummenleiter 24, wenn die Basis des Transistors 5 auf niedriger Spannung liegt. Die Summe aller Bitströme ist ein Analog-Ausgangsstrom Iq_UT. Der Strom Iq_UT wird dem negativen Eingangsanschluß eines Differentialverstärkers 71 mit hohem Verstärkungsgrad gemäß Fig. 2 zugeführt.

Eine Vorspannung V₅₁ wird der Basis des Bitstromschalttransistors 6 einer jeden der Bitschaltungen, z.B. 34·, zugeführt. Herkömmliche Temperatur-Nachführvorspannungsschaltungen können leicht vom Durchschnittsfachmann konzipiert werden zum Zwecke der Beaufschlagung des Leiters 7 mit der Vorspannung V™.

Eine jede der Bitschaltungen umfaßt eine Eingangspegel-Schi ebe schaltung mit einer Diode 15, einem "Hochzieh"-Widerstand 17, einem NPN-Emitter-Folger-Transistor 18, einem Pegel-Schiebewiderstand 19 und einer Temperaturkompensierten Stromquellenschaltung 31.

Eine TTL-kompatible Eingangsspannung V. wird dem Emitter des mit einer Diode verbundenen NPN-Transistors 15 zugeführt und der Kollektor und die Basis desselben sind durch einen Leiter 16 mit dem Widerstand 17 verbunden und mit dem NPN-Transistor 18. Der obere Anschluß des Widerstandes 17 ist mit einer zweckentsprechenden Referenzspannung Vftgp-i verbunden. Der Kollektor des Transistors 18 ist mit ⁺V_CC verbunden und der Emitter ist durch einen Nichrom-Widerstand 19 mit dem Leiter 8 verbunden. Der Leiter 8 ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 20 einer Stromquelle 31 verbunden.

Die Stromquellenschaltung 31 ist an sich ein Ausgang einer NPN-Stromspiegelschaltung herkömmlicher Bauart. Sie umfaßt NPN-Transistoren 20, 23 und 27 mit Emitterwiderständen 21, 28 bzw. 29. Die Basen der Transistoren 20 und 27 sind mit dem Emitter des Transistors 23 verbunden und die Basis des letzteren ist mit dem Kollektor des Transistors 27 über einen Leiter 30 verbunden. Der dem Kollektor des Transistors 27 zugeführte Strom bestimmt den Strom 1^₃ im Kollektor des Transistors 20 und

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auch in den Transistoren, wie z.B. 20 der anderen Bitschaltungen, welche nicht gezeigt sind. Der Strom im Transistor 27 wird durch eine gesonderte PNP-Stromspiegelschaltung 32 bestimmt. Die PNP-Stromspiegelschaltung

32 umfaßt PNP-Transistoren 33 und 34, deren Basen mit dem Emitter des PNP-Transistors 37 verbunden sind* Die Basis des Transistors 37 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors 34 verbunden. Die Emitter der Transistoren

33 und 34 sind durch Emitterwiderstände 35 und 36 mit ^+VCC ^vert)unden. ^Der Strom durch den Transistor 34 und somit auch den Transistor 33 und den Transistor 27 der Stromspiegelschaltung 31 wird bestimmt durch einen Präzisions-Ni chromwiderstand 40, welcher in einer Verhältnis-Anpassung hinsichtlich Gestalt und Struktur des oben erwähnten Nichromwiderstandes 19 der Pegel-Schiebeschaltung 14 steht. Der Widerstand 40 liegt zwischen dem Emitter des NPN-Transistors 38 und -V_cc· Der Kollektor des Transistors 38 ist mit dem Kollektor bzw. der Basis der PNP-Transistoren 34 bzw. 37 verbunden.

Die Basis des Transistors 38 ist durch einen Leiter 39 mit der Kathode einer Zenerdiode 65 verbunden, welche in einer Spannungsreferenzschaltung 63 liegt, in der eine Stromquelle 68 eine Kette von Komponenten einschließlich der Temperatur-Kompensationsdioden 64 und 66 und der Zenerdioden 65 mit positivem Temperaturkoeffizienten vorspannt.

Der Leiter 39 ist auch mit der Basis des NPN-Transistors 42 verbunden, der mit einem Nichromwiderstand 41 zwischen dem Emitter des NPN-Transistors 42 und -V_cc liegt. Der Nichromwiderstand 41 hat eine Verhältnis-Anpassung zum Widerstand 97, wie dies nachfolgend im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert wird. Der Kollektor des Transistors

42 ist mit einer zweiten PNP-Stromspiegelschaltung 45 verbunden, welche im wesentlichen der PNP-Stromspiegelschaltung 32 ähnlich ist, und umfaßt PNP-Transistoren

43 und 44, deren Basen mit dem Emitter des PNP-Transistors 46 verbunden sind, wobei die Basis des letzteren mit den Kollektoren der Transistoren 42 und 43 verbunden ist. Die Emitter der Transistoren 43 und 44 sind über Widerstände 102 bzw. 101 mit ⁺V_CC verbunden. Der Kollektor des Transistors 44 ist durch einen Leiter 25 mit der Vorspann-Steuerschaltung 70 verbunden, welche nachfolgend anhand von Fig. 2 erläutert wird.

Fig. 1 umfaßt ferner eine Schaltung, welche allgemein mit 78 bezeichnet ist und der Erzeugung der vorerwähnten Vorspannung V_ß2 auf dem Leiter 13 dient sowie der Bewirkung einer präzisen Bitstromeinstellung einer (oder mehrerer) der Bitschaltungen DAC 1. Die Schaltung 78 umfaßt einen NPN-Emitter-Folger-Transistor 62, dessen Basis mit einem Referenzspannungsleiter 67 verbunden ist und dessen Emitter über einen 500 0hm Widerstand 61 mit einem Leiter 49 verbunden ist. Der Leiter 49 ist über einen 6,15 Kiloohm-Widerstand 59 mit einem Leiter 60 verbunden und der Leiter 60 ist über einen 3,35 Kiloohm-Widerstand 58 mit einem Leiter 57 verbunden. Der Leiter 57 ist mit einer Vgg-Vervielfacherschaltung 53 mit -V_cc verbunden. Die Vgg-Vervielfacherschaltung (oder Multiplizierschaltung) 53 umfaßt einen NPN-Transistor 54, dessen Emitter mit -V_cc verbunden ist. Seine Basis ist über einen Widerstand 56 mit -Vp« verbunden sowie über einen Widerstand 59 mit seinem Kollektor. Der Kollektor des Transistors 54 ist ferner mit einem Leiter 57 verbunden.

ORIGINAL

Der Leiter 60 ist mit der Basis des NPN-Transistors 51 verbunden und der Emitter desselben ist über einen Widerstand 52 mit -V_cc verbunden. Der Emitter des Transistors 51 ist ferner mit dem V-^-Leiter 13 verbunden.

Der Leiter 49 ist über einen externen Filterkondensator 50 mit -Vpp verbunden. Der Leiter 49 ist auch über ein externes Potentiometer 48 mit -V_cc verbunden. Das Potentiometer 48 hat einen Anschluß 48A mit variablem Widerstand, welcher über einen Widerstand 47 mit dem Leiter 11 verbunden ist.

Im folgenden soll auf Fig. 2 Bezug genommen werden. Der zuvor beschriebene Differentialverstärker 71 ist an seinem positiven Eingang mit Erde verbunden. Sein Ausgang ist mit einer allgemein mit 69 bezeichneten Gegentakt-Ausgangsstufe mit Verstärkungsfaktor 1 verbunden. Die Schaltung des Verstärkers 71 ist insgesamt herkömmlicher Art und kann vom Durchschnittsfachmann leicht konzipiert werden. Verschiedene, typische Differentialverstärkerschaltungen mit hohem Verstärkungsfaktor und niedriger Leistung können verwendet werden, um den Verstärker 71 aufzubauen.

Der Ausgang des Verstärkers 71 ist mit der Basis des PNP-Transistors 72 verbunden, dessen Emitter mit dem Leiter 73 verbunden ist und dessen Kollektor über einen Leiter 89 mit der Basis des "Herunterzieh"-Transistors 87 vom NPN-Typ verbunden ist sowie einen Widerstand 90 mit -Vqq. Der Emitter des Transistors 87 ist über einen Widerstand 88 mit -V_cc verbunden.

Der Leiter 73 ist mit dem Kollektor eines PNP-Stromquellentransistors 74 verbunden, dessen Emitter über

den Emitterwiderstand 74A mit +Vqq verbunden ist. Der Leiter 73 ist ferner mit der Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors 80 verbunden und der Kollektor desselben ist mit +V_cc verbunden. Der PNP-Transistor 72 wirkt als Emitter-Folger, welcher die Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors 80 treibt. Der Emitter des Transistors 80 ist über einen 24 Ohm Widerstand 81 mit dem Ausgangsleiter 82 verbunden, auf dem die Aus gangs spannung V erzeugt wird. Ein externer Lastwiderstand R_L ist mit dem Bezugszeichen 83 bezeichnet und verbindet den Leiter 82 mit Erde. Ein Rückkopplungswiderstand 86 mit dem Wert Rp liegt zwischen dem Ausgangsleiter 82 und dem Leiter 24.

Ein 2 Kiloohm-Widerstand 84 liegt zwischen der Basis des Hochzieh-Transistors 80 und dem Ausgangsleiter 82. Die Anode der Diode 85 ist mit dem Leiter 82 verbunden und die Kathode ist mit dem Leiter 73 verbunden.

Ein Temperatur-kompensierter Vorspannstrom bei einer bestimmten Temperatur konstant ist, wird im Kollektor des PNP-Stromspiegeltransistors 74 erzeugt. Der Transistor 74 ist mit seiner Basis mit der Basis des PNP-Transistors 75 verbunden und mit dem Emitter des PNP-Transistors 77. Der Emitter des Transistors 74 ist über einen Widerstand 74A mit ⁺V_CC verbunden. Der Emitter des Transistors 75 ist über einen Widerstand 76 mit +V_cc verbunden und der Kollektor des Transistors 75 ist über einen Leiter 79 mit der Basis des Transistors 77 verbunden sowie mit dem Kollektor des NPN-Transistors 92. Die Transistoren 74, 75 und 77 bilden eine PNP-Stromspiegelschaltung und die Ströme derselben werden durch die Schaltung gesteuert, welche die NPN-Transistoren 93, 95 und 96 umfaßt, sowie durch die Stromspiegel-

13 ί ί

schaltung 45 gemäß Fig. 1. Der Emitterbereich des Transistors 74 beträgt das Zweifache desjenigen des Transistors 75, so daß ein Strom des Werts Idtag/2 ^zu~ standekommt (aufgrund des Transistors 93 und des Widerstands 94) und im Kollektor des Transistors 75 fließt, während andererseits der zweifache Wert dieses Stroms, d.h. IgjAs» i^m Kollektor des Transistors 74 fließt. Der Widerstand 97 liegt zwischen den Leitern 25 und 98.

Die Basis des NPN-Transistors 92 ist mit Erde verbunden und sein Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors 93 verbunden. Der Emitter des Transistors 93 ist über einen Widerstand 94 mit -V«« verbunden. Die Basis des Transistors 93 ist über einen Leiter 25 mit dem Kollektor und der Basis des mit einer Diode verbundenen NPN-Transistors 95 verbunden. Der mit einer Diode beschaltete Transistor 96 ist mit seinem Kollektor und mit seiner Basis mit dem Emitter des Transistors 95 verbunden, während sein Emitter mit dem Leiter 98 verbunden ist. Ein 48 Ohm Widerstand 99 liegt zwischen dem Leiter 98 und

Eine beispielhafte Bemessung der verschiedenen Komponenten der Schaltung gemäß den Fig. 1 und 2 ist in der folgenden Tabelle 1 angegeben.

Qfir

Tabelle 1

Komponente Widerstand 17

19

π	21
I!	28
Π	29
It	35
t!	36
It	40
ft	41
If	55
It	56
It	58
It	59
It	61
It	74A
H	76
It	81
It	84
It	86
It	88
Il	90
It	94
It	97
It	99

Kondensator

Wert

10 Kiloohm für MSB; 20 Kiloohm für andere Bits

4,25 Kiloohm für zwei MSBs, 8,7 Kiloohm für andere Bits 1,6 Kiloohm 5 Kiloohm 1,6 Kiloohm 925 0hm 800 0hm 27 Kiloohm 27 Kiloohm 13,4 Kiloohm 5,4 Kiloohm 3,35 Kiloohm 6,15 Kiloohm 500 0hm 250 0hm 500 0hm 24 0hm 2 Kiloohm 5 Kiloohm 24 0hm 2 Kiloohm 1,65 Kiloohm 9 Kiloohm 48 0hm 0,1 Mikrofarad

MSB = wichtigstes Bit

Im folgenden wird die Arbeitsweise der Gegentakt-Ausgangsstufe 69 der Fig. 2 erläutert. Zum Verständnis dieser Arbeitsweise der push-pull-Ausgangsstufe 69 ist es
wichtig, sich vor Augen zu halten, daß der monolithische DAC 1 mit dem Schaltungsaufbau gemäß den Diagrammen der

Fig. 1 und 2 eine "Standard"-Schaltung mit monolithischer, bipolarer Integrierung ist und in üblicher Weise hergestellt wird, wobei die "normale" Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung BV_CE0 der NPN-Transistoren etwa 18 bis 22 Volt beträgt. Die verschiedenen Widerstände können z.B. Dünnfilm-Nichromwiderstände sein oder diffundierte Widerstände vom P-Typ, welche während der gleichen Betriebsstufe ausgebildet werden, in der auch die Basisregionen der NPN-Widerstände gebildet werden.

Der NPN-Hochzieh-Transistor 80 ist mit seinem Kollektor direkt mit +Vqq verbunden. Er ist nicht in Reihe mit anderen Schaltungen geschaltet, was zur Absorption eines Teils der überschüssigen Kollektor-Emitter-Spannung führen würde, die anderenfalls dem Transistor 80 zugeführt würde, wenn der NPN-Herunterzieh-Transistor 87 die Spannung Vq_UT ^auf einen Spannungswert herabzieht, welcher nahe bei -V_cc liegt. Die gebildete Differenz zwischen Vq_UT und ⁺V^_C übersteigt die normale Kollektor-Emitter-Dur chbruchspannung .

Im Sinne der vorliegenden Beschreibung bedeutet der Ausdruck "normal" oder "EIN"-Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung eines NPN-Transistors die Kollektor-Emitter-Dur chbruchspannung, wenn dieser Transistor als "eingeschaltet" zu betrachten ist und einen beträchtlichen Kollektorstrom führt, z. B. mindestens 0,1 Milliampere.

Gemäß einem wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Herunterzieh-Transistor (pulldown-Transistor) 87 vom NPN-Typ mit seinem Emitter mit -V«« verbunden, und zwar über einen Widerstand 88 mit niedrigem Widerstandswert (24 Ohm). Sein Kollektor ist direkt mit dem Ausgangsleiter 82 verbunden und nicht über eine zusätzli-

ehe Schaltung, welche überschüssige Kollektor-Emitter-Überspannung absorbieren würde, welche anderenfalls anliegen würde für den Fall, daß der Hochzieh-Transistor 80 V_0Um auf einen Wert nahe ⁺V_CC hochzieht und die gebildete Differenz zwischen V_QUT und -V_cc die "normale" Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Herunterzieh-Transistors 87 übersteigt.

Es ist für den Durchschnittsfachmann verständlich, daß bei einem NPN-Transistor mit einem Kollektorstrom von mehr als etwa 50 Mikroampere die Stoßionisation, welche in der Kollektor-Basis-Verarmungsregion stattfindet, zu einem Lawinensphänomen führen kann, wodurch die Durchbruchspannung dieses Transistors 80 oder 87 erheblich verringert wird.

Die Art und Weise, in der die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung mit dem Kollektorstrom und dem Basisstrom variiert, wird im folgenden anhand von Fig. 4 diskutiert. Ein Verständnis dieser Verhältnisse ist hilfreich in bezug auf das Verständnis der Arbeitsweise der Gegentakt-Ausgangsstufe gemäß Fig. 2. Im folgenden wird auf Fig. 4 Bezug genommen. Diese zeigt den Kollektorstrom I_c in Abhängigkeit von der Kollektor-Emitter-Spannung V_CE bei einem typischen NPN-Transistor, z.B. dem Hochzieh-Transistor 80. Die Kurve A zeigt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung mit offener Basis BV_CE0 des Hochzieh-Transistors 80 oder des Herunterzieh-Transistors 87. Für Kollektorströme oberhalb weniger Mikroampere beträgt Βν_ηΐ?η etwa 20 Volt. Die Kurve B zeigt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung bei einer mit dem Emitter kurzgeschlossenen Basis BV^-gg. Bei Kollektorströmen oberhalb weniger Mikroampere beträgt BV_CES etwa 56 Volt. Der Durchschnittsfachmann erkennt, daß BV_CEQ wesentlich

niedriger ist als BV_CES, da ein Leckstrom des Kollektor-Bas is -Über gangs in Sperrichtung in die Basisregion des Transistors fließt und um den Stromverstärkungsfaktor "beta" des Transistors erhöht wird. Hierdurch kommt es zu einem erheblich verstärkten Kollektorstrom (Verstärkungsfaktor von mehreren Hundert), welcher Stoßionisation hervorruft. Dies geschieht bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von etwa 20 Volt. Dies führt zu einem raschen Lawinendurchbruch, was wiederum häufig zu einer Zerstörung des Transistors führt und/oder zu anderen schädlichen Effekten.

Die Kurven C, D, E und F zeigen BV_CER (Kollektor-Emitter-Durchbruchspannungen mit einem 2 Kiloohm Widerstand zwischen Basis und Emitter) mit sukzessiv niedrigeren ¥erten eines konstanten Treiberstroms in die Basis und mit einem 2 Kiloohm Widerstand, beim Test mit einem herkömmlichen Kurvenschreiber.

Die Widerstände 84 und 90 der Fig. 2 beeinflussen somit die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Hochzieh-Transistors 80 und des Herunterzieh-Transistors 87, wenn sie abgeschaltet sind. Man erkennt, daß beim Abschalten des Hochzieh-Transistors 80 oder des Herunterzieh-Transistors 87 (wenn der jeweils andere einen hohen Ausgangsstrom zuführt oder ableitet) nicht notwendigerweise seine Kollekfor-Emitter-Durchbruchspannung erhöht wird, wie dies die Kurve A in Fig. 4 zeigt. Zusätzlich dazu, daß der Transistor abgeschaltet wird oder im wesentlichen abgeschaltet wird, muß ein Pfad vorgesehen werden, um den Kollektor-Basis-Leckstrom von der Basis abzuleiten und die beta-Multiplizierung zu verhindern, und zwar zum Zwecke der Steigerung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung in Richtung auf den Wert BV_CES,

wie dies die Kurve F in Fig. 4 zeigt. Vor diesem Hintergrund kann nun der Betrieb der Gegentakt-Schaltung der Erfindung vonstatten gehen.

Unter ruhigen Betriebsbedingungen, unter denen der Analogsummenübergangsstrom oder DAC-Ausgangsstrom I_0UT Null ist, hat auch V_0ÜT den Wert Null. Man nimmt nun an, daß ein Betrieb bei Raumtemperatur stattfindet. Sodann beträgt I_Bj_AS etwa 0,7 Milliampere. Der Strom durch R_L ist Null. Der Strom 14 durch den Hochzieh-Transistor 80 beträgt etwa 0,5 Milliampere und der Strom durch den Widerstand 84 beträgt etwa 0,35 Milliampere. Daher beträgt der Strom 17 (die Summe von 13 und 14) im Herunterzieh-Transistor 87 etwa 0,85 Milliampere. Da 13 etwa 0,35 Milliampere beträgt, hat auch 12 einen Wert von etwa 0,35 Milliampere. Es wird angenommen, daß alle Basisströme vernachlässigbar sind. Somit beträgt auch 16 etwa 0,35 Milliampere.

Im folgenden sollen einige Beispiele für den Betrieb der Ausgangsstufe gegeben werden.

Zunächst wird der Fall betrachtet, daß der Analogstrom -'■OUT (^^e^^^er 24) einen ausreichend großen Wert hat, so daß V_QUT auf +10 Volt getrieben wird. Sodann erhöht sich der Strom durch R_L (R_L = 5 Kiloohm) auf etwa 2 Milliampere vom Ruhewert Null. Der Strom I durch Rp beträgt

I Milliampere. I_QH beträgt sodann 3 Milliampere. Computer-Simulationsergebnisse zeigen, daß der Strom 14 etwa 2,6 Milliampere beträgt. Sodann werden 13 und somit auch

II auf etwa 0,4 Milliampere erhöht, und zwar aufgrund der Steigerung des Spannungsabfalls über den Widerstand 81 und Vtvt. des Transistors 80 und eine im wesentlichen gleiche Steigerung des Spannungsabfalls über den Wider-

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stand 84. Dies veranlaßt 12 und somit auch 16, auf etwa 0,3 Milliampere abzufallen, da IgjAg *ⁿ bezug auf die Änderung des Ausgangsstroms konstant ist. Somit verringert sich die Spannung zwischen der Basis des Transistors 87 und -V_cc auf etwa 0,6 Volt, was dazu führt, daß der Transistor 87 nahezu abgeschaltet wird. Somit führt die Rückkopplung über den Widerstand 81 und den Emitter des Transistors 80 zu einer Verringerung von 12, und zwar ansprechend auf eine Steigerung des Ausgangs Stroms des Transistors 80, welcher den Transistor 87 im wesentlichen abschaltet. Diese Verringerung des Stroms 12 führt zu einer ausreichend niedrigen Spannung über dem Widerstand 90, so daß dervSpannungsabfall über den niedrigen. Widers tandswert (2 Kilö'öfem) des Nebenschlußwiderstands 90 es erlaubt, daß der Kollektor-Basis-Leckstrom in Sperrrichtung aus der Basis des Transistors 87 fließt, wodurch seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung beträchtlich erhöht wird. Dies wurde oben anhand der Fig. 4 erläutert. Computer-Simulationen zeigen, daß dies zu einem Stromfluß von etwa 0,2 Mikroampere durch den Transistor 87 führt, wodurch wiederum die Durchbruchspannung beträchtlich erhöht wird.

In einem zweiten Beispiel wird Rr von 5 Kiloohm auf Unendlich erhöht. V_QUT beträgt +10 Volt und +V_cc beträgt +15 Volt und -V_cc beträgt -15 Volt. Simulationen zeigen, daß der Strom 14 etwa 0,65 Milliampere beträgt. 13 und somit auch 11 werden geringfügig erhöht, und zwar ausgehend von 0,35 Milliampere-Ruhewert, und 12 wird vom Ruhewert geringfügig gesenkt. Der ungünstigste Fall oder der höchste Wert von 17 durch den Transistor 87 tritt auf, wenn R_L Unendlich ist. Dies führt zu einer Verringerung der Vorspannung in Durchlaßrichtung an der Basis des Transistors 87, was zu einer Verringerung des Wertes von 17 auf etwa 20 Mikroampere führt. Der ungün-

stigste Wert von 17 führt zu einer Erhöhung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Transistors 87 beträchtlich über die 25 Volt-Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 87 hinaus (Fig. 4), und zwar trotz des höheren Wertes des Stroms 17 im Vergleich zum vorhergehenden Beispiel.

In einem dritten Beispiel wird angenommen, daß der Eingangswert von Iqut ^dazu führt, daß der Transistor 87 eingeschaltet wird, wodurch V_QUT auf -10 Volt gesenkt wird. Dies führt zu einer 25 Volt-Kollektor-Emitter-Spannung über dem Transistor 80. Der Strom durch R, von Erde zum Leiter 82 wird vom Ruhewert auf etwa 2 Milliampere erhöht. Der Stromfluß vom Leiter 24 durch Rp zum Leiter 82 beträgt etwa 1 Milliampere. Der Strom 17 (13 plus Iqt) durch den Transistor 87 beträgt etwa 3,3 Milliampere. Diese Steigerung des AusgangsStroms des Transistors 87 führt zu einer Rückkopplung in Form einer erhöhten Spannung über den Widerstand 88 und einer im wesentlichen gleichenSteigerung der Spannung über den Widerstand 90. Dies führt zu einer Erhöhung von 12 und demzufolge zu einer Senkung von 11. Insbesondere wird 12 auf etwa 0,4 Milliampere gesenkt, wodurch 11 und somit auch 13 auf etwa 0,3 Milliampere gesenkt werden. Dies verringert die Spannung zwischen der Basis des Transistors 80 und dem Leiter 82 auf etwa 0,6 Volt. Simulationen zeigen, daß dies zu einem Strom von etwa 0,5 Mikroampere durch den Transistor 80 führt. Dies wiederum führt zu einer Erhöhung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung über die 25 Volt der Kollektor-Emitter-Spannung hinaus, welche bei dem Wert V_Otj_T anliegt.

Als weiteres Beispiel sei angenommen, daß der Lastwiderstand R_L von 5 Kiloohm auf Unendlich steigt. Die Simula-

tionen zeigen, daß in diesem Falle 17 etwa 1,35 Milliampere beträgt. Der Rückkopp lungs strom durch R₅, beträgt immer noch 1 Milliampere. 12 wird über den Ruhewert von 0,35 Milliampere geringfügig angehoben. Dies führt dazu, daß 11 und somit auch 13 geringfügig unter den Ruhewert von etwa 0,3 Milliampere gesenkt werden. Die erhöhte Spannung über den Widerstand 84 führt zu einer Steigerung von 14 auf etwa 40 Mikroampere. Unter diesen Bedingungen liegt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Transistors 80 immer noch beträchtlich oberhalb 25 Volt.

Im folgenden soll betrachtet werden, wie eine Erhöhung der Betriebstemperatur den vorerwähnten Betrieb der Ausgangsstufe 69 beeinflußt. Die Erhöhung der Betriebstemperatur führt zu einer Verringerung der Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren. Wenn z.B. unter den Ruhebedingungen die Temperatur von Raumtemperatur auf z.B. +125⁰C steigt, so verringert sich V-g-g des Transistors 80 auf etwa 200 Millivolt. Daher muß I_BIAs ausreichend verringert werden, um den etwa gleichen Ruhestrom im Transistor 80 und im Transistor 87 aufrechtzuerhalten wie bei Zimmertemperatur.

Zur Vermeidung einer drastischen Steigerung des Ruhestroms im Transistor 80 und im Transistor 87 bei einer Steigerung der Temperatur führt die in Fig. 2 gezeigte Schaltung 70 zu einer Verringerung von I-dtaq ^m^ ansteigender Temperatur, und zwar allgemein wie in der graphischen Darstellung der Fig. 3 gezeigt. Die PNP-Stromspiegelschaltung mit den Transistoren 74 und 75 führt dazu, daß Ιώτα 3 das Doppelte des Stroms durch den PNP-Transistor 75 beträgt. Im folgenden soll erläutert werden, auf welche Weise die Schaltung 70 gemäß Fig. 2 den

Wert von Igj^s ^verrinS^ei"t> wenn die Temperatur ansteigt. Zunächst muß betont werden, daß der NPN-Transistor 92 nur gegebenenfalls vorhanden sein muß und nur die Funktion eines Schutztransistors 93 ausübt und dabei erforderlichenfalls vor einer exzessiven Kollektor-Emitter-Spannung schützt. Die Emitter-Geometrie der Transistoren 93 und 95 werden zweckentsprechend abgestuft, so daß die Spannung am Emitter des NPN-Transistors 93 im wesentlichen gleich der Spannung am Emitter des mit einer Diode beschalteten Transistors 95 über den Betriebstemperaturbereich von -25 bis +125⁰C ist. Somit ist die Summe des Spannungsabfalls über den mit einer Diode beschalteten Transistor 96 und des kleinen Spannungsabfalls über den Widerstand 99 im wesentlichen gleich dem Spannungsabfall über den Widerstand 94.

Es ist nun wichtig, sich vor Augen zu halten, daß die Stromspiegelschaltung 45 in Fig. 1 im wesentlichen einen konstanten Strom durch den Leiter 25 liefert. Dieser Strom wird auf den Pfad mit den Dioden-beschalteten Transistoren 95 und 96 und auf den Pfad mit dem Widerstand 97 aufgeteilt. Mit steigender Temperatur werden die Emitter-Basis-Spannungen der Dioden-beschalteten Transistoren 95 und 96 verringert. Diese Verringerung führt zu einer Verringerung der Spannung über den Widerstand 94 und somit zu einer Verringerung von ^--ßlAS^ * Die obere Kurve A in Fig. 2 veranschaulicht qualitativ die Verringerung von ΙητΛσ/^, wenn der Widerstand 97 weggelassen wird. Die Kurve A zeigt eine relativ lineare Verringerung von ^-QIAS^ mit steigender Temperatur. Simulationen des Schaltungsbetriebs zeigen, daß diese Rate der Verringerung nicht ausreicht, um in den Transistoren 80 und 87 konstante Ruheströme aufrechtzuerhalten. Die Wirkung der Hinzufügung des Widerstands 97 besteht in

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der Beschleunigung der Rate der Verringerung von Ι·η-£Λο/2 mit steigender Temperatur, wie dies die Kurve B in Fig. 2 zeigt. Der Widerstand 97 führt zu einem Nebenschluß eines Teils des Stroms des Leiters 25, und zwar von den mit Dioden beschalteten Transistoren 95 und 96 weg. Dies führt zu einer Verringerung der Stromdichte in diesen Transistoren.

Die Verringerung der Stromdichte führt zu einer Steigerung der Rate der Änderung von V-n-g der Transistoren 95 und 96 in bezug auf die Temperatur. Dies führt zu einer größeren Rate der Verringerung der Spannung über den Widerstand 94 und somit des Wertes von I-dtas/2 ^m^ steigender Temperatur.

Als Gesamteffekt der Vorspann-Stromschaltung 70 beobachtet man sodann bei Erhöhung der Temperatur eine ausreichende Verringerung von It₅Ta σ > so daß der Strom 11 oder 12 des Ausgangstransistors 80 oder 87, welcher einen hohen Ausgangsstrom zuführt ober ableitet, sowie der Strom im zugeordneten Widerstand 84 bzw. 90 hoch genug ist, um den anderen Ausgangstransistor und seinen Widerstand 84 bzw. 90 auszuhungern. Dies gestattet es, den Kollektor-Basis-Leckstrom in Sperrichtung des ausgehungerten Ausgangstransistors aus der Basis dieses Ausgangstransistors auszuschalten. Dies führt zu einer Steigerung der Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des ausgehungerten Ausgangstransistors vom BVpgQ-Wert auf einen beträchtlich höheren Wert, der abhängt vom Wert des Widerstands 84 oder 90, wie dies anhand der Fig. 4 erläutert wurde. Der 48 Ohm-Widerstand 99 zeigt eine Verhältnisanpassung in bezug auf die 24 Ohm-Widerstände 81 und 88 in bezug auf Verarbeitungsänderungen und Temperaturänderungen. Der Widerstand 94 zeigt Verhältnisanpassung an die Widerstände 84 und 90 in bezug auf Verarbeitung und Tempe-

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raturänderungen. Der Betrag des dem Leiter 25 über die PNP-Stromspiegelschaltung 45 gemäß Fig. 1 zugeführten Stroms steuert IgjAc/2 und somit Ιώταο·

Es wird somit ein im wesentlichen konstanter Strom in den Dioden-beschalteten Transistor 96 erzwungen, und der 48 Ohm-¥iderstand 99 steuert die Spannung über den Widerstand 94 und somit auch den Strom durch diesen Widerstand. Dies führt dazu, daß ein Temperatur-abhängiger Strom I_BIAg/2 ^- Widerstand 94 fließt. Die PNP-Stromspiegelschaltung 74, 75 verdoppelt diesen Strom im Sinne einer Erzeugung von ΙβΤΛσ» welcher sodann in die Ströme 11 und 12 aufgespalten wird. Hierdurch kommt es zu proportionalen Temperatur-abhängigen Strömen in den Widerständen 84 und 90. Der Fachmann erkennt, daß diese Ströme Spannungen erzeugen, welche den Transistor 80 und den Widerstand 81 veranlassen, einen im wesentlichen konstan ten, relativ Temperatur-unabhängigen Strom 14 zu erzeugen. Ferner werden der Transistor 87 und der Widerstand 88 veranlaßt, einen im wesentlichen konstanten und relativ Temperatur-unabhängigen Strom 17 zu erzeugen. Ein analoger Betrieb findet unter Nicht-Ruhebedingungen statt sowie bei hohen und niedrigen Temperaturen. Der Kollektorstrom des Ausgangstransistors, welcher keinen Ausgangsstrom zuführt oder ableitet, ist so niedrig, daß seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung auf einen sicheren Wert erhöht wird.

Der Betrieb der Pegel-Schiebeschaltung 14 gemäß Fig. 1 soll im folgenden erläutert werden. Ein niedriger TTL-Pegel von V. am Leiter 2 wird durch die Emitter-Basis-Spannung des mit einer Diode beschalteten Transistors verschoben und sodann an die Basis des Emitter-Folger-Transistors 18 angelegt, dessen Emitter im wesentlichen

auf V_A Volt liegt. Ein Pegel-Schiebewiderstand 19, der eine Verhältnisanpassung in bezug auf den Widerstand 41 zeigt, führt zu einer Spannungsverschiebung um etwa 2 Volt. Die verschobene, niedrige TTL-Eingangsspannung liegt an der Basis des Bitstromschalttransistors 5 an. Wenn V^ "hoch" ist, so wird Vj^p₁ an die Basis des Transistors 18 (da die Diode 15 abgeschaltet ist) angelegt und der Pegel von Vd™™ wird durch den Widerstand 19 verschoben. Es soll nun angenommen werden, daß -V_cc einen niedrigen Wert von -4,75 Volt hat. Im Hinblick auf die Beschränkungen der Werte Vg₁ und Vg₂ ergibt sich somit das Problem, wie der Spannungsabfall über den Pegel-Schiebewiderstand 19 im wesentlichen konstant gehalten werden kann, und zwar über einen normalen Bereich von Verarbeitungsparameteränderungen und Temperaturänderungen von -25 bis +125⁰C Falls diese Kompensation der Verarbeitungsparameter- und der Temperaturänderungen nicht erreicht werden kann, ist die Pegel-Schi ebetechnik der Schaltung 14 bei einem DAC für niedrige Spannungen praktisch nicht verwendbar.

Die Art und Weise, in der der Strom 1^ (d.h. der Schiebestrom) variiert wird, um den Spannungsabfall über den Widerstand 19 im wesentlichen konstant zu halten, besteht darin, die NPN-Stromspiegelschaltung 31 mittels der PNP-Stromspiege!schaltung 32 zu treiben, deren Eingangsstrom durch den Transistor 38, den Widerstand 40 und die Referenzspannung am Leiter 39 bestimmt wird.

Bei dem Pegel-Schiebewiderstand 19 können Variationen des Widerstandswertes auftreten, und zwar aufgrund von Änderungen der verschiedenen Nichrom-Ätzprozesse, durch die der Widerstand 19 gebildet wird, und aufgrund von Änderungen verschiedener Parameter, welche den Widerstandswert des Widerstands -19 definierten. Somit wird

der Widerstand 40, welcher eine Verhältnisanpassung an den Widerstand 19 aufweist und auch die gleiche Breite hat wie dieser und auch die gleiche Anschlußstruktur, dazu verwendet, den Strom durch die PNP-Stromspiegelschaltung zu schicken, so daß etwaige Verfahrens-induzierte Variationen des Widerstandswertes des Widerstands 19 durch entsprechende Änderungen des Stroms, welcher durch den Widerstand 40 in der PNP-Stromspiegelschaltung 32 und somit auch in der NPN-Stromspiegelschaltung 31 und somit auch in I,σ erzeugt wird, ausgeglichen werden.

Im folgenden soll erläutert werden, wie eine Befähigung zur Einstellung des Bitstroms Igj_T mit Hilfe des externen Potentiometers 48 geschaffen wird. Die Schaltung 78 in Fig. 1 verursacht den Strom Ijtqj» ^so äaß er bei Temperaturänderungen "und bei Änderungen von ⁺V_CC oder -V_cc im wesentlichen konstant ist. Ein hinsichtlich des Aufbaus der Schaltung auftretendes Problem besteht in der Verwirklichung dieser Möglichkeit und auch in der Verwirklichung einer sehr niedrigen Rauschvorspannung Vg₂ auf dem Leiter 13, wobei nur eine einzige Zuleitung am Gehäuse für DAC 1 verwendet wird. Die auf dem Leiter 49 erzeugte Spannung ist in zweckentsprechender Weise Temperatür-kompensiert, und zwar aufgrund des negativen Temperaturkoeffizienten der Emitter-Basis-Spannungen der mit Dioden beschalteten NPN-Transistoren 64 und 66 und der V-gg-Multiplizierschaltung 53 und aufgrund des positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode 65. Die Zenerdiode 65 erzeugt ein unakzeptabel starkes Rauschen auf dem Referenzspannungsleiter 67, welches bei einem DAC hoher Genauigkeit, z.B. einem 16 Bit-DAC, nicht tragbar ist. Es ist somit erwünscht, einen externen Kondensator vorzusehen, um dieses Rauschen auszufiltern,

ehe man von der Referenzspannung Gebrauch macht, um die Spannung V-gp ^auf äem Leiter 13 zu erzeugen.

Im idealen Fall besteht der beste Hochimpedanzpunkt für einen Anschluß des externen Filterkondensators an der Basis des Emitter-Folger-Transistors 51. Sodann v/ürden der hohe Wert des Widerstandes (Widerstände 59 und 61) zwischen der Basis des Emitter-Folger-Transistors 51 und der mit hohem Rauschen behafteten Referenzspannung auf dem Leiter 67 in Kombination mit dem Filterkondensator einTiefpaß-RC-Filter bilden.

Der ideale Ort für den Anschluß eines externen Potentiometers, z.B. 48, wäre ein Emitter-Folger-Transistor (nicht gezeigt), dessen Basis-Eelektrode am Leiter 67 anliegt.

Unglücklicherweise erfordert diese "ideale" Vorgangsweise zwei Zuleitungen des Gehäuses. Der Anschluß eines externen Potentiometers., z.B. 48, an der Bais des Emitter-Folger-Transistors 51 (der ideale Punkt für den Anschluß eines externen Filterkondensators) würde zu einer nicht akzeptablen Belastung des Leiters 60 führen, was zu Änderungen von Vgp führen würde.

Die Schaltung gemäß Fig. 1 löst diese Konfliktsituation in wirksamer Weise durch einen 500 Ohm-Widerstand 61 zwischen dem Emitter des Emitter-Folger-Transistors 62 und dem Leiter 49. Dieser 500 Ohm-Widerstand hindert den externen Filterkondensator 50 daran, dem äußerst niedrigen Emitterwiderstand des Emitter-Folger-Transistors 62 ausgesetzt zu sein, und gestattet eine wirksame Herausfilterung des Rauschens vom Leiter 49 mit

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einem relativ klein-dimensionierten Kondensator mit einem Wert von etwa 0,1 Mikrofarad. Für Werte des Widerstandes des Potentiometers 48 von 1 Megaohm oder darüber ist die effektive Belastung des Leiters 49 vernachlässigbar.

Die Erfindung wurde im Zusammenhang mit einer speziellen Ausführungsform beschrieben. Es können jedoch verschiedene Änderungen vorgenommen werden. Wenn beispielsweise Vg₁ des Leiters 70 in Fig. 1 mit der Temperatur in vorbestimmter Weise variiert, so kann man erreichen, daß die im wesentlichen konstante Pege!verschiebung über den Pegelverschiebewiderstand 19 in gleicher Weise variiert.

OWGiNAL

Claims

Patentansprüche

1. Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch

(i) eine Vielzahl von Bitschaltungen, deren jede einen Widerstand umfaßt, welcher einen Bitstrom bestimmt, welcher durch einen Stromquellentransistor fließt, dessen Emitter mit dem Widerstand verbunden ist und dessen Kollektor mit einer Bitstrom-Schalteinrichtung verbunden ist, die auf ein digitales Eingangssignal anspricht, so daß der Bitstrom zu einem Summierungsleiter durchgeschaltet wird, wobei die Bitstrom-Schalteinrichtung erste und zweite Transistoren umfaßt, deren Emitter mit dem Kollektor des Stromquellentransistors gekoppelt sind, und

(ii) eine Vorspannschaltung, welche eine Vorspannung erzeugt und damit die Basis des zweiten Transistors einer jeden der Bitstrom-Schalteinrichtungen beaufschlagt,
wobei eine jede der Bitschaltungen folgendes umfaßt:

(a) eine Eingangsdiode, deren Kathode auf das digitale Eingangssignal anspricht und deren Anode mit einem Hochzieh-Widerstand verbunden ist sowie mit der Basis eines dritten Transistors;

(b) einen Pegelverschiebewiderstand, welcher mit einem Anschluß mit dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist und mit dem zweiten Anschluß mit der Basis des ersten Transistors der Bitstrom-Schalteinrichtung ; und

(c) eine Kompensations-Stromquelleneinrichtung, welche mit dem zweiten Anschluß des Pegelverschiebewiderstandes verbunden ist zur Bewirkung eines Pegelverschiebestroms, welcher durch den Pegelverschiebewiderstand fließt, so daß der Pegelverschiebestrom geändert wird im Sinne der Erzeugung eines im wesentlichen

konstanten Spannungsabfalls über den Pegelverschiebewiderstand trotz Änderungen des Widerstandswertes des Pegelverschiebewiderstandes aufgrund von Änderungen der Temperatur und der Herstellungsparameter.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und dritte Transistor NPN-Transistören sind.

3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensations-Schalteinrichtung eine NPN-Stromspiegelschaltung umfaßt, die einen vierten NPN-Transistor umfaßt, dessen Basis mit der Basis eines fünften NPN-Transistors verbunden ist, wobei die Emitter des vierten und des fünften NPN-Transistors mit einem ersten Versorgungsspannungsleiter verbunden sind und wobei der Pegelverschiebestrom im Kollektor des vierten NPN-Transistors fließt, und zwar ansprechend auf einen ersten Steuerstrom, der im Kollektor des fünften NPN-Transistors fließt.

4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensations-Schaltungseinrichtung eine PNP-Stromspiegelschaltung umfaßt mit einem ersten PNP-Transistor, dessen Basis mit der Basis eines zweiten PNP-Transistors verbunden ist, wobei der erste und der zweite PNP-Transistor mit ihren Emittern jeweils mit einem zweiten Versorgungsspannungsleiter verbunden sind, wobei der erste Steuerstrom auch in den ersten PNP-Transistor fließt, und zwar ansprechend auf einen zweiten Steuerstrom, der im Kollektor des zweiten PNP-Transistors fließt.

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5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensations-Schaltungseinrichtung eine Einrichtung zur Bereitstellung einer Referenzspannung auf einem Referenzspannungsleiter umfaßt, wobei ein sechster NPN-Transistor vorgesehen ist, dessen Basis mit dem Referenzspannungsleiter verbunden ist und dessen Emitter mit einem Anschluß eines Stromsteuerwiderstands verbunden ist, dessen anderer Anschluß mit dem ersten Versorgungsspannungsleiter verbunden ist, wobei der Stromsteuerwiderstand vom gleichen Typ ist wie der Pegelverschiebewiderstand und diesem gegenüber eine Verhältnis-Anpassung aufweist und wobei der sechste NPN-Transistor mit dem Stromsteuerwiderstand zusammenwirkt sowie mit der ersten Versorgungsspannung im Sinne der Erzeugung eines Steuerstroms im Stromsteuerwiderstand.

6. Verfahren zum Schalten von Bitströmen in einem Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch die folgenden Stufen:

(a) Anlegen eines Eingangspegels an einen Anschluß einer Eingangsschalteinrichtung im Sinne der Erzeugung eines ersten oder eines zweiten Signalpegels an einem zweiten Anschluß des Eingangsschalters;

(b) Anlegen des Signalpegels des zweiten Anschlusses der Eingangs schalteinrichtung an die Basis eines ersten Transistors, dessen Emitter mit einem Pegelverschiebewiderstand verbunden ist;

(c) Leiten eines Pegelverschiebestroms durch den Pegelverschiebewiderstand im Sinne der Erzeugung eines im wesentlichen konstanten Spannungsabfalls über den Pegelverschiebewiderstand und Einstellen des Pegelverschiebestroms im Sinne der Kompensation von Änderungen des Widerstandswertes des Pegelverschiebewider-

Standes aufgrund von Änderungen der Temperatur und aufgrund von Änderungen der Herstellungsparameter des Pegelverschiebewiderstandes im Sinne der Sicherstellung, daß der Spannungsabfall von solchen Änderungen im wesentlichen unabhängig ist.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß man einen Steuerstrom dadurch erzeugt, daß man einen im wesentlichen konstanten Spannungsabfall über einen Steuerwiderstand herbeiführt, wobei der Steuerwiderstand im wesentlichen vom gleichen Typ ist wie der Pegelverschiebewiderstand und zu diesem eine Verhältnis-Anpassung zeigt, wobei der Steuerstrom dazu dient, eine Stromspiegelschaltung zu treiben, welche den Pegelverschiebestrom erzeugt.

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