DE2838984A1 - System zur datenuebertragung mit hilfe eines winkelmodulierten traegers konstanter amplitude - Google Patents

Description

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"System zur Datenübertragung mit Hilfe eines winke1-modulierten Trägers konstanter Amplitude"

A. Hintergrund der Erfindung. A(1). Gebiet der Erfindung.

Die Erfindung bezieilt sich auf ein System zur Uebertraguiig binärer Datensignale mit einer gegebenen Symbolfrequenz 1/T von einem Sender zu einem Empfänger über einen Uebertragungskanal mit einer beschränkten Bandbreite, welcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsigiialquelle zur Synchronisation der Datensignalquelle, einer Modulationsstufe, die einen Trägeroszillator enthält und die an die Datensignalquelle zur Ei'zeugung eines winke !modulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuier-

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lichen Phase angeschlossen ist, und einem Axisgangskreis zum Zuführen des winkelniodulierten Trägersignals zu dem Uebertragungskanal versehen ist und welcher Empfänger mit einem Eingangskreis zum Entnehmen des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals aus dem Uebertragungskanal, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugsträger mit einem Phasenunterschied von Tf /2 rad., einem Deinodulationskreis, der an den Bezugsträgerkreis zur kohärenten Demodulation des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals mit diesen Bezugsträgern zum Erzeugen erster und zweiter demodulierter Signale angeschlossen ist, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugstaktsignale der halben Symbolfrequenz 1/(2Τ) mit einem Phasenunterschied von Tf rad., und mit einem Regenerationskreis versehen ist, der zwei an den Bezugstakt signalkreis angeschlossene Abtastkreise enthält zur Abtastung der ersten und zweiten demodulierten Signale mit diesen Bezugstaktsignalen und der weiter einen logischen Kombinationskreis enthält zum Erhalten regenerierter binärer Datensignale aus den abgetasteten ersten und zweiten demodulierten Signalen.

In den vergangenen fünfzehn Jahren sind mehrere Modulationsmethoden für wirtschaftliche Datenübertragung über Fernsprechleitungen entwickelt und eingeführt worden. In fast allen Fällen führen diese Modulationsraetboden zu einem modulierten Trägersignal, das Ampli-

r. tudsnäxiderungen aufweist, und werden dabei lineare

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Modulatoren und Verstärker verwendet.

Diese Modulationsmethodeii eignen sich jedoch weniger gut für Datenübertragung über Funkverbindungen, weilj in Funkübertragungssystemen ein hoher Lsistungswirkungsgrad die Verwendung von Bauelementen mit einer nicht-linearen Amplitudenkennlinie erfordert und das Spektrum am Ausgang eines derartigen Bauelementes, beispielsweise eines / Klasse-C-Verstärlcers, breiter sein wird als das am Eingang wenn das Signal Amplitudenänderungen aufweist. In Funkübertragungssystemen sollen daher Modulationsmethoden angewandt werden, die zu einem modulierten Trägersignal mit nahezu konstanter Amplitude führen, was die Anwendung von Winke!modulation (Frequenz- oder Phasenmodulation) bedeutet.

Das zunehmende Bedürfnis nach Systemen für Datenübertragung über Funkverbindungen stellt an die auf diesem Gebiet anzuwendenden Modulationsmethoden zugleich die Anforderung einer wirtschaftlichen Benutzung der Bandbreite des verfügbaren Uebertragungskanals. Sogar wenn dazu eine Modulationsmethode angewandt wird, die , zu einem winkelmodulierten Trägersignal mit einer kontinuierlichen Phase führt, wird dennoch das Spektrum dieses Trägersignals fast immer breiter sein als das des äquivalenten Basisbandsignals„ Eine Beschränkung dieses Spektrums mittels eines ICanalfliters ist eins unattraktive Technik für Funkübertragungssysteme, weil die praktische Verwirklichung· eines derartigen Filters mit genau vorgeschriebenen Amplituden- und Phasenkeimlinion

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und. meisten einer sehr geringen relativen Bandbreite in dem hochfrequenten Bereich besonders schwierig ist und viele Systeme ausserdem von dem Multikanaltyp sind, in dem die auszusendende Trägerfrequenz eine Vielzahl unterschiedlicher Werte muss annehmen können. In Funkübertragungssystemen soll daher eine mögliche Beschränkung / des Spektrums des winkelmodulierten Trägersignals mittels

Vormodulationstechniken herbeigeführt werden. -' Eine weitere Anforderung für die in Funkübertragungssystemen anzuwendenden Modulationsmethoden ist, dass die entsprechenden DetektionvSmethoden zu einer Fehlerwarseheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnises führen, die möglichst wenig gegenüber der Fehlerwarscheinlichkeit optimaler Basisbandübertragung der Datensignale degradiert. Ausserdem muss der Empfänger die Datensignale auch auf zuverlässige Weise detektieren können, wenn unbekannte Frequenzverschiebungen zwischen Sender und Empfänger auftreten. Diese Anforderungen bedeuten, dass im Empfänger kohärente Demodulation ange-"wandt werden muss und dass - in Anbetracht der erforderlichen wirtschaftlichen Benutzung von Leistung und Bandbreite - die in dem Empfänger erforderlichen Trägerund Taktsignalbezugswerte aus dem übertragenen modulierten Trägersignal selbst müssen zurückgewonnen werden · können.

A(2). Beschreibung des Standes der Technik.

Ein System der eingangs erwähnten Art zur Uebertragung binärer Datensignale über Funkverbindungen ist

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λο '■'■"'^97S

aus dem Bezugsmaterial D ("I) bekannt. In diesem System wird eine Modulationsmethode angewandt, die ein Spezialfall von phasenkohärenter FSK (Frequency-Shift Keying) mit einem Modulationsindex gleich 0,5 ist und als FFSK (Fast Frequency-Shift Keying) oder als MSK (Minimum-Shift Keying) bezeichnet wird. Die FFSK-Methode führt zu einem winkelmodulierten Trägersignal mit einer konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase, die während einer Symbolperiode T um einen Betrag von Tf /2 rad. linear zu- oder abnimmt, je nach dem binären Wert des betreffenden Datensymbols; die binären Datensignale können mit Hilfe orthogonaler kohärenter Demodulation auf optimale Yeise detektiert werden und die dazu erforderlichen Träger- und Taktsignalbezugswerte können aus dem übertragenen FFSK-Signal selbst zurückgewonnen werden.

• Dadurch weist dieFFSK-Methode viele Eigenschaften auf, die für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen erwünscht sind. Insbesondere weist das Leistungsdichtespektrum des FFSK-Signals niedrigere Nebenkeulen auf als das vergleichbarer Signale, die mit Hilfe konventioneller Modulationsmethoden wie 4-PSK (k Phase-Shift Keying) erhalten worden sind. Diese spektralen Nebenkeulen verursachen jedoch in benachbarten Uebertragungskanälen dennoch Störungen mit einem Pegel, der für viele praktische Anwendungsbereiche nicht akzeptierbar ist.

Wie bereits erwähnt, ist eine Beschränkung des

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FFSK-Spektrums mittels eines Kanalfilters eine unattractive Technik für Funkübertragungssysteme. In Anbetracht der vielen gewünschten Eigenschaften der FFSK-Methode ist deswegen in den letzten Jahren Vormodulationstechniken zur weiteren Verringerung der spektralen Seitenlappen unter Beibehaltung der gewünschten Eigenschaften / viel Aufmerksamkeit gewidmet. Aus dem Bezugsmaterial D(2) ist eine Generalisierung der FFSK (MSIi)-Methode ; bekannt zur Verringerung der spektralen Nebenkeulen mittels geeignet gewählter Impulsfonnen für die Datensymbole. Diese Modulationsmethode ist als SFSK (Sinusoidal Frequency-Shift Keying) bekannt und führt zu einem winkelmodulierten Trägersignal mit einer konstanten Amplitude und einei" kontinuierlichen Phase, die während einer Symbolperiode T um einen Betrag von "77^ /2 rad. sinusförmig zu- oder abnimmt. Jedoch.erst für Frequenzen, die mehr als die doppelte Sym'bolfrequenz l/T von. der Trägerfrequenz- entfernt sind, sinkt das Leistungsdichtespektrum dieses SFSK-Signals in wesentlichem Masse unter das des FFSK-Signals, so dass die SFSK-Methode, was die Verringerung der störendsten spektralen Nebenkeulen anbelangt, keine Verbesserung gibt.
B. Zusammenfassung der Erfindung.

- Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, ein System der eingangs erwähnten Art zur Uebertragung binärer Datensignale zu schaffen, das - unter Beibehaltung .der übrigen gewünschten Uebertragungseigenschaften von FFSK-

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Systemen - das verfügbare Frequenzspelctrum wirtschaftlicher benutzt als FFSK-Systeme durch Anwendung einer Modtilationsmethode, die zu einem ausgesandten modulierten Signal führt, das eine schmalere spektra3.e Hauptkeule sowie für Frequenzen aiisserhalb dieser spektralen Hauptkeule wesentlich weniger Leistung aufweist als das FFSK-Signal, welches System sich durchaus für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen eignet.

Das erfindungsgemässe System weist dazu das Kennzeichen auf, dass die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit nahezu konstanter Amplitude eingerichtet ist, dessen kontinuierliche Phase 0(t) in jedem Symbolintervall der Länge T um einen in rad. ausgedrückten Betrag aus der Reihe -Tt/2, -IT/k, 0, TT/h, Tf f 2 ändert, welcher Betrag für das betreffende Symbolintervall durch mindestens zwei aufeinanderfolgende Datensymbole bestimmt wird, und wobei die Form der Phase 0(t) für Zeitpunkte t innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch eine gefilterte Darstellung mindestens dieser zwei aufeinanderfolgenden Datensymbole bestimmt wird. C. Kurze Beschreibung der Zeichnungen.

An Hand der Zeichnungen werden nun Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihre Vorteile näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein allgemeines Blockschaltbild eines Systems für binäre Datenübertragung mit Hilfe eines

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winkelmodulierte!! Trägers konstanter Amplitude,

Fig. 2 einige Zeitdiagramme aur Erläuterung der lirkungsweise des Datenübertragungssystems in Fig. 1, wenn dies als bekanntes FFSK-System entsprechend dem Bezugsmaterial ü(i) eingerichtet ist,

Fig. 3 das Leistungsdiclitespektruni des Ausgangssignals der Modulationsstufe in dem bekannten FFSK-System,

Fig. " 4 ein funktionell!:S Blockschaltbild einer Frequenzmodulationsstufe für das Datenübertragungssystem nach Fig. 1, wenn dies nach der Erfindung eingerichtet ist,

Fig. 5 ein Beispiel eines Partial-Response-Kodierkreises, der in der Frequenzmodulationsstufe nach Fig. 4 verwendet werden kann,

Fig. -.6 Beispiele von Signalformen am Ein- und Ausgang des Kodierkreises aus Fig. 5,

Fig. 7 ein Frequenzdiagramm und ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Frequenzmodtilationsstufe aus Fig. 4,

Fig. 8 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Datenubertragungssystems in Fig. 1, wenn dies nach der Erfindung mit einer Frequenzmodulationsstufe nach Fig. 4 eingerichtet ist, Fig. 9 zwei Signalvektordiagramme, die zu den Zeitdiagrammen aus Fig. 8 gehören,

Fig. 10 einige Leistungsdichtespektren des Ausgangssignals der Modulationsstufe in einem erfindungs-

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gemässen Datenübertragungssystem,

Fig. 11 einige Beispiele von Racοs-Kennlinien
zur Erläuterung eines Filters, das in der Frequenzmodulationsstufe nach Fig. ^f verwendbar ist,

Fig. 12 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der

Wi zvkungs weise der Frequenzmodulations stufe aus Fig. h, ! wenn darin Partial-Response anderer Klassen als in dem Beispiel nach Fig. 5 verwendet werden,

Fig. 13 ein funktionelles Blockschaltbild einer
Phasenmodulationsstufe für das Datenübertragungss3^rstem nach Fig. 1, wenn dies nach der Erfindung eingerichtet ist 5

Fig. 14 ein allgemeines Blockschaltbild einer
praktischen Ausführungsform einer Frequenzmodulationsstufe für ein erfindungsgemässes Datenübertragungssystem,

Fig. 15 ein Blockschaltbild eines näher ausgearbeiteten Beispiels der Frequenzmodulationsstufe nach
Fig. Ih₁
■ Fig. 16 ein allgemeines Blockschaltbild einer

praktischen Ausführungsform einer orthogonalen Modulationsstufe für ein erfindungsgemässes Datenübertragungssystem,

Fig. 17 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung· der ■ Wirkungsweise des in Fig. 16 verwendeten Signalverarbeitungskreises j

Fig. 18 ein Blockschaltbild eines näher ausgearbeiteten Beispiels der orthogonalen Modulationsstufe

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nach Fig. 16,

Fig. 19 ein Blockschaltbild einer Abwandlung der orthogonalen Modulationsstufe nach Fig. 16 und Fig. 18.
D. Bezugsmaterial.

. R. De Buda, "Coherent Demodulation of Frequen.zy-Sh.ift Keying with Low Deviation Ratio", IEEE Tfans. Coramun., vol. COM-20, No. 3, pp. 429-435, June 1972.

2. F.Amoroso, "Pulse and Spectrum Manipulation in the Minimum (Frequency) Shift Keying (MSK) Format", IEEE Trans. Coramun., vol. CQM-Zh, No. 3, PP· 381-384, March I976.

3. R.V.Lucky, J.Saltz, E.J.Weldon Jr., "Principles of Data Communication". New York: McGraw-Hill, I968.

4. E.R.Kretzmer, "Generalization of a Technique for Binary Data Communication", IEEE Trans. Commun. Technol., vol. COM-14, No. 1, pp.67-68, February I966. 5· ¥.R.Bennett, J.R.Davey, "Data Transmission". New York:

McGraw-Hill, I965.

6. S.Pasupathy, "Nyquist's Third Criterion", Proc.IEEE , vol. 62, No. 6, pp. 860-861, June 1974.

7· P.Kabal, S.Pasupathy, "Partial-Response Signaling", IEEE Trans. Commun., vol. COM-23, No. 9, pp. 921-934, September 1975· - ' ■ .

8. A.D.Syp'herd, "Design of Digital Filters using Readonly Memories", Proc. NEC, Chicago, vol. 25, pp. 691-693, 8-10 December I969.
9. R.¥.Schafer, L.R.Rabiner, ΪΑ Digital Signal Processing

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-VK=-/ι/ PHN. 8888

^r fifo _ 4-7-1078

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Approach to Interpolation", Proc. IEEE, vol. 61 , No» 6, pp. 692-702, June 1973.

10-F.A.M.Snijders, N,A.M.Verhoecks, H.A. van Essen, P.J. van Gerven, "Digital Generation of Linearly Modulated Data Waveforms", IEEE Trans. Comniun, ,

vol. COM-23, No. 11, pp.1259-1270, November I975. E. Beschreibung der Ausführungsbeispiele. E(i) Allgemeine Beschreibung.

In Fig. 1 ist ein allgemeines Blockschaltbild eines Systems zur üebertragung binärer Datensignale von einem Sender 1 zu einem Empfänger 2 über einen, Funkübertragungskanal dargestellt, welches Schaltbild auf das aus dem Bezugsmaterial Di 1) bekannte FFSK-System sowie auf das System nach der vorliegenden Erfindung anwendbar ist.

Der Sender 1 ist mit einer Datensignalquelle versehen, die durch eine Taktsignalquelle h synchronisiert wird. Die der Quelle 3 entnommenen binären Datensignale mit einer Symbolfrequenz l/T werden einer Modulationsstufe ^ mit einem Trägeroszillator 6 zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phasen zugeführt. Dieses modulierte Signal wird dem Uebertragungskanal über einen Ausgangskreis J zugeführt, in dem nötigenfalls Leistungsverstärkung und Umsetzung •in das gewünschte Funkfrequenzband stattfindet.

Im Empfänger 2 wird dieses modulierte Signal über dem TTebertz-agungskanal entnommen und zwar über einen

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Eingangskreis 8, in dem nötigenfalls Verstäx-kung und Umsetzung in das ursprüngliche Frequenzband stattfindet. Das übertragene modulierte Signal wird einem ox-thogonalen kohärenten Deinodulationskreis 9 ztigeführt, der zwei synchrone Demodulatoren 10, 11 mit daran angeschlossenen Tiefpassfiltern 12, 13 enthält; diese Demodulatoren ; 10, 11 werden durch zwei Bezugsträger mit einem Phasenunterschied von IT/2 rad. gespeist. An dem Ausgang der Tiefpassfilter 12, 13 erscheinen dann zwei demodulierte Signale, die einem Regenerationskreis 14 mit zwei Abtastkreisen 15 j 16 zugeführt werden; diese Abtastkreise 15, 16 werden dux^ch zwei Bezugstaktsignale der halben Symbolfrequenz 1/(2Τ) mit einem Phasenunterschied von 7/ rad. gesteuert. Die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte dieser zwei demodulierten Signale werden einem logischen Kombinationskreis 17 zugeführt zum Erhalten der ursprünglichen binären Datensignale, die zur Weitex"-verarbeitung einer Datensignalsenke 18 zugeführt werden. ¥eiter enthält der Empfänger 2 einen mit dem Eingangskreis 8 verbundenen Kx'eis I9 für eine kombinierte Rückgewinnung der erforderlichen Träger- und Taktsignalbezugswerte aus dem übertragenen modulierten Signal selbst.

' Wenn das in Fig. 1 dargestellte System als FFSK-System eingerichtet ist, kann die Modulationsstufe 5 " verschiedenartig ausgebildet werden, wie dies auch in dem Bezugsmaterial D(i) erwähnt ist. Hier wird vorausgesetzt, dass die Modulationsstufe 5 ^Xs Frequenzmodulator mit einem idealen spannungsgesteuerten Oszillator 6

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-Vf- PHF. 8888

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augebildet ist, dessen Ruhefrequenz f immer der gewünschten Ti'ägerfrequenz i" entspricht und dessen Ver-

stärkungskonstante K immer dem Wert Tt /(2T) rad. pro Volt pro Sekunde entspricht, welchem Oszilleitor 6 die binären Datensignale in Antipodalform als rechteckige Spannungsimpulse mit einer Impulsbreite T und einer Impulshöhe 1 zugeführt werden. An dem Ausgang des Oszillators 6 tritt dann das gewünschte FFSK-Signal mit einer konstanten Amplitude auf.

Zur Vereinfachung der Rückgewinnung der Bezugsträgerwellen in dem Empfänger wird weiter vorausgesetzt, dass die binären Datensignale in dem Sender 1 mit Hilfe eines differentiellen Kodierkreises 20 differentiell kodiert werden, welcher Kreis durch die Taktsignalquelle h gesteuert wird. Der kombinierte Rückgewinnungskreis I9 kann dann noch verschiedenartig ausgebildet werden, aber einfachheitshalber wird hier vorausgesetzt, dass dieser Rückgewinnungskreis I9 auf die im Bezugsmaterial 0(i) angegebene Art und Weise ausgebildet ist und eine gleiche Voraussetzung gilt für die Ausbildung des logischen Kombinationskreises 17. Der einzige Unterschied zwischen dem Empfänger 2 in Fig. 1 und dem Empfänger entsprechend dem Bezugsmaterial D(i) ist dann, dass in Fig. 1 Tiefpassfilter 12, 13 mit einer derartigen Uebertragungsfunktion verwendet werden, dass die Fehlerwarscheinlichkeit beim Fehlen von Intersymbolinterferenz minimiert wird. Nähere Einzelheiten dieser bekannten Optimierungstechnik

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lassen sich in dem Bezugsmateraal D(3)j Seiten 109-111 finden.

Die Wirkungsweise des beschriebenen FFSK-Systems werden nun an Hand der Zeitdiagramme aus Fig. 2 näher erläutert.

Das Zeitdiagramm a zeigt das zu übertragende binäre Datensignal der Quelle 3 und das Zeitdiagramm b zeigt das zugeordnete differentiell kodierte Datensignal am Ausgang des Kodierkreises 20. In diesen Diagrammen a und b entspricht der Binäi"wert "1" einem Wert +1 und der Binärwert "0" einem Wert -1. Zufuhr dieses Datensignals b zu der Modulationsstufe 5 führt zu einem FFSK-Signal, das in der untenstehenden Form ausgedrückt werden kann:

sinus f^_ct + 0(t)l (1)

wobei OJ = 2 TT* f und f die Trägerfrequenz ist. Das

O OO

Zeitdiagramm £ zeigt die Phase 0(t) dieses FFSK-Signals infolge des Datensignals b für den Fall 0(o) = 3 Tf /2rad. Aus dem Zeitdiagramm £ geht hervor, dass die Phase 0(t) während einer Symbolperiode T um einen Betrag von Ίι j 2. rad. zu- oder abnimmt , je nachdem binären Wert des betreffenden Symbols in dem Datensignal b.

In dem Demodulationskreis 9 wird dieses FFSK-Signal mit den beiden Bezugsträgern multipliziert und zwar mit sin( iO t) in dem Demodulator 10 und mit

t) in dem Demodulator 11. An dem Ausgang dieser

Demodulatoren 10 und 11 treten dann die niederfrequenten Anteile cos [ 0(t)J und sin } 0(t)| auf", die in den

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-yfZ 20

PEN. 8888

Zeitdiagratnmen d. und e_ dargestellt sind. In dem Re — goiieratioiiskreis ΛΚ werden die gefilterten niederfrequenten Anteile cos [ 0(t)! und sin I 0(t)J mit den beiden Bezugstaktsignalen abgetastet, wobei die Abtastimpulse für den Abtastkreis 15 zu Zeitpunkten

t = (2k + 1)t und diejenigen für den Abtastkreis 16 zu Zeitpunkt t = 2kT auftreten und k eine ganze Zahl ist. / Da die - Tief passfilter 1 ί' und I3 praktisch keine Intersymbolinterferenz herbeiführen, treten am Ausgang dieser Abtastkreise I5 und 16 diejenigen Reihen von Signalabtastwerten auf, die in den Zeitdiagrammen f_ bzw. g dargestellt sind. Zufuhr dex" beiden Reihen f und g zu dem logischen Kombinationskreis 17i der einen ¥ert +1 oder -1 abgibt je nachdem der vorliegende Signalabtastvert und der vorhergehende Signalabtastwert in der betreffenden Reihe eine gleiche bzw. entgegengesetzte Polarität aufweisen, führt dann zu einem regenerierten binären Datensignal, das in dem Zeitdiagramin h dargestellt ist und das ~ abgesehen von einer konstanteii Verzögerung über eine Symbolperiode T - dem zu übertragenden binären Datensignal in dem Zeitdiagramm ja entspricht.

Obschon das beschriebene FFSK-System viele Eigenschaften aufweist, die zur Erfüllung der obenstehend erwähnten Anforderungen für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen erwünscht sind, ist das Spektrum des FFSK-Signals am Ausgang der Modulations stufe 5 dennoch ziemlich breit, wie sich dies auch aus Fig.

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- 24 PID?.8£88

herausstell I, in der die genormte spektrale Leistungsdichte P/T als Funktion der genormten Frequenz I(f - f ) Tj für dieses FFSK-Signal nach der Formel (1) dargestellt ist. Insbesondere zeit Fig. 3, dass der Pegel der spektralen Leistungsdichte für Frequenzen, f, die etwa 1 , 5'na.l

die Syrnb"olfrequenz l/T von der Trägerfrequenz f ent- ; fernt sind, nur etwa 30 dB niedriger ist als der Pegel der Trägerfrequenz f selbst Für einen in Funküber-

^: tragungssystemen üblichen Kanalabstand von 25 kHz und Datensignale mit einer Symbolfrequenz von 16 kHz bedeutet dies, dass das FFSK-Signal in den beiden benachbarten XJebertragungskanälen Störungen mit einem unzulässig hohen Pegel herbeiführen wird.

.Ohne Verwendung eines Nachmodulationsfilters, das für viele Funkübertragungssysteme- unattraktiv ist und unter Beibehaltung der übrigen erwünschten Eigenschaften des beschriebenen FFSK-Systems können die spektralen Seitenlappen des modulierten Trägersignals wesentlich verringert werden, wenn die Modulationsstufe 5 des in Fig. 1 dargestellten Systems nach der Erfindung zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit nahezu konstanter Amplitude eingerichtet wird, dessen kontinuierliche Phase 0(t) in jedem Symbolintervall der' Länge T um einen in rad. ausgedrückten Betrag aus der · Reihe -Tf/2, -7T/k, 0, Tf/4, Tf/Z ändert, welcher Betrag für das betreffende Symbolintervall durch mindestens zwei aufeinanderfolgende Datensymbole bestimmt wird, und wobei die Form der Phase 0(t) für Zeitpunkte t

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innerhalb des betreffenden Symbolintervcills durch eine gefilterte Darstellung mindestens dieser zwei aufeinanderfolgenden Datensymbolen bestimmt wird.

Vorläufig wird nun vorausgesetzt, dass 'die Modulationsstufe 5 ebenfalls als Frequenzmodu]ator mit demselben idealen spannungsgesteuerten Oszillator 6 wie für das beschriebene FFSK-System ausgebildet ist. Das funktionelle Blockschaltbild der Modulationsstufe 5 für diesen Fall ist in Fig. k dargestellt. In dieser Modulationsstufe 5 werden die differentiell kodierten Datensignale des Kodierkreises 20 in Fig. 1 in antipodaler Form dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 über einen Vorinodulationskreis 21 zugeführt, der die Kaskadenschaltung eines Partial-Response-Kodierkreises 22 und eines Tiefpassfilters 23 mit einer Impulsantwort enthält, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht.

Die Wirkungsweise der Modulationsstufe 5 nach Fig. h wird nun näher erläutert für den Fall, dass der Kodierkreis 22 - abgesehen von einem Skalenfaktor eine Partial-Response der Klasse 2 gibt mit 3 Ueberlagerungen (siehe Bezugsmaterial D(4)) und dass das Tiefpassfilter 23 die möglichst schmale Bandbreite aufweist (siehe Bezugsmaterial D(5), Seite 65). In diesem Fall kann der Kodierkreis 22 entsprechend Fig. 5 ausgebildet v/erden, wobei die Datensignale des Kodierkreises 22 in Fig. 1 der Reihenschaltung aus zwei Verzögerungselementen 2k, 25 zugeführt werden, die jeeine Verzögerung gleich der Symbolperiode T aufweisen und die Batonsignale

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an den Enden dieser Verzögerungselemente 24, 25 über Wägungskreise 26, 27, 28 mit Gewichtsfaktoren von i/4, i'/2 bzw. 1/4 einem Summierkreis 29 zugeführt werden. Ein einziger Impuls mit einer Breite T und einer Höhe 1, wie dieser bei a in Fig. 6 dargestellt ist, am Eingang des Kodierkreises 22 in Fig. 5 ergibt am Ausgang des Summierkreises 29 eine Antwort von 3 aufeinanderfolgenden Impulsen mit einer Breite T und

einer Höhe von 1/4, i/2 bzw. 1/4, wie bei b in Fig. 6 dargestellt ist. Abgesehen von einer konstanten Verzögerung gleich einer Symbolperiode T hat dieser Kodierkreis 22 eine Uebertragungsfunktion S(i\?), die durch die untenstehende Formel gegeben wird: S(6ü) = cos²(ft)T/2) (2)

¥egen der obenstehend gewählten Impulsform der Datensymbolen hat das Filter 23 eine Uebertragungsfunktion H(to ) die gegeben wird durch

sin (ω Τ/2) (₃)

, fco > TT /T

so dass der Vormodulationskfeis 21 in Fig. 4 eine 20^! Uebertragungsfunktion G(cj) aufweist, wofür auf Grund der Formeln (2) und (3) gilt:

tan²(cJT/2) ^> ,jv

O . , ω > IT /T

In Fig. 7 ist diese · Uebertragungsfunktion, G(U?) dargestellt,' ebenso wie die zugeordnete'· Antwort g(t) auf

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2.1t PHN. 8888

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einen einzigen Impuls mit einer Breite T und einer Höbe 1.

Die weitere Erläuterung der Wirkungsweise dieser Modulationsstufe 5 und des Systems nach Fig. 1 mit einer derartigen Modulationsstufe 5 wird nun an Hand der Zeitdiagramme aus Fig. 8 erfolgen.

' Die Zeitdiagramme a und b_ aus Fig. 8 zeigen dieselben Datensignale am .Ausgang der Datensignalquelle 3 bzw. des differontiellen Kodierkreises 20 in Fig.

wie die Zeitdiagramme a und t> aus Fig. 2. Durch das Datensignal Jb tritt am Ausgang des Partial-Response— Kodierkreises 22 in Fig. k (Fig. 5) ein Signal auf, das in dem Zeitdiagramm c_ aus Fig. 8 mit einer konstanten Erfrühung um eine Symbolpex'iode T dargestellt ist, damit ein späterer Vergleich mit dem FFSK-Signal vereinfacht wird. Zufuhr dieses Partial-Response-Signals je zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 in Fig. k über das Filter 23 führt zu einem winkelmodulierten Träger¹ signal mit konstanter Amplitude, das wieder in der untenstehenden Form ausgedrückt werden kann:

sin [w_ct + 0(t)] (5)

Das Zeitdiagramm d. aus Fig. 8 zeigt die Phase 0(t) dieses Signals infolge des Partial-Response-Signals c: für den Fair 0(o) = 3^/2 rad. (dicke Linie) und ebenfalls zum Vergleich der Phase 0(t), die dieses Signal bei einer unmittelbaren Zufuhr des Datensignals b zu dem spaniiungsgesteuerten Oszillator 6 (dünne Linie) aufweisen würde, oder mit anderen Worten die Phase 0(t) bei Anwendung der bereits beschriebenen FFSK-Methode

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PHN. β 88 ei

(siehe das Zeitdiagramm je aus Fig. 2) .

¥ie auch aus Diagramm el hervorgeht änderet die Phase 0(t) zwischen den Zeitpunkten t = niT und t = (m + 1)Τ mit m als ganze Zahl um einen Betrag Δ 0{m) gleich ±ff/2> ±ft(I^ oder 0 rad. Denn die Phase 0(t) am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 6 ist dem Integral der Eingangsspannung u(t) proportional so dass gilt:

Χΐη+ΐ)τ

A0(m) = φ ((m+i)T) - 0(mT) = K / ^u(t)dt

^ymT

wobei wie erwähnt

K_o =fr/(2T) ■ (7)

¥eiter entspricht das Filtei' 23 dem dritten Nyquist-Kriteriutn, so dass giit:

+i)T ^-(m+i)T

u(t)dt = K . / v(t)dt (8)

wobei v(t) die Ausgangsspannung des Partial-Response-Kodierkreises 22 ist. Die Beziehung zwischen dieser Spannung "v(t) und dem Datensignal. b am Ausgang des Kodierkreises 20 ist bereits beschrieben worden und auf Grund dieser Beziehung folgt:

( v(t)dt = T fb(m)/4+b(m-i)/2+b(m-2)/4l (9) AiT · L . J

wobei b(m) ein Symbol des Datensignals b im ZeitintervallTmT, (m+i)TJ darstellt mit b(ni) = +. 1 . Auf Grund der Formeln (6) - (9) gilt für die Pliassnänderung Δ0(επ) die Beziehung:

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+ 1	+ 7/7 2
— 1	+ tr/h
+ 1	0
-1	-TfIh
+ 1	+rih
-1	0
+ 1	-TT lh
-1	-ItI'2

PJIiC 8888

Δ0(ηι) = [b(m)+2b(m-i)+b(m-2)] 77*/8 (ΐθ)

so dass diese Phasenänderung /^ 0(^m) durch drei aufein anderfolgende Datensynibole b(m)_s b(ra--i), b(m-2) entsprechend der nachfolgendon Tafel bestimmt wird.

b(m) b(m-i) b(m-2) Δ 0(m)

+ 1 +1

+ 1 -1

+ 1 -1

10 -1 +1

-1 +1

— 1 ' —1

-1 -1

Die Form der Phase 0(t) für die Zeitpunkte t innerhalb des betreffenden Zeitintervalls j_mT, (iii-!-1)tJ hängt von der spezifischen ¥ahl des Filters 23 ab, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht. Sogar für die in diesem Fall gemachte Wahl (das Filter 23 hat die möglichst schmale Bandbreite) folgt aus der "Form dev Impulsantwort g(t) des Vormodulationskreises 21 in Fig. h, wie in Fig. 7 dargestellt, dass die Form der Phase 0(t) innerhalb des betreffenden Zeitintervalls hauptsächlich durch die gefilterte Darstellung der genannten drei aufeinanderfolgenden Datensymbole b(m), b(m-i)_s b(m-2) bestimmt wird.

Auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 2 zeigen die übrigen Zeitdiagramme in Fig. 8 die Verarbeitung

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■ PHN, ο 8 S Ο

des modxilierben Trägersignals nach, der Formel (5) mit einer Phase 0(t) entsprechend dem Zeitdiagramm d aus Fig. 8 im Empfänger¹ 2 nach Fig. 1 . Insbesondere zeigen die Zeitdiagramme <e_ und f_ die niederfrequenten Anteile cos 0(t)J und sin I 0(t)| am Ausgang des Demodulators 10 1)ζ\ί. 11, die Zeitdiagramme g und h die Reihen Sig- ; nalabtastwerte am Ausgang des Abtastkreises I5 bzw. und zum Schluss zeigt das Ze it diagramm ^L das regenerierte Datensignal am Ausgang des logischen !Combinationskreises 17· Dabei ist vorausgesetzt, dass wegen der geänderten Verhältnisse die Tiefpassfilter 12, 13 mit Hilfe der bereits erwähnten Technik aus dem Bezugsmaterial D(3) abermals optimiert sind.

Aus den Zeitdiagrarnmen g_ und h aus Fig. 8 geht hervor, dass, wenn die Phase 0(t) gemäss dem Zeitdiagramm d aus Fig. 8 ungeraden Vielfachen von ±_Tf/h rad. entspricht, die Signalabtastwerte einen Wert aufweisen, der ein Bruchteil ΐ/\^2ί^0,7 des Wertes ist für Phasen 0(t) gleich 0 rad., ±^/if/Z rad. oder Vielfachen derselben, wodurch zu den betreffenden Zeitpxmkten im Vergleich zu dem bekannten FFSK-System eine Verschlechterung des Signal-Geräuschverhältnisses verursacht wird. Trotzdem weist die Fehlerwarscheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses in der Praxis keine entsprechende Verschlechterung auf. Aus dem Zeitdiagramm d aus Fig. 8 geht ja hervor, dass die Tiefpassfilter 12, 13 in dem Fall von FFS,K-Signalen (dünne Linie) auch noch Aenderungen mit einer Periode von 2T

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-' ΡΗλ^τ.88?8

2838384 ^⁷"¹⁹⁷"

durchlassen müssen, dagegen in dem betreffenden Fall (dicke Linie) auch noch Aendenmgen mit einer Periode von nur hT durchlassen müssen. Im Vergleich zu dem bekannten FFSK-System kann die Bandbreite der Tiefpassfilter 12, 13 in dem vorliegenden Fall in erster Annäherung halbiert werden. Yenn nun diese Tiefpassfilter 12, 13 für die beiden Fälle mit Hilfe der bereits erwähnten bekannten Technil:, optimiert werden, so stellt es sich heraus, dass in dem betreffenden Fall die Verschlechterung der Fehlerwars ehe inlichlceit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses gegenüber der für das bekannte FFSK-System weniger als 1 dB beträgt.

Die mehr allmähliche Aenderung der Phase 0(t) als Funktion der· Zeit t in dem vorliegenden Fall gelangt in den Diagrammen aus Fig. 9 deutlich zum Ausdruck, worin ein Signalvektor

^= A exp j\j0(t)] ' (11)

für die beiden Fälle dargestellt ist mit einer linear zunehmenden Amplitude A (in Wirklichkeit ist diese Amplitude A konstant) und mit einer Phase 0(t) entsprechend dem Zeitdiagramm d aus Fig. 8, wobei das Diagramm a dieses Vektors ν zeigt für das FFSK-Signal und das Diagramm b_ auf gleiche Weise für das vorliegende moduliei-te Signal. Ein Vergleich dieser Vektordiagramme ά und b_ zeigt, dass eine Anzahl überflüssige Drehungen des Signalvektors ν für das FFSK-Signal vermieden werden können und zwar durch. Anwendung der obenstehend beschirebenen Massnahmen in der Modulations^tufe 5.

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. PHN. 8888

2838884

Durch diesen mehl· allmählichen Charakter der Phasenänderungen hat das "betreffende modulierte Signal ein Freqnenzspektruin, das eine schnialei'e Hautkeule sowie insbesondere aucli für Frequenzen trasserhalb dieser Hauptkeule wesentlich veniger Lei sinnig auf\ireist als das

FFSK-Signal. Dies stellt sich auch aus Fig. 10 heraus, in der die genormte spektrale Leistungsdichte p/T als ; Funktion der genormten Frequenz I (f-f )tJ für die beiden Fälle dargestellt ist, wobei die Kurve et für das FFSK-Signal gilt (siehe Fig. 3) und die Kurve b für das moduliex-te Signal am Ausgang der Modulationsstufe 5 in Fig. h. Insbesondere zeit Fig. 10 dass für Frequenzen f die in einem Abstand von etwa 1,5mal der Symbolfrequenz l/T von der Trägerfrequenz f entfernt sind, der Pegel der spektralen Leistungsdichte gegenüber dem für die Trägerfrequenz f selbst nur etwa 30 dB niedriger ist

für eine FFSK-Modulationsstufe 5 (Kurve aj, dagegen mehr als 100 dB niedriger für eine Modulationsstufe 5 nach Fi.g. k, worin die obenstehend beschriebenen Massiiahmen angewandt worden sind (Kurve b) . Füi· Funkübertragungssysteme mit dem bereits genannten Kanalabstand von 25 kHz und Datensignalen mit der bereits genannten Symbolfrequenz von 16 kHz bedeutet die Anwendung dieser Massnahmen, dass die Störungen in den beiden benachbarten Funkübertragungskanälen weitgehend unterhalb der in der Praxis akzeptierten Pegel bleiben.

Auf diese ¥eise ist ein Datenübertragungssystem erhalten worden, das dieselben gewünschten Hebertragungs-

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-2^ 30 . PFF „8888

J»-7-1978

eigenschaften aufweist als das bekannte FFSK-System (die sclir geringe Ve r sch le elite rung der Fehlerwaracheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses weniger als 1 dB - spielt in der Praxis kcxum eine bedeute lade Rolle), aber dass das verfügbare Frequeiizspektrum

auf wirtschaftlichere ¥eisc benutzen kann als dieses / bekannte FFSM-System durch die wesentliche Verringerung dei" Leistung ausserhalb des Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule, die selbst ausserdem schmaler ist. Wie nachstehend noch erläutert wird, ist auch die praktische Verwirklichung dieses Datenübertragungssystems besonders einfach, so dass sich dieses System in allen Hinsichten für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen durchaus eignet,

Wie obeudtehend erläutert wurde, wird die wesentliche Verringerung dez* Leistung ausserhalb des eigentlichen Farequenzbandes der spektralen Hauptkeule mittels einer Modulationsstufe 5 nach Fig. h mit einem Vormodulationskreis 21 erhalten, der als Filter mit einer Uebertragungsfunktion G-(ic?) nach der Formel h betrachtet v/erden darf. Obschon ein derartiges Filter verschiedenartig ausgebildet v/erden kann, bietet eine Verwirklichung als digitales Transversalfilter viele praktische Vorteile. Die Datensignale werden dann diesem digitalen Transversalfilter in Form von Signalabtastwerten mit dem ¥ert 4-I oder -1 zugeführt, so dass wegen der geänderten Impulsform der Datensignale das digitale Transversalfilter eine Uebertragungsfunktion G'(w ) aufweisen

909811/0911

PHN 8888

muss, die durch die untenstehende Formel gegeben ¥ird:

G'(&>) ^ T ^0^1 . G(OJ) (12)

wobei g(io) die Uebertragungs funkt ion nach der Formel (k) ist. Zum Vergleich mit G-(W) nach der Formel ('(■) ist G' ((X?) nach der Formel (12) in Fig. 7 durch eine gestrichelte Linie wiedergegeben. Die Stossantwort g'(t), die zu dieser Uebertragungsfunktion G¹(tu) gehört, entspricht der Antwort g(t) auf einen einzigen Impvils mit der Breite T und dex- Höhe 1 , die zu ä.er Uebertragungsfunktion G{(jsJ ) gehört und in Fig. 7 dargestellt ist. In diesem Fall wird jedoch eine gewisse Beschränkung der Dauer der Stossantwort akzeptiert werden müssen, weil ein Transversalfilter eine Stossantwort endlicher Dauer aufweist und die Stossantwort g'(t), die zu der Uebertragungsfunktion G¹ ((4?), nach der Formel (12) gehört, unendlich lang ist. Aus Fig. 7 geht jedoch liei-vor, dass diese Stossantwort g'(t) = g(t) die signifikantesten Werte in einem zentralen Intervall mit der Länge 3T hat und dass die Weihte ausserhalb eines zentralen Intervalls mit der Länge 7T nur noch wenig von dem Wert Null abweichen. Wenn nun die Dauer der Stossantwort des digitalen Transversalfilters auf zentrale Intervalle der Stossantwort g'(t) = g(t) mit einer Länge von 5T bzw. 7T beschränkt wird, bildet die Uebertragungsfunktion dieses Transversalfilters eine gute bzw. sehr gute Annäherung der gewünschten Ueber-

I.

tragungs funkt ion G'(tt>) nach" der Formel (12). An. den

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3* * ^HF.8833

2838964 ^ι"""'^υΊ*

Ausgang des digitalen T.ransversali'ilters wird noch ein einfaches Tiefpassfilter¹ zur Unterdrückung unerwünschter Signale bei der Ausgangsabtastfrequenz; oder Vielfachen derselben aiigesclilosso3i. 33er Einfluss dieser Beschränkungeii der Dauer der Stossantwort auf das Spektrum am Ausgang der Modul at ions stuf e 5 i*¹ Fig· ^- ist in Fig. durch die Kurve £ für eine Beschränkung auf 5T und durch die Kurve d für eine Beschränkung auf 7T dargestellt. Die Abweichungen dieser Kurven _c und el gegenüber der Kurve a für eine Stossantwort g'(t) = g(t) unbeschränkter Dauer erhalten erst eine reelle Bedeutung für Frequenzen

f, für die (f-f )τ| grosser ist als 1, aber auch für ι e *

Frequenzen f, für die j(f-f )τ etwa den Yert 1,5 hat,

ι ^c I

ist der Pegel der spektralen Leistungsdichte für diese Kurven £ und jd dennoch etwa 70 dB bzw. 80 dB niedriger als für die Trägerfrequenz f . Die störungen, die die restliche Leistung ausserhalb des Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule in den beiden benachbarten Uebertragungskanälen verursacht, haben auch in diesen beiden Fällen einen Pegel, der zum grössten Teil der praktischen Anwendungen in dem hochfrequenten. Bereich niedrig genug ist.

Obenstehend wurde vorausgesetzt, dass die Uebertragüngs funkt ion Il(tO ) des Tiefpassfilters 23 in dem Vormodulationskreis 21 aus Fig. h die möglichst schmale Bandbreite aufweist. Dieses Filter kann jedoch auch eine Uebertragungsfuiiktiori mit einer grösseren Bandbreite atifweisen. Nun ist aus dem Bezugsmaterial D(6)

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33 PHN. 8888

2838384

bekannt, dass eine Uebertragungsfunktion ΓΙ' (tu) mit
einer Stossantwort, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht', auf eine Uebertragungsfunktion N ' ( (J ) mit einer Stossantwort, die dem ersten NyqTiist-Kritei'ium
entspricht, zurückgeführt werden kann. Auf Grund dieses bekannten Resultates und der gewählten Impulsform der Datensignale kann die Uebertragungsfunktion ll(Cü ) des : Filters 23 in allgemeiner Forin wie folgt geschrieben
werdenί

/ -τ/2)²

H(«>) = _sin2_{u)T/2) .N-(W) (13)

Ein Eindruck des Einflusses der Bandbreite kann dadurch erhalten werden, dass für N'(iO) eine Klasse von Kennlinien gewählt wird, die allgemein verwendet wird und als Racos-Kennlinie (Racos = "Raised-cosine") bekannt ist, von denen einige in Fig. 11 (siehe Bezugsmaterial D(3)j Seiten 50-51) dargestellt sind. Eine Racos-Kennliniei.besteht aus einem Teil mit konstanter Amplitude und einem Teil mit sinusförmig abnehmender Amplitude und kann durch einen Parameter (& genau spezifiziert werden, welcher Parameter angibt, wieviel die Bandbreite grosser ist als die minimale Nyquist-Bandbreite von V/T. In dem Fall «■ = 0 ist, ist H(V) nach der Formel (13) gleich Ή.(ίΟ ) nach der Formel (3) und weist das Filter 23 die möglichst schmale Bandbreite auf« Aus dem Bezugsmaterial D(3), Seiten 50-51, ist bekannt, dass N·(U> ) für eine Racos-Kennlinie wie folgt geschrieben werden kann:

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tlU - PHN. 88«8

2838884

i ₅o<:wx (1-ol) 7f/T

0,5 |j-siü (((/-'T-?i')/2^)l »(1-Λ ) TT/?{&{( 1+cr- ) VY' /T 0 . fc> > ( 1 + o6 ) ΤΤ/Τ ( 1 h )

Der Vormodulationskreis 21 aus Fig· 4 hat dann eine UebertragungKfunktion G(OJ ) = VS(^c./¹) . Il(tc?), die aus den Formeln (2), (13) und (1k) folgt. Der Einfluss der Bandbreite von II((a>) nach der Formel (13) r.uf das Spektrum am Ausgang der Modulations stufe 5 iⁿ l^pig· ^ lässt siclx dadurch nachgehen, dass der Parameter (X- von N' (W ) nach, der Formel (ik) geändert wird. Im allgemeinen stellt es sich heraus, dass niedrigere Werte des Band— breitenparameters CC eine bessere Vorringei"ung der Leistung ausserhalb des Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule erhoben als höhere Werte. Venn die Da.uer der Stossantwort dieses Vormodulationskreises 21 wieder auf ein zentrales Intervall mit einer Länge von ^T beschränkt und weiter der Bandbreitenparameter Ou geändert wird, stellt es sich heraus, dass die spektrale Leistungsdichte von der für Oi = 0, die durch die Kvirve £ in Fig. 10 dargestellt ist, nicht nennenswert abweicht, wenn % kleiner ist als 0,25· Dies erleichtert die Anforderungen an die Uebertragungsfunktion G(CJ ) des Vormodulationskreises 21 aus Fig. -'(· und vereinfacht die px^aktische Ausbildung dieses Vormodulationskreises als digitales Transversalfilter mit einer üebertragungsfunktion G' ( (/J ) nach der Formel (12).

Die Wirkungsweise dor Modn.laiionssuife 3 nach Fig. 4 ist obenstehejid erläutert worden in der Vo

SQSS11/0Ü2

PHS. 8Ξ 88

" ⁷ '° ^s

setzung·, dass der Kodierkreis 22 - abgesehen von einem Skalenfaktor - eine Partial-Response der Klasse 2 gibt mit 3 tieberlagerungen ergibt. Eine derai-tige Response lässt sich auf einfache ¥eise als Polynom beschreiben mit Hilfe eines (algebraischen) Verzögerungsoperators D für eine Verzögerung über eine Symbolperiode T, wobei D eine Verzögerung über k Symbolperioden darstellt und I == D ein Ideiititätsoperator (siehe Bezugsmaterial D(7)) ist. In dem bisher betrachteten Fall kan der Kodierkreis 22 d^^rch ein Partial-Response-Polynom p(d) gekennzeichnet werden, das der nachfolgenden Beziehung entspricht: f(d) = I + 2D + D² (15)

und durch einen Skalenfaktor l/s, wobei s_ die Summe der absoluten ¥erte der Koeffizienten in dem Polynom f(d) ist, so dass hier gilt: s = h.

Für den Kodierkreis 22 aus Fig. h können jedoch auch andere Partial-Response-Polynome verwendet werden. Zwei in der Praxis oft verwendete Beispiele dieser Polynome werden nun näher betrachtet, wobei, ebenso wie obenstehend, vorausgesetzt wird, dass das Tiefpassfilter 23 eine Uebertragungsfunlction H( Lu ) nach der Formel (3) und folglich die möglichst schmale Bandbreite aufweist. Das erste Beispiel ist eine Partial-Response der Klasse 1 mit 2 Ueberlagerungen, die den Duobinärkode ergibt und durch ein Polynom F(d) beschrieben wird, das der nachfolgenden. Beziehung entspricht:

F(d) = I + D - (16)

mit Skalenfaktor 1/s = 1/2. Das zweite Beispiel ist eine

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SQ PTiN. 3S88

2838884 —-o.s

Partial-Response der Klasse h mit 3 Ueberrlagwrmigen, die den rnodifi zierto.n Duobinärkode er¹ gibt und durch ein Polynom F(d) beseinrieben wird, das der nachfolgenden Beziehung entspricht:
P(D) = I - D² (17)

mit einem Skalenfaktor l/s = i/2. In beiden Fällen kann der Kodierkreis 22 auf ähnliche Weise wie in Fig. 5 ι mit Hil-fe von Verzögerungselementen, Wägungskreisen und einem Summierkreis ausgebildet werden, wobei d.le Gewichtsfaktoren aus den Koeffizienten in dem Polynom F(d) nach den Formeln (i6)_r (17) und den Skalenfaktoren l/s = i/2 folgen. An Hand der Zeitdiagramme aus Fig. 12 wird erläutert, welche Folgen diese andere Wahl des Partial-Response-Polyncms ^f(d) hat.

Die Zeitdiagramme a_ und b aus Fig. 12 zeigen dieselben Datensignale am Ausgang der Datenquelle 3 bzw. des differentiellen Kodierkreises 20 in Fig. 1 wie die Zeitdiagramme a. und Jb aus Fig. 2 und Fig. 8. Infolge des Datensignals t> tritt am Ausgang des Kodierkreises 22 in Fig. k ein Partial-Response-Signal auf, das im Zeitdiagramin ^c dargestellt ist für den Fall des Duobinärkodes mit einem Polynom F(d) nach der Formel (16) und "in dem Zeitdiagramm d für den Fall des modizierten Duobinärkodes mit einem Polynom F(d) nach der Formel

(17) mit einer konstanten Erfrühuiig um-T/2 bzw. T.

Zufuhr dieser Signal £ und d zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 in Fig. h über das Filter 23 fuhrt wieder za einein Signal der nachstehenden Form:

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3 7- PHN. 8888

) ι r*.- -j f-Λ re O

2838884 ""'

sin [^_ct+ 0(t)] (18)

dessen Phase 0(t) in dem Zeitdiagramm e durch die Kurve £ für das Signal £ dargestellt ist und 0(o) ^ '^'Jf/k und im Zeitdiagramm jT durch die Kurve d für das Signal d. und 0(o) = —/' /2, Zum Vergleich sind im Zeitdiagramm e_ zugleich die Phase 0(t) bei Anwendung* der bekannten FFSK--Methode (Kurve a.) und die Phase 0(t) bei Anwendting des bereits eingehend beschriebenen Kodierkreises 22 mit einem Polynom F(d) nach der Formel (15) und einem Skalenfaktor l/s = 1/h in der Modulationsstufe 5 nach Fig. h (Kurve b) dargestellt, tirxd diese Kurven a. und b_ entsprechen denen im Zeitdiagramm d^ aus Fig. 8.

Auf ähnliche Weise wie für das Polynom F(D) nach der Formel (15) kann nun die Phasenänderung ^0(m) zwischen den Zeitpunkten t = 111T ^ind t = (m+i)T mit m eine ganze Zahl abgeleitet werden, mit dem Ergebnis für das Polynom F(d) nach der Formel (16):

Ä0(m) = [b(m)+b(m-i)] 1T/h ' (19)

und für das Polynom F(d) nach der Formel (17)j

Δ 0(m) = [b(m)-b(m-2)] Tf /k (20)

wobei b(m) wieder ein Symbol des Datensignals b im Zeitintervall |_mT, (m+i)TJ darstellt mit b(m) = ± 1 . Wie aus diesen Formeln (19) und (2θ) herA^rorgeht sowie aus den Zeitdiagrammen e_ und f_ aus Fig. 12 hat die Anwendung des Duobinärkodes (Kurve c)und des modifizierten Duobinärkodes (Kurve d) zur Folge, dass von der Reihe möglicher Werte -Jfj^f2, - Ίΐ/h, 0 ff/h, TT/Z für die Phasenändertmgen 0(m) nur die Werte -^/2, 0, IYfZ

. 909811/0992

. 8888

2838884

verwendet werden. Ein Vergleich dieser Kurven c_ und el mit der Kurve a_ für das bekannte FFSK-Signal zeigt, dass auch bei Anwendung· der Polynome F(d) nach den Formeln (16) und (17) die Phase 0(t) als Funktion der Zeit t einen allmählicheren Charakter aufweist als die Phase 0(t) des FFSK-Signals, so dass auch in diesen beiden Fällen das Spektrum des modulierten Signals am Ausg-ang der Modulationsstufe 5 iⁿ Fig· ^ eine schmalere Hauptkeule sowie insbesondere auch für Frequenzen ausser— halb dieser Hauptkeule wesentlich weniger Leistung aufweist als das FFSK-Signal. Ein weiterer Vergleich dieser Kurven £ und d mit der Kurve b für den an Hand der Fig. k bis Fig. 10 eingehend erläuterten Fall zeigt, dass die Aenderungen der Phase 0(t) die die Tiefpassfilter 12, 13 im Empfänger 2 aus Fig. 1 auch noch durchlassen müssen, für Kurven b, je und d eine Periode von 4Τ aufweisen (für die Kurve a_ ist diese Periode 2T) , aber für die Kurve je sowie füx" die Kurve ö_ eine grössere "Amplitude" aufweisen als für die Kurve b_, wobei die "Amplitude" für die Kurve d_ ihrerseits grosser ist als die für die Kurve je. Das Spektrum des modulierten Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 in Fig. 4 wird folglich bei Anwendung des Duobinärkodes mit einem Polynom F(D) nach der Formel (16), etwas breiter sein als bei Anwendung des Kodes mit einem Polynom f(d) nach derForinel (15) und wird bei Anwendung des modifizierten Duobinärkodes mit einem Polynom f(d) nach der Formel (17) ihrerseits brei fcer sein als bei Anwendung des Duouinärkodes mit

PHN. 8888

einem Polynom F(d) nach der Formel (16).

Wie auch, aus dem Ze it diagramm f_ aus Fig. 12 hervorgeht, hat die Anwendung des modifizierten Duobinärkodes (Kurve d) zur Folge, dass aiicht nur die Phasenänderung Δφ(τα), sondern auch die Phase 0(t) zu den

Zeitpunkten t = mT nur die Werte -7i/Z, Ofllf/2, annehmen ' und ausserdem lange Zeit auf demselben Wert bleiben kann. Es stellt sich heraus, dass das Spektrum des modulierten Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 in Fig. k in diesem Fall diskrete Anteile bei der Trägerfrequenz f und bei den Frequenzen f = f + ί/τ aufweist, wodurch die Rückgewinnung der Träger- und TaktSignalbezugswerte im Empfänger 2 aus Fig. 1 in diesem Fall einfacher sein kann als in den beiden anderen obenstehend beschriebenen Fällen.

Was die Ausbildung des Empfängers 2 in Fig. 1 anbelangt, sei bemerkt, dass die Einführung des Vormodulationskreises 21 mit einem bestimmten Partial-Response -Polynom F(d) für den Kodierkreis 22 nach Fig. h im allgemeinen mit einer erneuten Optimierung von Tiefpassfiltern 12, 13 und einer an das Polynom F(d) angepassten Aenderung des logischen Kombinationskreises 17 einhergehen soll, obschon diese letztere Aenderung nicht in allen Fällen notwendig ist. So ist . obenstehend bereits erwähnt, dass für ein Polynom F(d) nach der Formel (15) derselbe logische Kombinationskreis verwendet werden kann wie in dem bekannten FFSK-System'. Weiter stellt sich heraus', dass das letztere

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->9"~ Uq PI1N.P.888

auch gilt für ein Polynom nach der Formel (i6), unter der Bedingung jedoch, dass die beiden Demodulatoren 10, 11 dann durch Bezugs träger gespeist werden, die eine zusätzliche Phasenverschiebung um 'ff/k rad. erfahren haben, und zwar der Demodulator 10 durch einen Träger sin(&> t+ ff/k) und der Demodulator 11 durch einen Träger cos(u> t+'l'f/'k). Dies bietet den Vorteil, dass in diesen Fallen die Verarbeitung der Signalabtastwerte am Ausgang der beiden Abtastki*eise 15, 16 ausschliess — ' lieh auf der Polarität dieser Signalabtastwerte gründet und folglich im Grunde von dem Pegel des empfangenen modulierten Signals unabhängig ist.

In allen obenstehenden Betrachtungen wurde bereits vorausgesetzt, dass die Modulationsstufe 5 als Frequenzmodulator mit einem idealen spannungsgesteuerten Oszillator ausgebildet ist. Die Modulationsstufe 5 kann jedoch auch als Phasenmodulationsstufe ausgebildet werden und das funktioneile Blockschaltbild für diesen Fall ist in Fig. 13 dargestellt. Diese Modulationsstufe 5 enthält einen idealen Phasenmodulator 30 mit einem Verstärkungsfaktor, der immer gleich ^/7//2 rad. pro Volt ist, welcher Phasenmodulator 30 aus einem Trägeroszillator 6 mit konstanter Frequenz, die immer der gewünschten Trägerfrequenz f entspricht, gespeist wird. In dieser Modulationsstufe 5 werden die differentiell kodierten Datensignale des Kodierkreises 20 in Fig. 1 in antipodaler Form dem Phasentnodulator 30 über einen Vormodulationskreis 3I. »ugeführt. die die Kas-

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ff

-'JtT- _s PüN.t>888

/j._7_-207-8

kadensclialtung eines Partial-Resjjoxise-Kodiei-'lci-eises und eines Tiefj>assfilters 33 enthält mit einer Impulsantwort, die dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht.

Zur Erläater-uiig der Wirkungsweise dieser Modulationsstufe 5 nach Fig. 13 brauchen alle obengenannten Betrachtungen für die Modulationsstufe 5 nach Fig. k nicht wiederholt zu werden. Es lässt sich nämlich / darlegen, dass die Phase 0(t) des modulierten Signals am Ausgang der Modulatlonsstafe 5 in Fig. h -- abgesehen von einer konstanten Verzögerung um eine Zeit T/2, die halbe Symbolperiode - auf dieselbe Art und Welse ändert wie die Phase 0(t) des modulierten Signals am Ausgang der Modulati ons stufe 5 i*> Fig. I3, wenn das Partial-Response-Polynom f(d) des Kodierkreises 22 in Fig. k und das Partial-Response-Polynom P(d) des Kodierkreises 32 in Fig. 13 der nachfolgenden Beziehung entspricht:

f(d) = (i-d) p(d) ' (21)

und wenn die Uebertragungsfunktion Il(uJ) des Tiefpassfilters 23 in Fig. k und die Uebertragungsfunktion N₁(UJ) des Tiefpassfilters 33 in Fig. I3 der nachfol-, genden Beziehung entspricht (siehe Bezugsmaterial D(6)):

Mit Hilfe dieser Beziehungen können die Eigenschaften der Phas enmodulat ions strife 5 nach Fig. 13 immer auf die Eigenschaften der Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig. k zurückgeführt werden. An Hand der Zeit-

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-2ΡΓ- ¥& - JHJN. 8885

diagramme aus Fig. 12 wird dies näher erläutert für den Fall in der Phasonmodulatioiisstufe 5 nach Fig. 13 ein Duobinärkode angewandt wird mit einem Polynom p(d), das durch die nachstehende Formel gegeben wird (siehe Formel (16)):

P(D) = J + D · (23)

Ein Datensignal nach dem Zeitdiagramm b aus Fig. 12 am Ejηgang des Kodierkreises 32 in Fig. 13 ergibt dann am Ausgang ein Partial-Response-Signal entsprechend dem Zeitdiagramm c_ aus Fig. 12. Zufuhr eines derartigen Partial-Response-Signals c_ zum Phasenmodulator 30 in Fig. 13 über das Tiefpassfilter 33 ergibt dann ein moduliertes Signal, dessen Phase 0(t) - abgesehen von einer konstanten Verschiebung über eine Zeit T/2 - auf dieselbe Art tu*d Weise ändert wie für die Kurve d in dem Zeitditigramm f_ aus Fig. 12, wie auf einfache Weise ersichtlich ist. Diese Kurve d_ im Zeitdiagramm £ aus Fig. 12 ist jedoch dadurch erhalten worden, dass ein Datensignal entsprechend dem Zeitdiagramm b_ einer Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig. k zugeführt wird, worin ein modifiziertes Duobinärkode angewandt wird mit einem Polynom F(d)_s das nach der Formel (17) durch die nachstehende Formel gegeben wird; F(D) = I - D² (2k)

Da dieses Polynom F(d) sich wie folgt schreiben lässt; F(D) = I-D² = (I-D)(I+D) (25)

stellt es sich heraus, dass zwischen dem Polynom F(d) der Formel (2^) und P(d) der Formel (23) tatsächlich

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PH». 8S88 -'! -7--197s

die Beziehung entsprechend der Formol (21 ) bestellt, so dass in diesem Fall die Phasenmodulationsstufe 5 nach Fig. 13 und die Frequeiizmodulatd.oiisstufe 5 nach. Fig. h dieselben Eigenschaften aufweisen, ivas das modulierte Signal an ihrem Ausgang anbelangt.

Sea). Praktische Verwirklichung der Modulationsstufe.

Aus den Betrachtungen in dem obengenannten Paragraphen B(i) geht hervor, dass aus wirtschaftlichem Gesichtspunkt die Verwendung des verfügbaren Frequenzspektrums diejenige Einrichtung der Modulationsstufe in dem Sender 1 nach Fig. 1 bevorzugt wird, die zu einem modulierten Signal führt, dessen Gesamtphasenänderung Ä0(m) zwischen den Zeitpunkten t = mT und t = (m+i)T durch eine Partial-Response der Klasse 2 mit 3 Ueberlagerungen (siehe die Formeln (1O) und (I5)) bestimmt wird und wobei die Form der Phase 0(t) für die Zeitpunkte t innerhalb des betreffenden Zeitintervalls durch eine Filterantwort bestimmt wird, die demdritten Nyquist-Kriterium entspricht und die eine spektrale Bandbreite von nahezu der minimalen Nyquist-Bandbreite aufweist (siehe Filterantwort g'(t) = g(t) in Fig. 7). Untenstehend werden zwei unterschiedliche Ausführungsformen der Modulationsstufe 5 betrachtet, die zwar allgemeiner verwendet werden können, von denen aber die besonderen Einzelheiten ,immer für den obengenannten.!Fall gegeben werden werden.

Das allgemeine Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Modulationssiufe 5 ist in Fig. 1*1

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■■ PiIN. 8888

dargestellt, welches Schaltbild auf dem funktioneilen Blockschaltbild einex* Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig. h gründet. Elemente in Fig. 14, die denen aus Fig» h entsprechen, sind in Fig. 1^1 mit denselben Bezugszeichen angegeben wie in Fig. k-. In Fig. 14 werden die differentiell kodierten Datensignale des Kodierkreises 20 in Fig. 1 einem Vormodulationskreis 21 zugeführt, der*, wie bereits erwähnt, in der Praxis auf einfache Weise als digitales Filter mit einem Uebertragungsfunktion Gf'(uj) nach der Formel (12) und einer Stossantwort g'(t) nach Fig. 7 mit einer beschränkten Dauer ausgebildet werden kann, an welches digitale Filter ein Tiefpassfilter angeschlossen ist zur Unterdrückung unerwünschter Signalanteile bei der Ausgangsabtastfrequenz und Vielfachen derselben. Nähere Einzelheiten in bezug auf die praktische Verwirklichung eines derartigen digitalen Filters lassen sich beispielsweise im Bezugsmaterial Die) finden.

Auch in Fig. lk wird das Ausgangssignal des Vormodulationskreises 21 einem spannungsgesteuerten Oszillator özugeführt, von dem obenstehend vorausgesetzt xrarde, dass seine Ruhefrequenz f immer der gewünschten Trägerfrequenz f entspricht und die Verstärkungskon-

stante K immer dem ¥ert ^/(2T) rad. pro Volt pro Sekunde entspricht. In der Praxis sind jedoch zusätzliche Massnahmen erforderlich um diese Parameter f und K des

ο ο

Oszillators 6 auf ihren vorgeschriebenen Werten zu halten. Dazu ist in Fig. ~\h -der Oszillator 6 in eine

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PHN. 8888

Regelschleife 3^ aufgenommen, wobei in der Verbindung zwischen dem Vormodulationskreis 21 und dem Oszillator 6 ein Multiplizierer 35 und ein nachgeschalteter Addierer 36 angeordnet sind und wobei der Ausgang des Oszillators 6 an einen Detektionskreis 37 zum Erzeugen der Regelsignale angeschlossen ist, die dem Multiplizierer 35 sowie dem Addierer 36 zugeführt werden. Eine , Abweichung von f gegenüber dem gewünschten Wert f ist

j-O C

ja einer· Verschiebung der St euer spannung des Oszillators 6 gleichwertig, so dass die Abweichungen von f durch eine zusätzliche Korrektur dieser Steuerspannung mit Hilfe des Addierers 36 ausgeglichen werden können. Auf gleiche Weise ist eine Abweichung von K gegenüber dem gewünschten Wert Tf/(2Τ) gleichwertig mit einerAenderung in der Grosse der Steuerspanmmg des Oszillators 6, so dass die Abweichungen von K durch multiplikative Korrektur dieser Steuerspannung mit Hilfe des Multiplizierers 35 ausgeglichen werden können. Damit der Detektionskreis 37 imstande ist, die erforderlichen Regelsignale zu erzeugen, muss darin mindestens Information in bezug auf die gewünschte Trägerfrequenz f und Information in

bezug auf die Auftrittszeitpunkte der Datensymbole verfügbar sein. Dazu ist der Detektionskreis 37 in Fig. \h an einen Kristalloszillator 38 angeschlossen, dessen Frequenz mit der Trägerfrequenz f eine bestimmte Be-Ziehung hat, sowie an die Takts ignalque He k in Fig. 1, deren Fx^equenz der Symbolfrequenz l/T entspricht. Weiter kann im Detektionskreis 37 die Beziehung zwischen der

809911/0993

PiIN .888S

Gesamtphasenverscliiebuiig /&0(ΐη) and den Dateiisynibolen b(m), b(m~i), b(m-2) nacli der Formel (ΐθ) benutzt werden um die Rege!geschwindigkeit der Regelschleife '}k zu ver~ grössern, wozu die Datensymbole dem Detektionskreis 37 zugeführt werden können, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 14 dargestellt ist.

;' Dieser Detektionskreis 37 1-ε.ηιι verschiedenartig ausgebildet -werden. Als Beispiel zeigt Fig. 15 eine Ausführungsform der Frequenziiiodulationsstufe 5 nach Fig. ik, worin der Detektionskreis 37 derart eingerichtet ist, dass nur eine geringe Anzahl Elemente verwendet zu werden braucht.

In Fig. 15 enthält der Detektionskreis 37 einen Quadrierkreis 39 j in dem das Ausgangssignal des Oszillators 6 mit sich selbst multipliziert wird. Nun lässt sich darlegen, dass das Spektrum dieses quadrierten Signals zwei diskrete Anteile enthält bei Frequenzen f und f₂, die für die genauen Werte der Parameter f und K den nachfolgenden Beziehungen entsprechen:

_{1 c} /()
f₂ = 2f_c + 1/(2T)

so dass die Differenz (f„ - f₁) der Symbolfrequenz l/T genau entspricht. Bei abweichenden Werten der Parameter f und K erfahren die diskreten Anteile bei Frequenzen " f.. und fp Aenderungen, die dazu verwendet werden können, die zwei Regelsignale zu erzeugen. Dazu wird das quadrierte Signal in einem Mischkreis hö mit dem Ausgangssignal des Kristalloszillators 38 multipliziert, dessen

8811/

.8888

2838884

Frequenz in diesem Fall dem Wert (2f + ΐ/(2ΐ) entsprieilt, wodurch ein niederfrequentes Signal mit einem Spektrum entsteht, das zwei diskrete Elemente enthält, die für

die richtigen Werte der Parameter f und K bei den ¹⁼¹ 00

Frequenzen f = 1/T und f = O liegen. Dieses niederfrequente Signal wird mittels eines Tiefpassfilters 41 mit einer Grenzfrequenz über der Symbolfrequenz 1/T selektiert und in einem Mischkreis 42 mit dem Ausgangssignal der Quelle 4 in Fig. 1 multipliziert, deren Frequenz der Symbolfrequenz 1/T entspricht. Das Regelsignal zur Korrektur der abweichenden Werte von f wird dann dadurch erhalten, dass die Ausgangssignale des Filters 41 und des Mischkreises 42 mit Hilfe eines Addierers '13 addiert und das Summensignal über lange Zeit mit Hilfe eines Glättungsfilters 44 gemittelt werden. Dieses Regelsignal wird von der Steuerspannung für den Oszillator 6 mit Hilfe des Addierers 36 subtrahiert. Dagegen wird das Regelsignal zur Korrektur von abweichenden Werten von K dadurch erhalten, dass das Ausgangssignal des Mischkreises 42 mit Hilfe eines Addiei-ers von-dem Ausgangssignal des Filters 41 sub-trahiert und das Differenzsignal über lange Zeit mit Hilfe eines Glättungsfilters 46 gemittelt wird. Dieses letztere Regelsignal wird dazu verwendet, den Multiplikationsfaktor des Multiplizierers 35 ^z/u ändern. Dieser Multiplizierer kann als regelbarer Verstärker mit einem Nennverstärkungsfaktor fleich 1 ausgebildet werden, Wobei- das Ausgangssignal des Glättungsf ilters diesen Verstäx-kungs-

909811/0992

T-UN. 8888

^{l7 !9/8}

f aktor r

Aus Fig, 15 geht hervor, class die Reg-elsclileife Jh als zwei zusammenarbeitende phasenverriegelte Schleifen betrachtet werden kann. Die Wirkungsweise dieser zweidirnensionaleii Regelschleife Jh lasst sich nur schwer beschreiben aber ein Globaleindruck der Wirkungsweise kann dadurch erhalten werden,dass vorausgesetzt wird, dass

/ für die richtigen Werte "on f und K vom Oszillator 6

00

das Ausgangssignal s(t) wieder wie folgt geschrieben werden kann

s(t) = sin fi^_ct + 0(-tf] (27)

dass die Ausgangssignale des ICristalloszillators 38 und der Taktsignalquelle h (in Fig. 1) wie folgt geschrieben werden können:

sin(2&? t

(28) cos(27Tt/T)

dass am Ausgang des Filters 41 und des Mischkreises h2 die Signale S₁(t) bzw. s„(t) auftreten und dass in den Addierern hj, h$ der Konversionsfaktor des Mischkreises hZ berücksichtigt wird. Weiter wird vorausgesetzt, dass die Binärwerte "0" und "1" in dem Datensignal mit gleichen Wahrscheinlichkeiten auftreten, welche Voraussetzung in der Praxis keine Probleme liefert in denjenigen Fällen, wo eine Form von Datenscrambling in der Datensignalquelle 3 des Senders 1 in Fig. 1 angewandt wird.

Für den Fall, dass das Parameter f eine positive Abweichung aufweist, so dass gilt:

f_o = O⁺^₁K₀ , ^₁ « 1 (29)

909811/0993

h ■··(■· 078

und das Pai-ameter K den richtigen Wert aufweist, hat das Signal s(t) die Form:

s(t) = sin [(1+ S₁)O^t + 0(t)] (30)

Es lässt sich dann darlegen, dass für diejenigen Zeit-Intervalle, in denen die Phase 0(t) mit ti /2 rad. pro Syinbolperiode T zunimmt, nur das Signal s..(t) einen dem

/ ¥ert S₁^ proportionalen Gleichspannungsanteil posi-ι c

tiver Polarität aufweist. Au:¹" gleiche Weise lässt sich

^; darlegen, dass für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase 0(t) mit If/2 rad. pro Symbolperiode T abnimmt, nur das Signal s (t) einen dem ¥ert O₁O proportionalen GIeIchspannungsanteil abenfalls positive!" Polarität aufweist. Die genannten Zeitintervalle treten beide mit derselben ¥ahrscheinliclilceit auf, so dass die beschriebene Art und ¥eise einer Kombination der Signale s (t) und s (t) in Addierern 43, ^-IS in diesem Fall zu einer Regelspannung führt -mit einem ¥ert Null am Ausgang des Glättungsfilters 46 und zu einer dem ¥ert S ιb) proportionalen Regelspannung positiver Polaristät am Ausgang des Glättungsfilters hk. Im Addierer 36 wird diese letzte Regelspannung von der Steuerspannung des Oszillators 6 subtrahiert, wodurch die positive Abweichung des Parameters f praktisch auf einen ¥ert Null zurückgebracht wird.

' Für den Fall, dass das Parameter K eine positive Abweichung aufweist, so dass gilts

κ_ο = (i₊.S_a) 07(2τ) , S₂« 1 · (31)

_ο = (i₊.S_a) 07(2τ) , S₂

und das Parameter f den richtigen ¥ert auf v/eist, hat

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ΡΠΝ.8888 '■·-■· -1Q¹⁷O

das Signal s(t) die Form:

s(t) = sin [ω _ct + (1+S₂) 0(t)] (32)

Es lässt sich dann darlegen, dass für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase 0(t) mit 77/2 rad. pro Symbolperiode T zunimmt, nur das Signal s^(t) einen dem Wert 0 _p ¹Jl"/(2T) proportionalen Gleiclisparinuiigsanteil positiver Polarität aufweist. Auf gleiche Weise lässt sich darlegen, dass für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase 0(t) mit Tf/2 rad. pro Symbolperiode abnimmt, nur das Signal s„(t) einen dem Wert ö ^Tf / {2i) proportionalen Gleichspannungsanteil aufweist, aber mit negativer Polarität. Die genannten Zeitintervalle treten mit derselben Wahrscheinlichkeit axif, so dass die Kombinationsart der Signale s (ot) und s (t) in den Addierern k3, ^" in diesem Fall zu einer Regelspannung mit dem Wert Null am Ausgang des Glättungsfliters kk und zu einer dem Wert ^„^/(ST) proportionalen Regelspannung positiver Polarität am Ausgang des Glättungsfilters 46 führt. Diese letztere Regelspannung wird dazu verwendet, dem Multiplikationsfaktor des Multiplizierers 35 einen Wert kleiner als 1 zu erteilen, wodurch die Grosse der Steuerspannung des Oszillator 6 verringert und die positive Abweichung des Parameters K praktisch auf einen Wert Null zurückgebracht wird.

Der Fall, wo die beiden Parameter f und K

00

Abweichungen aufweisen, kann dann in erster Instanz als die Ueberlagerung der beiden obenstellend beschriebenen Fälle betrachtet x^erdeii, wobei nur das Parameter

11/oii

S^ PnN ο R 88

2838884

f oder nur das Parameter K eine Abweichung· aufweist.

Auf diese Weise werden mittels der zwei-dimensionalen Regelschleife 3*1 die Parameter f und K des Oszillators 6 auf ihren vorgeschriebenen ¥ert f bzw. ^/'/(2T) gehalten, wodurch das Ausgangssignal s(t) des Oszillators auch in der Praxis eine Phase 0(t) aufweist, die von der gewünschten Phase 0(t) für den in dem vorhergehen- ; den Paragraphen E(i) betrachteten Idealfall nahezu nicht abweicht.

. Der wesentliche Vorteil dieser in Fig. Ik und Fig. 15 dargestellten Ausführungsform der Modulationsstufe 5 ist, dass die Amplitude des modulierten Ausgangssignals auch in der Praxis sehr konstant ist. Die Verwendung einer zweidimensionalen Regelschleife jk geht jedoch mit Einstell- und Stabilitätspx-oblemen einhet, erfordert zur einwandfreien Yirlcung dieser Regelschleife J>h die Verwendung eines "Datenscramblers" in der Datensignalquelle 3 und koppelt die Schleifenbandbreite mit der Symbolfrequenz 1/T des Datensignals.

Die obenstehe ride η Probleme werden vermieden bei

. einer zweiten Ausführungsform der Modulationsstufe 5» die auf einer orthogonalen Modulationsmethode gründet und deren allgemeines Blockschaltbild in Fig. 16 dargestellt ist. Das differenziell, kodierte Datensignal des Kodierkreises 20 in Fig. 1 wird in Fig. 16 einem Signalverarbeitungskreis ^l7 zum Erzeugen eines Signals cos I 0(t)l an dem. ersten Ausgang 48 und eines Signals sin J 0(t)l am zweiten Ausgang ^9 zugeführt, wobei 0(t)

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v. 8«88 '+•-7- 197? '

2638984

die gewünschte Phase des modulierten Ausgaiigssignals s(t) der Modulationsstufe 5 ist. Obschon eine Ausführungsform in analogen Techniken theoretisch möglich ist, bietet eine Ausbildung des Signalverarbeitungskreises 47 in digitalen Techniken so viele praktische Vorteile, dass dies bevorzugt wird und die weitere Beschreibung sich / darauf beschränkt, Das Signal am Ausgang 48 wird einem Produktmodulator 50 über ein Tiefpassfilter 5I zur Unterdrückung·von Signalanteile bei der Ausgangsabtastfrequenz f des Signalverarbeitungskreises 47 und bei

Vielfachen derselben zugeführt und auf gleiche Weise wird das Signal am Ausgang-49 einem Produkmodulator über ein dem Filter 5I entsprechendes Tiefpassfilter 53 zugeführt. In den beiden Produktmodulatoren 50, 52 -werden die Signale cos I 0(t)j und sin J 0(t)l mit Trägern multipliziert, deren Frequenz der gewünschten Trägerfrequenz f entspricht und deren Phasenunterschied Tf/2 rad. beträgt und zwar mit einem Träger s±n(Co t) in dem Produktmodulator 50 und mit einem Träger cos(itJ t) in dem Produktmodulator 52. Die Aus gangs Signa Ie

der beiden Produlctmodulatoren 50, 52 werden mit Hilfe eines Addierers 54 summiert, wodurch ein Summensignal s(t) entsteht, das durch die nachstehenden Formeln gegeben wird ■

. s(t) = cos[0(t)j .3ίη(ίθ_οΐ)·4-8ίη [0(t)J .cos(ic/_ct) (33) und sich schreiben lässt wies

s(t) = sin JTtu_ct + 0(t)] (34)

so dass am Ausgang der Modulationsstufe 5 tatsächlich

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S 3 ρττΝ .8888

2838884.

das modulierte »Signal mit der gewünschten Phase 0(t) ei'lialten wird.

Nun wird dargelegt, dass dieser Signalvcrarbsituiigs-

; kreis if-7 die gewünscb.te Pliase 0(t) und folglich die Signale cos I 0(t)J und sin I 0(t)| aus dem eintreffenden Datensignal b(t) abgeleitet werden können. Aus der Erläuterung der Wirkungsweise der Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig. h folgt, dass die Phasenstossantwort 9(t) der Modulati ons stufe 5 durch, die nachstehende Formel gegeben wird:

9(t) α (207t). / g'(r)d£+c· (35)

S- CS>

wobei C eine Konstante ist und g'(t) die Stossantwort, die zu der TJebertragungsfunktion G' (UP ) nach der Formel (12) gehört. Für den Fall, dass die Dauer dieser Stossantwort g'(t) ebenso wie obenstehend auf das zentrale Intervall mit der Länge 5T beschränkt wird (siehe.Fig. 7) und die Konstant C den Yert Null hat, ist diese Phasenstossantwort 9(t) in dem Zeitdiagramm a. aus Fig. 17 dargestellt. Die gewünschte Phase 0(t) kann dann durch das Datensignal b(t) erhalten werden, das sich wie folgt schreiben lässt:

^b(*) ⁼ "^^ ^b(^m) <i"(*-mT) b(m) = + 1 (36) m = -fp

wobei (.) eine Dirac-Funktion darstellt, die mit der Phasenstossantwort 0(t) nach der Formel(35) konvoluiert werden kann mit dem Resultat:

+ C (37)

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PJIN. 8888 k _/_; 078

wobei C eine Konstante ist, die durch die Phase 0(t), die zu einem BezugsZeitpunkt gegeben wird, festgelegt wird. Für den Fall, dass die Dauer der Stossantwort g'(l) auf die obengenannte Weise auf 5T beschränkt wird, kann aus der Formel (37) die nachfolgende Beziehung für die Phase ö(t) In dem Zeitintervall mT 4. t ^ ("'+1 )T abgeleitet werden:

0(t) = 0(mT) + "^EZl b(m-k) θ. Γί-(ηι-1ί)τΊ (38) k = -2 .

wobei ©.(t) eine Funktion ist, die für die Zeitpunkte fc in dem Intervall xT K. t ^ (χ+ΐ)τ, wobei χ eine ganze Zahl ist, gegeben wird durch:

ö.(t-) = 9(t-T/2) - θ(χΤ-Τ/2) (39)

In dem Zeitdiagramm b aus Fig. 17 ist die Funktion Q.(t) dargestellt, die zu der Phasenstossantwort θ(ΐ) gemäss dem Zeitdiagramm a in Fig. 17 gehört. Wenn nun die Pha.se 0(mt) bekannt ist, wird die Phase 0(t) in der nächsten Symbolperiode T entsprechend den Formeln (38) und (39) durch die Datensymbole b(m-2), b(m-i), b(m), b(m+i), b(m+2) und die Funktion 9.(t) völlig bestimmt.

Zum Ableiten der Signale cos I 0(t)J und sin I 0(t)J in dieser Symbolperiode T is dann ausreichend, dass der Wert Modulo 2i/der Phase 0(t) entsprechend der Formel (38) verfügbar ist.

Der digitale Signalverarbeitungskreis 47 kann verschiedenartig ausgebildet werden. Als Beispiel zeigt Fig. 18 eine Ausführungsform der Modulationsstufe

9098 1 1

- PIJN. 8388

•Ί-7-1078

2838384

5 nach Fig. 16 mit einem digitalen Signalvcrarbeitungskreis kl[ einfacher Struktur. Diese einfache Struktur ist dadurch erhalten worden, dass die Tatsache benutzt wird, dass die Phase 0(t) zwischen den Zeitpunkten t = niT Lind t = (hi+1)t höchstens um einen Betrag- entsprechend ± rad. ändern kann sowie die Tatsache, dass innerhalb dieses Zeitintervalle der Wert Modulo Zv der Phase : 0(t) immer in demselben Phasenquadrant I y Tf / Z, (y+i mit y = 0, 1, 2 oder 3 bei einer geeigneten Wahl von 0(O zum Bezugszeitpunkt bleibt - siehe Zeitdiagramm d. aus Fig. 8 - und ein etwaiger Uebergang nach einem anderen Phasenquadrant zu dem Zeitpunkt t = (m+1)τ stattfindet. Wie auch aus dem Zeitdiagramm d aus Fig. 8. hervorgeht, bestimmen die Datensymbole b(m), b(m+i) zusammen, ob die Phase 0(t) nach dem Zeitpunkt t = (m+i)T in demselben Phasenquadrant bleibt wie im Zeitintervall mT ^t^ (m+i)T, oder nach einem benachbarten höheren oder niedrigeren Phasenquadrant übergeht. Insbesondere gibt es zwischen der Nummer y(m) des Phasenquadranten für das Zeitintervall mT ζ\t^ (m+i)T, der Nummer y(m-i) für die vorhergehende Symbolperiode und den Datensymbolen b(m-i), b(m) die Beziehung entsprechend der nachfolgenden Tafel:

b(m)y(mF

+ 1	+ 1
+ 1	-1
-1	+ 1
-1	-1

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PiIN. 88SS

Zur Bestimmung der Signale cos J 0(1;)J und sin j 0(t"} j in dem Zeitintervall mT ζ t ζ (m+1 )τ ist es also auf
Grund der Formel (38) ausreichend, dass die Datensymbole b(m-2), b(m-i), b(m), b(m+i), b(m+2) und die Funktion ö.(t) nach der Formel (39) bekannt sind, die zusammen die Form der Phase 0(t) in einem bestimmten Phasenquadrant bestimmen und dass zugleich die Quadrantnummer y(m) Modulo k der Phase 0(mT) bekannt ist, die bestimmt, in welchem Phasenquadrant diese Phase 0(t) liegt.

In dem Signalverarbeitungskreis 4 7 aus Fig. 18 wird das differentiell kodierte Datensignal b(t) des Kodierkreises 20 in Fig. 1 einem Schieberegister 55
zugeführt, dessen Inhalt mit einer Frequenz gleich der Symbolfrequenz 1/τ weiter geschoben wird. Dieses Schieberegister 55 hat eine Anzahl von ρ Elemente, die der Anzahl Symbolperioden pT des zentralen Intervalls entspricht, auf die sich die Stossantwort g'(t) beschränkt, in diesem Fall ist also ρ = 5. Zu dem Zeitpunkt t = mT ist der Inhalt des Schieberegisters 55 wie in Fig, > dargestellt und auf Grund des vorhergehenden ist der Inhalt für die Form der Phase 0(t) in dem Zeitintervall mT { t^ (m+i)T unabhängig von dem Phasenquadrant repräsentativ. Veiter ist der Ausgang des mittleren Elementes ■ des Schieberegisters 55 an einen Quadrantenzähler 56 angeschlossen, dessen Zählstellung die Quadrantnummer y(m) Modulo k ist. Dieser Quadrantzähler 56 ist als
modifizierter Modulo-^-Vorwärts-Rückwärtszähler ausge-

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ΡΕΝ.5888 i\-7-1978

2938884

bildet, dessen Zähl stellung y(m) mit dei" vorhergehenden Zähls te llung· y(m-l) und den Dafcensymbolen b(m-i), b(m) entsprechend der obenstehenden Tafel zusammenhängt. Der Inhalt des Schieberegisters 55 (.5 Bits) und die Zählstellung des Quadreaitenzählers 56 (2 Bits), die zusammen die Form der Phase 0(t) und den Phasenquadrant repräsen-/ tieren für das Zeitintervall mT<t^(m+i)T, sind als eine Addresse von 7 Bits wirksam, die über eine Addressiereinheit 57 zwei digitalen Speichei-n 58 und 59 zugeführt wird, in denen für jeden Phasenquadranten die Signalabtastwerte des Signals cos F0(t)J und des Signals sin I 0(t)l für die möglichen Formen der Phase 0(t) in nur einer Symbolperiode T gespeichert sind. Für eine Dauer pT der Stossantwort g'(t) und folglich eine Anzahl von ρ Elementen des Schieberegisters 55 sind 2?

Formen der Phase 0(t) in nur einer Symbolperiode T möglich} in diesem Fall ist ρ = 5 und folglich 2^P = 32. Die beiden Speicher 58, 59 werden mit einer Abtastfrequenz f mittels eines Interpolarisationszählers 60, der in jeder Zählstellung einen Ausleseimpuls gibt, ausgelesen. Für diese Abtastfrequenz f gilt:

wobei der Interpolationsfaktor Q eine ganze Zahl ist, so dass der Interpolationszähler 60 als Modulo-Q-Zähler . ausgebildet ist. Nähere Einzelheiten in bezug auf diese bekannte Interpolationsmethode lassen sich in dem Bezugsmaterial D(9) und D(io) finden. Das Steuersignal mit der Frequenz f für den Interpolationszähler 60 und

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FUN. 88SS ^-7-1978

ebenfalls das Schiebesignal mit der Frequenz l/T für das Schieberegister 55 rühren von einer Zeitsteuereinheit 61 her, die mit der Taktsignalquelle k in Fig. 1 synchronisiert ist. Die ausgelesenen Signalabtastwerte cos F0(rnt+qT_a+T_s/2)] und sin [0(mT+qT_s+T_s/2)J mit q = 0, 1 , 2, ·.., (ti-·! ) werden über einen Digital-Analog-¥andler 62 dem Ausgang 48 bzw. über einen / Digital-Analog-Wandler 63 dem Ausgang hS zugeführt. Die Signale an beiden Ausgängen h8, hj des Signalverai"-beitungskreises kj werden dann in Fig. 18 auf dieselbe Art und ¥eise verarbeitet wie in der Modulationsstufe 5 nach Fig. 16. An die Tiefpassfilter 5I, 53 zur Unterdrückung von Signalanteilen bei der Abtastfrequenz f und Vielfachen derselben ist die Anforderung gestellt, · dass sie identisch sind; insbesondere sollen in ihrem Durchlassband die Gruppenaufzeiten unabhängig von der Frequenz und identisch sein. Damit die praktische Verwirklichung von Tiefpassfiltern 5I> 53 nicht zu verwickelt wird, soll der Interpolationsfaktor Q hoch genug gewählt werden, beispielsweise Q = 8 oder Q= Eine Grenzfrequenz der Tiefpassfilter 5I, 53 entsprechend der halben Abtastfrequenz f /2 = q/(2T) ist dann bei dieser Wahl des Interpolationsfaktors Q akzeptierbar, dies in Anbetracht des Spektrums der gewünschten Sig-

nals cos [0(t)J und sinfjzi(t)J .

Der Umfang der Speicher 58, 59 nimmt bei einer Vergrösserung des Interpolationsfaktors Q und insbesondere bei einer Vergrösserung der Dauer pT der Stossantwort

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PdN.3838

g'(t) schnell zu; so führt ein ¥ert 2Q statt Q zu einer Vergrössenmg des Umfanges um einen Faktor 2 und ein ¥ert (ρ+2)Τ statt. pT sogar zu einer Vergrösserung des Umfanges um einen Faktor h. Es ist jedoch möglich, eine Verringerung des Umfanges der Speicher 58, 59 ^um einen Faktor h zu bewirken und zwar durch Verwendung bestimmter Eigenschaften der Kosinus- und Sinusfunktionen. ¥ie auch auc dem Zeitdiagramm d aus Fig. 8 hervorgeht, kann die Phase 0(t) in einem Quadrant (0,^/2) entsprechend einer bestimmten Kurve ζ von 0 rad. bis IC /2 rad. in einer Symbolperiode zunehmen aber auch entsprechend einer zur der Kurze ζ spiegelsymmetrischen Kurve ζ

vonT/2 rad. bis 0 rad. abnehmen und ebenfalls im Quadrant ( Ti'/2, ff) entsprechend der Kurve ζ von Tt/2 rad.

bis "rad. zunehmen oder entsprechend der Kurve ζ

von η rad.' bis ίτ/2 rad. abnehmen. In allen vier den Fällen durchläuft das Signal siiif0(t)J dieselbe Reihe von Signalwerten, sei es in dem zweiten und dritten Fall in umgekehrter Richtung. Venn nun nur die Signalwerte sin L0(t)J für den ersten Fall, wo die Phase 0(t) entsprechend der Kurve ζ von 0 rad. bis 7)"/2 rad. zunimmt, in einem bestimmten Teil des Speichers 59 gespeichert werden, kann dieser Teil nicht nur auf dieselbe Art und Weise für den vierten Fall verwendet werden, sondern auch für den zweiten und dritten Fall, insofern .dieser Teil in umgekehrter Richtung· ausgelesen wird. Dieselbe Einsparung des Speicherraumes um einen

t. Faktor h kann für die beiden' Speicher 58, 59 als Ganzes

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dadurch erreicht werden, dass nur die Signalwerte cos I 0(t)\ im Speicher 58 und die von sin J 0(t)| im Speicher 59 für zunehmende Phasen 0(t) im Quadrant (0,77/2) und für zunehmende Phasen 0(t) im Quadrant (V ■> 3 Tf/2) gespeichert werden, In diesem Fall ist für jede Symbolperiode die Ausleserichtung (normal oder umgekehrt) für den Speicher 58 immer gleich der des / Speichers 59» so dass auch dann die Addresse für die beiden Speicher 58, 59 gleich sein kann. Die übrigen Aenderungen des Signalverarbeitungskreises k-7 beschränken sich auf die Addressiereinheit 57 und den Interpolationszähler 60. In der Addressiereinheit 57 werden in diesem Fall die vier ursprünglichen Addressen, die einer bestimmten Reihe von Signalwerten cos J0(t)J und

der entsprechenden Reihe von Signalwerten sin/ 0(t)l zugeordnet sind, in eine einzige Addresse für die beiden Speicher 58, 59 umgewandelt, weiche Addresse durch eine der vier ursprünglichen Addressen und ein Informationsbit für die Ausleserichtung der beiden Speicher 58, 59 gebildet wird. Der Interpolationszähler 60 wird in diesem Fall als Modulo-Q-Vorwärts-Rückwärtszähler ausgebildet, dem das Informationsbit für die Ausleserichtung zugeführt wird um die Zählrichtung (vorwärts oder rückwärts) zu steuern, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 18 dargestellt ist. Der wesentliche Vorteil dieser in Fig. 16 und Fig. 18 dargestellten zweiten Ausführungsform der Modulationsstufe 5 ist, dass durch Verwendung des digitalen

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PHN. 8888 ii-7-1973

283.8884

SignalverEirbeitungskreiscs 47 diejenigen Probleme veirnieden werden, die mit der Verwendung der zweidiinensionaleii Regelschleife Jk in der ersten Ausführungsform nach Fig. 14 und Fig. 15 zusammenhängen. Für eine einwandfreie Wirkung dieser zweiten Ausführungsf ox'tn sollen die beiden Tiefpassfilter 5I , 53 identische Amplituden- und Pliasenkennlinien aufweisen und das gilt auch füi" ι die beiden (linearen) Produktmodulatoren 50» 52. Yenn diese Anforderungen nicht erfüllt werden entweder durch die Filter 5I> 53 oder durch die Modulatoren 50, $2, oder aber durch beide, Filter 5Ij 53 und Modulatoren 50, 52, werden in dem Ausgangssignal s(t) der Modulationsstufe 5 unerwünschte Amplitudenänderungen und unerwünschte Phasenänderungen auftreten, so dass dieses Ausgangssignal dann die nachstehende Form erhält

s(t) = A(t) sin [<i> _ct + 0(t) +"HTCt)] (41)

wobei A(t) die Amplitudenänderung undTlT(t) die unerwünschte Phasenänderung darstellt, statt der gewünschten Form

s(t) = sin Fto_ct + 0(t)] · (42)

Fig. 19 zeigt nun eine Abwandlung.der Modulationsstufe 5 nach Fig. 16 und Fig. 18, wobei keine Tiefpassfilter 51, 53 verwendet und die unerwünschten Amplitudenänderungen A(t) vermieden werden. Die Elemente in Fig. 19» die denen aus Fig. 16 und Fig. 18 entsprechen, sind in Fig. 19 mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 16 und Fig. 18 bezeichnet.

In Fig. 19 werden die Signale an den Ausgängen

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. 88SS 4-7-;978

2838334

48, hS des SigualverarbeitiJngskre ises hf, die von Digital-Analog-Wandlern (62, 63 in Fig. 18) herrühren, unmittelbar Produlctinodulatoi'en 50, 52 zugeführt, so dass im Surnrnensignal s(t) am Ausgang des Addierers ^k ausser dem gewünschten modulierten Sigruil mit der Trägerfrequenz

f nacli der Formel (^2) auch unerwünschte Seitenbänder c ^v '

auftreten bei Frequenzen, die um einen Abstand ent-

sprechend der Ausgangsabtastfrequenz f _ des Signalverarbeitungskreises h"( (und Vielfache derselben) von der gewünschten Trägerfrequenz f entfernt sind. In diesem

Fall kann das Summensignal s(t) wieder entsprechend der Formel (41) geschrieben werden, wobei die Amplitudenänderung A(t) nun im wesentlichen die Folge von Ungleichheiten in den zwei Produktmodulatoren 50» 52 ist und in der Praxis weniger als 2^c/o von dem gewünschten konstanten Wert abweicht. Dieses Summensignal s(t) wird nun einer phasen-verriegelten Schleife Gh zugeführt, die einen spannungsgeSteuerten Oszillator 65 enthält, dessen Ruhefrequenz praktisch gleich der gewünschten Trägerfrequenz f ist und dessen Ausgangssignal s (t)

c ο

das Ausgangssignal der Modulationsstufe 5 bildet. Dieses Signal s (t) wird einem ersten Eingang eines Phasendetektors 66 vom Nulldurchgangstyp zugeführt, von dem ein zweiter Eingang das Summensignal s(t) von dem Addierer 5k als Schaltsignal erhält. In dem Ausgangssignal des Phasendetektors 66 treten auch Signalanteile mit der Abtastfrequenz f (und Vielfachen derselben)

auf, die durch die unerwünschten Seitenbänder des

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"FiIN. 8SS8 4-7-1W

Summensignals ^δ(Ό verursacht werden. Aus diesem Ausgangs signal des Phasendetektors 66 wird nun die Steuerspannung für den Oszillator 65 erhalten mit Hilfe eines Tiefpassfilters 67» das die Signalanteile "bei der Abtastfrequenz f (und Vielfachen derselben) unterdrückt und das mindestens bis zur halben Symbolfrequenz 1/(2Τ) des Datensignals eine lineare Phasenkennlinie aufweist. Wie bereits erwähnt, hat die Abtastfrequenz f den ' Wert δ/Τ für einen Interpolationsfaktor Q = 8 in dem " Signalverarbeitungskreis k7· Wenn nun ebenso wie bei dem Tiefpassfilter 5I , 53 ±χι Fig. 18 die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 67 in Fig. 19 der halben Abtastfrequenz f /2 = h/T gleich gemacht wird, hat dieses Filter 67 für das gewünschte Signal einen breitbandigen Charakter, so dass die phasenverriegelte Schleife 64 der Phase des angebotenen Summensignals s(t) des Addierers 5k sehr schnell folgen kann.

Auf diese Weise wird dann ein Ausgangssignal s (t) der Modulationsstufe 5 erhalten, das sich wie folgt schreiben lässt:

s_o(t) = cos [tu _ct + 0(t) +If₁Ot)J (43)

und folglich eine konstante Amplitude aufweist, aber nicht die genannten unerwünschten Seitenbänder. Die unerwünschten kleinen Phasenänderungen "γ (t) im Signal s (t) entsprechen etwa den PhasenänderungTl/^ t) im Summensignal s(t) am Ausgang des Addierers 5h, die im wesentlichen die Folge von UngJ.eichheiten in den zwei Produktniodulatoren 5Oj 52 sind und in der Praxis kleiner

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sind als 0,03 rad. ^

Bisher wurde vorausgesetzt, dass dpr spannungsgesteuerte Oszillator 65 in Fig. 19 eine Ruhefrequenz aufweist, die nahezu gleich der Trägerfrequenz f des

(Kristall-)Oszillators 6 ist und dass das Ausgangssignal s (*t) des Oszillators 65 unmittelbar dem Phasendetektor 66 zugeführt wird. Für Tier te der gewünschten Trägerfrequenz f in der Grössenordnung von 100 Milz liefert die Verwirklichung einer auf diese Weise ausgebildeten Modulationsstufe 5 keine Schwierigkeiten, weil die in diesem Frequenzbereich verfügbaren Produktmodulatoren 59, 52 für kleine Signalleistungen als lineare Modulatoren betrachtet werden dürfen. Praktische Swierigkeiten treten auf bei der Verwirklichung der auf diese Weise ausgebildeten Modulationsstufe 5 für Werte der gewünschten Trägerfrequenz f in der Grössenordnung von 1 GHz, weil in diesem Frequenzbereich durchaus brauchbare spannungsgesteuerte Oszillatoren 65 verfügbar sind aber Produktmodulatoren 50, 52 auch für sehr kleine Signalleistungen kaum noch als lineare Modulatoren betrachtet werden dürfen. Diese Schwierigkeiten lassen sich jedoch auf einfache Weise dadurch, vermeiden, dass die phasenverriegelte Schleife 6h in Fig. 19 als Uebersetzungsschleife ausgebildet wird.

Wenn das Ausgangssignal s (t) des Oszillators 65 in einem Kanal mit einer zentralen Frequenz f von

beispielsweise 1 GHz übertragen werden muss, wird die Ruhefrequenz des Oszillators 65 auf eine Frequenz ein-

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PHK.8888

gestellt j die praktisch gleich der zentralen Frequenz f ist und der (Kristall-)Oszillator 6 wird auf eine Frequenz f' eingestellt, wobei die linearen Produkt— niodulatoren $0, 52 sich noch auf einfache Weise verwirkliehen lassen, beispielsweise f' = 100 MlIZ. Das Signal

f (t) wird dann einer Mischstxife 68 zugeführt und darin ■ mit einem Signal mit konstanter Amplitude mit einer Frequenz f - f in diesem Beispiel also f - f = 900 MIz,

CC CC

gemischt, wonach in der Mischstufe -68 das Mischprodukt s' (t) bei der Differenzfrequenz mit Hilfe eines Tiefpassfilters' selektiert wird. Dieses Signal s '(t) weicht nur darin von dem Signal s (t) ab, dass die Trägerfrequenz 'des "Signals s '(t) praktisch gleich der Frequenz

f 'des Oszillators 6 ist. In der Mischstufe 68 treten c

die genannten Linearitätsprobleme nicht auf, weil die beiden Eingangssignale eine konstante Amplitude aufweisen. Das Signal s "(t) wird dann dem ersten Eingang des Phasendetektors 66 zugeführt um die Steue.rspannung für den Oszillator 65 zu erhalten. Das Signal-mit der konstanten Amplitude mit einer Frequenz f - f ' für die

C C

Mischstufe 68 rührt von einer Quelle 69 her, die in üebertragungssystemen von dem Multikanaltyp'als Kanalfrequenzgenerator ausgebildet und dem auch das Einstellsignal für die Ruhefrequenz des spannungsgesteuerten ' Oszillators 65 entnommen werden kann, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 19 angegeben ist.

Die Modulationsstufe 5 nach Fig. 19 bietet weiter den Vorteil, dass eine geringfügige Aenderung ausreicht

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um auch ein Aus gangs signal s (t) erzeugen zu können, das in der Fx'equenz durch ein analoges Signal a(t) mit einem Durchlassbandcharakter, wie einem Gesprächsignal für Fenispreclizvecke, moduliert ist, Dazu wird in der Verbindung des Tiefpassfliters 67 mit dem spannungsgestetierten Oszillator* 65 ein Addierer 70 angeordnet mit einem Eingang 71» dem während der Datenübertragung / eine Spannung Ntill zugeführt wird aber während der Uebertragung analoger Signale eine dem Signal a(t) proportionale Spannung. Die weitere Aenderung der Modulationsstufe 5 besteht dann darin, dass während der Uebertragung analoger Signale die Kippfrequenz des Tiefpassfilters 67 auf eine Frequenz verringert wird in der Nähe der unteren Grenze des Freqnezbandes des Signals a(t), was in der Praxis das Umschalten eines oder mehrerer Widerstände in diesem Filter 67 bedeutet und das weiter für ein unmoduliertes Trägersignal mit einer Frequenz f ' am zweiten Eingang des Phasendetektors 66 gesorgt wird, was dadurch erreicht werden kann, dass dem Eingang des Signalverarbeitungskreises k7 ein Datensignal mit der Form ...+1, +1, -T₁ +1,-1, ... angeboten wird oder, was in der Praxis einfacher ist, dass dieser zweite Eingang des Phasendetektors 66 dann nicht an den Ausgang des Addierers ^k sondern an einen der beiden Ausgänge des Oszillators 6 angeschlossen wird,

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Leerseite

Claims (1)

1. "UV. Philips' 61o5;!aip_:pi,iisb.>-k;n_f Eindhoven _pHN ^ ₈₈₈₈

   PATENTANSPRÜCHE:

   mI System zur Uebertragung binärer Datensignale mit einer gegebenen Syinb ο !frequenz 1/τ von einem Sender zu einem Empfänger über einen uebertragungskanal mit einer beschränkten Bandbreite, velcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsignalquelle zur Synchronisation / der Datensignalquelle, einer Modulationsstufe, die einen Trägeroszillator enthält und an die Datensignalquelle zur Erzeugung eines winkelmodulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase angeschlossen ist, und einem Ausgangskreis zum Zuführen des winkelmodulierten Trägersignals zu dem Uebertragungskanal versehen ist und welcher Empfänger mit einem Eingangskreis zum Entnehmen des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals aus dem Uebertragungskanal, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugsträger mit einem Phasenunterschied von Tf/2 rad., einem Demodulationskreis, der an den Bezugsträgerkreis zur kohärenten Demodulation des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals mit diesen Bezugsträgern zum Erzeugen erster und zweiter demodulierter Signal angeschlossen ist, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugsfcaktsignale der halben - Symbolfrequenz 1/(2Τ) mit einem Phasenunterschied von

   u rad., und mit einem Regenerationskreis versehen ist, der zwei an den Bezugstaktsignalkreis angeschlossene Abtastkreise enthält zur Abtastung der ersten und zweiten demodulierten Signale mit diesen Bezugstaktsignalen und

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   ORIGINAL INSPECTED

   VnN.Sbc 8 V 7.. -ι ο78

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   der weiter einen logischen Kombinationskreis enthält zum Erhalten regenerierter binärer Datensignale aus den abgetasteten ersten und zweiten demodulierten Signalen, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe in dem Sendei- zum Erzeugen eines 'winkelmodulierte!! Trägersignals mit nahezu konstanter Amplitude eingerichtet ist, dessen kontinuierliche Phase 0(t) in jedem Symbolinter— vall der Länge T um einen in rad. ausgedrückten Betrag aus der Reihe -1f/2, -ff/k, 0, If/k, lf/2 ändert, welcher Betrag für das betreffende Symbolintervall durch mindestens zwei aufeinanderfolgende Datensymbole bestimmt wird und wobei die Form der Phase 0(t) für Zeitpunkte t innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch eine gefilterte Darstellung mindestens dieser zwei aufeinanderfolgenden Symbole bestimmt wird.

   2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Trägersignals eingerichtet ist, wobei der Betrag der Phasenänderung für das betreffende Symbolintervall entsprechend einem Partial-Response -Polynom mit ganzen Koeffizienten bestimmt wird und wobei die Phasenform für Zeitpunkte innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch das Integral der Konvolution der Datensymbole mit einer Filterantwort, die dem dritten Nyquist-Kriterium unter Berücksichtigung des genannten Polynoms entspricht, bestimmt wird. 3· System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen

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   PHN 8888 4-7-1978

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   eines frequenzinodulierten Trägersignals eingerichtet ist, wobei das genannte Partial-Response-Polynom von der Klasse 2 mit drei Ueberlagerungen ist, und wobei die genannte Filterantwort eine spektrale Bandbreite zwischen einem und anderthalbmal der minimalen Nyquist-Bandbreite für die gegebene Symbolfrequenz 1/T aufweist. h. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines phasenmodulierten Trägersignals eingerichtet ist, wobei der Betrag der Phasenänderung für das betreffende Symbolintervall entsprechend einem Partial-Response-Polynom mit ganzen Koeffizienten bestimmt wix"d und wobei die Phasenform für Zeitpunkte innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch die Kovolution der Datensymbole mit einer Filterantwort, die dem ersten Nyquist-Kriterium unter Berücksichtigung des genannten Polynoms entspricht, bestimmt wird.

   5. System nach einem der Ansprüche 1 - 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe einen signalgesteuerten Trägeroszillator enthält und einen Vormodulationskreis, der an die Datensignalquelle zum Erzeugen eines Steuersignals für diesen Oszillator angeschlossen ist.

   6. System nach Anspruch 51 dadurch gekennzeichnet, dass der signalgesteuerte Oszillator in eine Regelschleife aufgenommen ist, wobei der Vormodulationskreis über einen Multiplizierer und einen nachgeschälteten Addierer

   an diesen Oszillator angeschlossen ist und wobei die

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   PITN. 8888 ^-7-1978

   if

   Regelsclileif e einen Detektioiiskreis enthält, äei Taktsignalquelle, an eine Frequenzbezugsquelle mit einer vorgeschriebenen Frequenzbeziehung zn der gegebenen Trägerfrequenz und an den Ausgang dieses Oszillators zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Regelsignals angeschlossen ist, welches erste Regelsigiial für Ab-/ weichungen der Oszillatorverstärkungskonstante gegenüber

   einem durch die Symbolfrequenz 1/T festgelegten Wert repräsentativ ist und dem Multiplizierer zur multiplikativen Korrektur des genannten Steuersignals für den Oszillator zugeführt wird und welches zweite Regelsignal für Abweichungen der Oszillatorruhefrequenz gegenüber der gegebenen Trägerfrequenz repräsentativ ist und dem Addierer zur additiven Korrektur des genannten Steuersignals für den Oszillator zugeführt wird.

   7. System nach einem der Ansprüche 1 - h, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe einen Signalverarbeitungskreis enthält, der an die Datensignalquelle zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Signals, das für cos I 0(t)J und sin l0(t)J repräsentativ ist, angeschlossen ist, wobei 0(t) die Phase des genannten winkelmodulierten Trägersignals ist und die Modulationsstufe weiter einen orthogonalen Modulationskreis enthält, der an den Trägeroszillator zur Modulation der genannten . ersten und zweiten Signale auf ersten und zweiten Trägern gleicher Frequenz mit einem Phasenunterschied von If j 2 rad. angeschlossen ist.

   8. System nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsstufe weiter eine phasenverriegelte

   909811/09«

   PIIN. 8888 ¹I .-γ-197*-'

   scillator

   Schleife enthält mit einem signalgesteuerten zur Erzeugung des genannten winkelmodulierten Trägersignals und einen Phasendetektor vom Nulldurchg-angs typ , dessen Schalteingang an den Ausgang des orthogonalen Modulationskreises angeschlossen, dessen Signaleingang mit dem Ausgang des signalgesteuerten Oszillators gekoppelt und dessen Ausgang an ein Schleif enfiltex· zum Erzeugen eines Steuersignals für diesen Oszillator angeschlossen ist.

   9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die phasenverriegelte Schleife als Freqtienzübersetzungsschleife eingerichtet ist, wobei der Ausgang des signalgesteuerten Oszillators mit dem Signaleingang des Phasendetektors über eine Mischstufe gekoppelt ist₅ die an eine Uebersetzungsfrequenzquelle angeschlossen ist.

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