JPS615659A - デイジタル位相変調方式 - Google Patents
デイジタル位相変調方式Info
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- JPS615659A JPS615659A JP12026985A JP12026985A JPS615659A JP S615659 A JPS615659 A JP S615659A JP 12026985 A JP12026985 A JP 12026985A JP 12026985 A JP12026985 A JP 12026985A JP S615659 A JPS615659 A JP S615659A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input data
- phase
- memory
- phase shift
- bits
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2078—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the phase change per symbol period is constrained
- H04L27/2082—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the phase change per symbol period is constrained for offset or staggered quadrature phase shift keying
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
との発明は、変調波のスペクトラムが狭帯域で、しかも
包結線も一定にできるディジタル位相変調方式に関する
。
包結線も一定にできるディジタル位相変調方式に関する
。
位相連続ＦＳＫ （Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ５ｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ ）は、ＡＭや帯域制限されたＰｓＫ （
Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆ ｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）と異な多
変調波の包１ｍ１ｌｉＡが一定であ夛、出方増幅器例え
ば面やＣ級増幅器の飽和などによる抑圧に対し主スペク
トルがＡＭ −ＰＭ変換などの影醤を受けないため、こ
れら非線形系を含む伝送路において有利な変調方式であ
る。殊に、変両指数０．５の位相連続ＦＳＫはＭＳＫ（
ＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）と呼ばれ
、占有帯域幅が狭く効率の良い変調方式として注目され
ている。しかもＭＳＫは位相面での検波を行なうことに
より、２相ＰＳＫとほぼ等しいＣ／Ｎ対符号誤シ率特性
を得ることができる等の特長を持っている。
Ｋｅｙｉｎｇ ）は、ＡＭや帯域制限されたＰｓＫ （
Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆ ｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）と異な多
変調波の包１ｍ１ｌｉＡが一定であ夛、出方増幅器例え
ば面やＣ級増幅器の飽和などによる抑圧に対し主スペク
トルがＡＭ −ＰＭ変換などの影醤を受けないため、こ
れら非線形系を含む伝送路において有利な変調方式であ
る。殊に、変両指数０．５の位相連続ＦＳＫはＭＳＫ（
ＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）と呼ばれ
、占有帯域幅が狭く効率の良い変調方式として注目され
ている。しかもＭＳＫは位相面での検波を行なうことに
より、２相ＰＳＫとほぼ等しいＣ／Ｎ対符号誤シ率特性
を得ることができる等の特長を持っている。
ところで、一般に移動通信等のように限られた無線周波
数帯に多くの加入者を収容しようとする通信方式におい
ては、（１）スプレ、ド・スペクトラム方式のように、
全ての加入者が同じ広帯域の周波数帯域を利用し、広帯
域通信Ｏ８／Ｎ改善特性を活用して周波数有効利用を図
る。（２）各加入者に割当てる周波数帯域を狭くして周
波数有効利用を図る。等の方式が考えられる。
数帯に多くの加入者を収容しようとする通信方式におい
ては、（１）スプレ、ド・スペクトラム方式のように、
全ての加入者が同じ広帯域の周波数帯域を利用し、広帯
域通信Ｏ８／Ｎ改善特性を活用して周波数有効利用を図
る。（２）各加入者に割当てる周波数帯域を狭くして周
波数有効利用を図る。等の方式が考えられる。
Ｍ８には占有帯域幅が狭いため（２）に適した方式であ
るが、現行のアナログＦＭ変調方式等の周波数利用効率
と比較、すると、十分な狭帯域変調方式であるとは言い
難い。
るが、現行のアナログＦＭ変調方式等の周波数利用効率
と比較、すると、十分な狭帯域変調方式であるとは言い
難い。
ＭＳＫと同程度のＣ／ Ｎ対符号誤シ率特性が得られな
がらも、ＭＳＫに比べて占有帯域幅を狭くすることがで
き、しかも変調波が定包絡線であって、非線形系を含む
伝送路においてもスペクトルが影響を受けにくい等の条
件を満足するディジタル変調方式としては、例えばＴＦ
Ｍ方式（Ｔａｍｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌ
ａｔｉｏｎ−Ｆ、Ｊａｇｅｎ ＩＥＥＥＣＯＭ −２６
Ｍａｙ １９７８ ）が知られている。しかし、この方
式においても変調波の位相推移の連続性を得ることが困
難であるという、占有帯域幅をよ〕狭くする上で改善さ
れるべき問題があった。
がらも、ＭＳＫに比べて占有帯域幅を狭くすることがで
き、しかも変調波が定包絡線であって、非線形系を含む
伝送路においてもスペクトルが影響を受けにくい等の条
件を満足するディジタル変調方式としては、例えばＴＦ
Ｍ方式（Ｔａｍｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌ
ａｔｉｏｎ−Ｆ、Ｊａｇｅｎ ＩＥＥＥＣＯＭ −２６
Ｍａｙ １９７８ ）が知られている。しかし、この方
式においても変調波の位相推移の連続性を得ることが困
難であるという、占有帯域幅をよ〕狭くする上で改善さ
れるべき問題があった。
この発明の目的は、ＭＳＫと同程度のＣ／Ｎ対符号誤シ
率特性が得られると共に、包絡線が一定であ如、かつ占
有帯域幅を従来の方式よシ一層狭くすることができるデ
ィジタル位相変調方式を提供することにある。
率特性が得られると共に、包絡線が一定であ如、かつ占
有帯域幅を従来の方式よシ一層狭くすることができるデ
ィジタル位相変調方式を提供することにある。
この発明は入力データの連続する３ビ、ト以上の種々の
組合せに対応する位相推移情報またはその正弦値および
余弦値を特定の条件により定めてメモリに記憶しておき
、このメモリから、１ 入力データに応じて選択的に情報を読出すととＫよって
変調入力信号を得ることを特徴とする。
組合せに対応する位相推移情報またはその正弦値および
余弦値を特定の条件により定めてメモリに記憶しておき
、このメモリから、１ 入力データに応じて選択的に情報を読出すととＫよって
変調入力信号を得ることを特徴とする。
以下この発明を実施例により詳細に説明する。
第１図はこの発明の第１の実施例を示すプロ。
り図である。入力端子ＩＫ入る′１″、″′０”２値の
シリアルな入力データは、遅延回路２で遅延されたデー
タと共にディジタルメモリ３に情報選択信号として与え
られる。入力データの基準クロック周波数をｆＴ＝１／
↑とすると、遅延回路２は入力データをＴ、２Ｔの時間
遅延した２つのデータを発生する。従って、情報選択信
号は入力データの連続する３ビットの組合せで表現され
ることになる。一方、端子４Ｉ／ｃ入力される高速クロ
ックをカウントするリングカウンタ５の計数値は、メモ
リ３に番地指定信号として与えられる。リングカウンタ
５は入力データの基準クロックに同期して高速クロ、り
をカウントし、高速クロックをＮ個カウントすると計数
値が１”に戻シ、入力データの次のタイムスロットで最
初からカウントを再開するものである。
シリアルな入力データは、遅延回路２で遅延されたデー
タと共にディジタルメモリ３に情報選択信号として与え
られる。入力データの基準クロック周波数をｆＴ＝１／
↑とすると、遅延回路２は入力データをＴ、２Ｔの時間
遅延した２つのデータを発生する。従って、情報選択信
号は入力データの連続する３ビットの組合せで表現され
ることになる。一方、端子４Ｉ／ｃ入力される高速クロ
ックをカウントするリングカウンタ５の計数値は、メモ
リ３に番地指定信号として与えられる。リングカウンタ
５は入力データの基準クロックに同期して高速クロ、り
をカウントし、高速クロックをＮ個カウントすると計数
値が１”に戻シ、入力データの次のタイムスロットで最
初からカウントを再開するものである。
メモリ３にはこの例では、入力データの連続′する３ビ
ットの組合せ（２’＝８種類）Ｋそれぞれ対応する８種
類の相対的な位相推移情報が予め記憶されている。この
場合、メモリ３内の位相推移情報はその位相推移曲線を
予め定めてＮサンプルし、その各サンプル値をディジタ
ル値で表現したものとする。入力端子１に入力データが
入ると、メモリ３よシ前記情報選択信号を構成する連続
した３ピ、トの入力データの組合せに対応する位相推移
情報が選択され、その位相推移情報のリングカウンタ５
からの番地指定信号で指定された番地のディジタル値が
順次読出される。そして入力データが１ピ、ト入る毎に
同様な動作が繰返し行なわれ、メモリ３から相対的な位
相推移情報が読出される。
ットの組合せ（２’＝８種類）Ｋそれぞれ対応する８種
類の相対的な位相推移情報が予め記憶されている。この
場合、メモリ３内の位相推移情報はその位相推移曲線を
予め定めてＮサンプルし、その各サンプル値をディジタ
ル値で表現したものとする。入力端子１に入力データが
入ると、メモリ３よシ前記情報選択信号を構成する連続
した３ピ、トの入力データの組合せに対応する位相推移
情報が選択され、その位相推移情報のリングカウンタ５
からの番地指定信号で指定された番地のディジタル値が
順次読出される。そして入力データが１ピ、ト入る毎に
同様な動作が繰返し行なわれ、メモリ３から相対的な位
相推移情報が読出される。
このようにしてメモリ３から読出された位相推移情報は
、ディジタル加算器６に入力される。
、ディジタル加算器６に入力される。
この加算器６はメモリ３から入力される相対的外位相推
移情報に順次入力データの１スロツト前の時点における
絶対的な位相推移情報の終期位相を加えて、絶対的な位
相推移情報を得るためのものである。すなわち、加算器
６から時刻ｔ（＝ｎＴ）〜ｔ＋Ｔの期間の１タイムスロ
ツトにおける絶対的な位相推移情報が出力されるとき、
時刻を一Δ、１ （△ｔは微小時間）においてう、チ回
路７が動作し、加算器６の時刻ｔ−△ｔにおける出力値
を１秒間保持する。このラッチ回路７で保持されたディ
ジタル値は時刻ｔにおける絶対的な位相、つまｌ：＞
ｔ−ｔ＋Ｔの期間の入力データよシ１スロット前のｔ−
Ｔ〜ｔの期間の入力データに対応する絶対的な位相推移
情報の終期位相に相当する。加算器６はこのラッチ回路
２で保持された値に、メモリ３から出力される、ｔ ＝
ｔ ＋ Ｔの期間の入力データに対応する相対的な位
相推移情報の時々刻々の値を加算して、絶対的な位相推
移情報を示すディジタル値を順次出力する。
移情報に順次入力データの１スロツト前の時点における
絶対的な位相推移情報の終期位相を加えて、絶対的な位
相推移情報を得るためのものである。すなわち、加算器
６から時刻ｔ（＝ｎＴ）〜ｔ＋Ｔの期間の１タイムスロ
ツトにおける絶対的な位相推移情報が出力されるとき、
時刻を一Δ、１ （△ｔは微小時間）においてう、チ回
路７が動作し、加算器６の時刻ｔ−△ｔにおける出力値
を１秒間保持する。このラッチ回路７で保持されたディ
ジタル値は時刻ｔにおける絶対的な位相、つまｌ：＞
ｔ−ｔ＋Ｔの期間の入力データよシ１スロット前のｔ−
Ｔ〜ｔの期間の入力データに対応する絶対的な位相推移
情報の終期位相に相当する。加算器６はこのラッチ回路
２で保持された値に、メモリ３から出力される、ｔ ＝
ｔ ＋ Ｔの期間の入力データに対応する相対的な位
相推移情報の時々刻々の値を加算して、絶対的な位相推
移情報を示すディジタル値を順次出力する。
なお、加算器、６において単純にラッチ回路７の出力に
メモリ３の出力を加算するようにすると、入力データが
連続して１″または６０″となった場合には、加算器６
やラッチ回路７がオーバフロー状態となる。ここで、加
算器６の出力は後述するように正弦および余弦演算され
るため、２πを法とする値をとっても支障はない。そこ
で上記オーバー７０−状態の防止のため、う、テ回路７
で保持された値をディジタル比較器８．９に入力し、そ
れぞれ２π以上の値であるか一２π以下の値であるかを
判定する。
メモリ３の出力を加算するようにすると、入力データが
連続して１″または６０″となった場合には、加算器６
やラッチ回路７がオーバフロー状態となる。ここで、加
算器６の出力は後述するように正弦および余弦演算され
るため、２πを法とする値をとっても支障はない。そこ
で上記オーバー７０−状態の防止のため、う、テ回路７
で保持された値をディジタル比較器８．９に入力し、そ
れぞれ２π以上の値であるか一２π以下の値であるかを
判定する。
この値が２π以上の場合は、比較器８の出力によりディ
ジタル値発生回路１ｏが駆動されこの回路１０から一２
πに相当するディジタル値が加算器６に入力される。ま
た、ラッチ回路７で保持された値が一２π以下の場合は
、比較器９の出力によりディジタル値発生回路１ノが駆
動され、この回路１１から２πに相当するディジタル値
が加算器６に入力される。この動作にょ夛、加算器６の
出力は入力データが′ｌ”または０”で連続した場合で
も、その値は一定値以内に抑えられる。
ジタル値発生回路１ｏが駆動されこの回路１０から一２
πに相当するディジタル値が加算器６に入力される。ま
た、ラッチ回路７で保持された値が一２π以下の場合は
、比較器９の出力によりディジタル値発生回路１ノが駆
動され、この回路１１から２πに相当するディジタル値
が加算器６に入力される。この動作にょ夛、加算器６の
出力は入力データが′ｌ”または０”で連続した場合で
も、その値は一定値以内に抑えられる。
このようＫして加算器６から出力される入力データに対
応する絶対的な位相推移情報は、正弦演算回路１２およ
び余弦演算回路１３に入力され、その正弦値と余弦値が
演算される。ナなわち、絶対的な位相推移情報をθ（１
）とすると、正弦演算回路１２および余弦演算回路１３
の出力はそれぞれ血θ（ｔ） 、 ｃｍθ（１）で表わ
される。これら正弦演算回路１２および余弦演算回路１
３の出力は、それぞれＤ／Ａ変換器１４．１５でアナロ
グ値に変換され、さらに低域フィルタ１６．１７で不要
成分が除去された後、搬送波抑圧振幅変調器（ＤＳＢ変
調器）１８．１９に変調°入力信号として入力される。
応する絶対的な位相推移情報は、正弦演算回路１２およ
び余弦演算回路１３に入力され、その正弦値と余弦値が
演算される。ナなわち、絶対的な位相推移情報をθ（１
）とすると、正弦演算回路１２および余弦演算回路１３
の出力はそれぞれ血θ（ｔ） 、 ｃｍθ（１）で表わ
される。これら正弦演算回路１２および余弦演算回路１
３の出力は、それぞれＤ／Ａ変換器１４．１５でアナロ
グ値に変換され、さらに低域フィルタ１６．１７で不要
成分が除去された後、搬送波抑圧振幅変調器（ＤＳＢ変
調器）１８．１９に変調°入力信号として入力される。
ここで、変調器１８には端子２０に加えられる搬送波−
ωｃ１が直接、また変調器１９には龜ωｃｔがπ／２移
相器２１を介して、それぞれ被変調波として入力されて
いる。すなわち、変調器１１３．１９はそれぞれ血θ（
１）、μｓθ（１）なる変調入力信号で搬送波の同相成
分である血ωｃｔおＬび直交相成分である（２）ωｅｔ
を搬送波抑圧振幅変調する。そして、これら変調器１８
．１９の出力はアナログ加算器２２で加算されて、庫θ
（ｔ）１ｄｆｉωを十邸０（ｔ）（２）ωｔなるディジ
タル位相変調波となって、出力端子２３よシ出力される
。
ωｃ１が直接、また変調器１９には龜ωｃｔがπ／２移
相器２１を介して、それぞれ被変調波として入力されて
いる。すなわち、変調器１１３．１９はそれぞれ血θ（
１）、μｓθ（１）なる変調入力信号で搬送波の同相成
分である血ωｃｔおＬび直交相成分である（２）ωｅｔ
を搬送波抑圧振幅変調する。そして、これら変調器１８
．１９の出力はアナログ加算器２２で加算されて、庫θ
（ｔ）１ｄｆｉωを十邸０（ｔ）（２）ωｔなるディジ
タル位相変調波となって、出力端子２３よシ出力される
。
上記構成において、メモリ３Ｉ／ｃ記憶される８種類の
位相推移情報は、例えば第２図のように定められる。第
２図（１）〜（ｈ）は入力データの連続する３ビ、トの
データａ ａｍ のそれｎ−１１ｎ％ ｎ＋
１ それの組合せに対応する相対的な位相推移情報を、中央
のピットのデータ輻の１タイムスａ。
位相推移情報は、例えば第２図のように定められる。第
２図（１）〜（ｈ）は入力データの連続する３ビ、トの
データａ ａｍ のそれｎ−１１ｎ％ ｎ＋
１ それの組合せに対応する相対的な位相推移情報を、中央
のピットのデータ輻の１タイムスａ。
トの１秒間における位相変化として示したものである。
この図から分るように、１ｎ−１、’ｎ 、’ｎ＋１の
組合せが全て同符号の場合、つま夛″１１１”。
組合せが全て同符号の場合、つま夛″１１１”。
’ｏｏｏ’の場合は（ａ） 、 （ｂ）のように１秒間
に絶対値でπ／２だけ位相が変化し、その変化方向つｔ
Ｂ符号は中央のピットのデータ１が１″のときは正、“
θ″のときは負となる。すなわち、′１１１″の場合は
＋π／２、”ｏｏｏ″′の場合は一π／・２０位相変化
となる。
に絶対値でπ／２だけ位相が変化し、その変化方向つｔ
Ｂ符号は中央のピットのデータ１が１″のときは正、“
θ″のときは負となる。すなわち、′１１１″の場合は
＋π／２、”ｏｏｏ″′の場合は一π／・２０位相変化
となる。
また、１ニー１ ” ｎ” ｎ＋１のうち連続した２ピ
ツトが同符号の場合、つま’ｆ） ａ ｎ−１、ユ、ｎ
＋１の組合せが＠１工０”、” 、”００１″。
ツトが同符号の場合、つま’ｆ） ａ ｎ−１、ユ、ｎ
＋１の組合せが＠１工０”、” 、”００１″。
′１００″の場合は、それぞれ（ｃ） 、 （ｄ） 、
（ａ） 、 （ｆ）のように１秒間に絶対値でψ（但
し０くψくπ／２）だけ位相が変化し、その符号はＮが
１″のときは正、“Ｏ″のときは負となる。すなわち、
′１１０″と０１１”の場合は＋ψ、”００１”と１０
０”の場合は−ψの位相変化となる。
（ａ） 、 （ｆ）のように１秒間に絶対値でψ（但
し０くψくπ／２）だけ位相が変化し、その符号はＮが
１″のときは正、“Ｏ″のときは負となる。すなわち、
′１１０″と０１１”の場合は＋ψ、”００１”と１０
０”の場合は−ψの位相変化となる。
さらに、ａ ＆＆ のうち連続°した２ビッ
トが全て異符号の場合、つ” ” ’ｎ−１、輻、１
の組合せが′１０１” 、′０１０”の場合は、それ
ぞれ（ｇ） 、 （ｈ）のように絶対値で２ψ−π／２
だけ福相が変化し、その符号はａｏが”１”のときは正
、０”のときは負となる。すなわち、６０１０″の場合
は２ψ−π／２．１″１０１″の場合はπ／２−２９の
位相変化となる。
トが全て異符号の場合、つ” ” ’ｎ−１、輻、１
の組合せが′１０１” 、′０１０”の場合は、それ
ぞれ（ｇ） 、 （ｈ）のように絶対値で２ψ−π／２
だけ福相が変化し、その符号はａｏが”１”のときは正
、０”のときは負となる。すなわち、６０１０″の場合
は２ψ−π／２．１″１０１″の場合はπ／２−２９の
位相変化となる。
ここで、−従来のＭＳＫは入力データが′１″の場合は
＋π／２、′θ″の場合は一π／２というように第２図
（ａ） 、 （ｂ）に相当す□る２種類の位相変化のみ
しか持たない。これに対し、この発明では入力データの
例えば連続する３ビットの組合せに応じて位相変化量の
異なる多種類の位相推移を、出力されるディジタル位相
変調波に与えているので、上記実施例の如く入力データ
の符号が変化するときの位相変化量を小さく選んでおく
ことｋよ）、ディジタル位相変調波の位相推移状態は全
体的に滑らかとなる。
＋π／２、′θ″の場合は一π／２というように第２図
（ａ） 、 （ｂ）に相当す□る２種類の位相変化のみ
しか持たない。これに対し、この発明では入力データの
例えば連続する３ビットの組合せに応じて位相変化量の
異なる多種類の位相推移を、出力されるディジタル位相
変調波に与えているので、上記実施例の如く入力データ
の符号が変化するときの位相変化量を小さく選んでおく
ことｋよ）、ディジタル位相変調波の位相推移状態は全
体的に滑らかとなる。
第３図は入力データが’０１１０１１１００１”の場合
の変調波の位相推移を示したもので、点線はＭＳＫ、実
線はこの発明の方式の場合である□、これから分るよう
に、この発明によれば入力データの符号が変化する２Ｔ
、３Ｔ付近等におけ′る位相推移がＭＳＫの場合に比べ
て緩やかとなってい′る。この結果、変調波のスペクト
ラムの分布域も一４図のようＩＣＭＳＫの場合（点線）
よシこの発明の場合（実線）の方が著しく狭帯域となる
。従って、この発明によれば占有帯域幅を狭くすること
ができる。
の変調波の位相推移を示したもので、点線はＭＳＫ、実
線はこの発明の方式の場合である□、これから分るよう
に、この発明によれば入力データの符号が変化する２Ｔ
、３Ｔ付近等におけ′る位相推移がＭＳＫの場合に比べ
て緩やかとなってい′る。この結果、変調波のスペクト
ラムの分布域も一４図のようＩＣＭＳＫの場合（点線）
よシこの発明の場合（実線）の方が著しく狭帯域となる
。従って、この発明によれば占有帯域幅を狭くすること
ができる。
なお、上記実施例においてψの値を変えることによりス
ペク゛トルの広さを適当に選べることは勿論で−おる。
ペク゛トルの広さを適当に選べることは勿論で−おる。
゛
さらに、この発明によ〕得られるディジタル位相変調波
は、 □ ―θ（ｔ３ｔｉｎωｔ＋（２）θ（ｌ１１゛ ＝
〆ｄｋ’ ｅ ＋ｃｏｓ’ ＃ ・ａｍ（６） ｔ ＋
９ ）となりて−その振幅は ｄａ’ ＃ ＋ ｃｍ
’ ｅ ＝’ｉとなるため、包絡線が常圧一定である。
は、 □ ―θ（ｔ３ｔｉｎωｔ＋（２）θ（ｌ１１゛ ＝
〆ｄｋ’ ｅ ＋ｃｏｓ’ ＃ ・ａｍ（６） ｔ ＋
９ ）となりて−その振幅は ｄａ’ ＃ ＋ ｃｍ
’ ｅ ＝’ｉとなるため、包絡線が常圧一定である。
このため、非線形系を含も伝送路においても変調波のス
ペクトルが影響を受けに＜＜、歪の少ない伝送が可能と
なる。
ペクトルが影響を受けに＜＜、歪の少ない伝送が可能と
なる。
なお、上記説明でのψの値をπ／２よシ小さくしていく
と、一般には受信側における同期換波出力が小さくなっ
て符号１６率が増加する。
と、一般には受信側における同期換波出力が小さくなっ
て符号１６率が増加する。
しかし例えばψ＝１（ラジアン）ａ屓でありても；理想
”ＢＰ８Ｋに対してＣ／Ｎが１ ｄＢ劣化する程度に過
ぎず、廠■の場゛合と龜ぼ同程度のＣ／Ｎ対符号誤如率
特性が確保できる。 ４− さらに、上記−゛
施例によれに加算器６において゛１タイムスロット前の
位相推移情報における終期位相値に新たなタ、イムλゝ
口□ットにおけ、る相対−パな位相推移情報−を加えて
“絶対的な位・相推移情豊を得ているため、変調波の位
′相推移は常に連続的となる。このため従来のＴＦＭ方
式と比較して、も、よシ一層占有帯域幅を狭くできると
い５勅点がある。
”ＢＰ８Ｋに対してＣ／Ｎが１ ｄＢ劣化する程度に過
ぎず、廠■の場゛合と龜ぼ同程度のＣ／Ｎ対符号誤如率
特性が確保できる。 ４− さらに、上記−゛
施例によれに加算器６において゛１タイムスロット前の
位相推移情報における終期位相値に新たなタ、イムλゝ
口□ットにおけ、る相対−パな位相推移情報−を加えて
“絶対的な位・相推移情豊を得ているため、変調波の位
′相推移は常に連続的となる。このため従来のＴＦＭ方
式と比較して、も、よシ一層占有帯域幅を狭くできると
い５勅点がある。
第５図はこの発明の第２の実施例を示すプロ、り図であ
る。この実施例では、ｔ！Ｘ１図の実施例□ど異層シ、
メモリ３′には入力データの連続する３ビットの組合せ
に対応する１６種類の絶対的な位相推移情報の正弦値お
よび余弦値が記憶゛′され・″ておシ、大男データの連
続する３ビットの組合に対応する位相推移情報の正弦値
および余′弦パ値が選択されて、同様に読出されるよう
化なっている−０この場合、第１図における・６〜Ｊ３
までの回路線不要となり、メモリ３′から読出された信
号が直接□・Ｄ／Ａ変換器１４．１５に加え、ら、れる
。Ｄ／Ａ変換器１４．１５以下の動作は第１図の場合と
全く同様であるため省略する。
る。この実施例では、ｔ！Ｘ１図の実施例□ど異層シ、
メモリ３′には入力データの連続する３ビットの組合せ
に対応する１６種類の絶対的な位相推移情報の正弦値お
よび余弦値が記憶゛′され・″ておシ、大男データの連
続する３ビットの組合に対応する位相推移情報の正弦値
および余′弦パ値が選択されて、同様に読出されるよう
化なっている−０この場合、第１図における・６〜Ｊ３
までの回路線不要となり、メモリ３′から読出された信
号が直接□・Ｄ／Ａ変換器１４．１５に加え、ら、れる
。Ｄ／Ａ変換器１４．１５以下の動作は第１図の場合と
全く同様であるため省略する。
′□゛との実施例に′おい゛て、メモーリ３′の内容は
次の如く定められてい゛る。第・６図は先の第１図の実
゛−施例において出力されるディジタル位相変調波′の
１゛タイムスｐツトの１秒間における全ての絶射的な位
相推移のパターンを示したもので、（１）〜（ｈ）はそ
れぞれ入力データの連続する３ビ、トのデータａｎ−１
、ａｎ、＆ｎ＋１の組合せが”１１１”。
次の如く定められてい゛る。第・６図は先の第１図の実
゛−施例において出力されるディジタル位相変調波′の
１゛タイムスｐツトの１秒間における全ての絶射的な位
相推移のパターンを示したもので、（１）〜（ｈ）はそ
れぞれ入力データの連続する３ビ、トのデータａｎ−１
、ａｎ、＆ｎ＋１の組合せが”１１１”。
０００″、”１１０″、”０１１”、”００１”。
’１００”、’０１０” 、”１０１”の場合に相当、
つまシメモリ３から第２図（，３〜（ｈ）に示す相対的
な位相推移情報が選択された場合に相当する。
つまシメモリ３から第２図（，３〜（ｈ）に示す相対的
な位相推移情報が選択された場合に相当する。
この場合、それぞれの位相推移の関数をθ（１）で表わ
すと、位相推移はｎ・π／２〜ｎ・π／２＋θ（１とな
る。ここでｎ・π／２は各タイムスロットにおける初期
位相であシ、ｎは任意の整数である。
すと、位相推移はｎ・π／２〜ｎ・π／２＋θ（１とな
る。ここでｎ・π／２は各タイムスロットにおける初期
位相であシ、ｎは任意の整数である。
また第６図ではψ＝１（ラジアン）としている。
第６図に示す各種の絶対的な位相推移の正弦値を演算し
た結果を示し九のが第７図である。
た結果を示し九のが第７図である。
なお、この正弦値はｎ−π／２の値によって異な多、ｎ
・π／２＝ｋ・２π（ｋは任意の整数）の場合は第７図
（ＩＬ）〜（ｈ）、ｎ’π／２＝に一２π十πの場合は
第７図（１）〜（ｐ）となる。ｎ・π／ ２＝ｋ ・２
Ｋ＋％／２゜ｋ・２π＋３π／４の場合は、入力デー
タにより異なるが、第７図のいずれかに相当する。一方
、余弦値に関しても種類は第７図に示す１６種類となる
。メモリ３′にはこのようにして定められた絶対的な位
相推移情報の正弦値および余弦値が記憶されている。
・π／２＝ｋ・２π（ｋは任意の整数）の場合は第７図
（ＩＬ）〜（ｈ）、ｎ’π／２＝に一２π十πの場合は
第７図（１）〜（ｐ）となる。ｎ・π／ ２＝ｋ ・２
Ｋ＋％／２゜ｋ・２π＋３π／４の場合は、入力デー
タにより異なるが、第７図のいずれかに相当する。一方
、余弦値に関しても種類は第７図に示す１６種類となる
。メモリ３′にはこのようにして定められた絶対的な位
相推移情報の正弦値および余弦値が記憶されている。
なお、メモリ３′には第７図に示す全ての情報を記憶し
ておく必要はなく、例えば第７図（ａ）。
ておく必要はなく、例えば第７図（ａ）。
（Ｃ） 、 （ｄ） 、 （ｇ）の４種類のみを記憶し
ておき、メモリ３′からの読出しを逆にして（ｂ） 、
（ｆ） 、体） 、 （ｈ）を、また極性を反転して
（１）〜（ｐ）を得るようにして、メモリ３′の容量を
減らすことも可能である。
ておき、メモリ３′からの読出しを逆にして（ｂ） 、
（ｆ） 、体） 、 （ｈ）を、また極性を反転して
（１）〜（ｐ）を得るようにして、メモリ３′の容量を
減らすことも可能である。
また、第６図に示した位相推移の関数θ（１）は、例え
ばａ ａ＆ の組合せが１１０”のｎ−１、カ
隻 ｎ＋２ 場合、 Ｏ≦ｔ≦Ｔ／２の期間はθ（１） ＝ −＊Ｔ ２π Ｔ／２≦ｔ≦Ｔの期間はθ（ｔ）＝π／４−（ψ−π／
４）（２）−ｔまた０１１”の場合、 ０≦ｔ≦Ｔ／２の期間はθ（ｔ）＝π／４−（ψ−り４
）■−１Ｔ／２≦ｔ≦Ｔの期間はθ（１）＝−１Ｔ また０１０″の場合、 θ（ｔ）−π／４−（ψ−に／４）部−ｔのように適宜
変更でき、これによって任意の占有帯域のスペクトラム
を有する変調波が生成できる。
ばａ ａ＆ の組合せが１１０”のｎ−１、カ
隻 ｎ＋２ 場合、 Ｏ≦ｔ≦Ｔ／２の期間はθ（１） ＝ −＊Ｔ ２π Ｔ／２≦ｔ≦Ｔの期間はθ（ｔ）＝π／４−（ψ−π／
４）（２）−ｔまた０１１”の場合、 ０≦ｔ≦Ｔ／２の期間はθ（ｔ）＝π／４−（ψ−り４
）■−１Ｔ／２≦ｔ≦Ｔの期間はθ（１）＝−１Ｔ また０１０″の場合、 θ（ｔ）−π／４−（ψ−に／４）部−ｔのように適宜
変更でき、これによって任意の占有帯域のスペクトラム
を有する変調波が生成できる。
第８図は第６図に示す８種類の絶対的な位相推移の状態
遷移を、入力データの連続する３ビットのデータ’ｎ−
１、’ｎ ” ｎ＋１の状態と共に、データ輻に対応す
る位相推移の初期位相および終期位相のπ／２を法とし
た値θ８．θ２を用いて示したものである。なお、各状
態間を結ぶ矢印上のデータ（ｂ、 ｎ ）は、＆、、の
次のビットのデータを示している。これから明らかなよ
うに位相推移は常に連続である。
遷移を、入力データの連続する３ビットのデータ’ｎ−
１、’ｎ ” ｎ＋１の状態と共に、データ輻に対応す
る位相推移の初期位相および終期位相のπ／２を法とし
た値θ８．θ２を用いて示したものである。なお、各状
態間を結ぶ矢印上のデータ（ｂ、 ｎ ）は、＆、、の
次のビットのデータを示している。これから明らかなよ
うに位相推移は常に連続である。
また、位相推移の時間微分すなわち周波数も時間的に連
続となっている。例えば入力データが１１０１”の場合
の第２番目のビットのデータ″’１”Ｋ対応する位相推
移の終期の周波数を見ると、第７図（ｅ） 、 （ｋ）
の′１１０”に対応する位相推移の終期および第７図（
ｈ） 、 （ｐ）の”１０１”に対応する位相推移の初
期における微分値が各々といずれもθ＆Ｃなることから
、その前後の周波数と連続する。
続となっている。例えば入力データが１１０１”の場合
の第２番目のビットのデータ″’１”Ｋ対応する位相推
移の終期の周波数を見ると、第７図（ｅ） 、 （ｋ）
の′１１０”に対応する位相推移の終期および第７図（
ｈ） 、 （ｐ）の”１０１”に対応する位相推移の初
期における微分値が各々といずれもθ＆Ｃなることから
、その前後の周波数と連続する。
従って、第５図の実施例においても変調波の位相推移を
滑らかにかつ連続させることができると共Ｋ、位相の時
間微分である周波数も連続とすることができ、その結果
スペクトルが極めて狭帯域となる。
滑らかにかつ連続させることができると共Ｋ、位相の時
間微分である周波数も連続とすることができ、その結果
スペクトルが極めて狭帯域となる。
以上詳述したように、この発明の方式はＭＳＫと同程度
のＣ／Ｎ対符号誤）率特性が確保できると共に、包路線
が一定で非線形系を含む伝送路にても歪なく伝送するこ
とが可能であシ、さらにスペクトルが狭帯域で６Ｊｌ）
占有帯域幅を極めて狭くできるため、周波数資源の有効
利用が図れるという効果を有する。
のＣ／Ｎ対符号誤）率特性が確保できると共に、包路線
が一定で非線形系を含む伝送路にても歪なく伝送するこ
とが可能であシ、さらにスペクトルが狭帯域で６Ｊｌ）
占有帯域幅を極めて狭くできるため、周波数資源の有効
利用が図れるという効果を有する。
また、以上の説明では２値ディジタル位相変調の場合に
ついて述べたが、こめ発明は多値ディジタル位相変調に
も適用できる。例えば４値の場合入力データの連続する
３ピツトの組合せは２６種類となるので、これらの組合
せに対応してメモＩＪ Ｊ 、 Ｊ’から位相推移情報
または正弦値および余弦値を発生させればよい。
ついて述べたが、こめ発明は多値ディジタル位相変調に
も適用できる。例えば４値の場合入力データの連続する
３ピツトの組合せは２６種類となるので、これらの組合
せに対応してメモＩＪ Ｊ 、 Ｊ’から位相推移情報
または正弦値および余弦値を発生させればよい。
さらに、以上の説明では入力データの連続する３ビット
の組合せに対応する位相推移を定めたが、４ビット以上
好ましくは５ビ、ト、７ビット等の組合せに対応する位
相推移情報を定めるようにして、変調波の位相推移をさ
らに滑らかにすることも、できる。例えば連続する５ビ
ットの組合せに対応する位相推移を定める場合は、第１
〜第４ビットの組合せおよび第２〜第５ビットの組合せ
で各々の位相推移の初期位相および終期位相を決定し、
中央の第３ピツトにより位相推移の符号（方向）を決定
するようにすればよい。
の組合せに対応する位相推移を定めたが、４ビット以上
好ましくは５ビ、ト、７ビット等の組合せに対応する位
相推移情報を定めるようにして、変調波の位相推移をさ
らに滑らかにすることも、できる。例えば連続する５ビ
ットの組合せに対応する位相推移を定める場合は、第１
〜第４ビットの組合せおよび第２〜第５ビットの組合せ
で各々の位相推移の初期位相および終期位相を決定し、
中央の第３ピツトにより位相推移の符号（方向）を決定
するようにすればよい。
第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図は同実施例におけるメモリの記憶内容を示す図、第
３図は変調波の位相推移の実例を本発明の方式とＭ８に
の場合とで比較して示す図、第４図は変調波のスペクト
ラムの実例を同じく本発明の方式とＭＳＫの場合とで比
較して示す図、第５図はこの発明の第２０実施例を示す
ブロック図、第６図はこの発明により得られる位相変調
波の種々の位相推移パターンを示す図、第７図は同実施
例におけるメモリの内容を示す図、第８図はこの発明に
よ如得られる位相変調波の位相推移の状態遷移図である
。 ２・・・遅延回路、３，３′・・・メモリ、５・・・リ
ングカラ″′・６−７’イ″′″′加算器・２°゛°２
・７ ７、回路、８．９・・・ディジタル比較器、
２０．１１・・・ディジタル値発生回路、１２・・・正
弦演算回路、１３・・・余弦演算回路、１４．１５・・
・Ｄ／Ａ変換器、ｉｅ、ｉｒ・・・低域フィルタ、１８
．１９・・・Ｄ８Ｂ変調器、２１・・・π／２移相器、
２２・・・アナログ加算器。 出願人代理人 弁理士 織 江 武 彦−リＣ％ｆ 第２０ 第３図 第４図 第８図 （ａ） （ｂ） 特許庁長官 宇 賀 道 部 殿 １、事件の表示 特願昭６０．１２０２６９号 ２、発明の名称 デイヅタル位相変調方式 ３ 補正をする者 事件との関係 特許出願人 α力株式会社 東 芝 ４代理人 ５、自発補正
２図は同実施例におけるメモリの記憶内容を示す図、第
３図は変調波の位相推移の実例を本発明の方式とＭ８に
の場合とで比較して示す図、第４図は変調波のスペクト
ラムの実例を同じく本発明の方式とＭＳＫの場合とで比
較して示す図、第５図はこの発明の第２０実施例を示す
ブロック図、第６図はこの発明により得られる位相変調
波の種々の位相推移パターンを示す図、第７図は同実施
例におけるメモリの内容を示す図、第８図はこの発明に
よ如得られる位相変調波の位相推移の状態遷移図である
。 ２・・・遅延回路、３，３′・・・メモリ、５・・・リ
ングカラ″′・６−７’イ″′″′加算器・２°゛°２
・７ ７、回路、８．９・・・ディジタル比較器、
２０．１１・・・ディジタル値発生回路、１２・・・正
弦演算回路、１３・・・余弦演算回路、１４．１５・・
・Ｄ／Ａ変換器、ｉｅ、ｉｒ・・・低域フィルタ、１８
．１９・・・Ｄ８Ｂ変調器、２１・・・π／２移相器、
２２・・・アナログ加算器。 出願人代理人 弁理士 織 江 武 彦−リＣ％ｆ 第２０ 第３図 第４図 第８図 （ａ） （ｂ） 特許庁長官 宇 賀 道 部 殿 １、事件の表示 特願昭６０．１２０２６９号 ２、発明の名称 デイヅタル位相変調方式 ３ 補正をする者 事件との関係 特許出願人 α力株式会社 東 芝 ４代理人 ５、自発補正
Claims (1)
- 入力データの連続する３ビット以上の符号の種々の組合
せに対応する絶対的な位相推移情報に対応した正弦値お
よび余弦値を予め記憶したメモリと、このメモリから入
力データの連続する３ビット以上の符号の組合せに応じ
てその組合せに対応する位相推移情報に対応した正弦値
および余弦値を順次選択的に読出す手段と、この手段に
より読出される正弦値および余弦値により搬送波の同相
および直交相成分をそれぞれ振幅変調した後、合成して
ディジタル位相変調波を得る手段とを備え、前記メモリ
に対応する正弦値および余弦値が記憶された複数種の絶
対的な位相推移情報は、前記入力データの連続する３ビ
ット以上の符号の組合せのうち、連続した３ビットが全
て同符号である組合せに対応した位相推移量は＋π／２
または−π／２、該３ビットのうちの連続した２ビット
が同符号である組合せに対応した位相推移量は＋φまた
は−φ（但し、π／４＜φ＜π／２）、該３ビットのう
ちの連続した２ビットが異符号である組合せに対応した
位相推移量は２φ−π／２またはπ／２−２φとなり、
かつ前記メモリから順次読出された正弦値および余弦値
に対応する位相推移が時間的に連続するように定められ
ていることを特徴とするディジタル位相変調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12026985A JPS615659A (ja) | 1985-06-03 | 1985-06-03 | デイジタル位相変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12026985A JPS615659A (ja) | 1985-06-03 | 1985-06-03 | デイジタル位相変調方式 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12435279A Division JPS5647153A (en) | 1979-09-27 | 1979-09-27 | Digital phase modulation system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS615659A true JPS615659A (ja) | 1986-01-11 |
Family
ID=14782036
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12026985A Pending JPS615659A (ja) | 1985-06-03 | 1985-06-03 | デイジタル位相変調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS615659A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5451306A (en) * | 1977-09-09 | 1979-04-23 | Philips Nv | Data communication system using angular modulation carrier of constant amplitude |
-
1985
- 1985-06-03 JP JP12026985A patent/JPS615659A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5451306A (en) * | 1977-09-09 | 1979-04-23 | Philips Nv | Data communication system using angular modulation carrier of constant amplitude |
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