DE3401055A1

DE3401055A1 - Treiberschaltung und diese verwendender buerstenloser motor

Info

Publication number: DE3401055A1
Application number: DE19843401055
Authority: DE
Inventors: Nobuyoshi Osaka Yokobori
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1983-01-12
Filing date: 1984-01-12
Publication date: 1984-08-16
Also published as: GB8400669D0; US4535276A; US4608524A; GB2135483B; DE3401055C2; GB2135483A

Description

NAOHGEREICHT _ . . „ .

CA

-Af-

Treiberschaltung und diese verwendender bürstenloser Motor

Die Erfindung betrifft eine Treiber- bzw. Ausgangsschaltung für zum Einprägen eines Stromes in einen Elektromagneten, ein elektromagnetisches Stellglied oder einen Linearmotor.

Weiterhin betrifft die Erfindung einen bürstenlosen Motor für Ton- bzw. Video-Bandgeräte, Plattenspieler und dergl.

Treiberschaltungen dieser Art sind bekannt und weisen einen Ausgangstransistor, einen Stromfühler-Widerstand sowie einen Komparator auf, um den Ausgangstransistor aus der Sättigung zu halten. Der Ausgangstransistor ist ein Stromsteuertransistor, dessen Emitterstrom von einem Stromfühler-Widerstand ermittelt wird. Die Abweichung zwischen einem SoIlstrom-Stellsignal und dem Iststromsignal wird mit einem

Differenzverstärker verstärkt und steuert den Transistor an der Basis so an, daß der Emitterstrom dem Stellsignal folgt. Der Kollektor des Transistors ist an eine Last angeschlossen und der Transistor und der Verstärker steuern die Lastspannung auf der der Spannungsversorgung zugewandten Seite, so daß die Kollektorspannung der Bezugsspannung folgt, um den Leistungsverbrauch des Transistors gering und diesen aus der Sättigung zu halten. Dabei wird die Bezugsspannung so eingestellt, daß der Transistor nicht sättigen kann.

Weiterhin ist die bekannte Treiberschaltung bereits für herkömmliche bürstenlose Motoren eingesetzt worden. Hierzu soll ein Beispiel eines herkömmlichen bürstenlosen Motors erläutert werden, bei dem Transistoren einen 3-phasigen Ankerstrom schalten und das erzeugte Drehmoment mit einem Stellsignal gesteuert wird.

Die Drehstellungen eines mehrpolig magnetisierten permanentmagnetischen Rotors und der Wicklungen L1 bis L3 einer 3-

I phasigen Ankerwicklung werden mit einenv Stellungsdetektor ermittelt und zwei Stellungssignal-Umschaltstufen zugeführt. Diese Umschaltstufen sind jeweilp als 3-fach-Differentialanordnung ausgeführt und an die Basen der Transi-

- γ-

stören in zwei Gruppen von Ausgangstransistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps geführt; deren Kollektoren entsprechen einander. Die Emitter der Transistoren jeder der beiden Gruppen sind untereinander verbunden und die Kollektoren der beiden Gruppen sind so verschaltet, daß sie in der Verschaltung mit den entsprechenden Phasen der Ankerwicklung jeweils eine Gegentaktschaltung ergibt. Der gemeinsame Emitteranschluß einer Ausgangstransitorgruppe ist an den Spannungsversorgungsanschluß gelegt, der der anderen Gruppe über einen Widerstand nach Masse. Die Spannung an dem Anschluß, an dem kein Widerstand liegt, ist an einen Eingang eines Differenzverstärkers mit Stromausgang, die Drehmoment-Stellspannung ist an den Ausgang des Differentialverstärkers und dessen Ausgangssignal mit einem Stromspiegelsystem an eine erste Stellungssignal-Umschaltstufe gelegt. Die anderen Enden der Ankerwicklungen sind gemeinsam an einen Eingang eines zweiten Differenzverstärkers gelegt, an dessen anderem Eingang die halbe Versorgungsspannung aus einem Spannungsteiler liegt. Das Ausgangssignal des zweiten Differenzverstärkers ist mit einer Stromspiegelschaltung an die erste Stellungssignal-Umschaltstufe gelegt. Die Ankerwicklungen werden gesteuert mit der Drehmoment-Stellspannung, so daß das vom Motor erzeugte Drehmoment von der Drehmoment-Stellspannung be-

stimmt wird. Andererseits ist der gemeinsame Anschluß der Wicklungen L1, L2, L3 in einem Regelkreis entsprechend dem zweiten Differenzverstärker auf der halben Versorgungsspannung gehalten. Das Potential der Ankerwicklungen ändert sich also um die halbe Versorgungsspannung herum und die beiden Transistorgruppen arbeiten mit etwa gleicher Kollektor-Emitter-Spannung, so daß, wenn die Drehmoment-Stellspannung oder die Motordrehzahl zunimmt, die Spannung über beiden Enden der jeweiligen Wicklungen L1 bis L3 steigt und die beiden Transistorgruppen etwa gleich stark in die Sättigung gehen, um auf diese Weise den Ausnutzungsfaktor zu verbessern.

Die Versorgungsspannung ist hoch genug eingestellt, um die beiden Transistorgruppen nicht sättigen zu lassen und das zum An- und Dauerlauf des Motors erforderliche Drehmoment zu erzeugen. Die zwischen dem Kollektor und dem Emitter liegende Spannung ist der Rest, der nach dem Abziehen der Summe aus dem Spannungsabfall über dem Widerstand, dem Spannungsabfall infolge des Gleichstroipwiderstands der Wicklungen L1 bis L3 und der infolge der Rotordrehung auftretenden Gegenspannung an den Wicklungen L1 bis L3 von der Versorgungsspannung verbleibt. Ist jedoch der Ankerstrom schwach oder dreht der Motor langsam, werden die Spannun-

gen in den Transistorgruppen (Kollektor- und Emitterspannungen) hoch, so daß der Leistungsverbrauch in jeder Transistorgruppe steigt und ein erheblicher Leistungsverlust auftritt.

Wird die Versorgungsspannung niedriger gewählt, geht jeweils eine von beiden Transistorgruppen in die Sättigung; dann fließt auch Basisstrom im Transistor, der gesperrt sein sollte, so daß der Transistor einen Ankerstrom fließen läßt, der sich schädlich auf das vom Motor erzeugte Drehmoment auswirkt. In diesem Fall treten Drehmomentverluste oder anomale Schwingungen auf.

Um diese Nachteile zu beseitigen, wird die Versorgungsspannung so geregelt, daß die Kollektorspannung der Transistorgrupp.e der Bezugsspannung folgt.

Bei dieser Lösung besteht jedoch der Nachteil, daß die Spannung über dem Kollektor und dem Emitter der nichtgestättigten Transistoren infolge des Laststroms, der Transistortemperatur oder Unterschieden zwischen den Transistoren sich ändert, so daß die Bezugsspannung höher angesetzt werden oder dem Variationsfaktor folgen sollte. Setzt man die Bezugsspannung höher an, wird die Kollektor-Emitter-

Spannung V der Transistoren hoch, desgl. ihr Leistungsverbrauch. Weiterhin wird die Schaltung kompliziert, wenn die Bezugsspannung dem Variationsfaktor folgen soll, so daß die Fertigungskosten steigen und diese Lösung gewerblich ungünstig ist.

Diese Nachteile haben sich als besonders schwerwiegendes Hindernis für eine Miniaturisierung und die Leistungsverbrauchsverminderung beim Einsatz mit bürstenlosen Motoren erwiesen.

Es ist daher ein Ziel der Erfindung, eine Stromtreiberschaltung anzugeben, die einen Laststrom durch Steuertransistoren bei minimalem Leistungsverbrauch steuern kann, um die. obengenannten Nachteile zu beseitigen.

Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, einen bürstenlosen Motor mit geringerer Leitungsanzahl anzugeben, um den Widerstand gegen Schwankungen im Verhalten der Elemente zu erhöhen und die Treiberschaltung integrieren zu können.

Ein weiteres Ziel der Erfindung ist, einen bürstenlosen Motor anzugeben, bei dem die Beziehung zwischen dem Ankerstrom und der Drehmoment-Stellspannung unabhängig von einem

Stromwert geregelt ist, und der dadurch ein präzise einstellbares Drehmoment abgeben kann.

Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, einen bürstenlosen Motor anzugeben, bei dem eine Sättigung des Ausgangstransistors verhindert ist, so daß der Leistungsverbrauch im Ausgangstransistor niedrig bleibt und unnötige Drehmomentverluste und anomale Schwingungen verhindert sind.

Die Treiber- bzw. Ausgangsschaltung der Erfindung weist eine an ein Ende einer Last angeschlossene Spannungssteuereinrichtung, einen an das andere Ende der Last angeschlossenen Stromsteuertransistor, eine erste Stromfühlereinrichtung zur Ermittlung des Emitterstroms des Stromsteuertransistors, einen ersten Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und dem Strom-Stellsignal verstärkt, eine Verteilerschaltung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers auf die Basis des Stromsteuertransistors und auf die zweite Stromfühlereinrichtung verteilt, sowie einen zweiten Verstärker auf, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Stromfühlereinrichtung so verstärkt, wobei das Ausgangssignal des zweiten

Verstärkers die Spannungssteuereinrichtung steuert.

Eine solche Anordnung ist in der Lage, das Verhältnis zwischen dem Emitter- und dem Basisstrom des Stromsteuertransistors immer konstant zu halten und auch einen dem Strom-Stellsignal folgenden Strom abzugeben, während der Arbeitspunkt immer bei der Minimalspannung zwischen Kollektor und Emitter gehalten wird.

Weiterhin ist der bürstenlose Motor nach der Erfindung durch einen mehrpolig magnetisieren permanentmagnetischen Rotor, mehrphasige Ankerwicklungen, die mit jeweils einem Ende miteinander verbunden sind, einen Stellungsdetektor zur Ermittlung der Drehstellungen des Rotors und der Ankerwicklungen, Paare von Gegentakt-Ausgangstransistoren, die jeweils an Phasen der Ankerwicklung angeschlossen sind und deren Anzahl der der Phasen entspricht, eine im Schaltbetrieb arbeitende Arbeitsspannungsversorgung mit variabler Ausgangsspannung, die in Reihe in den Stromweg der Ankerwicklungen gelegt ist, eine erste Stromfühlereinrichtung, die den Strom in der Ankerwicklung ermittelt, einen ersten

i Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und dem Motordrehmoment-Stellsignal verstärkt, eine erste Stellungssignal-Ümschalt-

einrichtung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors umschaltet und so die von einer Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu erregende Phase der Ankerwicklung bestimmt, eine zweite Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom einer Transistorgruppe abgibt, einen zweiten Verstärker, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Stromfühlereinrichtung verstärkt, eine zweite Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors umschaltet und so die von der anderen Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu erregende Ankerwicklung bestimmt, eine dritte Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom der anderen Transistorgruppe abgibt, und durch einen dritten Verstärker gekennzeichnet, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der dritten Stromfühlereinrichtung verstärkt,wobei der zweite Verstärker den Leitungszustand der anderen Transistorgruppe steuert, um das Verhältnis des Basisstroms der einen Transistorgruppe zum in der ersten Stromfühlereinrichtung fließenden Strom konstant zu halten, und das Ausgangssignal des dritten Verstärkers die Ausgangssspannung der Schalt-Arbeitsspannungsversorgung so steuert, daß das Verhältnis des Basisstroms der anderen Transistorgruppe zum

in der ersten Stromfühlereinrichtung fließenden Strom konstant bleibt, so daß ein Drehmoment entsprechend dem Drehmoment-Stellsignal erzeugt wird. Daher arbeitet der Ausgangstransistor mit geringstmöglichem Leistungsverlust und geht nicht in die Sättigung, so daß unnötiger Drehmomentverlust und anomale Schwingungen beseitigt sind.

Diese und andere Ziele und Besonderheiten der Erfindung sollen im folgenden unter Bezug auf die beigefügte Zeichnung ausführlich erläutert werden.

Fig. 1 ist ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer Ausgangsschaltung nach der Erfindung;

Fig. 2 ist eine Diagrammdarstellung des Zusammenhangs zwischen der Kollektor-Emitter-Spannung V und dem Stromverstärkungsfaktor n. eines Stromsteuertransistors; FE

Fig. 3 ist ein Schaltbild einer modifizierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen

Ausgangsschaltung;

Fig. 4 ist ein Schaltbild einer Verteilerschaltung aus der Ausführungsform nach Fig. 3;

Fig. 5 bis 9 sind Schaltbilder von Ausführungsformen

des erfindungsgemäßen bürstenlosen Motors;

j (VAC- -Iv.¹-'- - · ■'" j

Pig. 10 ist ein Schaltbild eines Begrenzers in der Ausführungsform der Fig. 9;

Fig. 11 und 12 sind Schaltbilder von modifizierten Ausführungsformen des erfindungsgemäßen bürstenlosen Motors; und

Fig. 13 ist ein Schaltbild einer beispielhaften Schalt-ArbeitsspannungsVersorgung.

Die Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ausgangsschaltung. Dabei ist die Last 2 zwischen die Kollektoren eines NPN-Transistors Tr1 und eines PNP-Transistors Tr2 gelegt. Der Emitter des Transistors Tr1 ist über einen als Stromfühler wirkenden Widerstand R1 an Masse sowie an die invertierenden Eingänge von zwei Differenzverstärker 1, 5 mit Stromausgang gelegt. Das Ausgangssignal (c) des Verstärkers 1 ist an den Kollektor des als Diode geschalteten PNP-Transistors Tr3, die Basen der PNP-Transistoren Tr4, Tr5 an die Basis des Transistors Tr3 und die Emitter der Transistoren Tr3 bis Tr5 über die Widerstände R2 bis R4 an die Versorgungsspannung gelegt, so daß eine Stromspiegelschaltung entsteht. Der Kollektor des Tran sistors Tr4 ist an die Basis des Transistors Tr1, der Kollektor des Transistors Tr5 über einen Stromfühler-Widerstand R5 an Masse und an den nichtinvertierenden Eingang

des Verstärkers 5 gelegt. Die Basis des Transistors Tr2 ist an den Ausgang des Verstärkers 5, der Emitter des Transistors Tr2 an den Spannungsversorgungsanschluß 6 und der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 1 an den Eingangsanschluß 7 gelegt, an den das Laststrom-Sollsignal angelegt ist.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der Ausgangsschaltung erläutert. Der Emitterstrom des Transistors Tr1 erzeugt im Widerstand R1 einen Spannungsabfall V1. Die Differenz zwischen der Spannung V1 und der Spannung V2 am Eingangsanschluß 7 wird vom Verstärker 1 verstärkt und zu einem Ausgangsstrom (d) und einem Ausgangsstrom (e) von einer Stromverteilerstufe 8 aus den Transistoren Tr3 bis Tr5 aufgeteilt, wobei das Ausgangssignal (d) an die Basis des Transistors Tr1 gelegt ist, so daß dessen Basisstrom Hb in dem Regelkreis die beiden Spannungen V1 und V2 angleicht. Sind nun die Werte der Widerstände R1 und R5 mit R1 bzw. R5 bezeichnet und sind die Werte der Widerstände R2 bis R4 als gleich angenommen, wird, wenn der Transistor Tr2 nicht genug Basisstrom erhält und der Kollektorstrorn I2c des Transistors Tr2 und somit der Strom in der Last 2 kleiner als der Kollektorstrom 11c des Transistors Tr1 ist, V_„ zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Tran-

sistors Tr so niedrig., daß der Transistor Tr 1 sich der Sättigung nähert und der Stromverstärkungsfaktor (h„„ = I1c/I1b) sinkt, so daß 11b steigt, um die Differenz zwischen V1 und V2 zu verringern. Da weiterhin der Stromspiegel dem Widerstand R5 einen Strom gleich 11b einprägt, erhält man als Spannung V3 über dem Widerstand R5

V3 = 11b χ R5.

Bezeichnet man den Emitterstrom des Transistors Tr1 mit He, ergibt sich V1 = He χ R1. Der Verstärker 5 verstärkt die Differenz zwischen V3 und V1 zur Ansteuerung der Basis des Transistors Tr2; sein Ausgangssignal steigt, wenn V3 ,· V1 ist. Desgl. steigt der Kollektorstrom I2c des Transistors Tr2, so daß die Spannung V zwischen Kollektor und Emit-

CE

ter von Tr1 ebenfalls steigt und h „ zunimmt, so daß der zum Erzeugen von V1 erforderliche Basisstrom 11b sinkt und V2 ebenfalls zu V1 hin sinkt bis zur Gleichheit. Da die Gegenkopplung V3 = V1 hält, erhält man die Beziehung

Hb χ R5 = Hc χ R1

, _ He _ R3

ⁿFE ~ YTB ' " RT ''

so daß dem Transistor Tr1 von V„„ ein h„_-Wert erteilt

Lr. r h*

wird, der von den Widerständen R5 und R1 abhängig ist, um der Last 2 einen Strom entsprechend dem Sollstrom-Stellsignal (a) zu liefern.

Die Fig. 2 zeigt als Graph den Zusammenhang zwischen V und h_p„ des Transistors Tr1 mit He als Parameter. Wie

Γ Γι

in Fig. 2 ersichtlich, steigt bei konstantem h„g die Spannung V₀-, mit He, so daß man durch geeignete Wahl von h _E den Transistor auf einen Betrieb unmittelbar vor der Sättigung einstellen kann. Nimmt man beispielsweise h-,-, = H und He = He¹ und V_o„ = V unmittelbar vor der Sättigung an, nimmt V₀ bei einem Anstieg von He auf He" auf V" und bei einem Anstieg von He auf Be"' auf V"¹ zu, so daß der Transistor immer unmittelbar vor dem Sättigungspunkt arbeitet. Dieser Zustand ändert sich automatisch entsprechend den Änderungen der Elemente und deren Temperatur. Daher werden die Werte von R5 und R1 so gewählt, daß Vpp von Tr1 sich auf dem erforderlichen Minimum hält, so daß sich der Leistungsverbrauch des Transistors Tr1 gering halten läßt. Weiterhin setzt man das Verhältnis der Emitterwiderstände R2 bis :R4 im Stromspiegel und damit das Verteilerverhältnis der Verteilerstufe 8 so an, daß zusammen mit dem Verhältnis von R5 zu R1 h„„ den ge-

£ Ji

wünschten Wert erhält.

- γ-it.

Es soll nun eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 3 erläutert werden, in der der Transistor Tr1, der Widerstand R1, der Verstärker 1, die Verteilerstufe 8, der Widerstand R5 und der Verstärker 5 eingangsseitig denen der Fig. 1 entsprechen und daher nicht erneut erläutert werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 5 ist an eine Steuerschaltung 10 einer im Schaltbetrieb arbeitenden Arbeitsspannungsversorgungsschaltung 9 gelegt und dient als Eingangssignal für die Leitzustandssteuerung eines Schalttransistors Tr6, dessen Kollektor an einer Diode D1 und einem Ende einer Drossel L1 liegt, deren anderes Ende mit dem Kondensator C1 und über den Ausgang des Spannungsversorgungsteils 9 an ein Ende der Last 2 gelegt ist, deren anderes Ende mit dem Kollektor des Transistors Tr1 verbunden ist.

Ist nun die Ausgangsspannung des Spannungsversorgungsteils 9 niedrig und V_,_p des Transistors Tr 1 niedrig, nimmt das Ausgangssignal des Verstärkers 5 auf die gleiche Weise zu, wie oben erläutert, wobei das Ausgangssignal die Schaltung 10 so ansteuert, daß die Durchschaltdauer des Transistors Tr6 und die Ausgangsspannung des Spannungsversorgungsteils 9 steigen. In dem entsprechenden Regelkreis wird

also V_,„ von Tr 1 so eingesetzt, daß h,-,^ abhängig vom Ver-Ch c Je

teiler 8 und den Widerständen R5 und R1 konstant bleibt, so daß der Leistungsverbrauch des Transistors Tr1 auf einem Minimum bleibt/ bei dem der für die Last 2 erforderliche Ausgangsstrom fließt.

Die Fig. 4 zeigt ein weiteres Beispiel der in der Erfindung eingesetzten Verteilerschaltung, bei der der Transistor Tr7 einen Verteiler 11 darstellt und das Eingangssignal an die Basis des Transistors Tr7 geht, dessen Emitter an die Basis des Transistors TrT und dessen Kollektor an die Basis der Stromspiegeltransistoren Tr8, Tr9 gelegt sind; der Kollektor von Tr9 führt über den Widerstand R5 nach Masse. Bezeichnet man den Basisstrom von Tr7 mit I7b, den Emitterstrom mit I7e und den Kollektorstrom I7c sowie den Stromverstärkungsfaktor mit h „₇, erhält man folgende Zusammenhänge

I7e = (1 + h_FE7)I7b

V3 = h_FE7 χ I7b χ R5

sowie entsprechend

^hFE7

^£/I7e χ R₁

womit V₀ „ des Transistors Tr1 sich bei Bedarf auf die gleiehe Weise auf ein Minimum einstellen läßt, wie oben zur Fig. 1 erläutert.

Die Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen bürstenlosen Motors mit der oben erläuterten Ausgangsschaltung.

In der Zeichnung ist ein permanentmagnetischer Rotor 101 zu 8 Polen magnetisiert und weist eine 3-phasige Ankerwicklung 103 die Wicklungen L1, L2, L3 auf, die an einem Ende miteinander verbunden sind. Die Drehstellungen des Rotors 101 und der Ankerwicklung 103 werden mit Stellungsdetektoren erfaßt und als 3-phasige Signale an Umschaltstufen 105, gelegt, wobei es sich bei der Umschaltstufe 105 um eine 3-fach-Differenzanordnung aus NPN-Transistoren zur Ansteuerung einer Ausgangstransistorgruppe 106, bei der Umschaltstufe 107 um eine 3-fach-Differenzanordnung aus PNP-Transistoren zur Ansteuerung einer Ausgangstransistorgruppe 108 handelt. Die Ausgangstransistorguppe 106 weist die Transistoren Q1, Q2, Q3 auf, deren Emitter gemeinsam an die Betriebsspannungsversorgungsschaltung 116 gelegt sind, während die Ausgangstransistorgruppe 108 aus den NPN-Transistoren QA, Q5, Q6 besteht, deren Emitter gemeinsam an einen Stromfühler-Widerstand 113 gelegt sind. Die Transistoren Q1 und Q4, Q2 und Q5 sowie Q3 und Q6 sind jeweils als Gegentaktanordnung aufgebaut; ihre Kollektoren sind miteinander und mit den Wicklungen L3, L2 bzw. L1 verbunden. Eine Drehmoment-Stellspan-

nung 115 ist an den nichtinvertierenden Eingang (+) eines Differenzverstärkers 104 mit infolge des Stromspiegels zwei Ausgangsanschlüssen 118, 119 gelegt, wobei die Spannung am Anschluß 114 des Widerstands 113 an den invertierenden Eingang gelegt ist. Der Ausgangsanschluß 119 ist an den gemeinsamen Emitteranschluß der Umschaltstufe 107, der Ausgang 118 an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers 120 gelegt, der auch über einen Widerstand 117 nach Masse gelegt ist. Der invertierende Eingang des Verstärkers 120 ist an das masseferne Ende des Widerstands 113 gelegt, sein Ausgang über ein Tiefpaßfilter 121 an den Emitteranschluß der Umschaltstufe 105.

Es soll nun die Arbeitsweise dieser Schaltung erläutert werden. Der Ankerstrom fließt von der Ausgangstransistorgruppe 106 über die Wicklung 10 3, die Ausgangstransistorgruppe 108 und den Widerstand und wird durch einen Regelkreis mit dem Differenzverstärker 104, der umschaltstufe 107, der Ausgangstransistorgruppe 108 und dem Widerstand so geregelt, daß das Drehmoment-Stellsignal gleich dem Spannungsabfall über dem Widerstand 113 wird. Die Stärke des Ankerstroms hängt also vom Widerstandswert des Drehmoment-Sollspannungswiderstands 113 ab. Was nun die relativen Stellungen zwischen dem Rotor 101 und den Ankerwicklungen 103 anbetrifft, fließt, wenn von den Ausgangs-

transistoren Q^-] bis Q6 nur die Transistoren Q3 und Q4 als leitend angenommen sind, nur der Emitterstrom Q4 durch den Widerstand 113, wobei der Transistor Q4 Basisstrom vom Ausgang 119 des Differenzverstärkers 104 erhält und ein Strom gleicher Stärke dem Widerstand 117 vom Stromausgangsanschluß 117 her eingeprägt wird.

Bezeichnet man die Werte der Widerstände 113, 117 mit R113 bzw. RT17 und die dort fließenden Störme mit I₁₁₃ bzw. I₁₁-,, erhält man die Eingangsspannung V₁₂₀ des Differenzverstärkers 120 zu

^V12O ^{= R}117 ^{X 1}117 - ^R113 ^X

Bezeichnet man den Stromverstärkungsfaktor des Transistors QA mit h_pE, ergibt sich folgender Zusammenhang:

¹W

Purch Einsetzen von Gleichung (2) in Gleichung (1) ergibt sich

^V12O -( τ Λ" - ^Rii₃)^{x 1}H₃ ⁽³⁾

Da der h „-Wert von Q4 von der Kollektor-Emitter-Spannung V_CE abhängt, wie in Fig. 2 gezeigt, wird, wenn die Schleifenverstärkung des Regelkreises mit dem Differenzverstärker 120, dem Tiefpaßfilter 121, der Umschaltstufe 105, dem Ausgangstransistor Q3, den Wicklungen L1, L3, dem Ausgangstransistor QA und dem Widerstand 113 hoch genug ist, die Kollektor-Emitter-Arbeitsspannung des Transistors QA selbsttätig so eingestellt, daß die Eingangsspannung V₁-Q zu null wird. Es ergibt sich also aus Gleichung (3)

^R117

h = - 1 (4)

FE R₁₁₃

Da die rechte Seite der Gleichung (4) konstant ist, bleibt auch der h - Wert von QA konstant. Ändert sich die Drehmoment-Stellspannung, ändert sich der Emitterstrom des Transistors Q4, desgleichen seine Kollektor-Emitter-Spannung; vergl. Fig. 2. Mit anderen Worten: Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q4 wird entsprechend dem Emitterstrom so geregelt, daß der Stromverstärkungsfaktor konstant bleibt, wodurch die Spannung über beiden Enden der Wicklungen L1, L3 entsprechend dem Ankerstrom abfällt und der Motor stabil arbeitet.

Ändert sich die Drehstellung des Rotors 1 und der Ankerwicklungen 3, so daß andere der Transistoren Q1 bis QQ

durchschalten, ändern sich die Arbeitsspannungen der Wicklungen L1 bis L3 stabil entsprechend den Wicklungsströmen, wie oben erläutert.

Die Fig. 6 zeigt eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung, bei der die Emitter der Transistoren Ql, Q8 und Q9 an die Basen der Transistoren Q4, Q5 bzw. Q6 gelegt und die Kollektoren miteinander verbunden und an den Kollektor eines Transistors Q10 gelegt sind, der als Diode verschaltet ist und einen Stromspiegel zusammen mit einem Transistor Q11 bildet, dessen Kollektor als Ausgang 122 des Stromspiegels an den Widerstand 117 und den nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 120 gelegt ist. Die Basen der Transistoren Q7 und Q9 sind an die Phasen entsprechend der Stellungs-Umschaltstufe 107 gelegt. In der Fig. 6 entsprechen alle anderen Teile denen der Fig. 5 und brauchen nicht erneut erläutert zu werden.

Die Basisströme in den Transistoren QA bis Q6 entsprechen den Emitterströmen in den Transistoren Q7 bis Q9. Da die Transistoren Ql bis Q9 Emitterfolger bilden, ist der Stromverstärkungsfaktor hoch genug, daß die Kollektor- und Emitterströme gleich sind. Die Kollektorströme werden zusammengeführt und mit durch den Stromspiegel umgekehrter Stromrichtung an den Widerstand 117 gelegt. Folglich fällt über

dem Widerstand 117 eine Spannung entsprechend den Basisströmen der Transistoren QA - Q6 ab, so daß der Regelkreis wie in der ersten Ausführungsform die Kollektor-Arbeitsspannung der Transistoren Q4 - Q6 bestimmt.

Die Fig. 7 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Der permanentmagnetische Rotor 201 ist zu 8 Polen magnetisiert und die 3-phasige Ankerwicklung 203 besteht aus den Spulen L1, L2, L3, die einseitig miteinander verbunden sind. Die Drehstellungen des Rotors 201 und der Ankerwicklungen werden von Stellungsdetektoren 202 ermittelt und als 3-Phasensignal an die Stellungssignal-Umschaltstufen 205, 207 gegeben. Bei der Umschaltstufe 205 handelt es sich um eine 3-fach-Differenzanordnung aus NPN-Transistoren zur Ansteuerung einer Ausgangstransistorgruppe 206, bei der Umschaltstufe 207 um eine 3-fach-Differenzanordnung aus PNF-Transistoren zur Ansteuerung einer Ausgangstransistorgruppe 208. Die Ausgangstransistorgruppe 206 besteht aus den PNP-Transistoren Q1, Q2, Q3, deren Emitter gemeinsam an die Betriebsspannungsversorgung 216 geführt sind, die Ausgangstransistorgruppe 208 aus den NPN-Transistoren Q4, Q5, Q6, deren Emitter gemeinsam an einen Stromfühlerwiderstand 213 geführt sind. Die Transistoren Q1 und QA, Q2 und QS sowie Q3 und Q6 sind im Gegentakt angeordnet und an den Kollektor miteinander und mit den Wicklungen L3, L2 bzw. L1 verbunden.

Die Drehmoment-Stellspannung 215 ist an den nichtinvertierenden Eingang (+) eines Differenzverstärkers 2 04 mit infolge des Stromspiegels zwei Ausgangsanschlüssen 218, 219 gelegt. Die Spannung am Widerstand 213 wird mit einem Spannungsteiler aus den Widerständen 223, 224 herabgeteilt, so daß die abgesenkte Spannung 222 am invertierenden Eingang (-) liegt. Der Ausgang 219 ist mit dem gemeinsamen Emitteranschluß der Umschaltstufe 207, der Ausgang 218 gemeinsam mit einem einseitig an Masse gelegten Widerstand 217 an den nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 220 gelegt. Der invertierende Eingang des Differenzverstärkers 220 ist mit dem massefreien Anschluß des Widerstands 213 verbunden, während sein Ausgang über einen Tiefpaßfilter 221 an dem Emitteranschluß der Umschaltstufe 205 gelegt ist.

Es soll nun die Arbeitsweise der Schaltung erläutert werden, Der Ankerstrom fließt von der Ausgangstransistorgruppe über die Wicklungen 203 und die Ausgangstransistorgruppe 208 zum Widerstand 213 und wird von dem gegengekoppelten Regelkreis mit dem Differenzverstärker 204, der Stellungs-Umschaltstufe 207,der Ausgangstransistorgruppe 208 und dem Widerstand 2T3 so geregelt, so daß Differenzeingangssignal des Differenzverstärkers zu null wird. Es sei angenommen, daß von den Transistoren Q1 bis Q6 infolge der relativen

Stellung des Rotors 201 und der Ankerwicklungen 203 nur die Transistoren Q3 und Q4 durchgeschaltet sind. Dann fließt nur der Emitterstrom des Transistors Q4 im Widerstand 213. Der Basisstrom des Transistors Q4 wird vom Stromausgang 219 des Differenzverstärkers 204 geliefert, und ein Strom gleicher Stärke dem Widerstand 217 zugeführt. Bezeichnet man die Widerstandswerte von 213 und 217 sowie die in ihnen fließenden Ströme mit R213, R217, 1213 bzw. 1217, erhält man die Eingangsspannung V220 des Differenzverstärkers 220 zu

V220 = R217 χ 1217 - R213 χ Ι213 (5)

Mit K = 14/1213 erhält man den Stromverstärkungsfaktor h„„ des Transistors Q4 zu h.,.-, = (1213/14) - 1, d.h.

Γ ti

h_FE = I - 1 (6)

Mit 14 = 1217 läßt Gleichung (5) sich umschreiben zu

R217

V220 = ( - R213) χ Ι213 (7)

' ⁿFE

Da der Iv, -Wert des Transistors Q4 sich mit der Kollektor-

r L·

Emitter-Spannung V ändert, regelt der Regelkreis mit dem Differenzverstärker 220, dem Tiefpaß 221, der Umschaltstufe

205, dem Ausgangstransistor Q3, den Wicklungen L1, L3, dem Ausgangstransistor Q4 und dem Widerstand 213, sofern die Schleifenverstärkung hoch genug ist, die Kollektor-Emitter-Arbeitsspannung des Transistors QA so ein, daß die Eingangsspannung V220 zu null wird. Man erhält also aus der Gleichung (7):

h = -I²JLZ _{1 (8)}

^TE R213

Da die rechte Seite konstant ist, ist auch der h„ -Wert des Transistors Q4 konstant, so daß sich K = R213/R217 ergibt. Bei einer Änderung der Drehmoment-Stellspannung ändert sich der Emitterstrom von Q4 und folglich auch seine Kollektor-Emitter-Spannung, wie in Fig. 2 ersichtlich. Mit anderen Worten: Der Transistor Q4 wird in der Kollektor-Emitter-Spannung entsprechend dem Emitterstrom selbsttätig so gesteuert, daß der Stromverstärkungsfaktor konstant bleibt, so daß das Potential über den Enden der Wicklungen L1, L3 sich entsprechend dem Ankerstrom bestimmt und der bürstenlose Motor stabil arbeitet.

Bezeichnet man die Werte der Widerstände 223, 224 mit R223 bzw. R224 und die Spannung am nichtinvertierenden Eingang (+) und am invertierenden Eingang (-) des Differenzverstärkers 204 mit V215 bzw. V222, erhält man:

R223 _ K _ R213 (9)

R224 1 - K R217 - R213

Bezeichnet man weiterhin den Kollektorstrom von QA, d.h. den Strom in der Ankerwicklung 203, mit Ia, erhält man

^hFE
Ia = £=- χ 1213 (10)

^{1 + h}FE

V222 = 51²J _{χ R213 χ}

R223 + R224

V215 - V222 = 0 (12)

Daraus ergibt sich

Ia = V215/R213 (13)

Der in der Ankerwicklung 203 fließende und zur Erzeugung von Drehmoment beitragende Strom Ia ergibt sich also aus dem Quotienten aus der Drehmoment-Stellspannung V215 und dem Widerstandswert 213, so daß das erzeugte Drehmoment sich einfach und präzise mittels der Drehmoment-Stellspannung einstellen läßt. Die Drehstellungen des Rotors 201 und der Ankerwicklung 203 ändern sich mit der Motordrehung, so daß auch dann, wenn jeweils andere der

- if4.

Transistoren Q1 bis Q6 durchgeschaltet sind, die oben beschriebene Funktionswiese den Arbeitsspannungen der Wicklungen L1, L2, L3 stabil entsprechend dem Wicklungsstrom sich zu ändern gestattet.

Die Fig. 8 zeigt eine weitere modifizierte Ausführungsform des bürstenlosen Motors nach der Erfindung. Der permanentmagnetische Rotor 301 ist zu 8 Polen magnetisiert und die 3-phasige Ankerwicklung 303 hat die einseitig miteinander verbundenen Wicklungen L1, L2, L3, Die Drehstel-

lungen des Rotors 301 und der Ankerwicklung 303 werden von den Drehstellungsdetektoren 302 erfaßt und als 3-phasige Signale an Stellungsignal-Umschaltstufen 305, 307 gegeben, wobei die Umschaltstufe 305 eine 3-fache Differenzanordnung aus NPN-Transistoren zur Ansteuerung einer Ausgangstransistorgruppe 306, die Schaltstufe 307 eine 3-fach-Differenzanordnung zur Ansteuerung einer Ausgangstransistorgruppe 308 ist. Die Ausgangstransistorgruppe 306 besteht aus den PNP-Transistoren Q1, Q2, Q3, deren Emitter gemeinsam an die Betriebsspannungsversorgung 316 gelegt sind, und die Ausgangstransistorgruppe 308 aus den NPN-Transistoren, deren Emitter gemeinsam an einen Stromfühler-Widerstand 313 gelegt sind. Die Transistoren Q1 und Q4, Q2 und QS sowie Q3 und Q6 sind im Gegentakt verschaltet und an den Kollektoren miteinander und gemeinsam

mit den Wicklungen L3, L2 und L1 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang 327 des Differenzverstärkers 304 mit den Stromausgängen 318, 319 ist an den über einen Widerstand 328 die Drehmoment-StelJ.spannung führenden Anschluß 315,der invertierende Eingang 329 des Differenzverstärkers an den Anschluß 314 eines Widerstandes 313 und den Eraitteranschluß der Ausgangstransistqrgruppe 308 gelegt.

Der Stromausgang 319 ist an den gemeinsamen Emitteranschluß der Umschaltstufe 307, der Stromausgang 318 gemeinsam mit einem einseitig an Masse gelegten Widerstand 317 an den nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers gelegt. Der invertierende Eingang.des Differenzverstärkers

320 führt zum Verbindungspunkt 314 des Widerstandes 313 mit der Transistorgruppe 308, sein Ausgang über den Tiefpaß

321 sowie die Stromspiegel-Transistoren Q15, Q13 zum Emitteranschluß der Umschaltstufe 305. Die Transistoren Q14, Q13 und Q15 bilden gemeinsam einen Stromspiegel; die Transistoren Q13 und Q14 geben gleiche Ausgangsströme ab, wobei der Kollektor von Q14 an den gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren Q16, A17 gelegt ist. Q16, QT7 sind mit den Emittern gemeinsam an die Betriebsspannungsversorgung 316 gelegt, wobei der Transistor im Stromspiegel als Diode verschaltet ist. Der Kollektor von Q16 ist über einen Widerstand 322 an Masse und an den Eingang 323 des nichtinver-

tierenden Differenzverstärkers 324 gelegt, dessen invertierender Eingang 325 vom Verbindungspunkt 314 des Widerstands 313 mit der Transistorgruppe 308 gespeist wird. Der Ausgang des Differenzverstärkers ist über ein Filter 326 an die Basis eines Transistors Q12 gelegt, dessen Emitter auf Masse und dessen Kollektor an den Eingang 327 des nichtinvertierenden DifferenzVerstärkers gelegt ist, so daß gemeinsam mit dem Widerstand 328 ein Begrenzer entsteht.

Es soll nun die Arbeitsweise des in Fig. 8 gezeigten erfindungsgemäßen bürstenlosen Motors erläutert werden. Der Ankerstrom fließt von der Ausgangstransistorgruppe 306 über die Wicklung 303 und die Ausgangstransistorgruppe 308 zum Widerstand 313 und wird im Regelkreis mit dem Differenzverstärker 304, der Umschaltstufe 307 und der Ausgangstransistorgruppe 308 so geregelt, daß das Differenzeingangssignal am Differenzverstärker 304 zu null wird. Es sei nun die relative Drehstellung des Rotors 301 und der Ankerwicklung 303 so, daß von den Ausgangstransistoren Q1 bis Q6 nur die Transistoren Q3 und Q4 durchgeschaltet sind. Der Emitterstrom nur des Transistors QA fließt in den Widerstand 313 und der Basisstrom 14 des Transistors Q4 wird vom Ausgangsanschluß 319 des Differenzverstärkers 304 geliefert; ein gleich starker Strom fließt vom Stromausgang 318 zum Wider-

stand 317. Bezeichnet man die Werte der Widerstände 313, 317 und deren Ströme mit R313, R317 und 1313 bzw. 1317, ergibt sich die Eingangsspannung V320 des Differenzverstärkers 320 zu

V32Ö = R317 χ 1317 - R313 χ Ι313 (14)

Mit K = 14/1313 läßt sich der Stromverstärkungsfaktor h™ des Transistors Q4 ausdrücken als

.h__, = (1313/14) - 1 = (1/K) - 1 (15)

r ti

mit 14 = 1317 läßt sich Gleichung (14) umschreiben zu

■q~) ι 7
V320 = ( ZUJ. R313) x 1313 (16)

1 + h

FE

Da, wie Fig. 2 zeigt, der h „-Wert von Q4 sich mit der Kollektor-Emitter-Spannung V-,_E ändert, wird, wenn die Schleifenverstärkung des Regelkreises mit dem Differenzverstärker 320, dem Tiefpaß 321, der ümschaltstufe 305, dem Ausgangstransistor Q3, den Wicklungen L1, L3, dem Ausgangstransistor q4 und dem Widerstand 313 hoch genug ist, die Kollektor-Emitter-Arbeitsspannung des Transistors Q4 automatisch so eingestellt, daß die Eingangsspannung V320 zu null wird. Gleichung (16) läßt sich also umschreiben zu

= (R317/R313) - 1 (17)

Da die rechte Seite der Gleichung (17) konstant ist, ist auch h_FE von Q4 konstant; K = R313/R17. Ist der Transistor Q12 gesperrt, ändert sich bei einer Änderung der Drehmoment-Stellspannung auch der Emitterstrom des Transistors Q4, so daß (vergl. Fig. 2) auch dessen Kollektor-Emitter-Spannung sich ändert. Mit anderen Worten: Da die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q4 automatisch so geregelt wird, daß der Stromverstärkungsfaktor konstant bleibt, folgen die Spannungen über beiden Enden den Wicklungen L1 und L3 dem Ankerstrom so, daß man einen stabilen Betrieb erhält.

Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q3 nimmt mit zunehmender Drehzahl des Motors um die in den Ankerwicklungen erzeugte Gegenspannung ab,und mit zunehmendem Ankerstrom nimmt der Gleichspannungsabfall über den Ankerwicklungen zu. Sinkt die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors (vergl. Fig. 2), sinkt auch der Stromverstärkungsfaktor, so daß der Basisstrom des Transistors Q3 im Vergleich zum Kollektorstrom steigt. Der Basisstrom 13 des Transistors Q3 wird vom Transistor QI3 über die Umschaltstufe 305 geliefert und ist gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q14, der dem Widerstand 322 über die Stromspiegel-

Transistoren Q17, Q1G zugeführt wird. Bezeichnet man also den Strom im Widerstand 322 mit 1322, erhält man:

1322 = 13 (18)

Andererseits wird der Kollektorstrom Ic3 des Transistors Q3 über die Wicklungen L1 und L3 zum Kollektorstrom des Transistors Q4 und der Stromverstärkungsfaktor h__ des

r hi

Transistors QA behält den Wert von Gleichung (17), so daß sich ergibt:

1313 = (1 + h_FE) x Ic3/h_FE

R317

- χ Ic3 (19)

R317 - R313

Die Differenzeingangsspannung V324 des Differenzverstärkers 324 (mit R322 als Widerstandswert des Widerstands R322) läßt sich mit Gleichung (18) und.(19) ausdrücken zu

V324 = R322 χ 13 - R313 χ HQIl _x i_c3 (20)

R317 - R313

Der Transistor Q12 ist gesperrt, wenn die rechte Seite der Gleichung (20) negativ ist; die Drehmoment-Stellspannung

315 gelangt also ungeschwächt an den Differenzverstärker 304. Es nimmt jedoch die Kollektor-Emitter-Spannung von Q3 ab und sein Basisstrom 13 steigt, so daß, wenn die rechte Seite der Gleichung (20) positiv wird, das Ausgangssiqnal des Differenzverstärkers 324 den Transistor Q12 durchschaltet. Die Drehmoment-Stellspannung 315 wird also um den Spannungsabfall im Widerstand 328 infolge des Kollektorstroms im Transistor Q12 verringert an den Differenzverstärker 304 gelegt. Der Regelkreis mit dem Differenzverstärker 304, der Umschaltstufe 307, der Ausgangstransistorgruppe 308 und dem Widerstand 313 verringert also den dort fließenden Strom. Mit anderen Worten: Da der Ankerstrom abnimmt, nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung Q 3 zu und sein Basisstrom ab.

Es wird also die Differenzeingangsspannung V324 des Differenzverstärkers 324 selbsttätig auf null geregelt. In diesem Fall läßt der Stromverstärkungsfaktor h^--, des Translstors Q3 sich ausdrücken zu

. R322(R317 - R313) .,.,

ⁿFE3 R313 χ R317 ^l "

und nimmt einen konstanten Wert an, der abhängt von den Widerstandswerten R313, R317 und R32 2.

Mit anderen Worten: Der Transistor Q4 wird durchweg auf einen konstanten Stromverstärkungsfaktor h_pE und der Tran sistor Q3 so gesteuert, daß sein Stromverstärkungsfaktor mit der Drehmoment-Stellspannung sich ändert, aber die Drehmoment-Stellspannung wird so begrenzt, daß der vorbe-

pp17 _ ρ

stimmte Wert - — erhalten bleibt, so daß die Zunahme des Ankerstroms eingeschränkt wird und die Transistoren Q3, Q4 immer im aktiven Bereich arbeiten.

Dabei stellt das Filter 326 einen Tiefpaß dar, der die Stabilität des Regelkreises mit dem Differenzverstärker 324 verbessert.

An der Fig. 9 soll nun eine weitere modifizierte Ausführungsform der Erfindung beschrieben werden. Dabei sind denen der Fig. 8 entsprechende Bauteile aus der Erläuterung fortgelassen. Der Kollektor von Q14 ist über den Widerstand 33 0 an die Spannungsversorgung 316 und auch an den invertierenden Eingang 331 des Differenzverstärkers 324, der gemeinsame Emitteranschluß der Transistorgruppe 306 über den Widerstand 332 an die Betriebsspannungsversorgung 316 und an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers 324 gelegt. Ein Strom gleich dem Basisstrom 13 des Transistors Q3 fließt über den Transistor Q14 im Widerstand 330, der Emitterstrom des Transistors Q3

im Widerstand 322. Mit R330 und R332 als den Werten der Widerstände 330 bzw. 332 ergibt sich die Differenzeingangsspannung V324 des Differenzverstärkers 324 zu

V324 = R330 χ 13 - R332 χ Ι332 (22)

wobei 1332 der im Widerstand 332 fließende Strom ist.

Nimmt nun die Motordrehzahl und damit die Spannung über den beiden Enden der Windungen L1, L3 zu, sinken die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q3 sowie sein Stromverstärkungsfaktor (vergl. Fig. 2) und steigt sein Basisstrom; folglich gilt:

13 > %22A χ Ι332, (23)

R330

um V324 positiv zu machen, so daß das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 324 den. Transistor Q12 durchschaltet und Kollektorstrom fließt.

Folglich w*ird die Drehmoment-Stellspannung 315 durch den Spannungsabfall über dem Widerstand 328 infolge des Kollektorstroms des Transistors Q12 und des Stroms im Widerstand 313 verringert..Desgleichen wird der Ankerstrom verringert und die Kollektor-Emitter-Spannung von Q3 steigt, so daß der Stromverstärkungsfaktor von Q3 steigt und sein

Basisstrom abnimmt. Die Gegenkopplung bringt die Differenzeingangsspannung V324 des Differenzverstärkers 324 auf null. Da der Stromverstärkungsfaktor ⁿ _PE3 ^von Q^ gegeben ist

1332
durch ( - 1), erhält man aus Gleichung (22)

^hPE3 ^a Mi - ¹ = ^COnSt- ⁽²⁴⁾

Mit anderen Worten: Wenn der Transistor Q3 mit einem größeren Stromverstärkungsfaktor als dem in Gleichung (24) gegebenen arbeitet, ist Q12 gesperrt und wird die Drehmoment-Stellspannung 315 nicht beeinflußt, so daß das vom Motor erzeugte Drehmoment, d.h. der Ankerstrom, unmittelbar von der Drehmoment-Steuerspannung bestimmt wird. Steigt die Spannung über den beiden Enden der Ankerwicklungen L1, L3 und nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung von Q3 ab, wird die Drehmoment-Stellspannung so verringert, daß der Ankerstrom begrenzt wird, so daß der Transistor Q3 den mit Gleichung (24) angegebenen Stromverstärkungsfaktor beibehält.

Die Fig. 10 zeigt ein weiteres Beispiel des Begrenzers, in dem der invertierende Eingang 329 des Differenzverstärkers 304 über den Widerstand 334 an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 313 und der Transistorgruppe 308 und auch an den Kollektor eines Transistors Q18 geführt ist, dessen

Emitter zur Betriebsspannungsversorgung 316 gelegt ist. Die Basis des Transistors Q18 wird über ein Filter 326 vom Ausgang des Differenzverstärkers 324 angesteuert und die Drehmoment-Stellspannung 315 ist an den nichtinvertierenden Eingang 327 des Differenzverstärkers 304 gelegt.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 324 steuert die Basis von Q18 an, dessen Kollektorstrom im Widerstand 334 einen Spannungsabfall erzeugt. Da die Spannung am Stromfühler-Widerstand 313 nur mit dem Spannungsabfall gemeinsam an den Differenzverstärker 304 gelegt ist, senkt der Regelkreis mit dem Differenzverstärker 304 den im Widerstand 313 fließenden Strom, d.h. den Ankerstrom ab. Da der Transistor Q18, wenn gesperrt, vom Widerstand 334 nicht begrenzt wird, ändert sich der Ankerstrom dann entsprechend der Stellspannung 315.

Auch wenn in der oben erläuterten Ausführungsform die Drehstellungen des Rotors 301 und der Ankerwicklung 303 sich bei der Motordrehung ändern und daher andere der Transistoren QI bis Q6 durchschalten, erlaubt die oben erläuterte Arbeitsweise, daß die Arbeitspotentiale der Wicklungen L1, 12, L3 entsprechend dem Wicklungsstrom sich stabil ändern.

Eine weitere modifizierte Ausführungsform der Erfindung ist in der Fig. 11 dargestellt. Der permanentmagnetische Rotor 401 ist zu 8 Polen magnetisiert und die 3-phasige Ankerwicklung 403 weist die Wicklungen L1, L2, L3 auf, die einseitig gemeinsam an den Ausgang einer im Schaltbetrieb arbeitenden Arbeitsspannungsversorgung 415 gelegt sind. Die Drehstellungen des Rotors 401 und der Ankerwicklungen 4 03 werden mit einem Stellungsdetektor 402 erfaßt und als 3-phasiges Signal auf eine Stellungssignal-Umschaltstufe 405 gegeben, bei der es sich um eine 3-fach-Differenzanordnung aus PNP-Transistoren zur Ansteuerung der Ausgangstransistorgruppe 406 aus den NPN-Transistoren Q1, Q2, Q3 handelt. Der Differenzverstärker 404 hat infolge des Stromspiegels zwei Stromausgänge 412, 417. Er ist mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) an den Anschluß 408 gelegt, an dem die Drehmoment-Stellspannung anliegt, während an seinen invertierenden Eingang (-) der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 407 und dem gemeinsamen Emitteranschluß der Ausgangstransistorgruppe 406 gelegt ist. Der Ausgang 417 ist an den gemeinsamen Emitteranschluß der Umschaltstufe 405 gelegt und sein Ausgang 412 gemeinsam mit einem einseitig an Masse gelegten Widerstand 411 an den nichtinvertierenden Eingang (+) des Differenzverstärkers 413, dessen invertierender Eingang (-) verbunden ist mit dem Verbindungspunkt 409 des Widerstands 4 07 und der Tran-

sistorgruppe 406; sein Ausgang geht über ein Tiefpaßfilter 414 an den Spannungssteueranschluß 416 der Schalt-Arbeitsspannungsversorgung 415.

Es soll nun die Arbeitsweise der in Fig. 11 gezeigten Ausführungsform erläutert werden. Der Ankerstrom fließt aus der Arbeitsspannungsversorgung 415 über die Wicklungen 403, die Ausgangstransistorgruppe 406 zum Widerstand 407 und wird geregelt mit einem Regelkreis mit dem Differenzverstärker 404, der Umschaltstufe 405, der Ausgangstransistorgruppe 406 und dem Widerstand 407, so daß die Differenzeingangsspannung des Differenzverstärkers 404 zu null wird. Es sei nun die relative Drehstellung des Rotors und der Ankerwicklungen 403 so, daß von den Ausgangstransistoren Q1 - Q3 nur Q1 durchgeschaltet ist; dann fließt im Widerstand 407 nur der Emitterstrom von Q1 und der Basisstrom 11 von Q1 wird vom Stromausgang 417 des Differenzverstärkers 404 geliefert, wobei ein gleichstarker Strom vom Stromausgang 412 zum Widerstand 411 fließt. Bezeichnet man die Werte der Widerstände 407, 411 und die in ihnen fließenden Ströme mit R407, R411, 1407 bzw. 1411, erhält man die Eingangsspannung V413 des Differenzverstärkers 413 zu

V413 = R411 χ 1411 - R407 X 1407 (25)

Mit K = 11/1407 erhält man außerdem den Stromverstärkungs-

faktor zu h = (1407/11) - 1, d.h. FE

^hFE

Mit 11 = 1411 läßt "Gleichung (25) sich umformen zu

V413 = R407) X 1407 (27)

^{1 + h}FE

Da der h_FE~Wert von Q1 sich mit der Kollektor-Emitter-Spannung V_,_ (Fig. 2) ändert, wird, wenn die Schleifenverstärkung des Regelkreises mit dem Differenzverstärker 413, dem Tiefpaß 414, der Schalt-Arbeitsspannungsversorgung 415, der Wicklung L1, dem Ausgangstransistor Q1 und dem Widerstand 407 hoch genug ist, die Kollektor-Emitter-Arbeitsspannung des Transistors Q1 selbsttätig auf V413 = 0 geregelt. Gleichung (27) läßt sich also schreiben als

^hFE = ΙϊοΤ - ¹ <²⁸⁾

Da die rechte Seite von Gleichung (28) konstant ist, ist auch h_nD von Q1 konstant und ergibt sich K = R407/R411.

Γ ti

Bei einer Änderung der Drehraoment-Stellspannung ändert sich der Emitterstrom von QA₁ so d&ß auch die Kollektor-Emitter-Spannung von Q1 sich entsprechend Fig. 2 ändert. Diese Spannung hängt von den Eigenschaften des Transistors Q1 ab

und muß einen Minimalwert für den Fluß eines vorbestimmten Emitterstromes aufweisen. Weiterhin wird bei einer Schwankung der Elementeigenschaften und der Temperatur des Transistors h _E konstant gehalten, so daß Q1 nicht sättigt, sondern einen minimalen Leistungsverbrauch beibehält. Die Ausgangsspannung der Schalt-Spannungsversorgung 415 ist gleich der Summe des Spannungsabfalls an der Widerstands-Gleichkomponente in der Wicklung L1, des Spannungsabfalls über 407 und der erzeugten Gegenspannung, so daß die Differenz zwischen dieser und der Spannung der Betriebsspannungsversorgung 410 den internen Verlust an der Schalt-Arbeitsspannungsversorgung 415 darstellt. Infolge des Schaltbetriebs der Arbeitsspannungsversorgung ist jedoch der Leistungswirkungsgrad hoch genug und der Leistungsverlust infolge von Änderungen des Ankerstroms oder der Motordrehzahl weit geringer als bei Verwendung eines reihengeschalteten Stellglieds. Das Tiefpaßfilter 414 verbessert die Stabilität des Regelkreises mit dem Differenzverstärker 413.

Auch wenn in der oben beschriebenen Ausführungsform mit der Motordrehung die relative Drehstellung des Rotors 401 und der Ankerwicklung 403 sich ändert, so daß von den Transistoren Q1 bis Q3 jeweils ein anderer durchschaltet, erlaubt die oben beschriebene Arbeitsweise eine stabile Änderung der Arbeitsspannung der Transistoren Q1 - Q3 ent-

sprechend dem Wicklungsstrom»

Eine weitere Ausführungsform der ErfindUfig soll anhand der Fig. 12 erläutert werden,, bei der der permanentmagnetische Rotor 501 zu acht Poles magnetisiert ist und die 3-phasigen Ankerwicklungen 505 aus den einseitig miteinander verbundene» Wicklungen L1, L2, L3 bestehen.

Die Drehstellung des Rotors 501 und der Ankerwicklung werden mit einem Stellungsdetektor 502 erfaßt und als 3-phasiges Signal an die Stellü&gsisignal-Umschaltstufen 505, 507 gegeben. Die Umschaltstufe 505 ist eine 3-fach-Di£- ferenzanordnung aus NPN-Transistoren zum Ansteuern der Ausgangstransistorgruppe 506, die Umschaltstufe 507 eine 3-fach-Differenzanordnung aus PIÜP-Transistoren sur Ansteuerung einer Ausgangstransistotgruppe 508. Die Ausgangstransistorgruppe 506 besteht aus den PNP-Transistoren QI, Q2, Q3, deren Emitter gemeinsam an den Ausgangsanschluß 527 einer im Schaltbetrieb arbeitenden Arbeitsspannungsversorgung 526 gelegt sind. Die Äiusgangstransistorgruppe weist die NPN-Transistoren Q4 _c Q5, Q6 auf, die mit den Emittern gemeinsam an einen Stromfühler-Widerstand 513 gelegt sind. Der Differenzverstärker 504 hat mit einem Stromspiegel zwei Stromausgänge 518, 519. Sein nichtinvertierender

Eingang ( + ) ist an den Anschluß 515 für die Drehmoment-Stellspannung/ sein invertierender Eingang (-) an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 513 und dem gemeinsamen Emitteranschluß der Ausgangstransistorgruppe 508 geführt. Der Ausgang 519 ist an den gemeinsamen Emitteranschluß der Uxnschaltstufe 507, der Ausgang 518 an den nichtinvertierenden Eingang (+) eines Differenzverstärkers 520 gelegt, und ?war gemeinsam mit einem einseitig an Masse gelegten Widerstand. Der invertierende Eingang (-) des Differenzverstärker 520 ist mit dem Verbindungspunkt des Widerstands 513 und der Transistorgruppe 508 verbunden, sein Ausgang mit dem Emitteranschluß der Umschaltstufe 505. Ein Transistor Q14 bildet gemeinsam mit den Transistoren Q15, Q13 den Strpmspiegel, dessen Transistoren Q13, Q14 gleiche Ausgangsströme liefern, wobei der Kollektor von Q14 an den gemeinsamen Basissanschluß von Q16, Q17 und deren gemeinsamer Emitteranschluß an die Spannungsversorgung 516 geführt sind. Der Transistor Q17 ist zur Bildung des Strom-Bfiegela zu einer Diode verschaltet, und der Kollektor 523 von Q16 ist über einen Widerstand 522 nach Masse sowie an den nichtinvertierenden Eingang (+) eines Differenzverstärkers 524 gelegt, dessen invertierender Eingang (-) mit dem Vfcrbindttngsptmkt zwisch^rf äem Widerstand 513 und der Transistorgruppe 508 und dessen Ausgang ülfer ein Filter 525 mit dem Steueranschluß einer im Schaltbetrieb arbeitende Arbeits-

spannungsversorgung 526 verbunden siiKä. Der Eingangsanschluß der Arbeitsspannungsvearsorgung 526 ist an die Betriebsspannungsversorgung 516 gelegt.

Es soll nun die Arbeitsweise $er in Fig. 12 gezeigten Ausführungsform erläutert werden. Der Ankerstrom fließt von der Schalt-Arbeitsspannungsversorgung 526 über die Ausgangstransistorgruppe 506, die Wicklungen 5Ό3 und die Ausgangstransistorgruppe 508 zum Widerstand 513 und wird von dem Regelkreis mit dem Differenzverstärker 504, der Umschaltstufe 507, der Ausgangs trans i^:fefcorgrug>pe 506 und dem Widerstand 513 so geregelt, daß di# Differenzeingangsspannung des Differenzverstärkers 504 null wird. Von den Ausgangstransistoren Q1 » Q6 seien dig Transistoren Q3 und Q4 als durchgeschaltet angenommen entsprechend der relativen Drehstellung des Rotors 501 und d^r Ankerwicklungen 503. Dann fließt im Widerstand 513 nur ier Emitterstrom von QA und der Basisstrom 14 von Q4 wird,geliefert vom Stromausgang 519 des Differenzverstärkers 504, wobei ein gleichstarker Strom an den Widerstand 517 geführt ist. Bezeichnet man die Werte der Widerstände 513, 517 und die in ihnen fließenden Ströme mit R513, R517, 1513 baw. 1517, erhält man als Eingangsspannung V520 des Differ^n&verstärkers 520

V520 = R517 χ 1517 *■ R513 χ Ι513 (29)

Der Stromverstärkungsfaktor h.,^ von Q4 folgt zu

C ti

¹Ve - ti² - ' <³°>

Mit 14 « 1517 läßt Gleichung (29) sich umschreiben zu

VS2Q * ^ - ^R513> ^{x I513 (31)}

P-a der H__- Wert von Q4 sich mit der Kollektor-Emitter-

E &

Spannung V_c_ ändert, wird, wenn die Schleifenverstärkung des Regelkreises lait dem Differenzverstärker 520, dem Tiefpaß 521, der Umsehaltstufe 505, dem Ausgangstransistor Q3, den Wicklungen L1, L3, dem Ausgangstransistor QA und dem Widerstand 513 hoch genug ist, die Kollektor-Emitter-Arbeitsspannung von Q4 so eingeregelt, daß die Eingangsspannung zu null wird. Folglich ergibt sich aus Gleichung (31)

Die rechte Seite dieser Gleichung (32) ist konstant, folglich auch der h„_-Wert von Q4. Bei einer Änderung der Drehmoment-Stellspannung ändern sich der Emitterstrom von Q4 und daher auch die KolleJlEtor-Emitter-Spannung. Mit anderen Worten: Da beim Transistor Q4 selbsttätig die Kollektor-EmitterSpannung dem Emitterstrom folgt, so daß der Stromverstärkungsfaktor konstant bleibt, ergeben sich die Span-

£ Ό.

nungen über den beiden Enden $fäx Wicklungen L1, L3 entsprechend dem Ankerstrom, so elftl ein stabiler betrieb gewährleistet ist. " ;!

Die Kollektor-Emitter-rSpannung von Q3 wird verringert durch die in der Ankerwicklung erzeugte Gegenspannung und den Gleichspannungsabfall über ihr. Nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung von Q3 ab, sinkt auch der Stromverstärkungsfaktor, wie in Fi<jj. 2 gezeigt, so daß der Basisstrom von Q3 im Verhältnis !pum Kollektorstrom zunimmt, wobei der Basisstrom 13 von Q3 vom Transistor Q13 über die Umschaltstufe 505 geliefert wird und gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q14 1st, der dem Widerstand 522 über die Stromspiegeltransistoren Q17, Q16 zugeführt wird. Bezeichnet man den Strom im Widerstand 522 mit 1522, erhält man

1522 =13 (33)

Andererseits dient der Kollektorstrom Ic3 des Transistors Q3 über die Wicklungen L1, L3 als Kollektojfstrom des Transistors QA und wird der Stromvexstärkungsfaktor h„„ von Q4 auf dem mit der Gleichung (32) angegebenen Wert gehalten, so daß man folgende Beziehung erhält:

1513 - .V^FE _{χ Ic3 =} RSTfI⁷K₅₁₃ x IC3 (34) ^hFE

Da der Stromsrerstärkungsfak-tor h' de» Transistors Q 3 gegeben ist durch h* = Ic3/I3, gilt

FE

Die Eingangpeparwaung V 524 des Differenzverstärkers 524 ergibt sich mit dem Wert R522 des Widerstands 522 zu

V524 - R522 χ J3 - R513 χ Ι513 (36)

Aus Gleichung (35 und (jM5) erhält man

V&24 - t||^ X - R513) χ Ι513 (37) ^hFE ^R51

D/a der h*_-i^»rt von Q3 sich mit der Köliektor-Emitter-Spannung Endert, wie in Fig. 2 geneigt, wird, wenn die Schleifenvere*tärkung des Regelkreiset mit dem Differenzverstärker 524, dem Tiefpaß 525, der Sch&lt-Arbeitsspannungsversorgung 526, dem Ausgangs.transistor Qt, den Wicklungen L1, L3, dem Ausgangstransigtor Q4 und άφα. Widerstand R513 hoch genug ist, die KoIlektor-Emltter-Ajf^eitsspannung·' selbsttätig so eingestellt, daß di# Einganifs^pannung V524 zu null wird. Daher ergibt sich aus Cleichui^f (37)

χ ^17- R5.13
X _R513 -

Da die rechte Seite von Gleichung (38) konstant ist, ist es auch der hpg-Vfert von Q3.

In diesem Fall ändert die Schalt-Arbeitsspanniangsversorgung 526 ihre Ausgangespannung entsprechend dem Steuereingangssignal, d.h. der Ausgangssspanimng des Diffssrenzverstä'rkers 524.

Wenn die Drehmoment-Stellspannung 515 sich ändert, ändern sich auch der Emitterstrom von Q4 und der von Q3, desgleichen auch die Kollektor-Emitter-Spannung von Q3 und Q4, wobei die Spannungen vpn den Eigenschaften der Transistoren Q3, Q4 abhängen und einen Minimalwert haben müssen, damit:jeweils die vorbestimmten Emitt$s?ströme fließen. Weiterhin werden die Spannungen selbsttätig entsprechend den Unterschieden in den Elementen und den Temperaturschwankungen in den Transistoren eingestellt und der Stromverstärkungsfaktor konstant giehalten, so daß die Transistoren Q3, Q4 nicht in die Sättigung gehen, sondern einen Betriebszustand mit geringstem Leistungäwerbrauch einhalten. Die Ausgangsspannung der Schalt-Arbeijtsspanniangsvsiraor.gung 526 wird gleich der Summe der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q3, des Glelchspaß/nungsabfalls über dem Wick-

lungswiderstand von L1 und L3, des Spannungsabfalls über dem Widerstand 513 und der erzeugten Gegenspannung des Motors, so daß die Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Betriebsspannung an 516 der interne Abfall über der Schalt-Arbeitgspannungsversorgung 526 ist. Der Leistungswirkungsgrad hinsichtlich der Spannungsübertragung ist wegen des Schaltbetriebs jedoch hoch genug, so daß der Leistungsverlust durch Änderungen des Ankerstroms odei die Drehzahl des Motors weit geringer ist als bei einer Spannungsversorgung über ein seriengeschaltetes bzw. Längsstellglied. Das Filter 525 ist ein Tiefpaß, der die Stabilität des Regelkreises mit dem Differenzverstärker 524 verbessert.

Die Fig. 13 zeigt ein Beispiel für eine im Schaltbetrieb arbeitende Spannungsversorgungsschaltung mit variabler Ausgangsspannung, wobei der Kollektor des Schalttransistors Q18 über eine Drossel 533 an den Ausgangsanschluß und der Emitter an den Betriebsspannungseingang 529 gelegt sind. Eine Diode 532 ist mit der Kathode an den Kollektor des Transistors Q18 und mit der Anode an Masse gelegt, während vom Ausgangsanschluß ein Glättungskondensator ebenfalls nach Masse gelegt ist. Der invertierende Eingang {-) eines Komparators 530 ist an den Ausgangsanschluß

- sy-

gelegt, der nichtinvertierendefEingang {·*■} an den Steueranschluß 528. Das, Ausgangs signal des Kompairators 530 geht an die Steuerschaltung 531 und weiter an die Basis des Schalttransistors Q18. Die S teiler schaltung 531 steuert den Durchschaltzustanel des Transistors Q18 und die Ausgangsspannung wird zurückgeführt auf den Komparator 530 über .die Glättungsschaltung aus der Diode 530, der Drossel und dem Kondensator 534. Der gegengekoppelte Regelkreis arbeitet so, daß die Differenz zwischen der Spannung am Steueranschluß 528 und der Ausgangsspannung zu null wird, wobei letztere der Spannung am $teuer;@nschluß 528 folgt.

In dieser Ausführungsform ändern sich die Drohstellungen des Rotors 501 und der Ankerwicklungen 503 entsprechend der Motordrehung, so daß, wenn,ein anderer der Transistoren Q1 - Q6 durchschaltet,die ©ben beschriebene Arbeitsweise erlaubt, daß die Arbeitsgpannungen der Transistoren Q1 - Q6 entsprechend dem Wiekilngastrom sich stabil ändern.

Alternativ ist die vorliegende. Erfindung nicht auf eine 3-phasige Schaltung eingeschränkt. Vielmehr ist sie ohne prinzipielle Änderungen anderen Verfahrensweisen anpaßbar (beispielsweise kann ein Stromverstärker hinter die Stellungssignal-Umsch&ltstufe 505 oder 507 eingefügt werden, so daß der Wert des Widerstand^ 517 oder 522 zunimmt, oder

- 5^K-

das StromverhSltnis an den Stromausgangsanschlüssen 518, an den Stromspiegeltransistoren Q13, Q14 läßt sich auf einen anderen Wert als 1 einstellen, um so die Werte der Widerstände 517 und 522 zu ändern).

Außerdem existieren unterschiedliche Ausführungsformen für die Schaltspannungsversorgung; der Grundgedanke der Erfindung ist für alle von ihnen anwendbar.

Claims

MATSUSHITA ELECTRIC INDUSTRIAL CO., LTD.,

Kadoma, Osaka 571, Japan

Patentansprüche

i1. Y Treiberschaltung, gekennzeichnet durch eine an ein fde einer Last angeschlossene Spannungssteuereinrichtung, einen an das andere Ende der Last angeschlossene Stromsteuertransistor, eine erste Stromfühlereinrichtung, die den Emitterstrom des Stromsteuertransistors ermittelt, einen ersten Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und einem Strom-Stellsignal verstärkt, eine Verteilerschaltung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers auf die Basis des Stromsteuertransistors und die zweite Stromfühlerein-

richtung verteilt, und einen zweiten Verstärker, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Stromfühlers verstärkt, wobei das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers die Spannungssteuereinrichtung ansteuert.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungssteuereinrichtung einen zweiten Transistor des dem des Stromsteuertransistors entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp enthält und das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers den Leitungszustand des zweiten Transistors steuert.
3. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungssteuereinrichtung eine im Schaltbetrieb arbeitende Spannungsversorgungsschaltung ist, wobei das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers die Ausgangsspannung der Schalt-Spannungsversorgungsschaltung steuert.
4. Treiberschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei der Verteilerschaltung um einen Stromspiegel mit zwei Ausgängen handelt. ■
5. Treiberschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verteilerschaltung einen dritten Transistor aufweist, dessen Kollektor und Emitter als Ausgang der Verteilerschaltung dienen.
6. Bürstenloser Motor, gekennzeichnet durch einen mehrpolig magnetisierten permanentmagnetischen Rotor, mehrphasige Ankerwicklungen, die an jeweils einem Ende miteinander verschaltet sind, einen Stellungsdetektor, der die Drehstellungen des Rotors und der Ankerwicklungen ermittelt, Paare von Gegentakt-Ausgangstransistoren, die mit den Phasen der Ankerwicklungen verbunden sind und deren Anzahl gleich der der Ankerwicklungen ist, eine erste Stromfühlereinrichtung, die die in den Ankerwicklungen fließenden Strom ermittelt, einen ersten Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und einem Motordrehmoment-Stellsignal verstärkt, eine erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß jeweils eines der Paare von Ausgangstransistoren die zu erregende Phase jeder der Ankerwicklungen bestimmt, eine zweite Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom des einen Transistors abgibt, einen zweiten Verstärker, der die Differenz zwischen den

Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Fühlereinrichtung verstärkt, und eine zweite Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die bestimmt, welche Phase der Ankerwicklungen von dem jeweils anderen Paar von Ausgangstransistoren erregt wird, wobei der zweite Verstärker den Leitungszustand des anderen Transistors so steuert, daß das Verhältnis des Basisstroms des einen Transistors zu dem Strom in der ersten Stromfühleinrichtung konstant bleibt, wodurch ein Drehmoment entsprechend dem Drehmoment-Stellsignal erzeugt wird.
7. Bürstenloser Motor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromfühleinrichtung einen Stromspiegel und einen Widerstand und der erste Verstärker einen Differenzverstärker mit Stromausgang aufweist und daß der Ausgangsstrom des Differenzverstärkers vom Stromspiegel auf die erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung und den Widerstand verteilt wird, wobei die Spannung über den Anschlüssen der zweiten Stromfühleinrichtung als Ausgangsspannung der zweiten Stromfühleinrichtung dient.
8. Bürstenloser Motor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung mit Stromausgang ausgebildet ist und ein Emitterfolgertransistor zwischen die erste Stellungssignal-Umschaltvorrichtung und die Basis des Ausgangstransistors und ein Wider-

stand als zweite Stromfühlereinrichtung in den Kollektorkreis des Emitterfolgertransistors eingefügt ist, wobei die Spannung über den beiden Enden des Widerstands als Ausgangssignal der zweiten Stromfühlereinrichtung dient.
9. Bürstenloser Motor, gekennzeichnet durch einen mehrpolig magnetisierten permanentmagnetischen Rotor, mehrphasige und einseitig miteinander verschaltete Ankerwicklungen, einen Stellungsdetektor, der die Drehstellungen des Rotors und der Ankerwicklungen ermittelt, Paare von Gegentaktausgangstransistoren, die an die Phasen der Ankerwicklungen angeschlossen sind und deren Anzahl der der Phasen entspricht, einen ersten Stromfühlerwiderstand, der die Summe der Emitterströme einer Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren ermittelt, einen Spannungsteiler, der die vom ersten Stromfühlerwiderstand erzeugte Spannung teilt, einen ersten Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Spannungsteilers und dem Motordrehmoment-Stellsignal verstärkt, eine erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß er die von der einen Transistorgruppe der Paare von Aüsgangstransistoren zu er-

regende Phase der Ankerwicklung bestimmt, einen zweiten Stromfühlerwiderstand, der eine Spannung entsprechen dem Basisstrom der einen Transistorgruppe erzeugt, einen zweiten Verstärker, der die Differenz zwischen den Fühlspannungen des ersten und des zweiten Stromfühlerwiderstands verstärkt, und eine zweite Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß er die von der anderen Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu erregende Phase der Ankerwicklungen bestimmt, wobei der zweite Verstärker den Leitungszustand der anderen Transistorgruppe so steuert, daß das Verhältnis des Basisstroms der einen Transistorgruppe zum im ersten Stromfühlerwiderstand fließenden Strom auf einem konstanten Wert K bleibt und das Teilungsverhältnis des Spannungsteilers K/(1-K) definiert ist, wodurch ein Drehmoment erzeugt wird, das dem Drehmoment-Stellsignal entspricht.
10. Bürstenloser Motor, gekennzeichnet durch einen mehrpolig magnetisierten permanentmagnetischen Rotor, mehrphasige und einseitig miteinander verschaltete Ankerwicklungen, einen Stellungsdetektor, der die Drehstellungen des Rotors und der Ankerwicklungen ermittelt, Paare

von Gegentaktausgangstransistoren, die an die Phasen der Ankerwicklungen angeschlossen sind und deren Anzahl der der Phasen entspricht, eine erste Stromfühleinrichtung, die die in den Ankerwicklungen fließenden Ströme ermittelt, eine Steuereinrichtung, einen ersten Verstärker, der über die Steuereinrichtung die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und dem Motordrehmoment-Stellsignal verstärkt, eine erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß er die von der einen Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu erregende Phase bestimmt, eine zweite Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom der einen Transistorgruppe abgibt, einen zweiten Verstärker, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Stromfühlereinrichtung verstärkt, eine zweite Stellungssignal-ümschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß es die von der anderen der Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu er' regende Phase bestimmt, eine dritte Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom der an-

deren Transistorgruppe abgibt, und einen dritten Verstärker, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der dritten Stromfühlereinrichtung verstärkt, wobei der zweite Verstärker den Leitungszustand der anderen Transistorgruppe so steuert, daß das Verhältnis des Basisstroms der einen Transistorgruppe zu dem in der ersten Stromfühlereinrichtung fließenden Strom konstant bleibt, und, falls das Verhältnis des Basisstroms der anderen Transistorgruppe zum in der ersten Stromfühlereinrichtung fließenden Strom einen vorbestimmten Wert erreicht, das Ausgangssignal des dritten Differenzverstärkers die Steuereinrichtung so steuert, daß die Ströme in den Ankerwicklungen begrenzt werden, wodurch ein Drehmoment entsprechend dem Drehmoment-Stellsignal erzeugt wird.
11. Bürstenloser Motor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromfühlereinrichtung einen ersten Stromspiegel und einen ersten Widerstand aufweist, daß als erster Verstärker ein Differenzverstärker mit Stromausgang dient, dessen Ausgangsstrom von dem ersten Stromspiegel auf die erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung und den ersten Widerstand verteilt wird, und daß die Spannung an beiden Enden des ersten Widerstands als Ausgangssignal der zweiten Stromfühlereinrichtung dient.
12. Bürstenloser Motor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Stromfühlereinrichtung einen zweiten Stromspiegel und einen zweiten Widerstand und der zweite Verstärker einen Differenzverstärker mit Stromausgang aufweist, dessen Ausgangsstrom vom zweiten Stromspiegel auf die zweite Stellungssignal-Umschalteinrichtung und den zweiten Widerstand verteilt wird, wobei die Spannung über den beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands als Ausgangsspannung der dritten Stromfühlereinrichtung dient.
13. Bürstenloser Motor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung einen dritten Widerstand und einen Transistor aufweist, daß ein Ende des dritten Widerstands als Eingangsanschluß für das Drehmoment-Stellsignal dient und das andere Ende an den ersten Eingang des Verstärkers und direkt oder über einen vierten Widerstand an den Kollektor des Transistors als Ausgangsanschluß angeschlossen ist, wobei die Basis des Transistors als Ansteueranschluß für die Becjrenzung dient.
14. Bürstenloser Motor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Verstärker die Differenz

- ίο -

zwischen dem Ausgangssignal einer vierten Stromfühlereinrichtung, die die Ströme in den Ankerwicklungen erfaßt, und dem Ausgangssignal der dritten Stromfühlereinrichtung verstärkt.
15. Bürstenloser Motor nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch ein zwischen den dritten Verstärker und die Steuereinrichtung eingefügtes Tiefpaßfilter.
16. Bürstenloser Motor, gekennzeichnet durch einen mehrpolig magnetisierten permanentmagnet! sOhen Rotor, mehrphasige Ankerwicklungen, einen Stellungsdetektor, der die Drehstellung des Rotors und der Ankerwicklungen ermittelt, Ausgangstransistorgruppen aus einer der der Phasen gleichen Anzahl von Transistoren zum Einspeisen von Strömen in die Ankerwicklungen, eine erste Stromfühlereinrichtung, die die Ströme in den Ankerwicklungen ermittelt, einen ersten Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und dem Drehmoment-Stellsignal verstärkt, eine Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektqrs so umschaltet, daß er die von den Ausgangstransistorgruppen zu erregenden Phasen der Ankerwicklungen bestimmt, eine zweite Stromfühler-

einrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom der Ausgangstransistorgruppe abgibt, einen zweiten Verstärker, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Stromfühlereinrichtung verstärkt, und eine im Schaltbetrieb arbeitende Arbeitsspannungsversorgung für die Ankerwicklungen, wobei das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers die Ausgangsspannung der Schalt-Arbeitsspannungsversorgung so steuert, daß das Verhältnis des in der ersten Stromfühlereinrichtung fließenden Stroms zum Basisstrom der Ausgangstransistorgruppe konstant bleibt.
17. Bürstenloser Motor nach Anspruch 16, gekennzeichnet dadurch, daß die zweite Stromfühlereinrichtung einen Stromspiegel und einen Widerstand aufweist und der erste Verstärker ein Differenzverstärker mit Stromausgang ist, dessen Ausgangsstrom vom Stromspiegel auf die Stellungssignal-Umschalteinrichtung und den Widerstand verteilt wird, und daß die Spannung über den beiden Enden des Widerstands als Ausgangsspannung der zweiten Stromfühlereinrichtung dient.
18. Bürstenloser Motor nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch ein zwischen den zweiten Verstärker und die

Schalt-Arbeitsspannungsversorgung eingefügtes Tiefpaßfilter.
19. Bürstenloser Motor, gekennzeichnet durch einen mehrpolig magnetisierten permanentmagnetischen Rotor, mehrphasige und einseitig miteinander verschaltete Ankerwicklungen, einen Phasendetektor, der die Drehstellungen des Rotors und der Ankerwicklungen ermittelt, Paare von Gegentakt-Ausgangstransistoren, die an die Phasen der Ankerwicklungen angeschlossen sind und deren Anzahl der der Phasen entspricht, eine im Schaltbetrieb arbeitende Arbeitsspannungsversorgung mit variabler Ausgangsspannung, die in Stromflußrichtung in Reihe mit den Ankerwicklungen gelegt ist, eine erste Stromfühlereinrichtung, die die Ströme in den Ankerwicklungen ermittelt, einen ersten Verstärker, der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal der ersten Stromfühlereinrichtung und dem Motordrehmoment-Stellsignal verstärkt, eine erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des ersten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß sie die von der einen Transistor-

gruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu erregende Phase der Ankerwicklungen bestimmt, eine zweite Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom der einen Transistorgruppe abgibt, einen zweiten Verstärker,

der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Stromfühlereinrichtung verstärkt, eine zweite Stellungssignal-Umschalteinrichtung, die das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers entsprechend dem Ausgangssignal des Stellungsdetektors so umschaltet, daß sie die von der anderen Transistorgruppe der Paare von Ausgangstransistoren zu erregende Phase der Ankerwicklungen bestimmt, eine dritte Stromfühlereinrichtung, die ein Signal entsprechend dem Basisstrom der anderen Transistorgruppe abgibt, und einen dritten Verstärker, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der dritten Stromfühlereinrichtung verstärkt, wobei der zweite Verstärker den Leitungszustand der anderen Transistorgruppe so steuert, daß das Verhältnis des Basisstroms der einen Transistorgruppe zum Strom in der ersten Stromfühlereinrichtung konstant bleibt, und das Ausgangssignal des dritten Verstärkers die Ausgangsspannung der Schalt-Spannungsquelle so steuert, daß das Verhältnis des Basisstroms der anderen Transistorgruppe zum Strom in der ersten Stromfühlereinrichtung konstant bleibt, wodurch ein Drehmoment entsprechend dem Drehmoment-Steilsignal erzeugt wird.
20. Bürstenloser Motor nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß als zweite Stromfühlerexnrichtung ein erster

Stromspiegel und ein erster Widerstand und als erster Verstärker ein Differenzverstärker mit Stromausgang verwendet sind, dessen Ausgangsstrom vom ersten Stromspiegel auf die erste Stellungssignal-Umschalteinrichtung und den ersten Widerstand verteilt wird, wobei die Spannung über beiden Enden des ersten Widerstands als Ausgangsspannung der zweiten Stromfühlereinrichtung dient.
21. Bürstenloser Motor nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß als dritte Stromfühlereinrichtung ein Widerstand und als zweiter Verstärker ein Differenzverstärker mit Stromausgang dienen, dessen Ausgangsstrom vom zweiten Stromspiegel auf die zweite Stellungssignal-Umschalteinrichtung und auf den zweiten Widerstand verteilt wird, wobei die Spannung über den beiden Enden der zweiten Stromfühlereinrichtung für die dritte Stromfühlereinrichtung verwendet wird.
22. Bürstenloser Motor nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die im Schaltbetrieb arbeitende Arbeitsspannungsversorgung einen Betriebsspannungsanschluß, einen Ausgangsanschluß sowie einen Steueranschluß aufweist und eine Ausgangsspannung entsprechend der an den Steueranschluß gelegten Ausgangsspannung des dritten Verstärkers abgibt.