DE3240906C2 - Digitalfilter - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Digitalfilter für ein zwei an­ einandergrenzende Frequenzbereiche umfassendes Eingangs­ signal zur Lieferung zweier Ausgangssignale mit komplemen­ tären Frequenzcharakteristiken mit den im Oberbegriff des An­ spruchs 1 bzw. Anspruchs 8 angeführten Merkmalen.

Ein derartiges Digitalfilter ist aus den Patents Abstracts of Japan vom 18. August 1979, Band 3, Nr. 98, Kokai-No. 54-77050, zur Aufteilung analoger Tonsignale in einen höheren und einen niedrigeren Frequenzbereich bekannt. Das Tonsignal wird dem Eingang einer aus hintereinandergeschalteten Verzögerungsstufen aufgebauten Verzögerungsschaltung bekannt, an deren Verbindungspunkten sowie am Eingang und Ausgang Signalabgriffe vorgesehen sind. Die dort abgegriffenen Signale werden über je eine Gewich­ tungsschaltung mit unterschiedlichen Gewichtsfaktoren den Eingängen einer Summierschaltung zugeführt, an deren Ausgang die Tonsignale des niedrigerfrequenten Bereichs abnehmbar sind. Diese Signale werden außerdem über eine weitere Ge­ wichtungsschaltung einem zusätzlichen Summierglied zugeführt, an dessen anderem Eingang das ebenfalls separat gewichtete, vom mittleren Signalabgriff der Verzögerungsschaltung abge­ nommene Signal liegt. Am Ausgang dieser Summierschaltung ent­ steht das Tonsignal im höherfrequenten Bereich. Aus der glei­ chen Literaturstelle ist ein nichtzyklisches variables Filter ähnlichen Aufbaus bekannt. Eine Schaltung zur Kombinierung unterschiedlich verzögerter und gewichteter Signale ist fer­ ner aus der US-PS 40 41 531 bekannt, wo Steuersignale für frequenzabhängige Anhebungen oder Absenkungen bzw. zur Band­ breitenregelung des Leuchtdichtesignals bei einem Fernseher erzeugt werden.

In Fernsehempfängern, welche das Basisband-Videosignal in Digitalform verarbeiten, ist es häufig erwünscht, Signa­ le, die einander angrenzende Frequenzbänder belegen, von­ einander zu trennen. Wenn z. B. ein Videosignal über die gesamte Videobandbreite kammgefiltert wird, um die miteinan­ der verkämmten Leuchtdichte- und Farbartsignalkomponenten voneinander zu trennen, dann ist im niedrigfrequenten Teil des aus dem "Farbartkanal" des Kammfilters kommenden Sig­ nals auch eine gewisse Leuchtdichteinformation enthalten. Diese Leuchtdichteinformation, die für Vertikaldetails des Bildes bestimmend ist, muß anschließend vom höherfrequenten kammgefilterten Farbartsignal abgetrennt und mit dem kamm­ gefilterten Leuchtdichtesignal wiedervereinigt werden, um ein voll restauriertes Leuchtdichtesignal zu erhalten. Beim NTSC-Fernsehen reicht das Farbartsignal nach unten bis zu Frequenzen, die etwa 1,5 MHz unterhalb der Farbhilfsträger­ frequenz von 3,58 MHz liegen, und die Vertikaldetail-Infor­ mation ist in den unteren 1,0 MHz des aus dem Farbartkanal des Kammfilters kommenden Signals enthalten. Die Trennung der Leuchtdichte- und Farbartsignalkomponenten des Ausgangs­ signals des Farbartkanals kann an einer Stelle zwischen der oberen Frequenz des Vertikaldetailsignals, 1,0 MHz, und der unteren Frequenz des Farbartsignals von ungefähr 2,1 MHz erfolgen.

Eine Anordnung zum Trennen der Vertikaldetail-Information und der Farbartinformation am Ausgang des Farbart-Kammfil­ ters ist in der US-Patentschrift 4 096 516 offenbart. In dieser Anordnung wird das Videosignal durch ein mit Daten- Abfragewerten arbeitendes System kammgefiltert, welches ein Kammfilter in CCD-Bauweise (ladungsgekoppelte Anordnung) enthält. Das kammgefilterte Farbartsignal am Ausgang des Farbart-Kammfilters wird durch zwei Filter getrennt, deren jedes konzentrierte frequenzselektive Filterelemente enthält. Ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich von 0 bis 1,5 MHz trennt die Vertikaldetailinformation von der Farbartinforma­ tion und koppelt erstere zum Leuchtdichtesignal am Ausgang des Leuchtdichte-Kammfilters. Ein Bandfilter koppelt band­ gefilterte Farbartsignale vom Ausgang des Farbart-Kammfilters auf eine Farbartsignal-Verarbeitungseinheit.

In einem digitalen Fernsehempfänger, der die Leuchtdichte- und Farbartsignale mittels eines digitalen Kammfilters von­ einander trennt, ist es im Falle einer sich über das gesamte Band der Videofrequenzen erstreckenden Kammfilterung des Videosignals ebenfalls erwünscht, die Vertikaldetail-Infor­ mation von der Farbartinformation zu trennen, um sie mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal wiederzuvereinigen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, zur Geringhaltung der für die Signaltrennung erforderlichen Schaltungselemente Maßnahmen anzugeben, welche die Verwendung nur eines einzigen Filters erlauben, das einen Tiefpaßausgang für die Vertikal­ detailinformation und einen Bandfilterausgang für die Farb­ information hat.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 bzw. Anspruch 8 angegebenen Merkmale gelöst, wobei Weiterbildungen und be­ sondere Ausgestaltungen in den Unteransprüchen gekennzeichnet sind.

Ein erfindungsgemäßes Digitalfilter bildet aus einem Ein­ gangssignal zwei Ausgangssignale, die andere Frequenz­ charakteristiken als das Eingangssignal haben. Das Filter enthält eine Verzögerungseinrichtung, die auf das Eingangs­ signal anspricht. Die Verzögerungseinrichtung besteht aus einem Schieberegister mit einer Vielzahl von Anzapfungen und hat eine gegebene Verzögerungszeit vom Eingang zum Aus­ gang. Die Verzögerungseinrichtung liefert außerdem eine Ver­ sion des Eingangssignals, die um mindestens die Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit des Schieberegisters verzögert ist. Das Filter enthält außerdem eine mit den Anzapfungen des Schieberegisters verbundene Signalkoppeleinrichtung, welche die durch sie laufenden Signale mit bestimmten Ge­ wichten bewertet. Ferner ist im Filter eine Einrichtung vor­ gesehen, welche die von der Signalkoppeleinrichtung bewerte­ ten Signale in Zusammenwirkung mit dem Schieberegister summiert. Das Filter enthält schließlich zwei Signalvereini­ gungsschaltungen, deren erste die Summe der bewerteten An­ zapfungssignale in einem bestimmten Sinn mit dem verzögerten Eingangssignal kombiniert, um das erste Ausgangssignal zu erzeugen. Die zweite Signalvereinigungsschaltung kombiniert die Summe der bewerteten Anzapfungssignale mit dem verzöger­ ten Eingangssignal in einem anderen Sinne, um das zweite Aus­ gangssignal zu erzeugen.

Bei einer ersten Ausführungsform ist nach den Prinzipien der Erfindung ein Filter "mit begrenzter Impulsansprache" unter Verwendung bewerteter Ausgangsanzapfungen realisiert, um sowohl ein bandgefiltertes Ausgangssignal zur Übertragung der Farbartinformation als auch ein tiefpaßgefiltertes Aus­ gangssignal zur Übertragung der Vertikaldetailinformation zu liefern. Bei einer zweiten Ausführungsform ist nach den Prin­ zipien der Erfindung ein Filter mit begrenzter Impulsan­ sprache unter Verwendung bewerteter Eingangsanzapfungen realisiert, um die gefilterten Ausgangssignale zu liefern. Filter mit "begrenzter Impulsansprache" werden üblicherwei­ se auch mit der Abkürzung FIR-Filter bezeichnet (von engl.: "Finite Impulse Response").

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in Blockform den das digitale Basisbandsignal verarbeitenden Teil eines Fernsehempfängers, der nach dem Prinzip der Erfindung arbeitet;

Fig. 2 zeigt in Blockform ein erfindungsgemäß aufgebautes FIR-Filter mit bewerteten Ausgangsanzapfungen;

Fig. 3 ist eine detailliertere Blockdarstellung des FIR- Filters nach Fig. 2;

Fig. 4 zeigt in Blockform einerfindungsgemäß aufgebautes FIR-Filter mit bewerteten Eingangsanzapfungen;

Fig. 5, 6 und 7 sind Frequenzgangkurven zur Veranschau­ lichung der Arbeitsweise der Ausführungsformen nach den Fig. 1 bis 4.

Der in Fig. 1 in Blockform dargestellte Teil eines Fernseh­ empfängers verarbeitet Basisbandsignale in Digitalform ge­ mäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung. Von einer Videosignalquelle 10, die z. B. ein Videodetektor im Fern­ sehempfänger sein kann, werden analoge Videosignale gelie­ fert. Diese Videosignale werden einem Analog/Digital-Wandler 12 zugeführt, der sie in Digitalsignale umwandelt, z. B. in Form aufeinanderfolgender 8-Bit-Wörter. Bei dem hier be­ schriebenen und den später zu beschreibenden Ausführungs­ formen der Erfindung stellen die breiten Pfeile in den Fi­ guren Parallelleitungen dar, welche Digitalwörter aus je­ weils einer Vielzahl von Parallelbits von einem Element zum anderen koppeln. Die Digitalsignale werden dem Eingang ei­ nes digitalen Kammfilters 14 zugeführt, welches die Signale in eine Leuchtdichtekomponente (Y) und eine Farbartkomponen­ te (C) trennt. Das digitale Kammfilter 14 kann so aufgebaut sein, daß es in einer Weise arbeitet, wie sie in dem Auf­ satz von John P. Rossi "Digital Television Image Enhancement" beschrieben ist, der veröffentlicht wurde in 84 SMPTE, Seiten 545-51 (1974).

Das abgetrennte Y-Signal wird über ein Verzögerungselement 16 auf einen Eingang eines Addierers 30 gegeben. Die Verzö­ gerungszeit τ des Verzögerungselementes 16 ist im wesentli­ chen so groß bemessen wie die Verzögerung, die ein Vertikal­ detailsignal in einem kombinierten Bandfilter- und Tiefpaß­ filternetzwerk 20 erfährt. Das kombinierte Bandfilter- und Tiefpaßfilternetzwerk 20 ist zwischen den Farbartausgang (C- Ausgang) des Kammfilters 14 und einen zweiten Eingang des Addierers 30 geschaltet und liefert tiefpaßgefilterte Ver­ tikaldetailinformation. Der Addierer 30 kombiniert diese Vertikaldetailinformation mit dem kammgefilterten Leucht­ dichtesignal, um ein restauriertes Leuchtdichtesignal zu bilden. Dieses restaurierte Y-Signal wird auf den Eingang eines weiteren Addierers 32 gegeben.

Das kombinierte Bandpaß/Tiefpaß-Filter 20 liefert die Ver­ tikaldetailinformation auch an den Eingang einer nichtlinea­ ren Detailsignal-Verarbeitungseinheit 34. Die nichtlineare Verarbeitungseinheit 34 hat eine nichtlineare Übertragungs­ kennlinie, wie sie in der Fig. 1 angedeutet ist. Eine nähere Beschreibung hierzu findet sich auf den Seiten 12-15 eines Aufsatzes von D.H. Pritchard: "A CCD Comb Filter for Color TV Receiver Picture Enhandement", der im Band 41 der RCA Review (März 1980), Seiten 3ff veröffentlicht ist. Die nicht­ lineare Verarbeitungseinheit 34 "schält" Signale niedriger Amplitude heraus, hebt Signale mittlerer Amplitude an und beschneidet oder dämpft Signale hoher Amplitude. Die Ein­ heit 34 kann z. B. einen Speicher mit wahlfreiem oder direk­ tem Zugriff (RAM-Speicher) aufweisen, wobei die Übertragungs­ kennlinie für die Vertikaldetailinformation eine Funktion von Daten im Speicher unter Steuerung einer Zentraleinheit (nicht dargestellt) ist. Die Einspeicherung neuer Daten in den Spei­ cher kann während inaktiver Videointervalle wie z. B. in den Vertikalaustastintervallen erfolgen, indem die Zentralein­ heit eine Lese/Schreib-Steuerleitung 38 und RAM-Adressenlei­ tungen 36 entsprechend ansteuert. Das verarbeitete Vertikal­ detailsignal wird als Versteilerungssignal auf den anderen Eingang des Addierers 32 gegeben. Das versteilerte Y-Signal am Ausgang des Addierers 32 gelangt zu einer Leuchtdichte­ signal-Verarbeitungsschaltung 40, die zur Modifizierung der Helligkeit und des Kontrastes des Leuchtdichtesignals beein­ flußt werden kann. Das verarbeitete Leuchtdichtesignal Y′ am Ausgang der Schaltung 40 wird auf einen Eingang einer Matrix­ schaltung 60 gegeben. Die Anordnung nach Fig. 1 enthält fer­ ner eine Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung 50, die eine Einrichtung zur Versteilerung des Farbartsignals und einen Demodulator für ein Farbmischungssignal enthalten kann, wie es in einer älteren DE-OS 32 32 357 be­ schrieben ist. Die Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung 50 liefert demodulierte "Farbmischungssignale", z. B. die Farb­ differenzsignale (B-Y) und (R-Y) oder das I- und das Q-Signal. Diese Farbmischungssignale werden ebenfalls auf die Matrix­ schaltung 60 gegeben, worin sie mit dem Leuchtdichtesignal Y′ kombiniert werden, um die Signale R, G und B für die Farb­ anteile Rot, Grün und blau zu liefern, die anschließend durch einen Digital/Analog-Wandler 54 in Analogform umgewandelt werden, um sie an eine Fernsehbildröhre (nicht dargestellt) zu legen.

In der Anordnung nach Fig. 1 dient das Bandpaß/Bandfilter- Netzwerk 20 dazu, die Vertikaldetailinformation, die im niedrigfrequenten Teil des vom Farbart-Kammfilter geliefer­ ten Signals enthalten ist, von der Farbartinformation zu trennen, die im hochfrequenten Teil des vom Farbart-Kamm­ filter gelieferten Signals enthalten ist. Das Filternetz­ werk 20 erzeugt bandpaßgefilterte, von Leuchtdichtesignalkom­ ponenten freie Farbartsignale zum Anlegen an die Farbart­ signal-Verarbeitungsschaltung. Das Filternetzwerk 20 lie­ fert außerdem an einem getrennten Ausgang die tiefpaßge­ filterte Vertikaldetailinformation für den Leuchtdichte­ kanal, die frei von Farbartsignalresten ist, welche an­ sonsten zu einem "Punkt-Crawl" an Rändern des restaurier­ ten Leuchtdichtesignals führen würden.

Ein Bandpaß/Bandfilter-Netzwerk, welches sich zur Verwen­ dung in der Anordnung nach Fig. 1 eignet und gemäß den Prin­ zipien der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist in Fig. 2 dargestellt. Das Netzwerk nach Fig. 2 bildet ein digitales FIR-Filter (Filter mit begrenzter oder endlicher Impulsan­ sprache), das mit Bewertung an Ausgangsanzapfungen arbeitet. Dieses Filter enthält ein angezapftes Schieberegister 100, Bewertungsschaltungen 102 bis 118 und eine Mehrzahl von Addierern 120 bis 140 in Tannenbaumanordnung.

Gemäß der Fig. 2 werden kammgefilterte Farbartsignale bei­ spielsweise in Form von 8-Bit-Wörtern auf die erste Stufe des Schieberegisters 100 gegeben. Jede Stufe des Schiebe­ registers 100 kann ein Datenwort des Farbartsignals unter Steuerung durch ein Taktsignal vorübergehend speichern und weitergeben. Jede der mit 1 bis 21 bezeichneten Stufen des Schieberegisters 100 kann also gleichzeitig 8 Bits halten. Das Schieberegister 100 bewirkt vom Eingang der ersten Stu­ fe bis zum Ausgang der letzten Stufe eine Verzögerung, die eine Funktion der Stufenanzahl und der Frequenz des Takt­ signals ist, das die Signale durch das Register schiebt. Die Anordnung nach Fig. 2 bildet somit ein FIR-Filter 21. Ordnung, welches Anzapfungen an den Ausgängen der Stufen 1, 5, 9, 11, 13, 17 und 21 hat.

Die Bewertungsschaltungen 102 bis 118 sind mit den Aus­ gangsanzapfungen des Schieberegisters 100 gekoppelt und multiplizieren die Anzapfungssignale mit bestimmten Bruch koeffizienten, wie sie in der Figur eingeschrieben sind. Das FIR-Filter hat eine Impulsansprache, die um die mitt­ lere angezapfte Stufe 11 relativ konzentriert und symme­ trisch ist. Signale von der Stufe 11 werden beim hier be­ schriebenen Beispiel durch die Bewertungsschaltung 102 mit dem Koeffizienten 1/2 gewichtet und dann auf den Ein­ gang eines Addierers 130 und auf den Eingang einer Sub­ trahierschaltung 140 gegeben. Die Signale von den Stufen 9 und 13, die beide um zwei Stufen von der mittleren Stufe 11 entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungs­ schaltung 104 bzw. 114 mit dem Koeffizienten +(5/16) ge­ wichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers 120 ge­ geben. Signale von den Stufen 5 und 17, die beide um sechs Stufen von der mittleren Stufe entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung 106 bzw. 116 mit dem Koeffi­ zienten -(5/64) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers 122 gegeben. Signale von den Stufen 1 und 21, die beide um zehn Stufen von der mittleren Stufe entfernt lie­ gen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung 108 bzw. 109 mit dem Koeffizienten +(1/64) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers 124 gegeben. Die symmetrische Lage der angezapften Stufen 1, 5, 9 und 13, 17, 21 und die symmetrische Bewertung dieser Stufen bezüglich der mittle­ ren Stufe 11 geben diesem FIR-Filter eine lineare Phasen­ charakteristik.

Die Ausgänge der Addierer 122 und 124 sind mit Eingängen eines Addierers 126 gekoppelt, der die ihm zugeführten Sig­ nale kombiniert und dessen Ausgang zu einem Eingang eines Addierers 128 führt. Der Addierer 128 kombiniert die vom Addierer 126 gelieferten Signale mit den vom Addierer 120 kommenden Signalen und sein Ausgang ist mit einem Eingang des Addierers 130 gekoppelt. Der Addierer 130 kombiniert die im Addierer 128 summierten bewerteten Anzapfungssignale mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal und zeigt Tiefpaß­ verhalten an seinem Ausgang. Am Ausgang des Addierers 130 erscheinen also tiefpaßgefilterte Vertikaldetails­ signale.

Die kombinierten bewerteten Anzapfungssignale am Ausgang des Addierers 128 werden außerdem auf einen Eingang der Subtrahierschaltung 140 gegeben, worin sie mit dem bewer­ teten Mittelanzapfungssignal subtraktiv kombiniert werden. Die Subtrahierschaltung 140 zeigt dadurch an ihrem Ausgang eine Bandfilterkennlinie, die ein Komplement der am Aus­ gang des Addierers 130 wirksamen Tiefpaßkennlinie ist. Am Ausgang der Subtrahierschaltung 140 werden also bandpaßgefil­ terte Farbartsignale geliefert. Auf diese Weise ist ein Filter realisiert, das sowohl eine Tiefpaßfilterung als auch eine Bandpaßfilterung bewirkt.

Eine detailliertere Ausführungsform des FIR-Filters nach Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt. Da die Gewichts- oder Bewertungskoeffizienten der Anordnung nach Fig. 2 alle einen Nenner haben, der eine Potenz von 2 ist, kann die Bewertung der Anzapfungssignale durch die in Fig. 3 ge­ zeigte Technik der Stellenverschiebung und Addition erfol­ gen, so daß man keine Multiplizierschaltungen für die Ge­ wichtung mit den Koeffizienten braucht. Da z. B. die Signale von den Registerstufen 9 und 13 beide mit dem gleichen Ko­ effizienten (5/16) bewertet werden, können diese Signale im Addierer 120 ,vor ihrer Bewertung addiert werden, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. Weil beim hier beschriebenen Beispiel jedes Anzapfungssignal eine Länge von 8 Bits hat, ist das Ausgangssignal des Addierers 120 ein 9-Bit-Wort. Dieses 9- Bit-Wort vom Ausgang des Addierers 120 wird auf den Wegen zu einem Addierer 158 einmal durch 16 dividiert, wie es durch den Block 154 angedeutet ist, und einmal durch 4, wie es durch den Block 156 angedeutet ist.

Bei der Dezimalrechnung ist die Division einer Zahl durch eine Potenz von 10 gleichbedeutend mit einer Stellenver­ schiebung des Kommas nach links oder einer Verschiebung der Ziffern der Zahl nach rechts. In ähnlicher Weise kann man sich in der Dualzahlen-Arithmetik die Division einer Zahl durch eine Potenz von 2 vorstellen entweder als Ver­ schiebung des Kommas nach links oder als Verschiebung der Bits der Zahl nach rechts. Das 9-Bit-Ausgangssignal des Addierers 120 wird durch 16 geteilt, indem nur die vier höchstwertigen Bits dieses Ausgangssignals an die niedrig­ wertigen Bitpositionen eines Eingangs des Addierers 158 übertragen werden, so daß die Bits des Ausgangssignals um 4 Bits nach links verschoben werden. Eine Division durch 4 wird dadurch realisiert, daß die sieben höchstwertigen Bits des Ausgangssignals des Addierers 120 an die niedrig­ wertigen Bitpositionen eines zweiten Eingangs des Addierers 158 übertragen werden, so daß eine Verschiebung um 2 Bits nach links erfolgt. Der Addierer 158 addiert diese beiden Eingangswörter miteinander, um ein 8-Bit-Ausgangssignal zu erzeugen, welches die Summe des (1/16 plus 1/4)fachen, also des (5/16)fachen der Werte der angezapften Signale ist. Dies ist der gewünschte Bewertungskoeffizient für die von den Stufen 9 und 13 abgezapften Signale.

In ähnlicher Weise werden die von den Registerstufen 5 und 17 abgezapften Signale in einem Addierer 122 summiert, der ein 9-Bit-Ausgangssignal liefert. Dieses Signal wird auf dem Wege zu den beiden Eingängen eines Addierers 160 einmal durch 64 und einmal durch 16 geteilt, wie es die Blöcke 162 und 164 andeuten. Der Addierer 160 liefert ein 6-Bit-Aus­ gangssignal, welches mit 5/64 gegenüber den abgezapften Signalen bewertet ist. Dieses Ausgangssignal wird in einer Invertierungsschaltung 170 invertiert und auf einen Eingang eines Addierers 126 gekoppelt, gemeinsam mit einem Binärwert "1" am Übertrag-Eingang. Die Signalinvertierung und das Bit am Übertrag-Eingang bedeuten eine Zweierkomplementbildung des Ausgangssignals vom Addierer 160, was in der Dualzahlen- Arithmetik das Minuszeichen für den Bewertungskoeffizienten liefert.

Die Anzapfungssignale von den Schieberegisterstufen 1 und 21 werden im Addierer 124 summiert, und das Ausgangssignal dieses Addierers wird, wie im Block 166 angedeutet, durch 64 dividiert, indem die drei höchstwertigen Ausgangsbits des Addierers 124 weitergegeben werden, und zwar auf den zweiten Eingang des Addierers 126. Das Ausgangssignal des Addierers 126 wird auf einen Eingang des Addierers 128 ge­ koppelt, dessen anderer Eingang das Ausgangssignal des Addierers 158 empfängt. Der Addierer 128 liefert ein Aus­ gangssignal, welches die Summe der bewerteten Signale aller Schieberegisteranzapfungen mit Ausnahme der Mittelanzapfung 11 darstellt.

Das Ausgangssignal des Addierers 128 wird auf einen Eingang des Addierers 130 gegeben. Die sieben höchstwertigen Bits des von der mittleren Stufe 11 abgezapften Signals werden auf den zweiten Eingang des Addierers 130 gekoppelt (also Division durch zwei, wie im Block 152 angedeutet). Der Addie­ rer 130 zeigt also eine Tiefpaßcharakteristik an seinem Aus­ gang, an welchem die Vertikaldetailinformation des Eingangs­ signals geliefert wird.

Die sieben höchstwertigen Bits des von der mittleren Stufe 11 abgezapften Signals werden außerdem auf einen Eingang eines Addierers 180 gegeben. Das Ausgangssignal des Addie­ rers 128 wird über eine Invertierungsschaltung 172 an den zweiten Eingang des Addierers 180 gelegt, zusammen mit ei­ ner "1" am Übertrageingang. Die Invertierung des Ausgangs­ signals des Addierers 128 gemeinsam mit dem Übertragein­ gang bedeuten eine Zweierkomplementbildung des Ausgangs­ signals vom Addierer 128. Dies hat zur Folge, daß das Aus­ gangssignal des Addierers 128 im Addierer 180 vom bewerte­ ten Mittelanzapfungssignal subtrahiert wird, wodurch der Addierer 180 an seinem Ausgang ein Bandpaßverhalten zeigt. Am Ausgang des Addierers 180 erscheint also die bandgefil­ terte Farbartinformation.

Die Wirkungsweise der Ausführungsformen nach den Fig. 2 und 3 läßt sich anhand der in den Fig. 5, 6 und 7 gezeigten Frequenzgangkurven verdeutlichen.

Die Fig. 5 zeigt den am Ausgang des Addierers 128 wirksamen Frequenz­ gang 200, wenn das Schieberegister 100 durch ein Taktsig­ nal einer Frequenz von 14,32 MHz taktgesteuert wird. Die­ ser Frequenzgang 200 hat im wesentlichen gleiche Amplitu­ denänderungen beidseitig eines mittleren Werts von 0,00.

Wenn die bewerteten Signale von der mittleren Stufe 11 im Addierer 130 additiv mit den vom Addierer 128 erzeug­ ten Signalen kombiniert werden, dann ergibt sich am Aus­ gang des Addierers 130 ein Frequenzgang, wie er in Fig. 6 dargestellt ist. Dies ist deswegen so, weil der Frequenz­ gang der Amplitude an der Mittelanzapfung (Stufe 11) flach ist mit einer konstanten Amplitude, die halb so groß wie die Spitze-Spitze-Amplitude der Kurve 200 nach Fig. 5 ist. Dieser halbhohe Amplitudenwert resultiert daraus, daß das Signal von der Mittelanzapfung mit dem Gewichtskoeffizien­ ten 1/2 bewertet wird. Der Addierer 130 kombiniert also effektiv die Frequenzgangkurve 200 mit einer flachen Fre­ quenzgangkurve von im wesentlichen der Hälfte ihrer rela­ tiven Amplitude, so daß die Frequenzgangkurve 200 um die Hälfte ihrer relativen Amplitude (d. h. um 0,50 Einheiten des Ordinatenmaßstabs der Fig. 5) nach oben verschoben wird. Das Ergebnis ist die Frequenzgangkurve 210 nach Fig. 6, wo der Wert 0,00 in Höhe der tiefsten Stelle der Kurve liegt. Damit bildet die Frequenzgangkurve 210 eine Tiefpaß-Filter­ kurve von 0 Hz bis zu einem 6-dB-Punkt bei etwa 1,8 MHz und eine Hochpaß-Filterkurve oberhalb etwa 5,2 MHz; da­ zwischen liegt ein Sperrbereich. Da jedoch der Videofre­ quenzbereich beim NTSC-Fernsehen nur bis etwa 4,2 MHz reicht, sind im Fernsehempfänger innerhalb des Hochpaßbe­ reichs des Frequenzgangs praktisch keine Signale vorhanden. Der Tiefpaßteil des Frequenzgangs definiert dann einen Durchlaßbereich für tiefpaßgefilterte Vertikaldetailsignale am Ausgang des Addierers 130.

Wenn das Ausgangssignal des Addierers 128 im Addierer 180 nach Zweierkomplementbildung mit dem bewerteten Mittelan­ zapfungssignal kombiniert wird (bzw. in der Subtrahierschal­ tung 140 vom bewerteten Mittelanzapfungssignal subtrahiert wird), dann wird die Frequenzgangkurve 200 nach Fig. 5 im wesentlichen um den mittleren Wert 0,00 invertiert. Die Kombination mit dem von der mittleren Stufe abgezapften, mit 1/2 bewerteten Signal hat die Wirkung, daß der Skalen­ wert 0,00 auf gleiche Höhe wie der tiefste Teil der inver­ tierten Frequenzgangkurve zu liegen kommt, wie es in Fig. 7 mit der Kurve 220 gezeigt ist. Die Frequenzgangkurve 220 bildet eine Bandfilterkurve mit einem Durchlaßbereich zwi­ schen ungefähr 1,8 MHz und 5,2 MHz. Da das Farbart-Durch­ laßband bei etwa 4,1 MHz endet, läßt der Addierer 180 (oder die Subtrahierschaltung 140) das Farbartsignal eines Fernsehempfängers im Durchlaßbereich von etwa 1,8 bis 4,1 MHz durch.

Das Bandpaß Tiefpaß-Filternetzwerk der vorliegenden Erfin­ dung kann auch als FIR-Filter mit Eingangs-Anzapfungen rea­ lisiert werden, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Bei dieser Ausführungsform wird im FIR-Filter ein 20-stufiges Schiebe­ register 302 verwendet, welches zwischen einzelnen 4-stufen- Segmenten jeweils einen eingefügten Addierer 320 bzw. 322 bzw. 326 bzw. 328 enthält. Dem Eingang der ersten Stufe des Schieberegisters 302 und den dazwischenliegenden Addierern werden bewertete oder gewichtete Eingangssignale zugeführt, die vom kammgefilterten Farbartsignal abgeleitet sind, das am Filtereingang 300 angelegt wird. Die Stufen des Schiebe­ registers werden durch ein gemeinsames Taktsignal taktge­ steuert.

Das kammgefilterte Farbart-Eingangssignal wird dem Eingang der ersten Stufe und dem Eingang eines Addierers 330 über jeweils eine Bewertungsschaltung 304 bzw. 316 zugeführt, worin das Signal jeweils eine Bewertung mit dem Gewichts­ faktor +(1/64) erfährt. Der Addierer 330 empfängt an sei­ nem zweiten Eingang das Ausgangssignal der letzten Schie­ beregisterstufe 20. Das Farbart-Eingangssignal wird fer­ ner über eine Bewertungsschaltung 306 auf einen Eingang des zwischen den Schieberegisterstufen 4 und 5 liegerden Addierers 320 gegeben. Ferner gelangt es über eine Bewer­ tungsschaltung 314 auf einen Eingang des zwischen den Schieberegisterstufen 16 und 17 liegenden Addierers 328. Die Bewertungsschaltungen 306 und 314 bewerten das Eingangs­ signal jeweils mit einem Faktor -(5/64). Zwei Bewertungs­ schaltungen 308 und 312, die mit Eingängen der Addierer 322 und 326 gekoppelt sind, bewerten das Eingangssignal jeweils mit einem Faktor +(5/15). Der Addierer 322 ist zwischen die Registerstufen 8 und 9 gekoppelt, und der Addierer 326 liegt zwischen den Registerstufen 12 und 13.

Die Impulsansprache des FIR-Filters nach Fig. 4 ist um den Verbindungspunkt der Schieberegisterstufen 10 und 11 kon­ zentriert, der gleichen Abstand zur ersten und zur letzten Stufe hat. In den Addierern werden bewertete Signalkompo­ nenten akkumuliert, wie sie durch das Schieberegister und die Addierer laufen, und am Ausgang des Addierers 330 er­ gibt sich ein Frequenzgang gemäß der Kurve nach Fig. 5. Die am Ausgang des Addierers 330 erscheinenden Signale wer­ den auf einen Eingang eines Addierers 340 gegeben, worin sie mit Signalen aus einem Schieberegister 360 kombiniert wer­ den. Das Schieberegister 360 empfängt Eingangssignale, die durch die Bewertungsschaltung 310 mit dem Gewicht 1/2 be­ wertet sind, und verzögert diese Signale um eine Zeit, die gleich ist der Verzögerungszeit des FIR-Filters von seinem Impulsansprache-Zentrum am Ausgang der Stufe 10 bis zum Ausgang des Addierers 330. Die Signale am Ausgang des Schieberegisters 360 entsprechen somit den bewerteten Mittelanzapfungssignalen der Ausführungsformen nach den Fig. 2 und 3. Somit gilt für den Ausgang des Addierers 340 die Tiefpaßfilterkurve nach Fig. 6, und an diesem Aus­ gang erscheinen die Vertikaldetailsignale.

Die am Ausgang des Addierers 330 entwickelten Signale er­ fahren eine Zweierkomplementierung, um im Addierer 350 subtraktiv mit den vom Schieberegister 360 kommenden Sig­ nalen kombiniert zu werden. Hierzu wird das Ausgangssignal des Addierers 330 über eine invertierende Schaltung 352 auf einen Eingang des Addierers 350 gegeben, der außerdem eine "1" als Übertrag-Eingangsbit empfängt. Aufgrund der subtraktiven Vereinigung der vom Schieberegister 360 und vom Addierer 330 gelieferten Signale ergibt sich am Ausgang des Addierers 350 die Bandfilterkurve nach Fig. 7.

Komplementäre Formen des erfindungsgemäßen FIR-Filters las­ sen sich erhalten durch wahlweise Umkehrung der Vorzeichen der Bewertungskoeffizienten und/oder durch Umkehrung der Rollen der die Ausgangssignale liefernden signalkombinieren­ den Elemente. Wenn z. B. die Vorzeichen der Bewertungskoeffi­ zienten der Schaltungen 104, 106, 108 und 114, 116, 118 nach Fig. 2 alle umgekehrt werden, dann zeigt der Addierer die Bandfilterkurve, und die Subtrahierschaltung 140 zeigt die Tiefpaßfilterkurve. Wenn zusätzlich die Rollen des Addierers 130 und die Subtrahierschaltung 140 vertauscht werden, so daß der Addierer 130 eine Subtrahierschaltung und die Sub­ trahierschaltung 140 ein Addierer wird, dann bringt der "neue" Addierer 140 eine Bandfilterkurve, und die "neue" Subtrahierschaltung 130 bringt eine Tiefpaßfilterkurve. Je­ doch haben die von der neuen Subtrahierschaltung 130 durch­ gelassenen Signale nun eine umgekehrte Phase gegenüber den Eingangssignalen des Filters. Eine weitere Alternative be­ steht z. B. darin, die Ausführungsform nach Fig. 2 so zu än­ dern, daß die Subtrahierschaltung 140 das bewertete Mittel­ anzapfungssignal von den vom Addierer 128 erzeugten Signalen subtrahiert (anstatt umgekehrt gemäß der Fig. 2). In diesem Fall bringt die Subtrahierschaltung 140 einen Band­ filterausgang, an welchem die durchgelassenen Signale eine entgegengesetzte Phase zum Eingangssignal des Filters haben. Diese alternativen Filterformen, bei welchem die Signale an einem oder sogar an beiden Ausgängen ihrer Phase umgekehrt sind, können dann zweckmäßig sein, wenn eine der nachfolgen­ den Signalverarbeitungsstufen phaseninvertierte Eingangs­ signale benötigt. Eine Analyse hat gezeigt, daß man für jede der dargestellten Ausführungsformen mindestens zwölf solcher komplementärer Filterformen realisieren kann.

Es sei erwähnt, daß die erfindungsgemäßen Bandpaß/Tiefpaß- Filternetzwerke auch in Fernsehempfängern verwendbar sind, bei denen die Leuchtdichte- und Farbartinformationen nicht durch Kamm­ filterung getrennt werden. In diesem Fall können die Leuchtdich­ te- und Farbartsignale direkt durch das Bandpaß/Tiefpaß- Filter voneinander getrennt werden. In einem solchen Empfän­ ger können die Werte der Bewertungskoeffizienten oder die Taktfrequenz so eingestellt werden, daß die Überlappungs­ frequenzen (Übergangsbänder) der ausgangsseitigen Filter­ kurven bei einer höheren Frequenz liegen. Beim NTSC-Fern­ sehsystem wäre diese Überlappungs- oder Übergangsfrequenz ungefähr 3,2 MHz. Bei eine solchen Anordnung würde der Tiefpaßfilterausgang Signale bis etwa 3,2 MHz durchlassen, und der Bandfilterausgang würde Signale ab 3,2 MHz bis zum oberen Ende des Videofrequenzbereichs liefern. Wenn das digitale Videosignal vom Analog/Digital-Wandler auf den Eingang des Filters gegeben wird, dann erscheinen an dem die Tiefpaßfilterkurve zeigenden Ausgang Leuchtdichte-Informations­ signale und an dem die Bandfilterkurve zeigenden Ausgang Farb­ art-Informationssignale.

Claims (13)

1. Digitalfilter für ein zwei aneinandergrenzende Frequenzbereiche umfassendes Eingangssignal zur Lieferung zweier Ausgangssignale mit komplementären Frequenzcharak­ teristiken, mit

• - einer Verzögerungsschaltung, der das Eingangssignal zuge­ führt wird und die ein Schieberegister mit mehreren Signal­ abgriffen aufweist, zwischen dessen Eingang und Ausgang eine vorbestimmte Verzögerung auftritt, und die an einem der Signalabgriffe das um die halbe vorbestimmte Verzöge­ rung verzögerte Eingangssignal liefert,
• - einer an die Signalabgriffe angeschlossenen Signalkoppel­ schaltung zur Gewichtung der dort abgenommenen Signale,
• - einer Summierschaltung für die gewichteten Signale,
• - und einer Signalkombinationsschaltung für die summierten Signale mit dem nach der halben Verzögerung abgeleiteten Signal,

dadurch gekennzeichnet,
daß die Summierschaltung (120-128) nur an die nicht mit der halben Verzögerung verbundenen Signalkoppelschaltung (104-118, 154-166) angeschlossen ist und Ausgangssignale als Summe ge­ wichteter Signale liefert,
daß diese Ausgangssignale einem ersten Eingang einer Addier­ schaltung (130) und einer Subtrahierschaltung (140; 172, 180) zugeführt werden, an deren jeweils zweiten Eingang das nach der halben Verzögerung abgenommene Signal über eine Ge­ wichtungsschaltung (102; 152) angelegt wird, wodurch die Addierschaltung (130) das erste Ausgangssignal in dem niedri­ gerfrequenten und die Subtrahierschaltung (140; 172, 180) das zweite Ausgangssignal in dem höherfrequenten der aneinander­ grenzenden Frequenzbereiche liefert.

2. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal dem Eingang des Schieberegisters (100) zugeführt wird, welches an einer Mehrzahl von seinen Signal­ abgriffen Signale liefert, die weniger bzw. mehr gegenüber einem Signal verzögert sind, das an einem zwischen der Mehr­ zahl von Signalabgriffen liegenden Signalabgriff entsteht.

3. Digitalfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Signalabgriffen des Schieberegisters (100) symmetrisch zu dem dazwischenliegenden Signalabgriff angeordnet ist, daß die Signalkoppelschaltung (104-118, 154-166) eine Mehrzahl von Gewichtungsschaltungen aufweist, die jeweils mit den einzelnen Signalabgriffen der Mehrzahl verbunden sind und um den dazwischenliegenden Signalabgriff eine symmetrische Verteilung der Gewichtsfunktionswerte auf­ weisen, und daß die Summierschaltung (120-128) eine mit den Gewichtsfunktionsschaltungen gekoppelte Additions-Tannenbaum­ schaltung aufweist, an deren Ausgang die Summe gewichteter Signale entsteht.

4. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (100) eine Mehrzahl in Reihe geschal­ teter Stufen aufweist, daß die Summierschaltung (120-128) eine Mehrzahl von zwischen solchen Stufen liegenden Addier­ schaltungen enthält und daß die Signalkoppelschaltung (104-118, 154-166) bei Zuführung des Eingangssignals solchen Addier­ schaltungen gewichtete Signale zuführt.

5. Digitalfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalkoppelschaltung (104-118, 154-166) eine Mehrzahl von Gewichtsfunktionsschaltungen mit symmetrisch um einen Zwischenpunkt des Schieberegisters liegenden Gewichtsfunktio­ nen aufweist und daß die Summierschaltung (120-128) eine Mehr­ zahl von symmetrisch um den Zwischenpunkt des Schieberegisters (100) liegenden Addierschaltungen enthält.

6. Digitalfilter nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Gewichtungsschaltung (102-118) Verschiebe- und Addierschaltungen enthält.

7. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Subtrahierschaltung (140) eine Einrichtung (172) zur Bildung des Zweierkomplements eines der zugeführten Signale und eine Addierschaltung (180) enthält.

8. Digitalfilter für ein zwei aneinandergrenzende Frequenz­ bereiche umfassendes Eingangssignal zur Lieferung zweier Aus­ gangssignale mit komplementären Frequenzcharakteristiken, gekennzeichnet durch
ein Schieberegister (302) mit einer Mehrzahl in Reihe ge­ schalteter Stufen und einer Mehrzahl jeweils zwischen solche Stufen liegenden Addierschaltungen (320-330),
Gewichtungsschaltungen (304-308, 312-316) zur Zuführung ge­ wichteter Eingangssignale zu Addierstufen,
einer Verzögerungsschaltung (360) zur Lieferung eines Aus­ gangssignals, welches um mindestens die halbe Verzögerung des Schieberegisters (302) gegenüber ihrem Eingangssignal verzögert ist,
eine mit dem Ausgang des Schieberegisters (302) und der Signalverzögerungsschaltung (306) gekoppelte erste Summier­ schaltung (340), welche durch Addition der ihr zugeführten Signale ein erstes Ausgangssignal liefert, das den niedrige­ ren Frequenzbereich der beiden aneinandergrenzenden Frequenz­ bereiche einnimmt,
und eine mit dem Ausgang des Schieberegisters (302) und der Signalverzögerungsschaltung (360) gekoppelte Subtrahierschal­ tung (350, 352), welche durch Subtraktion der ihr zugeführten Signale ein zweites Ausgangssignal liefert, welches den höher­ frequenten Bereich der beiden aneinandergrenzenden Frequenz­ bereiche einnimmt.

9. Digitalfilter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsschaltung eine Mehrzahl von Gewichts­ funktionsschaltungen (304-308, 312-316) mit bezüglich eines Zwischenpunktes des Schieberegisters (302) symmetrischen Ge­ wichtsfunktionswerten enthält und daß die Mehrzahl von Addier­ schaltungen (320-330) symmetrisch um den Zwischenpunkt des Schieberegisters angeordnet sind.

10. Digitalfilter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverzögerungsschaltung eine Reihenkombination von Gewichtsfunktionsschaltungen (310) und ein zweites Schieberegister (360) mit halb so großer Stufenzahl wie das erste Schieberegister (302) enthält.

11. Digitalfilter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtsfunktionsschaltung Verschiebungs- und -addier­ schaltungen enthält.

12. Digitalfilter nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Subtrahierschaltung eine Einrichtung (352) zur Bildung des Zweierkomplements eines der zugeführten Signale und eine Addierschaltung (350) ent­ hält.