JPS5938773B2 - レベルシフト回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は伝送する信号の直流レベルを変えるためのレ
ベルシフト（１ｅｖｅＡ’ ５ｈｉｆｔ ）回路に関す
るものである。

一般に増幅あるいは検波などいわゆる信号を処理する回
路において、各段の回路を直結接続にすると、各回路の
出力の直流レベルが高くなっていく。

この時入力の直流レベルが不適当であると回路が飽和し
たりあるいはカットオフになったりしてしまう。

このため直結接続の信号処理、特にＩＣを使った回路で
は信号分を減衰させることなく直流レベルだけを変える
レベルシフト回路が途中に設けられる。

従来このようなレベルシフト回路として第１図に示すよ
うなものがあった。

この回路は定電流源によってレベルシフト量を一定にし
ており、入出力間の関係は Ｖｏｕｔ十△Ｖｏｕｔ ＝ Ｖｉｎ ＋△Ｖｉｎ−（Ｖ
Ｊ ＋ ＲＩＯ）・・・・・・・・・・・・（１） となる。

ただしＶｏｕｔは出力の直流レベル△Ｖｏｕｔは出力の
信号分 Ｖｉｎ は入力の直流レベル △Ｖｉｎ は入力の信号分 ｖＪ はトランジスタ（Ｑｓ）のベース、エミッタ
間の順方向電圧 ■ｏ は定電流源の定電流値である。

直結増幅回路では、その段の出力の直流レベルが次段の
動作レベルとなるために出力の直流レベルは変動しない
ことが望まれ、第１図の回路でもＶｏｕｔの変動は好ま
しくない。

しかしながら前記式（１）からも明らかなように電源電
圧の変動等によってＶｉｎが変動したりするとこれに比
例して出力の直流レベルＶｏｕｔも変動してしまい好ま
しくなかった。

この発明は前記のような従来のレベルシフト回路の欠点
を改善し、次段との給金を容易にするものである。

以下第２図〜第６図を参照してこの発明の一実施例を詳
細に説明する。

この発明のレベルシフト回路は差動増幅回路を利用する
もので第２および第１のトランジスタ（Ｑｌ）と（Ｑ２
）を有している。

２つのトランジスタ（Ｑ、）（Ｑ２）のコレクタは互い
に電源（Ｖｃｃ ）に接続されている。

第２のトランジスタ（Ｑｌ）のエミッタは抵抗（Ｒ１）
を介してトランジスタ（Ｑ３）のコレクタに接続され、
トランジスタ（Ｑ３）のエミッタは接地されている。

また第１のトランジスタ（Ｑ２）のエミッタは抵抗（Ｒ
２）とｎ個のダイオード（Ｄｎ）を介して第３のトラン
ジスタ（Ｑ３）のベースに接続され、さらにダイオード
（Ｄｌ）を介して接地されている。

以上のような回路はＩＣ化しやすく、またそうした力が
性能があがる。

そしてトランジスタとダイオードはほとんど同一の特性
に近いものができるためダイオード（Ｄｌ）とトランジ
スタ（Ｑ３）に流れる電流はほぼ等しくなる。

第２図の回路における入力と出力との関係は となる。

なお■。は、出力の直流レベルｖ１と■２は、それぞれ
トランジスタ （Ｑｌ ） （Ｑ２ ）のベース電位 Ｒ１とＲ２は、それぞれ抵抗（Ｒ１）と （Ｒ２）の抵抗値 ｖＪは、各トランジスタのベース、 エミッタ間および各ダイオードの アノード、カソード間の順方向型 圧である。

ここでＲ１＝ Ｒ２に設計すれば前記式（２）はＶＯ−
（Ｖｌ−Ｖ２ ）＋（ｎ＋１ ）ＶＪ・・・・・・・・
・・・・（３）となる。

この式でわかるように入力の差（ｖｔ Ｖ２）はその
まま出力に出る。

したがって前段において例えば電源が変動しても■１と
■２が同じように変動するので、それは出力■。

には現われない。すなわち今△Ｖの直流分変動がＶｌと
■２にあったとすると −（Ｖｔ−■２）＋（ｎ＋１）ＶＪ・・・・・・・・・
・・・（５）となり入力の直流レベルの変動は出力に現
われることはない。

そして出力の直流レベルは式（３）から解るように（ｎ
＋１）Ｖ、ｉで決まる。

なおレベルシフト回路に入る差動入力は前段の差動増幅
器の出力を利用しているわけで第３図に示すように構成
される。

Ｒａ 、 Ｒｂは差動増幅器の負荷抵抗でＡは第２図に
示す本発明のレベルシフト回路であり、■１．■２．■
ｏはその入出力レベルである。

第３図においてはｖｌ−■２−ＲａＩａ−ＲｂＩｂ・・
・・・・・・・・・・（６）となる。

Ｉａ 、Ｉｂは差動増幅器の入力信号で決まる電流であ
る。

電源（ＶＣＣ）が変動しても■１−■２の量は変化しな
い。

このように本発明のレベルシフト回路では、電源変動等
によって入力の直流レベルが変動してもそれが出力に現
われることはない。

また式（３）から明らかなように本発明のレベルシフト
回路では、前段の差動増幅器からの２つの入力を１つの
出力端子（■ｏ）から取出すことができる。

第４図は第２図の回路の特性を示す。

出力（■。は実際には■。

〈０になることはなく、低下してくるとトランジスタ（
Ｑ３）が飽和して■。

−Ｖｓになる。

Ｖｓはトランジスタ（Ｑ３）のコレクターエミッタ間の
飽和電圧である。

第５図は第２図の応用で（■１−■２）の差動信号であ
る値（閾値）より、大きいか小さいかで次段をスイッチ
ング作用させる振幅弁別回路である。

図中第２図と同じ部分には同じ記号を付ける。

トランジスタ（Ｑ３）のコレクタがトランジスタ（Ｑ、
Ｃのベースに接続され、このトランジスタ（Ｑ４ ）の
コレクタは電源（ＶＣＣ）に接続されており、エミッタ
は抵抗（Ｒ４）を介して接地されていると共に抵抗（Ｒ
３）を介してトランジスタ（Ｑ、）のベースに接続され
ている。

このトランジスタ（Ｑ、）はエミッタがダイオードｍ個
の直列回路（Ｄｍ）を介して接地されていて、コレクタ
は次段に導かれる。

この回路において、抵抗（Ｒ３）はトランジスタ（Ｑ５
）が飽和動作になるとき、トランジスタ（Ｑ４）からト
ランジスタ（Ｑ５）のベースに流れ込む電流を制限する
。

トランジスタ（Ｑ５）の飽和状態以外では抵抗（Ｒ３）
にはベース電流しか流れないためその電位降下分は極め
て少ない。

トランジスタ（Ｑ４）のエミッタのレベルはＶＢ２−Ｖ
ＯＶＪ−（Ｖｌ Ｖ２）＋ｎＶＪ ”・”’（７）トラ
ンジスタ（Ｑ、）に電流が流れ出すにはそのベース電位
が Ｖ Ｂ５＝ ＶＪ ＋ｍＶ、１ ＝ （ｍ＋ １ ）
Ｖ Ｊ ””・・・・（８）より大きくならなければな
らない。

（ｍ ＋ １ ） ＶＪより小さいとトランジスタ（Ｑ
５）はカットオフになる、すなわち第６図に示すように
（ｍ＋１ ） ＶＪが振幅弁別の闇値となる。

ここで（ｍ＋１）＝ｎにすれば■１−Ｖ２のときがトラ
ンジスタ（Ｑ、）がオンオフする境界になり、ＶＢ２−
ＶＨ２のために温度ドリフトで閾値の変動することがな
く安定した弁別ができる。

例えばｍ＝Ｏにすればｎ ＝ １で、この時の閾値はＶ
Ｊ＝０．７Ｖであり、零レベル近いところに閾値をつく
ることも可能である。

このようにこの発明によれば電源の変動等によって入力
信号の直流レベルが変動せず極めて効果的である。

また次段をスイッチ動作させるように回路を構成しても
スイッチングの閾値が温度ドリフト等によって変動する
ことはない。

以上のようにこの発明によれば実用的価値の大きなレベ
ルシフト回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のレベルシフト回路の回路図、第２図はこ
の発明のレベルシフト回路の回路図、第３図はこの発明
のレベルシフト回路と前段の回路との結合状態を示す概
略的回路図、第４図はこの発明のレベルシフト回路の動
作特性図、第５図はこの発明のレベルシフト回路の応用
例を示す回路図、第６図は第５図に示す回路の動作特性
図である。 図中、Ｑ２・・・・・・第１のトランジスタ、Ｑｌ・・
・・・・第２のトランジスタ、Ｑ３・・・・・・第３の
トランジスタ、ＤｎおよびＤｌ・・・・・・定電圧回路
を構成するダイオードである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 各々ベースに信号入力端子を有し、差動対をなす第
   １及び第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタのコレクターエミッタ電流路に
   直列に介在接続され、前記第１のトランジスタのコレク
   タ電流値を設定する少なくとも一つのダイオードと第１
   の抵抗よりなる定電圧回路と、 この定電圧回路によりベースが付勢され、コレクターエ
   ミッタ電流路が前記第２のトランジスタのコレクターエ
   ミッタ電流路に前記第１の抵抗と等しい抵抗値の第２の
   抵抗を介して直列接続された第３のトランジスタと、 この第３のトランジスタのコレクタ側に設けた出力端子
   とを少なくとも具備し、前記定電圧回路を流れる電流と
   前記第３のトランジスタのエミッタ電流を実効的に等し
   くしたことを特徴とするレベルシフト回路。