DE3328420A1

DE3328420A1 - Spannungsgesteuerter oszillator und verwendung desselben bei einem frequenzvariablen oszillator fuer ein plattenspeicherlaufwerk

Info

Publication number: DE3328420A1
Application number: DE19833328420
Authority: DE
Inventors: Masayuki Shiojiri Nagano Ikeda
Original assignee: Suwa Seikosha KK; Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1982-08-05
Filing date: 1983-08-05
Publication date: 1984-02-09
Also published as: DE3328420C2; US4567448A

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft einen spannungsgesteuerten Oszillator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, sowie einerl diesen spannungsgesteuerten Oszillator verwendenden frequenzvariablen Oszillator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 8.

Es sind viele verschiedene Schaltungen spannungsgesteuerter Oszillatoren bekannt. Fig. 1 zeigt als Beispiel einen spannungsgesteuerten Oszillator für eine integrierte CMOS-Einchipschaltung, die für eine PLL-Schaltung verwendet wird ("PLL" wird hier als die übliche Abkürzung für einen sogenannten phasenverketteten Kreis verwendet).

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung werden der in einen Kondensator C. fließende Strom und damit die Schwingungsfrequenz, durch eine Steuerspannung gesteuert, die an das Gate eines N-Kanal-Transistors N₁ angelegt wird. Widerstände R₁ und R₂ bestimmen die Steuerkennlinie bzw. die Leerlauffrequenz des Oszillators.

Bin anderes, in der japanischen Patentveröffentlichung 86509/81 offenbartes Beispiel ist in Fig. 2 gezeigt. Hier wird der in einen Ringoszillator fließende Strom von der an den Transistoren T₄₁ bis T₄₆, die mit den Souroeelektroden der den Ringoszillator bildenden Transistoren verbunden sind, angelegten Gatespannung gesteuert, um die Schwingungsfrequenz zu steuern. Gegenüber der Schaltung von Fig. 1 hat diese Schaltung den Vorteil, daß keine extern anzuschaltenden Bauelemente erforderlich sind, daß weniger Strom verbraucht wird und daß weniger Platz für das Anbringen von Bauteilen verlorengeht. Der Nachteil besteht darin, daß eine gute Genauigkeit und Stabilität schwierig zu erzielen ist. Auch die Schaltung von Fig. 1 leidet an einer unzureichenden Stabilität.

Bei einem spannungsgesteuerten Oszillator müssen die Leerlauffrequenz und die Empfindlichkeit der Spannungssteuerung eingestellt werden. Die Leer lauf frequenz, ist als diejenige Schwingungsfrequenz definiert, die sich einstellt, wenn die an den Steueranschluß eines spannungsgesteuerten Oszillators angelegte Steuerspannung einen Bezugswert hat. Dieser liegt gewöhnlich in der Mitte des Steuerspannungsbereichs. Bei einem CMOS IC wird dieser Bez.ugswert beispielsweise auf den halben Wert der Speisespannung eingestellt. Bezeichnet man die Differenz.

zwischen der Steuerspannung V und ihrem Bezugswert V als Δν , dann gilt

av_c=v_c-v_s ...(D

Bei dieser Definition ist die Leerlauffrequenz- die Schwingungsfrequenz für den Fall AV =0. Die Empfindlichkeit K_v der Spannungssteuerung ist definiert durch

^fo^efc⁺V^AVc ...(2)

wobei f die Leerlauffrequenz und f die Schwingungsc ο

frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators sind (f = f_c für AV_c = 0).

Eine Drift der Leerlauffrequenz hat bei einer PLL-Schaltung die ungünstige Wirkung einer Drift des Fangbereichs. Abweichungen der Leerlauffrequenz infolge von Streuungen der Bauelementeparameter sind so groß, daß sie nicht vernachlässigt werden können. Daher wurden bislang zu Lasten der Herstellungskosten Bauelemente hoher Präzision eingesetzt, wenn man Justierungen und Ausrichtungen unter Verwendung einstellbarer Widerstände oder einstellbarer Kondensatoren nach dem Zusammenbau vermeiden wollte. Auch eine Drift der Empfindlichkeit K wirkt sich bei einer

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PLL-Schaltung nachteilig aus, da sie eine Drift der AnspreChgeschwindigkeit des Systems bedeutet.

Diese Drifts beruhen auf Änderungen der Umgebungstemperatür, Schwankungen der Speisespannung, Alterung der Bauteile etc. Insbesondere die Leerlauffrequenz f wird durch diese Faktoren stark beeinflußt. Dagegen können Änderungen der Empfindlichkeit K durch kompensierende Schälttingstechniken verringert werden, indem eine integrierte Ha-Lbleiter-Sehaltungstechnik eingesetzt wird, bei der die Empfindlichkeit K von der relativen Genauigkeit unter den Bauteilen der Schaltung abhängt, so daß eine absolute Genauigkeit der Konstanten der Bauteile nicht erforderlich ist.

Ein Anwendungsgebiet spannungsgesteuerter Oszillatoren sind frequenzvariable Oszillatoren (übliche Abkürzung: VFO), wie sie insbesondere zur Erzeugung preziser Datenfenster zur Trennung von Taktbits und Datenbits aus einem von einer Floppy-Disk gelesenen Signal eingesetzt werden.

Bevor ein herkömmlicher frequenzvariabler Oszillator für Floppy-Disks beschrieben wird, sollen das zur Datenspeicherung auf Floppy-Disks verwendete Datenformat sowie die Funktionen eines solchen frequenzvariablen Oszillators in Verbindung mit dem Lesen von auf Floppy-Disks gespeicherten Daten erläutert werden. Gegenwärtig werden nahezu ausschließlich das sogennante IBM-Format und ähnliöhe Formate für Floppy-Disks verwendet, so daß diese der nachfolgenden Erläuterung zugrundegelegt werden.

Fig. 3(a) und 3(b) zeigen unter anderem einen Datenpuls, wie er mittels eines Floppy-Disk-Laufwerks von einer 8-Zoll-Floppy-Disk gelesen wird. Fig. 3(a) zeigt den Fall einer Speicherung mit einfacher Dichte (FM) auf der

Floppy-Disk. In diesem Fall tritt alle 4 με einer Bitzelle des gelesenen Datenpulses ein Taktimpuls auf. Ein VFO erzeugt aus dem Datenpuls ein Datenfenstersignal, das zusammen mit dem Datenpuls einer UND-Verknüpfung unterzogen wird, um so gesonderte Datenimpulse wiederzugewinnen. Fig. 3(b) zeigt den Fall der Speicherung mit doppelter Dichte (MFM), bei der Taktimpulse nur auftreten, wenn benachbarte Bits 0 sind. Auch in diesem Fall erzeugt ein VFO ein Datenfenstersignal aus dem gelesenen Datenpuls, das gemeinsam mit dem Datenpuls zum Zweck der Datenwiedergewinnung einer UND-Verknüpfung unterzogen wird. Wenn eine 5-Zoll-Floppy-Disk (eine sogenannte Mini-Floppy) verwendet wird, dann ist die Periode der Bitzellen doppelt so lang wie bei der 8-Zoll-Floppy-Disk»

Wenn die Impulse eines vom Floppy-Disk-Laufwerk gelesenen Datenpulses eine genaue Standardlage innerhalb der Bitzellen haben, wie dies in den Fig. 3(a) und 3(b) gezeigt ist, dann kann das Datenfenstersignal mit Hilfe eines Monoflops (monostabile Kippstufe) oder ähnlicher Schaltungen relativ leicht erzeugt werden. In der Realität besteht aber die Möglichkeit, daß die einzelnen Impulse bei einer 8-Zoll-Floppy-Disk um etwa + 350 ns und bei einer Mini-Floppy um etwa + 700 ns schlimmstenfalls gegenüber der Standardlage verschoben sind. Diese Erscheinung ist als "Peak Shift" bekannt und beruht auf einer gegenseitigen Beeinflussung benachbarter Impulse, wenn Daten von einem magnetischen Medium gelesen werden. Ein frequenzvariab<ler Oszillator dient dazu, aus einem gelesenen Datenpuls, bei dem ein solcher "Peak Shift" auftritt, ein richtiges Datenfenstersignal zu erzeugen, so daß tatsächlich nur Datenimpulse abgeleitet werden.

Ein Beispiel eines herkömmlichen frequenzvariablen Oszil-

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lators ist im einzelnen im "Interface", Juli 1979 beschrieben. Fig. 4 zeigt einen solchen Oszillator in Form eines Blockschaltbildes. An einen Anschluß 401 werden die von einem Floppy-Disk-Laufwerk gelesenen Daten angelegt und gelangen über einen Monoflop 403 zu einem Phasenkomparator 404. Ein .spannungsgesteuerter Oszillator 408 erzeugt Fenstersignale, die dem Phasenkomparator

404 über ein Verknüpfungsglied 410 zugeführt werden, so daß eifi Phasenvergleich mit dem Ausgangssignal des Monoflops 403 stattfinden kann. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 404 gelangt über ein Schalterglied

405 zu einem ersten Tiefpassfilter 406 oder einem zweiten Tiefpassfilter 407, welche die Komponenten hoher Frequenz entfernen. Das gefilterte Signal wird als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator 408 zugeführt, so daß dessen Schwingungsfrequenz, das heißt Frequenz und Phase des Fenstersignals, von der Phasendifferenz zwischen den vom Phasenkomparator verglichenen Signalen gesteuert wird. Der Phasenkomparator 404, das Filter 406 oder das Filter·407 und der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 408 bilden eine PLL-Schaltung, die nicht auf söhnelle Änderungen im Datensignal am Anschluß 401 infolge des "Peak Shift" reagiert. Die Schaltung reagiert vielmehr auf langsame Änderungen und erzeugt ein Signal, das mit dem Eingangssignal synchronisiert ist und dessen Phase immer mit der des Eingangssignals übereinstimmt. Die Schaltung enthält das erste Tiefpassfilter 406, das schnell auf sein Eingangssignal anspricht, also eine hohe Grenzfrequenz besitzt, und das zweite Tiefpassfilter 407, das langsam auf sein Eingangssignal anspricht, also eine niedrige Grenzfrequenz aufweist. Die beiden Filter werden aus dem nachstehend beschriebenen Grund durch Betrieb des Schalterglieds 405 abwechselnd benutzt.

Jede Floppy-Disk trägt gleichmäßig beabstandete Impulse,

die sogenannten Synchronesierungsfelder, die zum Zwecke der Synchronisation in den Kopfteil von Sektoren geschrieben sind. Daher tritt in diesen Feldern kein "Peak Shift" auf. Daher wird das schnell antwortende erste Filter 406 für diese Synchronisierungsfeider verwendet, damit eine Synchronisation mit den Synchronisierungsbits rasch erfolgt. Wenn danach "Felder aufgezeichneter Daten zu verarbeiten sind, wird vom Filter 406 auf das Filter 407 umgeschaltet, so daß die Schaltung nicht auf Änderungen der Impulsabstände aufgrund eines "Peak Shifts" anspricht. Das Signal zur Umschaltung der Filter kann vom Prozessor oder von der Floppy-^Disk-Steuerung des das Floppy-Disk-Laufwerk verwendenden Systems geliefert werden und wird an den Anschluß 402 angelegt.

Unter Bezug auf das Impulsdiagramm von Fig. 5 sollen nachfolgend die Arbeitsweise des Monoflops 403, des Verknüpfungsglieds 410 und eines Ausgangswellenformers 409 beschrieben werden.

Der Monoflop 403 wird mit der Anstiegsflanke eines jeden vom Floppy-Disk-Laufwerk gelesenen Datenimpulses (Fig. 5(a)) in seinen instabilen Zustand versetzt und gibt Impulse ab, deren Impulsbreite gleich einem Viertel der Dauer einer Bitzelle (Fig. 5(b)) ist. Diese Impulse werden ständig dem Phasenkomparator 404 geliefert und während Sy.nchronisationsfeidern einem Phasenvergleich mit dem Fenstersignal (Fig. 5(c)) unterzogen. Der Monoflop 403 dient der Einstellung der Zeitsteuerung der zugehörigen Signale, so daß jeder vom Floppy-Disk-Laufwerk gelesene D^tenimpuls in die Mitte eines Fensters gebracht wird. Während .Datenfeldern wird der Impulsabstand bei gelesenen Signalen manchmal doppelt so groß oder halb so groß w^e 'die Periode des Fenstersignals, so daß ein direkter Vergleich zwischen dem Ausgangssignal des Monoflops 403 un4 dem

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Fenstersignal unmöglich ist. Das Verknüpfungsglied 410 wählt das an den Phasenvergleicher 404 anzulegende Signal nach Maßgabe\eines an den Anschluß 402 angelegten Synchronisationsfeldsignals aus. Es umfaßt einen Schalter und ein Flipflop, das mit der Anstiegsflanke eines jeden Datefiimpulses gesetzt wird, wie in Fig. 5 (d) gezeigt und an dön Flanken jedes Impulses des Fenstersignals (Fig. 5 (c))t also sowohl an den Anstiegsflanken als auch an den Abfallflanken der Fensterimpulse rückgesetzt wird. Der Schalter erlaubt das Anlegen des Ausgangssignals vom Flipflop an den Phasenkomparator 404 während der Zeitabschnitte von Datenfeldern. Auf diese Weise werden während dieser Zeitabschnitte die Impulse von Fig. 5(b) mit den Abfallflanken der Impulse von Fig. 5(d) phasenverglichen, um Vergleichsfehler infolge fehlender Impulse zu verhindern. Der Ausgangswellenformer bringt die gelesenen Impulse in die Mitte der Fensterimpulse

und formt sie, so daß die Schaltung das in Fig. 5(e) gezeigte Signal abgibt. Der Ausgangswellenformer umfaßt eine Verzögerungsschaltung, etwa in Form eines Monoflops.

Fig. 6 zeigt den herkömmlichen frequenzvariablen Oszillator von Fig. 4 im einzelnen. Die mit gleichen Bezugszahlen versehenen Blöcke in den Fig. 6 und 4 entsprechen einander, mit Ausnahme eines Tiefpassfilters 601 in Fig. 6, das zur Erzielung eines schnellen und eines langsamen Ansprechens nicht völlig verschiedene Schaltungen beinhaltet, sondern bei dem ein Filter mit einem gemeinsamen Teil für die verschiedenen Filterwirkungen vorgesehen ist.

Der bekannte frequenzvariable Oszillator besitzt einige Nachteile. Zunächst ist es schwierig, ihn in Form einer integrierten Halbleiterschaltung auszubilden, wie aus

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Fig. 6 erkennbar. Die Schaltung von Fig. 6 umfaßt 19 Widerstände und 6 Kondensatoren als diskrete Bauteile. Es ist auch mit bekannter Technik möglich, diese Bauteile auf einem Chip unterzubringen, indem die diskreten Bauteile an der Außenfläche des Chips befestigt werden und die anderen Bauteile als integrierte Halbleiterschaltung ausgeführt werden. Die einer integrierten Halbleiterschaltung eigenen Merkmale lassen sich mit einem solchen Aufbau jedoch nicht ganz erreichen. So nehmen diö diskreten Bauteile zusätzlichen Raum in Anspruch. Eine große Anzahl von Anschlüssen steht einer guten Verlässlichkeit im Wege, Die Herstellungsschritte und damit die Herstellungskosten der Schaltung sind groß. Die Ausführung eines solchen Chips für eine integrierte Halbleiterschaltung unterliegt erheblichen Beschränkungen..

Wenn aus dem Inneren eines Chips einer integrierten Halbleiterschaltung Verbindungen zu extern angebrachten Bauteilen gemacht werden müssen, muß eine erheblich größere Chipfläche vorgesehen werden als für den Fall, daß solche Verbindungen nicht nötig sind, da die Anschlußstellen und die Transistoren in den äußeren Pufferschaltungen um den Faktor 10 und mehr größer sind als jene einer Schaltung ohne äußere Anschlüsse. Außerdem erhöhen sich die Kosten für die Verkapselung der integrierten Schaltung.

Ein anderer Nachteil des bekannten frequenzvariablen Oszillators besteht darin, daß nach seinem Zusammenbau Justierungen erforderlich sind. Dies ist ein Grund dafür, daß stabile und präzise frequenzvariable Oszillatoren nicht zur Verfügung stehen.

Ausgehend von dem Voranstehenden ist es Aufgabe 4er Er-

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findung, einen spannungsgesteuerten Oszillator zu schaffen, bei dem Drifterscheinungen/ wie sie beim Stand der Technik auftreten, unterdrückt sind und Änderungen der Konstanten f und K des Oszillators aufgrund einer Streuung der Konstanten der Schaltungsbauteile verringert sind, um die Stabilität der Schaltung zu erhöhen. Eine Auswirkung von Schwankungen der absoluten Genauigkeit von Bauteilen sollen unterdrückt wurden, so daß der Oszillator leicht als integrierte Schaltung ausgebildet werden kann.

Aufgabe der Erfindung ist es ferner, einen frequenzvariablen Oszillator für Floppy-Disks zu schaffen, der leicht in Form einer monolithisch integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet werden kann, wirtschaftlich herzustellen ist und eine hohe Zuverlässigkeit besitzt. Der frequenzvariable Oszillator soll mit einer geringen Anzahl extern angeschlossener Bauteile auskommen und keine Justierungen erfordern.

Diese Aufgaben werden durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Anspruch 1 und durch einen diesen verwendenden frequenzvariablen Oszillator gemäß Anspruch 8 gelöst und durch die UnteranSprüche vorteilhaft weitergebildet.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
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Fig. 1 das Schaltbild eines bekannten spannungsgesteuerten Oszillators,

Fig. 2 das Schaltbild eines anderen bekannten spannungsgesteuerten Oszillators,

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Fig. 3 (a)

und 3(b) Aufzeichnungsformate auf einer Floppy-Disk,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines bekannten frequenzvariablen Oszillators,

Fig. 5 ein Impulsdiagramm zur Erläuterung

und zum Vergleich der Arbeitsweisen des bekannten und des erfindungsgemäßen

frequenzvariablen Oszillators,

Fig. 6 ein detailliertes Schaltbild des Oszillators von Fig. 4, 15

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines spannungsge*- steuerten Oszillators gemäß der Erfindung ,

Fig. 8 ein detaillierteres Schaltbild einer

anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines frequenz.-

variablen Oszillators gemäß der Erfindung, 25

Fig. 10(a) ein Schaltbild der Zählerschaltung von Fig * 9 und

Fig. 10(b) verschiedene Elemente von Fig. 9 im einzelnen.

Fig. 7 z-eigt einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß der Erfindung in Form eines Blockschaltbildes. Der Oszillator enthält Signalsynthetisiereinrichfcungen 101 und 103, die gleiche Eigenschaften aufweisen (und nach-

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folgend Signalgeneratoren genannt werden sollen). Obwohl bei der beschriebenen Schaltung Spannungen verarbeitet werden, könnten andere physikalische Größen, etwa Ströme oder elektrische Ladungen gleichermaßen verarbeitet werdön. Der Signalgenerator 101 liefert an seinem Ausgang 114 eine Spannung V_Q1 als. Funktion von Spannungen V₁₁ und V₃₁, die an seinen Eingängen 109 bzw. 110 anliegen:

V₀₁ - f (V₁₁, V₂₁) ...(3)

wobei f eine beliebige Funktion der Spannungen V₁₁ und V₃₁ ist. Der Einfachheit halber wird eine Funktion gemäß nachstehender Gleichung (4) angenommen, in der a, b und c Konstanten sind:
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V₀₁ = aV_n + bV₂₁ +c ...(4)

Wenn an die Eingänge 111 und 112 des Signalgenerators 103 Spannungen V₁₂ bzw. V_?- angelegt werden, tritt in ähnlicher Weise an dessen Ausgang 115 eine Spannung V₀^ gemäß nachstehender Gleichung (5) auf:

V₀₂ = aV.,₂ + bV₂₂ + c ... (5)

2.5 Die beschriebene Schaltung umfaßt weiter ein Paar spannungsgesteuerter Oszillatorschaltungen 102 und mit gleichen Eigenschaften (zur Unterscheidung von der ebenfalls einen spannungsgesteuerten Oszillator darstellenden Gesamtschaltung gemäß Fig. 7 werden die Schaltungen 102 und 104 nachfolgend mit "VCO" abgekürzt). Es sei angenommen, daß die Frequenzen F₁ und F₂ der Ausgangssignale der VCOs 102 bzw. 104 durch die nachstehenden Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt werden können, in denen d eine Konstante ist:

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F₁ = ^Kv'^Voi ^{+ d} ...(6)

F₂ = KvV₀₂ + d ....(7)

Die beschriebene Schaltung des spannungsgesteuerten Oszillators enthält ferner einen Phasenkomparator 106 und einen Bezugsoszillator 107, .welcher ein Signal stabiler Frequenz wie ein Quarzoszillator erzeugt. Der Phasenkomparator 106 stellt einen Phasenvergleich zwischen dem Ausgangssignal des VCO 104 und dem Ausgangssignal des Bezugsoszillators 107 an und gibt ein Signal ab, dessen Größe der Phasendifferenz zwischen den verglichenen Signalen proportional ist. Ein Tiefpassfilter 105 ist in die Schaltung eingesetzt und dient dazu, auf normalem Wege eine gewünschte Signalkomponente aus dem Ausgangssignal des Phasenkomparator 106 herauszufiltern. Das Ausgangssignal des Filters 105 wird dem zweiten Eingang 112 des zweiten Signalgenerators 103 als Gegenkopplung zugeführt. Der zweite VCO 104, der Phasenkomparator 106, das Filter 105 und der zweite Signalgenerator 103 bilden so eine PLL-Schaltung, die dafür sorgt, daß die Schwingungsfrequenz des VCO 104 gleich der Schwingungsfrequenz- f_ref des Bezugsoszillators 107 wird. Es ist möglich, mittels der Eigenschaften des Phasenkomparator 106 und des Filters 105 eine vollständige Übereinstimmung des. Ausgangssignals vom VCO 104 hinsichtlich Frequenz un,d auch Phase mit dem Ausgangssignal des Bezugsoszillatoijs 107 zu erreichen. Alternativ kann vorgesehen werden, daß die Frequenz des VCO 104 nicht auf plötzliche Änderungen der Frequenz f„_ef reagiert. Da man jedoch als Bezugsqszillator 107 normalerweise einen stabil schwingenden Oszillator einsetzen wird, bereitet es keine Schwierigkeiten^ das System so auszulegen, daß es schnell anspricht. Ra man außerdem vorsehen kann, daß das Ausgangssignal vqm VCO 104 nur hinsichtlich der Frequenz mit demjenigen des Be-

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zugsoszillators 107 übereinstimmt, ein Phasenfehler also Zugelassen werden kann, ist eine merkliche Freiheit bei der Schaltungsgestaltung gewährleistet. Wenn der Bezugsoszillator 107 nicht stabil arbeitet, sondern Schwankungen oder ähnliches auftreten, dann kann das System auch so ausgelegt werden, daß es hierdurch wenig beeinträchtigt wird.

Wenn sich die Leerlauffrequenz des VCO 104 infolge von Änderungen der Speisespannung, Temperaturabhängigkeiten, Alterung oder ähnlichem ändert, dann wird die dem Eingang 112 gelieferte Spannung automatisch erhöht oder erniedrigt, um die Schwingungsfrequenz des VCO 104 auf der Frequenz f _£ ^u halten. Auch wenn dem ersten Eingang 111 des Signalgenerators 103 eine Spannung eines beliebigen Werts zugeführt wird, wird die an den Eingang 112 angelegte Spannung automatisch so gesteuert, daß die Schwingungsfrequenz- des VCO 104 ungeachtet des Werts der am Eingang

11.1 angelegten Spannung f _ bleibt.

Wenn also eine Bezugsspannung V an den ersten Eingang

111 des Signalgenerators 103 angelegt wird, dann wird die Höhe der an den zweiten Eingang 112 angelegten Spannung automatisch so eingestellt, daß die Schwingungsfrequenz des VCO 104 gleich f _f wird. Wenn die an den zweiten Eingang 112 des Signalgenerators 103 angelegte Spannung auch an den zweiten Eingang 110 des ersten Signalgenerators 101 angelegt wird, wie dies in Fig. 7 gezeigt ist, dann wird die Schwingungsfrequenz des ersten VCO 102 auf den Wert f_ref eingestellt, wenn die an den ersten Eingang 109 des Signalgenerators 101 angelegte Spannung V ist, da der erste Signalgenerator 101 und der erste VCO 102 die gleichen Eigenschaften wie der zweite Signalgenerator 103 bzw. der zweite VCO 104 haben. Wenn die an den Eingang 109 angelegte Spannung V ist, nimmt die

Schwingungsfrequenz des VCO 102 den Wert f an, falls die Frequenz f _f auf eine gwünschte Leerlauffrequenz f eingestellt ist. Daher stellt die Gesamtheit der Schaltung von Fig. 1 einen spannungsgesteuerten Oszillator mit der Leerlauffrequenz f , dem Eingang 109 als Steuereingang und dem Ausgang 113 dar.

Die Schaltung des erfindungsgemäßen Oszillators wurde auf der Basis der Annahme beschrieben, daß die Eigenschäften der Signalgeneratoren 101 und 103 sowie die der VCOs 102 und 104 jeweils gleich sind. Diese Annahme ist durchaus gerechtfertigt. Insbesondere wenn die Schaltung in Form einer monolithisch integrierten Schaltung ausgeführt wird, können die einzelnen Schaltungsteile exakt symmetrisch auf einem Chip, je in der Abmessung einiger Millimeter ausgebildet werden. Da diese Schaltungsteile gleichzeitig hergestellt werden, ändern sich ihre Eigenschaften auch im Fall einer Alterung zeitabhängig, in gleicher Weise, so daß unwahrscheinlich ist, daß ihre Eigenschaften weit auseinanderlaufen. Da weiterhin die jeweiligen Schaltungsteilpaare aus derselben Stromversorgung versorgt werden und sie eng benachbart liegen, so daß eine Temperaturdifferenz von Schaltungsteil zu Schaltungsteil minimal ist, ist auch insoweit die Wahrscheinlichkeit gering, daß ihre Eigenschaften weit auseinandergehen.. Wenn man beim Entwurf der integrierten Schaltung dafür sorgt, daß die Symmetrie der einzelnen Schaltungsteilpaare voll beachtet wird, so daß sich Änderungen in ihren Eigenschaften gegenseitig aufheben, dann kann ein stabiler spannungsgesteuerter Oszillator geschaffen werden, der keine größeren Driftersch^inungen aufweist.

Unter Bezug auf Fig. 8 soll nun ein spezielles Beispiel eines spannungsgesteuerten Oszillators in Form e^ner inte-

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grierten Halbleiterschaltung beschrieben werden, das auf dem oben beschriebenen Konzept beruht.

Der Signalgenerator 101 umfaßt bei diesem Beispiel Transistoren T₁ und T_, deren Drainströme durch Änderung der Gatespannungen dieser Transistoren geändert werden. Die Drainströme der Transistoren T₁ und T₂ werden zusammengeführt und in einen Transistor T₁- eingespeist, der den zusammengeführten Strom in eine Spannung umsetzt. Diese Spannung liegt an dem ersten VCO 102 an, der hier einen MOS-Transistor als Stellglied aufweist. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel enthält der VCO 102 eine ungerade Anzahl von Inverterstufen aus Transistoren T-, T._Q, Tg, T₁₁/... T/ T , die einen Ringoszillator bilden. Andere Transistoren T., T₅, T_ß, ... T₁₅, T₁₆, T₁₇ sind mit den Sourceelektroden der vorgenannten Transistoren in Reihe geschaltet, und ihre Gatespannungen werden gesteuert, um den von der Stromversorgung zu den Ringoszillatoren ge-.lieferten Strom und damit die Schwingungsfrequenz zu steuern. Wenn bei diesem Beispiel die Spannung an den Eingängen 109 und 110 fällt, steigt die Drainspannung des Transistors T₁₃, das heißt die Steuerspannung des VCO 102, was zu einem Anstieg der Schwingungsfrequenz führt. Dies entspricht dem Fall, daß in Gleichung (4) die Konstanten a und b negativ und in Gleichung (6) K positiv sind. Wenn eine hohe Schwingungsfrequenz bei hohen Spannungspegeln an den Eingängen 109 und 110 erwünscht ist, dann muß die Polarität aller Transistoren in den Schaltungen 101 und 102 umgekehrt werden, das heißt P-Kanal-Transistoren müssen durch N-Kanal-Transistoren ersetzt werden und umgekehrt, so daß die Konstanten a, b und K negative Werte annehmen. Die in Fig. 8 gezeigte Schaltung enthält ferner Pufferverstärker 2Q5 und 2Ö6, die den Ausgang des VCO 102 mit einem Ausgangsanschluß 216 verbinden.

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Der Signalgenerator 103 und der VCO 104 haben den gleichen Aufbau wie die Schaltungen 101 bzw. 102 und sind daher in Fig. 8 nur als Blöcke dargestellt. Der Ausgang des zweiten VCO 104 ist über einen Pufferverstärker 207 an den Phasenkomparator 106 angeschlossen. Der als Quarzoszillator ausgebildete Bezugsoszillator 107 erzeugt ein Signal der Frequenz f _f (= f ), das als Standard für die Leer-

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lauffrequenz dient. Dieses Signal wird normalerweise an den Phasenvergleicher 106 angelegt und mit dem Ausgangssignal des VCO 104 phasenverglichen. Das vom Bezugsoszillator 107 erzeugte Signal wird zusammen mit Zeitsteuertaktsignalen für andere Schaltungsteile, als Taktsignal für das System oder ähnliches verwendet. Wenn die Frequenz der für andere Schaltungsteile erforderlichen Taktsignale von der Frequenz f abweicht, dann können Frequenzteiler oder Frequenzumsetzer an beide oder einen der Schaltungsknoten 117 und 219 angeschlossen werden, um die Frequenz f auf ein ganzzahliges Vielfaches der Schwingungsfrequenz. ■ des Bezugsoszillators 107/ auf einen ganzzahligen Teil der Schwingungsfrequenz-, auf die Differenz, zwischen jenen Frequenzen oder auf einen durch Multiplizierung der Schwingungsfrequenz mit einem rationalen Bruch erhaltenen Wert einzustellen. Solch Frequenzteiler oder Frequenzumsetzer kann als digitale Schaltung ausgebildet werden, die problemlos als integrierte Halbleiterschaltung ausgeführt werden kann. Das Tiefpassfilter 105 entfernt die im Ausgangssignal des Phasenkomparators 106 enthaltenen Signalkomponenten hoher Frequenz, und das Ausgangssignal dieses Filters 105 wird auf den zweiten Eingang 112 des zweiten Signalgenerators 103 zurückgeführt. Widerstände $..* und R₁₂ liefern an den ersten Eingang 111 des Signalgenerators 103 als Eingangs- oder Bezugssignal einen Teil der Speisespannung, der so bemessen ist, daß eine Schwingung, bei der Frequenz f möglich ist. Es ist zwar schwierig, in einer integrierten Halbleiterschaltung Widerstände mit

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exakten Werten auszubilden, man erreicht aber eine sehr gute relative Genauigkeit dieser Werte. Es ist auch möglich, an diesen Eingang 112 eine genauere Spannungsquelle, etwa eine Z-Dioden verwendende Bezugsspannungs- quelle anzuschließen. Die zweiten Eingänge 110 und 112 des ersten bzw. des zweiten Signalgenerators sind innerhalb des Filters 105 an verschiedene Punkte, nämlich die entgegengesetzten Enden eines Widerstandes R₁₄ angeschlossen. Dieser Widerstand dient in gleicher Weise wie im Fall Von Fig. 7 der Stabilisierung der PLL-Schaltung.

Der Schaltungsaufbau von Fig. 8 setzt sich abgesehen von den Widerständen R₁₁ bis R₁C/ den Kondensatoren C₁₁ bis C₁₃ und dem Kristallschwinger X vollkommen aus MOS-Transistoien zusammen. Da eine absolute Genauigkeit der Widerstände und Kondensatoren nicht erforderlich ist, können die Widerstände in eine integrierte Halbleiterschaltung eingesetzt werden. Auch der Kondensator C₁₁ kann in den meisten Fällen in die integrierte Halbleiterschaltung eingesetzt werden, obwohl dies vom erforderlichen ■Bereich der Schwingungsfrequenz abhängt. Wenn eine niedrige Frequenz gefordert wird, kann ein Frequenzteiler an den Ausgahgsanschluß 216 angeschlossen werden, damit die Schwingungsfrequenz der PLL-Schaltung höher sein kann.

Dann reicht eine geringe Kapazität des Kondensators C. aus, so daß dieser leichter als Teil der integrierten Schaltung ausgebildet werden kann.

Wie zuvor beschrieben, kann aufgrund der Erfindung ein recht stabiler spannungsgesteuerter Oszillator geschaffen werden, ohne daß exakt hergestellte Teile erforderlich wären, so daß die Herstellung des Oszillators in Form einer integrierten Schaltung einfach wird. Dies führt zu großen Vorteilen bei der Verkapselung der Komponenten und der Herstellung des Oszillators.

Vergleicht man die Schaltungen der Fig. 7 und 8 mit den bekannten der Fig. 1 und 2, dann erscheint die erfindungsgemäße Schaltung komplexer als die bekannten. Wenn jedoch die Schaltung von Fig. 8 als integrierte Halbleiterschaltung ausgebildet wird, dann ist die von ihr auf dem Chip eingenommene Fläche tatsächlich gering. Andererseits erfordert die bekannte Schaltung von Fig. 1 extern ange- ■ schlossene Teile, die eine große Fläche für Anschlußfeider auf der integrierten Halbleiterschaltung sowie Ausgangstransistoren beispielsweise P,, P₅, N₂, N₃ zur Ansteuerung des externen Kondensators C. sowie P., N. zur Ansteuerung externer Widerstände R₁., R₂ erfordert. Die von diesen Teilen eingenommene Fläche ist sehr viel größer als die der erfindungsgemäßen Schaltung.

Die Erfindung erfordert einen Bezugsoszillator, der stabil ist wie ein Quarzoszillator, jedoch bedeutet dies kein Problem, da LSI·?·Schaltungen meistens neben VCOs stabile Be zug s impuls züge benötigen, die. auch als Bezugsf requenzsignal bei der Erfindung verwendet werden können. Darüberhinaus kann bei der Erfindung die Leerlauffrequenz in derselben Schaltung nach Bedarf dadurch eingestellt werden, daß Frequenzteiler oder Frequenzumsetzer in Reihenschaltung an die Schaltungsknoten 116 oder 117 in Fig. 7 bzw. 117 und 219 in Fig. 8 angeschlossen werden und daß Frequenzteiler- bzw. Frequenzumsetzerverhältnis mittels logischer Schaltungen gesteuert wird.

Unter Bezug auf die Fig. 9 bis 10 in Verbindung mit Fig. 5 soll nun eine vorteilhafte Anwendung des vorstehend beschriebenen frequenzgesteuerten Oszillators be^ einem frequenzvariablen Oszillator erläutert werden.

Fig. 9 zeigt solch einen auf dem erfindungsgemäßen Konzept beruhenden frequenzvariablen Oszillator, wobei die

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zum vöirbeschriebenen spannungsgesteuerten Oszillator gehörigen Teile mit denselben, jedoch durch ' ergänzten Bezugszahlen wie in den bisherigen Figuren bezeichnet und durch eine gestrichelte Linie umrandet sind. 5

Die Sdhaltung von Fig. 9 enthält eine Zählerschaltung 301 , den als Quarzoszillator ausgebildeten Bezugsoszillator 107", einen Phasenkomparator 304 , ein Schalterglied 305/ Tiefpassfilter 306 und 307, den ersten Signalgenerator 101' in Form eines Addierers, einen Phasenschieber 310, ein Differenzierglied 311, einen Frequenzteiler¹ 312, den Phasenkomparator 106¹ als zweiten Phasenkomparator sowie den zweiten Signalgenerator 103' ebenfalls in Form eines Addierers. Die Zählerschaltung 301 wird von der Anstiegsflanke jedes Datenimpulses, der von einem nicht gezeigten Floppy-Disk-Laufwerk gelesen und an den Eingang 319 angelegt wird, gesetzt und zählt dann die vom Bezugsoszillator 107' abgegebenen Impulse, bis ein bestimmter Zählerstand erreicht ist und die Zählerschaltung 301 unter Abgabe eines Impulses zurückgesetzt wird. Das Schalterglied 305 wählt eines der Filter 306 und 307 abhängig davon aus, ob an einen Eingang 320 ein Synchronisationsfeldsignal oder ein Datenfeldsignal angelegt wird. Die beiden Filter besitzen unterschiedliche Durchlaßbänder. Wenn das Synchronisationsfeldsignal anliegt, wird das Filter 306, das ein breiteres Durchlaßband besitzt, ausgewählt. Der Addierer 101' bildet die Summe aus dem Ausgangssignal entweder des ersten Filters 306 oder des zweiten Filters 307 und dem Ausgangssignal des dritten Tiefpassfilters 105' und legt die Summe an den Steuereingang des VCO 102' an, um dessen Schwingungsfrequenz zu steuern. Das Differenzierglied 311 erzeugt einen schmalen Impuls, wenn die Abfallflanke des Signals von einem Verknüpfungsglied 303 eintrifft. Der zweite Addierer 103', der dieselben

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Eigenschaften wie der Addierer 101' besitzt, addiert die von der Bezugsspannungsquelle 108' erzeugte Bezugsspannung V zum Ausgangssignal vom dritten Filter 105', um mit der Summe den zweiten VCO 104' zu steuern, der, wie gesagt, die gleichen Eigenschaften wie der erste VCO 102¹ besitzt. Der beschriebene neue Schaltungsaufbau umfaßt eine erste PLL-Schaltung, die den Phasenkomparator 304, das erste Filter 306 oder das zweite Filter 307 und den ersten VCO 102' enthält, sowie eine zweite PLL-Schaltung, die den zweiten Phasenkomparator 106', das dritte Filter 105' und den zweiten VCO 104* umfaßt.

Bei dem beschriebenen Aufbau des frequenz-variablen Oszillators wird in der zweiten PLL-Schaltung das Ausgangssignal des VCO 104V mit dem des Frequenzteilers 312 phasenverkettet. Der Frequenzteiler 312 teilt die Frequenz des Ausgangssignals vom Bezugsoszillator 107' auf einen niedrigeren Wert und liefert ein Signal der für den ersten VCO 102' gewünschten Leerlauffrequenz. Wenn die zweite PLL-Schaltung im Zustand dieser Phasenverkettung ist, dann ist die Frequenz des einen Eingangssignals des Phasenkomparator 106' natürlich gleich derjenigen des anderen Eingangssignals, und die Phasendifferenz zwischen diesen beiden Eingangssignalen wird konstant gehalten.

Das bedeutet, daß der zweite VCO 104' mit der Leerlauffrequenz schwingt. Selbst wenn sich die Parameter dieses zweiten VCO aufgrund von Änderungen der Speisespannung, der Umgebungstemperatur, Alteirungseinflüssen oder einer Streuung der Konstanten der Bauteile oder anderer Faktoren ändern sollten, wird das Ausgangssignal des dritten Filters 105' aufgrund der Gegenkopplungsschleife so gesteuert, daß der VCO 104' ständig mit der Leerlauffrequenz schwingt.

Wenn die Bezugsspannungsquelle 108' an den einen Eingang des Addierers 103' die Bezugs spannung V , die bej_spiels-

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weise gleich der halben Speisespannung ist, anlegt und das Aüsgangssignal des dritten Filters 105' an den einen Eingang des ersten Addierers 101' angelegt wird, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist, dann muß der erste VCO 102' dann ebenfalls auf der Leerlauffrequenz schwingen, wenn das Ausgang'ssignal vom ersten Filter 306 oder das vom zweiten Filter 307 gleich der Bezugsspannung V ist. Solange die Addierer 101' und 103' sowie die VCOs 102' und 1Ö4' genau übereinstimmen, ergibt sich ein spannungsgesteuerter Oszillator, der völlig driftfrei und völlig frei von einer Anfangsabweichung ist, selbst wenn die VCOs eine derart mangelnde Stabilität aufweisen, daß sie allein nicht verwendet werden könnten. Dieser spannungsgesteuerte Oszillator schwingt auf der Leerlauffrequenz, wenn die Bezugsspannung V als Steuerspannung angelegt wird. Hierdurch wird der VCO 102' in der ersten PLL-Schaltung stabilisiert.

-Fig. 10(a) zeigt die Zählerschaltung 301 von Fig. 9 im einzelnen. Diese Zählerschaltung 301 erhält den gelesenen Datenpuls (Fig. 5(a)) und liefert Impulse, deren Impulsbreite ein Viertel der Länge einer Bitzelle beträgt (Fig. 5(b)). Flipflops 3012 und 3013 und ein Verknüpfungsglied 3014 erzeugen an der Anstiegsflanke jedes gelesenen Datenimpulses am Eingang 319 einen kurzen Impuls, der einen Frequenzteiler 3011 und ein Flipflop 3015 rücksetzt. Ein Eingang 3018 ist mit dem Bezugsoszillator 107' verbunden. Die Frequenz des Ausgangssignals des Bezugsoszillators 107'wird vom Frequenzteiler 3011 auf einen niedrigeren Wert geteilt. Mit jedem Impuls dieser niedrigeren Frequenz liefert der Frequenzteiler 3011 einen Öbertragsimpuls, durch das ein Flipflop 3015 gesetzt wird.

Die beschriebene Schaltung stellt einen Monoflop (mono-

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stabile Kippstufe) dar, die in stabiler Weise Impulse einer genauen Impulsbreite erzeugt. Wie ein Vergleich mit dem bekannten Oszillator zeigt, benötigt der neue Aufbau keinen Widerstand R₁ und keinen Kondensator CA Das AUsgangssignal von der Zählerschaltung 301 wird dem Phasenkomparator 304 zugeführt und in bezug auf die Phase mit dem Ausgangssignal des Verknüpfungsglieds 303 verglichen. Während der Synchronisationsfeldzeitabschnitte ist das Ausgangssignal des Verknüpfungsglieds 303 dasjenige des VCO 102¹ (Fig. 5(c)) und während Datenfeldzeitabschnitten dasjenige von Fig. 5 (d) . Das sich ergebende Phasendifferenz.-signal wird vom Schalterglied 305 während Synchronisationsfeldzeitabschnitten dem ersten, schnell antwortenden Tiefpassfilter 306 und während Datenfeldzeitabschnitten dem zweiten langsam antwortenden Tiefpassfilter 307 zugeführt, damit unerwünschte hohe Frequenzkomponenten unterdrückt werden. Das Ausgangssignal des einen oder des anderen Filters liegt an dem Addierer 101', um die Schwingungsfrequenz des VCO 102¹ zu steuern. Das andere Eingangssignal des Addierers 101' kommt von der zweiten PLL-Schaltung und hat die oben beschriebene Wirkung. Die Ausgangsspannung der Filter 306 oder 307 nimmt im stationären Zustand den Wert V an, so daß die Leerlauffrequenz die Fensterfrequenz wird. Der Absolutwert des in das Tiefpassfilter hinein oder aus im herausfließenden Stroms kann dadurch unveränderlich konstant gehalten werden, daß der Spannungswert V auf den mittleren Wert zwischen der Ausgangsspannung, die sich ergibt, tyenn der Ausgang des Phasenvergleichers 304 den einer logischen 1 entsprechenden Zustand annimmt und der Ausgangsspannung, die sich ergibt, wenn der Ausgang des Phasenkomparators 304 den einer logischen 0 entsprechenden Zustand annimmt, eingestellt wird. Da die Ausgangsspannung des.Filters im stationären Zustand nahe an die Spannung V gebracht werden kann, kann eine an den Ausgang des Phasenvergleichers * (Fig. 6)

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304 angeschlossene Ladungspumpschaltung auf aktive Filter verziehten, die bei bekannten Vorrichtungen als Tiefpassfilter verwendet werden. Dies macht die Herstellung des Oszillators in Form e_viner integrierten Schaltung sehr einfach. Das Ausgangssignal vom VCO 102' wird in einer Schleife über das Verknüpfungsglied 303 zum Phasenkomparator 304 zurückgeführt. Auf diese Weise können stabile und präzise Fensterimpulse erzeugt werden.

Bei dsm bekannten Oszillator wird ein Monoflop als Ausgangswellenformer 409 verwendet, um die Impulse von Fig. 5(d) so zu verzögern, daß sie in die Mitte der jeweiligen Fensterimpulse (Fig. 5(c)) gerückt werden. Bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Wellenformung auf eine andere Weise. Genauer gesagt erzeugt das Differenzierglied 311 an den Abfallflanken der Impulse von Fig. 5(d) kurze Impulse (Fig. 5(g)) und kann unter Einschluß der Flipflops 3012, 3013 und des Verknüpfungsglieds 3014 von Fig. 10(a) leicht hergestellt werden. Der gelesene Datenpuls erhält den Verlauf von Fig. 5(g), ohne eine Verzögerungsschältung durchlaufen zu haben, so daß anders als beim Ausgangswellenformer 409 Von Fig. 6 hier auf die Widerstände R.₆, R₁₇ und die Kondensatoren C₅, C_ß verzichtet werden kann. Damit bei dieser Ausführungsform der Erfindung jeder gelesene Datenimpuls (Fig. 5(g)) in die Mitte eines jeweiligen Fensterimpulses gebracht wird, wird die Phase der Fensterimpulse vom Phasenschieber 310 um einen Winkel von 90° oder 270° verschoben (Fig. 5(f)). Dieser Phasenschieber 310 kann leicht dadurch realisiert werden, daß ein 1/2-Frequenzteiler mittels eines Master-Slave-Flipflops gebildet wird, da die Phasen der Ausgangssignale des Masterteils und des Slaveteils 90° phasenversetzt sind. Beim bekannten Oszillator von Fig. 6 ist ein 1/2-Frequenzteiler 602 in den VCO 408 eingesetzt, um das Tastver-

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hältnis des Ausgangssignals auf 50% einzustellen. Die Signalverläufe der Fig.. 5(c) und 5(f) können leicht dadurch erhalten werden, daß man das Ausgangssignal vom Masterteil des Master-Slave-Flipflops zurück zum Verknüpfungsglied 303 führt und das invertierte Ausgangssignal des Slaveteils dieses Master-Slave-Flipflops an den Ausgangsanschluß 321 gibt.

Alle Teile der neuen Vorrichtung mit Ausnahme der Tiefpassfilter 306, 307 und 105¹, der Addierer 101' und 103', der Bezugsspannungsquelle 108¹, der VCOs 102', 104' und des Bezugsoszillators 107' können aus digitalen Schaltungen bestehen. Es ist keinerlei extern an der integrierten Halbleiterschaltung anzubringendes Teil erforderlich. Die VCOs brauchen, wie oben beschrieben, nicht besonders genau oder stabil zu sein.

Die Schaltungsteile beginnend mit dem Phasenkomparator 304 und endend mit dem VCO 102' sowie die Schaltungsteile beginnend mit dem Phasenkomparator 106* und endend mit dem VCO 104' können einfach ausgebildet und in Form einer integrierten Schaltung hergestellt werden, wie dies nachfolgend beschrieben wird.

Es sei auf Fig. 10(b) Bezug genommen. Dort sind die Phasenkomparatoren 304, 106', das Schalterglied 305, die Tiefpassfilter 306, 307, 105', die Addierer ?01', 103', die VCOs 102¹, 104¹ und der Phasenschieber 310 im einzelnen gezeigt. Die mit gestrichelten Linien umrundeten Blöcke sind mit denselben Bezugszahlen wie die entsprechenden Blöcke in Fig. 9 bezeichnet, mit Ausnahme eines Tiefpassfilters 309, das den beiden Filtern 306 und 307 entspricht. Das Filter 30 9 enthält einen Teil, der einem den beiden Filtern 306 und 307 gemeinsamen Teil entspricht.

Da der Phasenschieber 310 in erwähnter Weise durch den

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Slaveteil des Master-Slave-Flipflops 1022 im VCO 102' realiälert werden kann, ist das Flipflop 1022 durch eine gestrichelte Linie unterteilt. Da der Phasenkomparator 106' und der Addierer 103' genau den gleichen Innenaufbau wie der Phasenkomparator 304 bzw. der Addierer 101' aufweisen^ sind erstere nur als Blöcke dargestellt. Entsprechendes gilt hinsichtlich des VCO 104',dessen Aufbau einer Kombination aus dem VCO 102' und dem Phasenschieber 310 entspricht.
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Die Anschlüsse 3041, 3042, 117 und 1021 sind mit der Zählerschaltung 301, dem Verknüpfungsglied 303, dem Frequenzteiler 312 bzw. einem Eingang des Verknüpfungsglieds 303 verbunden. Die Kombination von UND-Gliedern G₁ und G₂, an die Transistoren T_Q1 und T_Q2 angeschlossen sind, sowie die Kombination von UND-Gliedern G-, und G., an die Transistoren T_Q3 und T_Q4 angeschlossen sind, werden abhängig davon, ob an dem Anschluß 320 ein Synchtfonisationsfeldsignal oder ein Datenfeldsignal anliegt, aktiv geschaltet.- Dies führt dazu, daß wahlweise die Kombination der Transistoren T_Q1 und T_Q2 oder diejenige der Transistoren T_Q3 und T_Q4 leitet, so daß das Phasendifferenzsignal entweder einem schnell antwortenden Tiefpassfilter/enthaltend Widerstände R₂Oi' ^R204 ^un<^ den Kondensator C₂₀₂,oder einem langsam antwortenden Tiefpässfilter, enthaltend Widerstände ί*₂02' ^R203' ^R204 und Kondensatoren C₃₀₁, C_30?;zugeführt wird. Die Drainströme von Transistoren T ' und T' werden in den Addierern 101' und 103' aufsummiert und der Summenstrom mittels eines Transistors T₁₃ ¹ zur Steuerung des jeweiligen VCOs in eine Spannung umgesetzt. Wenn die Transistoren

13 ' "^3' "^4' ^5' °'° ¹^S¹ ^14' ^"15' ^16' ""* ^17 9l^eic"^e Konstanten aufweisen, dann ist ihr Drainstrom im Sättigungszustand gleich demjenigen des Transistors T₁₃ ¹. Der Drainstrom dieser Transistoren kann also durch die Gate-

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spannung der Transistoren T₁' und T₃ ¹ gesteuert werden. Die Transistoren T-, T.-, Tg, ^T-ji' ··· ^T ₉' ^Ti₂ ^bi^lden Inverter, von denen eine ungeradzahlige Anzahl von Stufen zur Bildung eines Ringoszillators zusammengeschaltet .ist, dessen Schwingungsfrequenz durch den ihnen zugeführten Strom mittels der Gatespannung der Transistoren T-' und T₂ ¹ gesteuert wird. Zu diesem Zweck sind die Transistoren. T₃ bis T, und T₁₄ bis T₁₇ als strombegrenzende Stelltransistoren mit den Sourceelektroden der Transistoren T^ bis Tg und T₁₀ bis T₁₂ verbunden. Das Ausgangssignal des Ringoszillators wird über den Pufferverstärker 205 dem Flipflop 1022 zugeführt, so daß die Frequenz halbiert und das Tastverhältnis modifiziert werden. Dadurch, daß der Ausgang 1021 des Masterteils des Flipflops 1022 verwendet wird, bedarf es keines zusätzlichen Phasenschiebers. Da der VCO 102¹ in zuvor beschriebener Weise stabilisiert

ist, kann auch ein Ringoszillator eingesetzt werden, dessen Instabilität andernfalls nicht akzeptabel wäre* Die Ringoszillatoren können einfach dadurch erstellt werden, daß eine ungerade Anzahl von Inverterstufen in Reihe geschaltet wird,* Die Ringoszillatoren besitzen keine Teile, wie Kondensatoren, die außen an der integrierten Halbleiterschaltung befestigt werden müßten, so daß sie leicht in Form einer integrierten-Schaltung ausgebildet werden können. Die Bezugsspannungsquelle 108' enthält die Widerstände R₁₁ und R₁₂ zum Teilen der Speisespannung auf einen Bezugsspannungswert. Solange die relative Genauigkeit zwischen den Werten dieser beiden Widerstände gut ist, werden sie genau einen gewünschten Bruchteil der Speisespannung liefern, so daß auch sie leicht in eine integrierte Halbleiterschaltung eingesetzt werden können. Eine unter Verwendung von Z-Dioden oder ähnlichem gebildete Bezugsspannung könnte natürlich ebenfalls eingesetzt werden.

*= wobei der Ausgang des letzten .Inverters mit dem Eingang des ersten verbunden wird.

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105' bezeichnet das dritte Tiefpassfilter. Der Strom I_Q einer Stromquelle 1054 wird von einem Transistor T₃₃ in eiiüe Spannung umgesetzt, die als Gatespannung an Transistoren T , und T₃₃ anliegt und deren Kanalströme begrenzt. Wenn die Transistoren T₃₃, T₃₆ und T₃₃ dieselben Konstanten besitzen, dann sind ihre Ströme auf I₀ begrenzt. Ein Transistor T₃₃ setzt den Strom I_n vom Transistor T - in eine Gatespannung für einen Transistor T₃₄ um. Wenn die Transistoren ^T23' ^T24 ^unc^ ^e^^{n Trans}i^stor T_c dieselben Konstanten besitzen, dann werden auch die Ströme durch die Transistoren T₃₄ und T₃₅ auf I_Q begrenzt sein. Der Transistor T₃₅ und ein Transistor T__ bilden einen Schalter, der als Ladungspumpschaltung bezeichnet wird und die gleiche Funktion wie die Kombination der Transistoren T^₁ und T₀₃ und die Kombination der Transistoren T₀₂ und T₀₄ im Schalterglied 305 aufweist. Das Phasendifferenzsignal vom Phasenkomparator 106' führt zu einer Aufladung oder Entladung eines Kondensators C₁₁ ¹, wodurch die aii den zweiten Addierer 103' angelegte Spannung gesteuert wird. Als Folge davon wird die Ausgangsphase des VCD 104' vorgerückt oder verzögert.

Das Tiefpassfilter 105' wird von dem Transistor T₂₄ oder T„„/ dem Widerstand R₁₄ ¹ und dem Kondensator C₁₁ ¹ gebildet.

Da die Ströme der Transistoren T₃₄ und T₃₃ auf I_n begrenzt sind, hängt die vom Transistor T₃₅ oder T₃₇ zum Widerstand ^₁₄ ¹ und zum Kondensator C₁₁ ¹ übertragene Ladung nicht von der Klemmenspannung des Kondensators C₁₁', das heißt nicht von der Eingangsspannung des Addierers 103¹ ab. Selbst wenn sich also die Klemmenspannung des Kondensators C₁₁' infolge von Änderungen der Konstanten des VCO 104' wesentlich verändert, bleiben das Ansprechverhalten und ähnliches der zweiten PLL-Schaltung im wesentlichen unverändert.

wie ein Vergleich der Fig. 10(b) mit Fig. 9 zeigt, sind

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die Punkte, von denen die Signale für den ersten Addierer 101' bzw. den zweiten Addierer 103 * abgenommen werden, verschieden. Der Widerstand R₁₄ ¹ ist eingesetzt, um die Arbeitsweise der zweiten PLL-Schaltung zu stabilisieren, so daß dieser Widerstand bei der Betrachtung des Prinzips der Schaltung von Fig. 10.(b) außer Betracht bleiben kann. Vielmehr können dabei die beiden Punke als identisch angesehen werden.

Nahezu alle Teile von Fig. 10(b) können in Form einer integrierten CMOS-Schaltung hergestellt werden. Natürlich können bipolare Halbleiter oder andere Halbleitervorrichtungen ebenfalls verwendet werden. Die verbleibenden 7 Widerstände und 3 Kondensatoren werden auf folgende Weise ebenfalls in die integrierte Schaltung eingesetzt. Die Widerstände R₁₁ und R₁~ können in die integrierte Schaltung eingesetzt werden, solange sichergestellt ist, daß die relative Genauigkeit ihrer Werte ausreichend ist. Die für den Kondensator C₁₁ ¹ und den Widerstand R₁ λ¹ erforderliche Genauigkeit ist relativ klein, so daß diese Elemente ebenfalls in die integrierte Schaltung eingesetzt werden können. In ähnlicher Weise ist die Genauigkeit, die für die Widerstände und die Kondensatoren im Filter 309 zu fordern ist, nicht besonders hoch, so daß auch diese in die integrierte Schaltung eingesetzt werden können. Die Filterkonstante muß jedoch abhängig von der Art, das heißt den Abmessungen etc., der angeschlossenen Floppy-Disk verändert werden, so daß es aus diesen Gründen wünschenswert sein kann, diese Elemente extern an die integrierte Schaltung anzubringen. Die jeweilige Schwingungsfrequenz der VCOs 102¹ und 104' kann um den Reziprokwert des Frequenzteilungsfaktors eines Frequenzteilers erhöht werden, der an den Anschluß 313 in Fig. 9 angeschlossen wird, und die Zeitkonstante des dritten Filters

3'5 105" kann dadurch reduziert werden, daß der gesamte oder

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ein Teil des Frequenzteilers 312 mit dem Anschluß 313 in Reihe geschaltet wird und der Bezugsoszillator 107' direkt oder ein übrigbleibender Teil des Frequenzteilers 112' mit dem zweiten Phasenkomparator 106¹ verbunden wird.

Dies erlaubt die Miniaturisierung des Kondensators C-.-¹, des Widerstands R₁^' und anderer Elemente, was die Herstellung des erfindungsgemäßen Oszillators in Form einer integrierten Schaltung erleichtert-

Der beschriebene frequenzvariable Oszillator erfordert einen aufwendigen und stabilen Bezugsoszillator 107', etwa einen QuarzosziIlator . Die bekannte Schaltung bedarf keines solchen Bezugsoszillators zum Lesen der auf der Floppy-Disk gespeicherten Daten, sie benötigt ihn allerdings zum Datenschreiben. Bei der praktischen Realisierung der vorliegenden Erfindung kann der zum Datenschreiben vorhandene Quarzoszillator ebenfalls für das Lesen verwendet werden, so daß hierdurch weder ein komplizierter Aufbau, noch eineErhöhung der Herstellungskosten bedingt ist. Man könnte annehmen, daß die neue Schaltung komplexer als die bekannte ist, und daß die Herstellungskosten durch die Hinzufügung der zweiten PLL-Schaltung erhöht werden. Tatsächlich ist das Gegenteil der Fall. Da die Anzahl extern anzubringender Teile erheblich reduziert ist, sind die von hierfür erforderlichen Anschlußfeldern eingenommene Fläche sowie die für mit Eingängen und Ausgängen verbundenen Puffertransistoren erforderliche Fläche erheblich verringert. Diese eingesparten Flächen nehmen einen größeren Teil einer integrierten Halbleiterschaltung ein und sind im allgemeinen erheblich größer als die gesamte für die zweite PLL-Schaltung erforderliche Fläche. Daher können mit der Erfindung die Herstellungskosten für die integrierte Schaltung sogar verringert werden. Die erhebliche Verringerung der Anzahl extern anoebrachter Teile erlaubt darüberhinauG eine Ver-

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ringerung der Teilekosten, der Zusammenbaukosten, des Verkapselungsraums sowie eine Erhöhung der Zuverlässigkeit. Die VCOs brauchen keine Einstellungen während des Zusammenbaus, da die Leerlauffrequenz automatisch eingestellt wird.

Bei der Erfindung erlaubt.das Hinzufügen der zweiten PLL-Schaltung eine Stabilisierung der Schaltungsteile einschließlich der VCOs, so daß keine mit hoher Genauigkeit hergestellten Schaltungsteile erforderlich sind und die Schaltungsteile leicht in Form einer integrierten Halbleiterschaltung ausgeführt werden können. Ferner kann die Schaltung in Form einer digitalen Schaltung dadurch ausgeführt werden, daß in optimaler Weise von einem Bezugsfrequenz signal, das von einem Quarzoszillator erzeugt wird, Gebrauch gemacht wird und ein herkömmliches Monoflop durch eine Zählerschaltung ersetzt wird. Die Folge ist, daß die Schaltung bei Verringerung der Anzahl von Bauteilen genauer arbeitet.

Ein auf dem Konzept der vorliegenden Erfindung beruhender frequenzvariabler Oszillator kann in größerem Ausmaß als die bekannte Schaltung in Form einer integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet werden, wodurch die Auslegung von Instrumenten und Geräten vereinfacht wird, die Zuverlässigkeit von Geräten erhöht wird, die für den Zusammenbau erforderliche Anzahl von Schritten verringert wird, die Geräte miniaturisiert werden und die Herstellungskosten verringert werden.

Es sei angemerkt, daß die Erfindung anwendbar isfc für frequenzvariable Oszillatoren für Hard-Disks und andere PLL-Schaltungen in Form integrierter Halbleiterschaltungen.

Leerseite

Datenpuls von Floppy-Disk j

Datenfenster

Bitzelle,

Claims

Patentansprüche

1 .J Spannungsgesteuerter Oszillator mit einer ersten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (102), gekennzeichnet durch

einen ersten Signalgenerator (101), der an einem ersten Eingang (109) und einem zweiten Eingang (110) ein externes erstes Signal bzw. ein zweites Signal empfängt und nach Maßgabe dieser Signale an einem mit der ersten spannüngsgesteuerten Oszillatorschaltung (102) verbundenen Ausgang (114) ein drittes Signal abgibt, eine PLL-Schaltung enthaltend einen dem ersten Signalgenerator (101) gleichenden zweiten Signalgenerator (103), eine der ersten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (102) gleichende zweite spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung (104) und einen Phasenkomparator (106), und einen Bezugsoszillator (107), der ein 3ezugssignal einer stabilen Frequenz erzeugt,

wobei der Steuereingang der zweiten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (104) mit dem Ausgang (115) des zweiten Signalgenerators (103) verbunden ist, ein Eingang des Phasenkomparators (106) mit dem Ausgang (116) der zweiten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (104) verbunden ist, der andere Eingang des Phasenkomparators

RadedcestraBe « BODO München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 5212313 Telegramme Patentconsuli Sonnenbergor Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561V98 Telex 4186237 Telearamme Patentconsult

(106) mit dem Bezugsoszillator (107) verbunden ist und der Ausgang des Phasenkomparator (106) mit dem zweiten Eingang des ersten Signalgenerators (101) und dem einen Eingang (112) des zweiten Signalgenerators (103) verbunden ist.
2. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1/ dadurch gekennzeichnet , daß der andere Eingang (111) des zweiten Signalgenerators (103) von einer Bezugssignalquelle (108) mit einem Bezugspegel beaufschlagt wird und daß der erste Eingang (109) des ersten Signalgenerators (101) den Steuereingang und der Ausgang der ersten spannungsgesteuerten Osz.iHatorspannung (102) den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators darstellen.
3. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekenn z. e ichne t , daß der Bezugsoszillator (107) ein Kristalloszillator ist.
4. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen die zweite spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung (104) und den Phasenkomparator (106) ein Frequenzteiler oder ein Frequenzumsetzer geschaltet ist.
5. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen den Phasenkomparator (106) und den Bezugsoszillator (107) ein Frequenzteiler (312) oder ein Frequenzumsetzer geschaltet ist.
6. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem 4er vor-

hergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen an den Ausgang der ersten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (102) angeschlossenen Frequenzteiler.
7. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch "gekennzeichnet , daß die Schwingungsfrequenz der einzelnen spannungsgesteuerten Oszillatoren (102, 104) durch Steuerung des Stromflusses in einen Ringoszillator steuerbar ist.
8. Frequenzvariabler Oszillator für ein Plattenspeicherlaufwerk, insbesondere ein Floppy-Disk-Laufwerk, gekennzeichnet durch die Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die erste spannungsgesteuerte Oszillatorsehaltung (1C2¹) Teil einer v/eiteren PLL-Schaltung ist, welche mit einer vom Plattenspeicher gelesenen Da,tenfolge synchronisiert ist.
9. Frequenzvariabler Oszillator nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine digitale Zählerschaltung (301), die in regelmäßigen Abständen erzeugte Impulse zählt und die Impulse zeitlich verzögert, um die vom Plattenspeicher gelesene Datenfolge vor dem Anlegen an die weitere PLL-Schaltung zu verzögern.
10. Frequenzvariabler Oszillator nach einem der Ansprüche 8 oder 9, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (1022) zur Verschiebung der Phase jedes Ausgangsimpulses von der ersten spannungsgesteuerten Oszillatorsehaltung (102¹) um 90°, ein Flipflop, welches durch die vom Plattenspeicher gelesenen Daten gesetzt und vom Ausgangssignal der die Phase ver-

1 schiebenden Einrichtung zurückgesetzt wird/ und eine an der Äbfallflanke des Ausgangssignals vom Flipflop getriggerte Schaltung, die einen Impuls bestimmter Breite abgibt.