AT389966B - Digitales filter - Google Patents

Description

Nr. 389966

Die Erfindung betrifft ein digitales Filter, welches als Antwort auf ein, einen ersten und einen zweiten aneinandergrenzenden Frequenzbereich einnehmendes Eingangssignal ein erstes und ein zweites Ausgangssignal mit komplementären Frequenzgängen an entsprechenden Ausgängen liefert hi Fernsehempfängern, welche das Basisband-Videosignal in Digitalform verarbeiten, ist es häufig erwünscht, Signale, die einander angrenzende Frequenzbänder belegen, voneinander zu trennen. Wenn z. B. ein Videosignal über die gesamte Videobandbreite kammgefiltert wird, um die miteinander verkämmten Leuchtdichte- und Farbartsignalkomponenten voneinander zu trennen, dann ist im niedrigfrequenten Teil des aus dem "Farbankanal" des Kammfilters kommenden Signals auch eine gewisse Leuchtdichteinformation enthalten. Diese Leuchtdichteinformation, die für Vertikaldetails des Bildes bestimmend ist, muß anschließend vom höherfrequenten kammgefilterten Farbartsignal abgetrennt und mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal wiedervereinigt werden, um ein voll restauriertes Leuchtdichtesignal zu erhalten. Beim NTSC-Femsehen reicht das Farbartsignal nach unten bis zu Frequenzen, die etwa 1,5 MHz unterhalb der Farbhilfsträgerfrequenz von 3,58 MHz liegen, und die Vertikaldetailinformation ist in den unteren 1,0 MHz des aus dem Farbartkanal des Kammfilters kommenden Signals enthalten. Die Trennung der Leuchtdichte- und Farbartsignalkomponenten des Ausgangssignals des Farbartkanals kann an einer Stelle zwischen der oberen Frequenz des Vertikaldetailsignals, 1,0 MHz, und der unteren Frequenz des Farbartsignals von ungefähr 2,1 MHz erfolgen.

Eine Anordnung zum Trennen der Vertikaldetail-Information und der Farbartinformation am Ausgang des Farbart-Kammfilters ist in der US-PS 4 096 516 offenbart. In dieser Anordnung wird das Videosignal durch ein mit Daten-Abfragewerten arbeitendes System kammgefiltert, welches ein Kammfilter in CCD-Bauweise (ladungsgekoppelte Anordnung) enthält Das kammgefilterte Farbartsignal am Ausgang des Farbart-Kammfilters wird durch zwei Filter getrennt, deren jedes konzentrierte frequenzselektive Filterelemente enthält. Ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich von 0 bis 1,5 MHz trennt die Vertikaldetailinformation von der Farbartinformation und koppelt erstere zum Leuchtdichtesignal am Ausgang des Leuchtdichte-Kammfilters. Ein Bandfilter koppelt bandgefilterte Farbartsignale vom Ausgang des Farbart-Kammfilters auf eine Farbartsignal-Verarbeitungseinheit.

In einem digitalen Fernsehempfänger, der die Leuchtdichte- und Farbartsignale mittels eines digitalen Kammfilters voneinander trennt, ist es im Falle einer sich über das gesamte Band der Videofrequenzen erstreckenden Kammfilterung des Videosignals erwünscht, die Vertikaldetail-Information von der Farbartinformation zu trennen, um sie mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal wiederzuvereinigen. Aufgabe der Erfindung ist es, ein digitales Filter der eingangs angeführten Art zu schaffen, welches die oben angeführten Nachteile herkömmlicher Schaltungen vermeidet und das einen Tiefpaßfilterausgang für die Vertikaldetailinformation und einen Bandfilterausgang für das Farbartsignal aufweist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine zum Empfang des Eingangssignals gekoppelte Verzögerungsschaltung, die ein Schieberegister mit einer Vielzahl von Signalanzapfungen enthält, welches eine gegebene Verzögerungszeit zwischen einem Eingang und einem Ausgang hat und außerdem an eine vorbestimmte Anzapfung das Eingangssignal mit einer Verzögerung liefert, die mindestens gleich der Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit ist; eine Signalbewertungsschaltung, die mit den Anzapfungen des Schieberegisters gekoppelt ist, um hindurchlaufende Signale mit bestimmten Gewichten zu bewerten, so daß sich bewertete Anzapfungssignale ergeben; eine mit der Signalbewertungsschaltung gekoppelte und die Bewertungsschaltung von der vorbestimmten Anzapfung entkoppelte Addierschaltung, die an einem zweiten Ausgang ein Signal erzeugt, das eine Summe bewerteter Anzapfungssignale ist; eine erste Signalkombinationsschaltung, die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Bewertungsschaltung für die vorbestimmte Anzapfung empfängt und jenes Ausgangssignal erzeugt, welches den niederen Frequenzbereich einnimmt, eine zweite Signalkombinationsschaltung, die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Bewertungsschaltung für die varbestimmte Anzapfung empfängt und jenes Ausgangssignal erzeugt, welches den niederen Frequenzbereich einnimmt, eine zweite Signalkombinationsschaltung, die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Bewertungsschaltung für die vorbestimmte Anzapfung empfangt und jenes zweite Ausgangssignal erzeugt, welches verhältnismäßig einen höheren Frequenzbereich einnimmt.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert

Fig. 1 zeigt in Blockform den das digitale Basisbandsignal verarbeitenden Teil eines Fernsehempfängers, der nach dem Prinzip der Erfindung arbeitet;

Fig. 2 zeigt in Blockform ein erfindungsgemäß aufgebautes FIR-Filter mit bewerteten Ausgangsanzapfungen;

Fig. 3 ist eine detailiertere Blockdarstellung des FIR-Filters nach Fig. 2;

Fig. 4 zeigt in Blockform ein erfindungsgemäß aufgebautes FIR-Füter mit bewerteten Eingangsanzapfungen;

Figuren 5,6 und 7 sind Frequenzgangkurven zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Ausführungsformen nach den Figuren 1 bis 4.

Der in Fig. 1 in Blockform dargestellte Teil eines Fernsehempfängers verarbeitet Basisbandsignale in Digitalform gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung. Von einer Videosignalquelle (10), die z. B. ein Videodetektor im Fernsehempfänger sein kann, werden analoge Videosignale geliefert Diese Videosignale werden einem Analog/Digital-Wandler (12) zugeführt, der sie in Digitalsignale umwandelt, z. B. in Form -2-

Nr. 389966 aufeinanderfolgender 8-Bit-Wörter. Bei den hier beschriebenen und den später zu beschreibenden Ausführungsformen der Erfindung stellen die breiten Pfeile in den Figuren Parallelleitungen dar, welche Digitalwörter aus jeweils einer Vielzahl von Parallelbits von einem Element zum anderen koppeln. Die Digitalsignale werden dem Eingang eines digitalen Kammfilters (14) zugeführt, welches die Signale in eine Leuchtdichtekomponente (Y) und eine Farbartkomponente (C) trennt. Das digitale Kammfilter (14) kann so aufgebaut sein, daß es in einer Weise arbeitet, wie sie in dem Aufsatz von John P. Rossi "Digital Television Image Enhancement" beschrieben ist, der veröffentlicht wurde in 84 SMPTE, Seiten 545-51 (1974).

Das äbgetrennte Y-Signal wird über ein Verzögerungselement (16) auf einen Eingang eines Addierers (30) gegeben. Die Verzögerungszeit (Tau) des Verzögerungselementes (16) ist im wesentlichen so groß bemessen wie die Verzögerung, die ein Vertikaldetailsignal in einem kombinierten Bandfilter- und Tiefpaßfiltemetzwerk (20) erfährt. Das kombinierte Bandfilter- und Tiefpaßfiltemetzwerk ist zwischen den Farbartausgang (C-Ausgang) des Kammfilters (14) und einen zweiten Eingang des Addierers (30) geschaltet und liefert tiefpaßgefilterte Vertikaldetailinformation. Der Addierer (30) kombiniert diese Vertikaldetailinformation mit dem kammgefilterten Leuchtdichtesignal, um ein restauriertes Leuchtdichtesignal zu bilden. Dieses restaurierte Y-Signal wird auf den Eingang eines weiteren Addierers (32) gegeben.

Das kombinierte Bandpaß/Tiefpaß-Filter (20) liefert die Vertikaldetailinformation auch an den Eingang einer nichtlinearen Detailsignal-Verarbeitungseinheit (34). Die nichtlineare Verarbeitungseinheit (34) hat eine nichtlineare Übertragungskennlinie, wie sie in der Fig. 1 angedeutet ist Eine nähere Beschreibung hierzu findet sich auf den Seiten 12-15 eines Aufsatzes von D.H. Pritchard: "A CCD Comb Filter for Color TV Receiver Picture Enhandement", der im Band 41 der RCA Review (März 1980), Seiten 3ff veröffentlicht ist. Die nichtlineare Verarbeitungseinheit (34) "schält” Signale niedriger Amplitude heraus, hebt Signale mittlerer Amplitude an und beschneidet oder dämpft Signale hoher Amplitude. Die Einheit (34) kann z. B. einen Speicher mit wahlfreiem oder direktem Zugriff (RAM-Speicher) aufweisen, wobei die Übertragungskennlinie für die Vertikaldetailinformation eine Funktion von Daten im Speicher unter Steuerung einer Zentraleinheit (nicht dargestellt) ist. Die Einspeicherang neuer Daten in den Speicher kann während inaktiver Videointervalle wie z. B. in den Vertikalaustastintervallen erfolgen, indem die Zentraleinheit eine Lese/Schreib-Steuerleitung (38) und RAM-Adressenleitungen (36) entsprechend ansteuert. Das verarbeitete Vertikaldetailsignal wird als Versteilerungssignal auf den anderen Eingang des Addierers (32) gegeben. Das versteilerte Y-Signal am Ausgang des Addierers (32) gelangt zu einer Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung (40), die zur Modifizierung der Helligkeit und des Kontrastes des Leuchtdichtesignals beeinflußt werden kann. Das verarbeitete Leuchtdichtesignal (Y*) am Ausgang der Schaltung (40) wird auf einen Eingang einer Matrixschaltung (60) gegeben. Die Anordnung nach Fig. 1 enthält ferner eine Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung (50), die eine Einrichtung zur Versteilerung des Farbartsignals und einen Demodulator für ein Farbmischungssignal enthalten kann, wie es in einer älteren Patentanmeldung (RCA 76 738) beschrieben ist, die auf die US-Prioritätsanmeldung Nr. 297,556 "Digital Color Television Signal Demodulator" vom 31. August 1981 zurückgeht. Die Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung (50) liefert demodulierte "Farbmischungssignale", z. B. die Farbdifferenzsignale (B-Y) und (R-Y) oder das I- und das Q-Signal. Diese Farbmischungssignale werden ebenfalls auf die Matrixschaltung (60) gegeben, worin sie mit dem Leuchtdichtesignal (Y') kombiniert werden, um die Signale (R), (G) und (B) für die Farbanteile Rot, Grün und Blau zu liefern, die anschließend durch einen Digital/Analog-Wandler (54) in Analogform umgewandelt werden, um sie an eine Femsehbildröhre (nicht dargestellt) zu legen.

In der Anordnung nach Fig. 1 dient das Bandpaß/Bandfilter-Netzwerk (20) dazu, die Vertikaldetailinformation, die im niedrigfrequenten Teil des vom Farbart-Kammfilter gelieferten Signals enthalten ist, von der Farbartinformation zu trennen, die im hochfrequenten Teil des vom Farbart-Kammfilter gelieferten Signals enthalten ist. Das Filtemetzwerk (20) erzeugt bandgefilterte, von Leuchtdichtesignalkomponenten freie Farbartsignale zum Anlegen an die Farbartsignal-Verarbeitungsschaltung. Das Filtemetzwerk (20) liefert außerdem an einem getrennten Ausgang die tiefpaßgefilterte Vertikaldetailinformation für den Leuchtdichtekanal, die frei von Farbartsignalresten ist, welche ansonsten zu einem "Punkt-Crawl" an Rändern des restaurierten Leuchtdichtesignals führen würden.

Ein Bandpaß/Bandfilter-Netzwerk, welches sich zur Verwendung in der Anordnung nach Fig. 1 eignet und gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist in Fig. 2 dargestellt. Das Netzwerk nach Fig. 2 bildet ein digitales FIR-Filter (Filter mit begrenzter oder endlicher Impulsansprache), das mit Bewertung an Ausgangsanzapfungen arbeitet. Dieses Filter enthält ein angezapftes Schieberegister (100), Bewertungsschaltungen (102) bis (118) und eine Mehrzahl von Addierern (120) bis (140) in Tannenbaumanordnung.

Gemäß der Fig. 2 werden kammgefilterte Farbartsignale beispielsweise in Form von 8-Bit-Wörtem auf die erste Stufe des Schieberegisters (100) gegeben. Jede Stufe des Schieberegisters (100) kann ein Datenwort des Farbartsignals unter Steuerung durch ein Taktsignal vorübergehend speichern und weitergeben. Jede der mit (1) bis (21) bezeichneten Stufen des Schieberegisters (100) kann also gleichzeitig 8 Bits halten. Das Schieberegister (100) bewirkt vom Eingang der ersten Stufe bis zum Ausgang der letzten Stufe eine Verzögerung, die eine Funktion der Stufenanzahl und der Frequenz des Taktsignals ist, das die Signale durch das Register schiebt. Die Anordnung nach Fig. 2 bildet somit ein FIR-Filter (21). Ordnung, welches Anzapfungen -3-

Nr. 389966 an den Ausgängen der Stufen (1, 5» 9,11,13,17 und 21) hat.

Die Bewertungsschaltungen (102) bis (118) sind mit den Ausgangsanzapfungen des Schieberegisters (100) gekoppelt und multiplizieren die Anzapfungssignale mit bestimmten Bruchkoeffizienten, wie sie in der Figur eingeschrieben sind. Das FIR-Filter hat eine Impulsansprache, die um die mittlere angezapfte Stufe (11) relativ konzentriert und symmetrisch ist. Signale von der Stufe (11) werden beim hier beschriebenen Beispiel durch die Bewertungsschaltung (102) mit dem Koeffizienten 1/2 gewichtet und dann auf den Eingang eines Addierers (130) und auf den Eingang einer Subtrahierschaltung (140) gegeben. Die Signale von den Stufen (9) und (13), die beide um zwei Stufen von der mittleren Stufe (11) entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung (104) bzw. (114) mit dem Koeffizienten +(5/16) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers (120) gegeben. Signale von den Stufen (5) und (17), die beide um sechs Stufen von der mittleren Stufe entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung (106) bzw. (116) mit dem Koeffizienten -(5/64) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers (122) gegeben. Signale von den Stufen (1) und (21), die beide um zehn Stufen von der mittleren Stufe entfernt liegen, werden durch jeweils eine Bewertungsschaltung (108) bzw. (109) mit dem Koeffizienten +(1/64) gewichtet und dann auf die Eingänge eines Addierers (124) gegeben. Die symmetrische Lage der angezapften Stufen (1, 5, 9 und 13,17, 21) und die symmetrische Bewertung dieser Stufen bezüglich der mittleren Stufe (11) geben diesem FIR-Filter eine lineare Phasencharakteristik.

Die Ausgänge der Addierer (122) und (124) sind mit Eingängen eines Addierers (126) gekoppelt, der die ihm zugeführten Signale kombiniert und dessen Ausgang zu einem Eingang eines Addierers (128) führt. Der Addierer (128) kombiniert die vom Addierer (126) gelieferten Signale mit den vom Addierer (120) kommenden Signalen, und sein Ausgang ist mit einem Eingang des Addierers (130) gekoppelt. Der Addierer (130) kombiniert die im Addierer (128) summierten bewerteten Anzapfungssignale mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal und zeigt Tiefpaßverhalten an seinem Ausgang. Am Ausgang des Addierers (130) erscheinen also tiefpaßgefilterte Vertikaldetailsignale.

Die kombinierten bewerteten Anzapfungssignale am Ausgang des Addierers (128) werden außerdem auf einen Eingang der Subtrahierschaltung (140) gegeben, worin sie mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal subtraktiv kombiniert werden. Die Subtrahierschaltung (140) zeigt dadurch an ihrem Ausgang eine Bandfilterkennlinie, die ein Komplement der am Ausgang des Addierers (130) wirksamen Tiefpaßkennlinie ist. Am Ausgang der Subtrahierschaltung (140) werden also bandgefilterte Farbartsignale geliefert. Auf diese Weise ist ein Filter realisiert, das sowohl eine Tiefpaßfilterung als auch eine Bandfilterung bewirkt.

Eine detailliertere Ausführungsform des FIR-Filters nach Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt. Da die Gewichtsoder Bewertungskoeffizienten der Anordnung nach Fig. 2 alle einen Nenner haben, der eine Potenz von 2 ist, kann die Bewertung der Anzapfungssignale durch die in Fig. 3 gezeigte Technik der Stellenverschiebung und Addition erfolgen, so daß man keine Multiplizierschaltungen für die Gewichtung mit den Koeffizienten braucht. Da z. B. die Signale von den Registerstufen (9) und (13) beide mit dem gleichen Koeffizienten (5/16) bewertet werden, können diese Signale im Addierer (120) vor ihrer Bewertung addiert werden, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. Weil beim hier beschriebenen Beispiel jedes Anzapfungssignal eine Länge von 8 Bits hat ist das Ausgangssignal des Addierers (120) ein 9-Bit-Wort. Dieses 9-Bit-Wort vom Ausgang des Addierers (120) wird auf den Wegen zu einem Addierer (158) einmal durch 16 dividiert, wie es durch den Block (154) angedeutet ist, und einmal durch 4, wie es durch den Block (156) angedeutet ist.

Bei der Dezimalrechnung ist die Division einer Zahl durch eine Potenz von 10 gleichbedeutend mit einer Stellenverschiebung des Kommas nach links oder einer Verschiebung der Ziffern der Zahl nach rechts. In ähnlicher Weise kann man sich in der Dualzahlen-Arithmetik die Division einer Zahl durch eine Potenz von 2 vorstellen entweder als Verschiebung des Kommas nach links oder als Verschiebung der Bits der Zahl nach rechts. Das 9-Bit-Ausgangssignal des Addierers (120) wird durch 16 geteilt, indem nur die vier höchstwertigen Bits dieses Ausgangssignals an die niedrigwertigen Bitpositionen eines Eingangs des Addierers (158) übertragen werden, so daß die Bits des Ausgangssignals um 4 Bits nach links verschoben werden. Eine Division durch 4 wird dadurch realisiert, daß die sieben höchstwertigen Bits des Ausgangssignals des Addierers (120) an die niedrigwertigen Bitpositionen eines zweiten Eingangs des Addierers (158) übertragen werden, so daß eine Verschiebung um 2 Bits nach links erfolgt. Der Addierer (158) addiert diese beiden Eingangswörter miteinander, um ein 8-Bit-Ausgangssignal zu erzeugen, welches die Summe des (1/16 plus l/4)-fachen, also des (5/l6)-fachen der Werte der angezapften Signale ist. Dies ist der gewünschte Bewertungskoeffizient für die von den Stufen (9) und (13) abgezapften Signale.

In ähnlicher Weise werden die von den Registerstufen (5) und (17) abgezapften Signale in einem Addierer (122) summiert, der ein 9-Bit-Ausgangssignal liefert. Dieses Signal wird auf dem Wege zu den beiden Eingängen eines Addierers (160) einmal durch 64 und einmal durch 16 geteilt, wie es die Blöcke (162) und (164) andeuten. Der Addierer (160) liefert ein 6-Bit-Ausgangssignal, welches mit 5/64 gegenüber den abgezapften Signalen bewertet ist. Dieses Ausgangssignal wird in einer Invertierungsschaltung (170) invertiert und auf einen Eingang eines Addierers (126) gekoppelt, gemeinsam mit einem Binärwert "1" am Übertrag-Eingang. Die Signalinvertierung und das Bit am Übertrag-Eingang bedeuten eine Zweierkomplementbildung des Ausgangssignals vom Addierer (160), was in der Dualzahlen-Arithmetik das Minuszeichen für den Bewertungskoeffizienten liefert. -4-

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Die Anzapfungssignale von den Schieberegisterstufen (1) und (21) werden im Addierer (124) summiert, und das Ausgangssignal dieses Addierer, wird, wie im Block (166) angedeutet, durch 64 dividiert, indem die drei höchstwertigen Ausgangsbits des Addierers (124) weitergegeben werden, und zwar auf den zweiten Eingang des Addierers (126). Das Ausgangssignal des Addierers (126) wird auf einen Eingang des Addierers (128) gekoppelt, dessen anderer Eingang das Ausgangssignal des Addierers (158) empfangt. Der Addierer (128) liefert ein Ausgangssignal, welches die Summe der bewerteten Signale aller Schieberegisteranzapfungen mit Ausnahme der Mittelanzapfung (11) darstellt.

Das Ausgangssignal des Addierers (128) wird auf einen Eingang des Addierers (130) gegeben. Die sieben höchstwertigen Bits des von der mittleren Stufe (11) abgezapften Signals werden auf den zweiten Eingang des Addierers (130) gekoppelt (also Division durch zwei, wie im Block (152) angedeutet). Der Addierer (130) zeigt also eine Tiefpaßcharakteristik an seinem Ausgang, an welchem die Vertikaldetailinformation des Eingangssignals geliefert wird.

Die sieben höchstwertigen Bits des von der mittleren Stufe (11) abgezapften Signals werden außerdem auf einen Eingang eines Addierers (180) gegeben. Das Ausgangssignal des Addierers (128) wird über eine Invertierungsschaltung (172) an den zweiten Eingang des Addierers (180) gelegt, zusammen mit einer "1" am Übertrageingang. Die Invertierung des Ausgangssignals des Addierers (128) gemeinsam mit dem Übertrageingang bedeuten eine Zweierkomplementbildung des Ausgangssignals vom Addierer (128). Dies hat zur Folge, daß das Ausgangssignal des Addierers (128) im Addierer (180) vom bewerteten Mittelanzapfungssignal subtrahiert wird, wodurch der Addierer (180) an seinem Ausgang ein Bandpaßverhalten zeigt Am Ausgang des Addierers (180) erscheint also die bandgefilterte Farbartinformation.

Die Wirkungsweise der Ausführungsformen nach den Figuren 2 und 3 läßt sich anhand der in den Figuren 5, 6 und 7 gezeigten Frequenzgangkurven verdeutlichen. Die Fig. 5 zeigt den am Ausgang des Addierers (128) wirksamen Frequenzgang (200), wenn das Schieberegister (100) durch ein Taktsignal einer Frequenz von 14,32 MHz taktgesteuert wird. Dieser Frequenzgang (200) hat im wesentlichen gleiche Amplitudenänderungen beidseitig eines mittleren Werts von 0,00.

Wenn die bewerteten Signale von der mittleren Stufe (11) im Addierer (130) additiv mit den vom Addierer (128) erzeugten Signalen kombiniert werden, dann ergibt sich am Ausgang des Addierers (130) ein Frequenzgang, wie er in Fig. 6 dargestellt ist. Dies ist deswegen so, weil der Frequenzgang der Amplitude an der Mittelanzapfung (Stufe (11)) flach ist mit einer konstanten Amplitude, die halb so groß wie die Spitze-Spitze-Amplitude der Kurve (200) nach Fig. 5 ist. Dieser halbhohe Amplitudenwert resultiert daraus, daß das Signal von der Mittelanzapfung mit dem Gewichtskoeffizienten 1/2 bewertet wird. Der Addierer (130) kombiniert also effektiv die Frequenzgangkurve (200) mit einer flachen Frequenzgangkurve von im wesentlichen der Hälfte ihrer relativen Amplitude, so daß die Frequenzgangkurve (200) um die Hälfte ihrer relativen Amplitude (d. h. um 0,50 Einheiten des Ordinatenmaßstabs der Fig. 5) nach oben verschoben wird. Das Ergebnis ist die Frequenzgangkurve (210) nach Fig. 6, wo der Wert 0,00 in Höhe der tiefsten Stelle der Kurve liegt. Damit bildet die Frequenzgangkurve (210) eine Tiefpaß-Filterkurve von 0 Hz bis zu einem 6-dB-Punkt bei etwa 1,8 MHz und eine Hochpaß-Filterkurve oberhalb etwa 5,2 MHz; dazwischen liegt ein Sperrbereich. Da jedoch der Videofrequenzbereich beim NTSC-Femsehen nur bis etwa 4,2 MHz reicht, sind im Fernsehempfänger innerhalb des Hochpaßbereichs des Frequenzgangs praktisch keine Signale vorhanden. Der Tiefpaßteil des Frequenzgangs definiert dann einen Durchlaßbereich für tiefpaßgefilterte Vertikaldetailsignale am Ausgang des Addierers (130).

Wenn das Ausgangssignal des Addierers (128) im Addierer (180) nach Zweierkomplementbildung mit dem bewerteten Mittelanzapfungssignal kombiniert wird (bzw. in der Subtrahierschaltung (140) vom bewerteten Mittelanzapfungssignal subtrahiert wird), dann wird die Frequenzgangkurve (200) nach Fig. 5 im wesentlichen um den mittleren Wert 0,00 invertiert. Die Kombination mit dem von der mittleren Stufe abgezapften, mit 1/2 bewerteten Signal hat die Wirkung, daß der Skalenwert 0,00 auf gleiche Höhe wie der tiefste Teil der invertierten Frequenzgangkurve zu liegen kommt, wie es in Fig, 7 mit der Kurve (220) gezeigt ist. Die Frequenzgangkurve (220) bildet eine Bandfilterkurve mit einem Durchlaßbereich zwischen ungefähr 1,8 MHz und 5,2 MHz. Da das Farbart-Durchlaßband bei etwa 4,1 MHz endet, läßt der Addierer (180) (oder die Subtrahierschaltung (140)) das Farbartsignal eines Fernsehempfängers im Durchlaßbereich von etwa 1,8 bis 4,1 MHz durch.

Das Bandpaß/Tief]paß-Filtemetzwerk der vorliegenden Erfindung kann auch als FIR-Filter mit Eingangs-Anzapfungen realisiert werden, wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Bei dieser Ausführungsform wird im FIX-Filter ein 20-stufiges Schieberegister (302) verwendet, welches zwischen einzelnen 4-Stufen-Segmenten jeweils einen eingefügten Addierer (320) bzw. (322) bzw. (326) bzw. (328) enthält. Dem Eingang der ersten Stufe des Schieberegisters (302) und den dazwischenliegenden Addierern werden bewertete oder gewichtete Eingangssignale zugeführt, die vom kammgefilterten Farbartsignal abgeleitet sind, das am Filtereingang (300) angelegt wird. Die Stufen des Schieberegisters werden durch ein gemeinsames Taktsignal taktgesteuert.

Das kammgefilterte Farbart-Eingangssignal wird dem Eingang der ersten Stufe und dem Eingang eines Addierers (330) über jeweils eine Bewertungsschaltung (304) bzw. (316) zugeführt, worin das Signal jeweils eine Bewertung mit dem Gewichtsfaktor +(1/64) erfährt. Der Addierer (330) empfängt an seinem zweiten Eingang das Ausgangssignal der letzten Schieberegisterstufe (20). Das Farbart-Eingangssignal wird ferner über eine Bewertungsschaltung (306) auf einen Eingang des zwischen den Schieberegisterstufen (4) und (5) liegenden Addierers (320) gegeben. Ferner gelangt es über eine Bewertungsschaltung (314) auf einen Eingang -5-

Nr. 389966 des zwischen den Schieberegisterstufen (16) und (17) liegenden Addierers (328). Die Bewertungsschaltungen (306) und (314) bewerten das Eingangssignal jeweils mit einem Faktor -(5/64). Zwei Bewertungsschaltungen (308) und (312), die mit Eingängen der Addierer (322) und (326) gekoppelt sind, bewerten das Eingangssignal jeweils mit einem Faktor +(5/15). Der Addierer (322) ist zwischen die Registerstufen (8) und 5 (9) gekoppelt, und der Addierer (326) liegt zwischen den Registerstufen (12) und (13).

Die Impulsansprache des FTR-Filters nach Fig. 4 ist um den Verbindungspunkt der Schieberegisterstufen (10) und (11) konzentriert, der gleichen Abstand zur ersten und zur letzte Stufe hat In den Addierern werden bewertete Signalkomponenten akkumuliert, wie sie durch das Schieberegister und die Addierer laufen, und am Ausgang des Addierers (330) ergibt sich ein Frequenzgang gemäß der Kurve nach Fig. 5. Die am Ausgang des 10 Addierers (330) erscheinenden Signale werden auf einen Eingang eines Addierers (340) gegeben, worin sie mit Signalen aus einem Schieberegister (360) kombiniert werden. Das Schieberegister (360) empfängt Eingangssignale, die durch die Bewertungsschaltung (310) mit dem Gewicht 1/2 bewertet sind, und verzögert diese Signale um eine Zeit, die gleich ist der Verzögerungszeit des FIR-Filters von seinem Impulsansprache-Zentrum am Ausgang der Stufe (10) bis zum Ausgang des Addierers (330). Die Signale am Ausgang des 15 Schieberegisters (360) entsprechen somit den bewerteten Mittelanzapfungssignalen der Ausführungsformen nach den Figuren 2 und 3. Somit gilt für den Ausgang des Addierers (340) die Tiefpaßfilterkurve nach Fig. 6, und an diesem Ausgang erscheinen die Vertikaldetailsignale.

Die am Ausgang des Addierers (330) entwickelten Signale erfahren eine Zweierkomplementierung, um im Addierer (350) subtraktiv mit den vom Schieberegister (360) kommenden Signalen kombiniert zu werden. 20 Hierzu wird das Ausgangssignal des Addierers (330) über eine invertierende Schaltung (352) auf einen Eingang des Addierers (350) gegeben, der außerdem eine "1" als Übertrag-Eingangsbit empfängt. Aufgrund der subtraktiven Vereinigung der vom Schieberegister (360) und vom Addierer (330) gelieferten Signale ergibt sich am Ausgang des Addierers (350) die Bandfilterkurve nach Fig. 7.

Komplementäre Formen des erfindungsgemäßen FIR-Filters lassen sich erhalten durch wahlweise Umkehrung 25 der Vorzeichen der Bewertungskoeffizienten und/oder durch Umkehrung der Rollen der die Ausgangssignale liefernden signalkombinierenden Elemente. Wenn z. B. die Vorzeichen der Bewertungskoeffizienten der Schaltungen (104), (106), (108) und (114), (116), (118) nach Fig. 2 alle umgekehrt werden, dann zeigt der Addierer die Bandfilterkurve, und die Subtrahierschaltung (140) zeigt die Tiefpaßfilterkurve. Wenn zusätzlich die Rollen des Addierers (130) und der Subtrahierschaltung (140) vertauscht werden, so daß der Addierer (130) eine 30 Subtrahierschaltung und die Subtrahierschaltung (140) ein Addierer wird, dann bringt der "neue" Addierer (140) eine Bandfilterkurve, und die "neue" Subtrahierschaltung (130) bringt eine Tiefpaßfilterkurve. Jedoch haben die von der neuen Subtrahierschaltung (130) durchgelassenen Signale nun eine umgekehrte Phase gegenüber den Eingangssignalen des Filters. Eine weitere Alternative besteht z. B. darin, die Ausführungsform nach Fig. 2 so zu ändern, daß die Subtrahierschaltung (140) das bewertete Mittelanzapfungssignal von den vom Addierer (128) 35 erzeugten Signalen subtrahiert (anstatt umgekehrt gemäß der Fig. 2). In diesem Fall bringt die Subtrahierschaltung (140) einen Bandfilterausgang, an welchem die durchgelassenen Signale eine entgegengesetzte Phase zum Eingangssignal des Filters haben. Diese alternativen Filterformen, bei welchen die Signale an einem oder sogar an beiden Ausgängen ihrer Phase umgekehrt sind, können dann zweckmäßig sein, wenn eine der nachfolgenden Signalverafbeitungsstufen phaseninvertierte Eingangssignale benötigt. Eine Analyse 40 hat gezeigt, daß man für jede der dargestellten Ausführungsformen mindestens zwölf solcher komplementärer Filterformen realisieren kann.

Es sei erwähnt, daß die erfindungsgemäßen Bandpaß/Tiefpaß-Filtemetzwerke in Fernsehempfängern verwendbar sind, worin die Leuchtdichte- und Farbartinformationen nicht durch Kammfilterung getrennt sind. In diesem Fall können die Leuchtdichte- und Farbartsignale direkt durch das Bandpaß/Tiefpaß-Filter voneinander 45 getrennt werden. In einem solchen Empfänger können die Werte der Bewertungskoeffizienten oder die Taktfrequenz so eingestellt werden, daß die Überlappungsfrequenzen (Übergangsbänder) der ausgangsseitigen Filterkurven bei einer höheren Frequenz liegen. Beim NTSC-Femsehsystem wäre diese Überiappungs- oder Übergangsfrequenz ungefähr 3/2 MHz. Bei einer solchen Anordnung würde der Tiefapßfilterausgang Signale bis etwa 3,2 MHz durchlassen, und der Bandfilterausgang würde Signale ab 3,2 MHz bis zum oberen Ende des 50 Videofrequenzbereichs liefern. Wenn das digitale Videosignal vom Analog/Digital-Wandler auf den Eingang des Filters gegeben wird, dann erscheinen an dem die Tiefpaßfilterkurve zeigenden Ausgang Leuchtdichte-Informationssignale und an dem die Bandfilterkurve zeigenden Ausgang Farbart-Informationssignale. 55 -6- 60

Claims (11)

1. Nr. 389966 PATENTANSPRÜCHE 1. Digitales Filter, welches als Antwort auf ein, einen ersten und einen zweiten aneinandergrenzenden Frequenzbereich einnehmendes Eingangssignal ein erstes und ein zweites Ausgangssignal mit komplementären Frequenzgängen an entsprechenden Ausgängen liefert, gekennzeichnet durch: eine zum Empfang des Eingangssignals gekoppelte Verzögerungsschaltung (100; 302, 306), die ein Schieberegister (100; 302) mit einer Vielzahl von Signalanzapfungen enthält, welches eine gegebene Verzögerungszeit zwischen einem Eingang und einem Ausgang hat und außerdem an eine vorbestimmte Anzapfung das Eingangssignal mit einer Verzögerung liefert, die mindestens gleich der Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit ist; eine Signalbewertungsschaltung (104-118; 304-316), die mit den Anzapfungen des Schieberegisters gekoppelt ist, um hindurchlaufende Signale mit bestimmten Gewichten zu bewerten, so daß sich bewertete Anzapfungssignale ergeben; eine mit der Signalbewertungsschaltung gekoppelte und die Bewertungsschaltung von der vorbestimmten Anzapfung entkoppelnde Addierschaltung (120-128; 320-330), die an einem zweiten Ausgang ein Signal erzeugt, das eine Summe bewerteter Anzapfungssignale ist; eine erste Signalkombinationsschaltung (130; 340), die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Bewertungsschaltung für die vorbestimmte Anzapfung empfängt und jenes Ausgangssignal erzeugt, welches den niederen Frequenzbereich einnimmt, eine zweite Signalkombinationsschaltung (140; 350), die an einem ersten Eingang die Summe bewerteter Anzapfungssignale und an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Bewertungsschaltung für die vorbestimmte Anzapfung empfängt und jenes zweite Ausgangssignal erzeugt, welches verhältnismäßig einen höheren Frequenzbereich einnimmt.
2. 2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (100) an seinem Eingang das Eingangssignal empfängt und an einer Vielzahl von Ausgangsanzapfungen Signale liefert, die mehr und weniger verzögert sind als Signale, die an der vorbestimmten Ausgangsanzapfung, welche in der Mitte der Ausgangsanzapfungen liegt, erscheinen; daß die erste Signalkombinationsschaltung (130) Signale von der mittleren Anzapfung und von der Addierschaltung (120-128) empfängt, um diese empfangenen Signale in einem ersten Sinne zu kombinieren, und so an ihrem Ausgang ein Ausgangssignal mit einem ersten Frequenzgang der Amplitude ergibt; daß die zweite Signalkombinationsschaltung (140) Signale von der mittleren Anzapfung und von der Addierschaltung empfängt, um diese empfangenen Signale in einem zweiten Sinne zu kombinieren, so daß sich an ihrem Ausgang ein Ausgangssignal mit einem zweiten Frequenzgang der Amplitude ergibt.
3. 3. Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vielzahl der Ausgangsanzapfungen des Schieberegisters (100) symmetrisch zur mittleren Anzapfung liegt und daß die Signalbewertungsschaltung (104-108) eine Vielzahl von Bewertungsschaltungen aufweist, die mit einzelnen Ausgangsanzapfungen gekoppelt sind und die Anzapfungen mit Gewichten symmetrisch zur mittleren Ausgangsanzapfung bewerten und daß die Addierschaltung (120-128) eine Tannenbaumanordnung von Addierern aufweist, die mit den Bewertungsschaltungen gekoppelt ist und an einem Ausgang die Summe bewerteter Anzapfungssignale liefert
4. 4. Filter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die mittlere Anzapfung und die beiden Kombinationsschaltungen (130 und 140) eine Bewertungsschaltung (102) gekoppelt ist, um diesen Schaltungen das verzögerte Signal bewertet zuzuführen.
5. 5. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalkombinationsschaltung (130) die am Ausgang der Addierer-Tannenbaumanordnung (120-128) erzeugte Signalsumme mit dem von der mittleren Anzapfung abgeleiteten und bewerteten Signal additiv kombiniert; daß die zweite Vereinigungsschaltung (140) die am Ausgang der Addierer-Tannenbaumanordnung gelieferte Signalsumme mit dem von der mittleren Anzapfung abgeleiteten und bewerteten Signal sübstraktiv kombiniert
6. 6. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (302) eine Vielzahl hintereinandergeschalteter Stufen enthält; daß die Addierschaltung (320-330) eine Vielzahl von Addierern aufweist die zwischen einzelne Stufen des Schieberegisters gekoppelt sind; daß die Signalbewertungsschaltung (304-316) auf das Eingangssignal anspricht und bewertete Signale an die einzelnen Addierer liefert; daß die Verzögerungsschaltung (302,360) eine auf das Eingangssignal ansprechende Verzögerungsstufe (360) enthält, welche an einem Ausgang Signale liefert, die um mindestens die Hälfte der gegebenen Verzögerungszeit verzögert -7- Nr. 389966 sind; daß die erste Signalkombinationsschaltung (340) einen ersten Frequenzgang der Amplitude bringt; daß die zweite Signalkombinationsschaltung (350) einen zweiten Frequenzgang der Amplitude bringt
7. 7. Filter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalbewertungsschaltung (304-316) eine 5 Vielzahl von Bewertungsschaltungen aufweist, welche die den Addierern zugeführten Signale in einer symmetrischen Weise bezüglich eines mittleren Punktes des Schieberegisters bewerten, und daß die Addierer der Addierschaltung (320-330) symmetrisch um diesen mittleren Punkt des Schieberegisters (302) angeordnet sind.
8. 8. Filter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltung (302-360) eine Reihenschaltung einer Bewertungsschaltung (310) und eines zweiten Schieberegisters (360) enthält, welches halb so viele Stufen hat wie das erstgenannte Schieberegister.
9. 9. Filter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalkombinationsschaltung (340) die 15 von der Verzögerungsschaltung (360) und vom erstgenannten Schieberegister (302) gelieferten Signale additiv kombiniert und daß die zweite Signalkombinationsschaltung die von der Verzögerungsschaltung (360) und vom erstgenannten Schieberegister (302) gelieferten Signale substraktiv kombiniert.
10. 10. Filter nach Anspruch 3 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungsschaltungen (102-118; 20 304-310) Anordnungen zur Stellenverschiebung und Addition sind.
11. 11. Filter nach Anspruch 5 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die substraktiv kombinierende Vereinigungsschaltung (140; 350) eine Schaltung (172; 352) zur Zweierkomplementbildung und einen Addierer (180; 350) enthält. 25 Hiezu 5 Blatt Zeichnungen -8-