DE2838984B2 - System zur Datenübertragung mit Hilfe eines winkelmodulierten Trägers konstanter Amplitude - Google Patents

Description

A. Hintergrund der Erfindung
A(I). Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur Übertragung binärer Datensignale mit einer gegebenen Symbolfrequenz 1/Γ von einem Sender zu einem Empfänger über einen Übertragungskanal mit einer beschränkten Bandbreite, welcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsignalquelle z..r Synchronisation der Datens^nal^uelle, einer Mcduiätiurisstufe, die einen Trägeroszillator enthält und die an die Datensignalquelle zur Erzeugung eines winkelmc.dulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase angeschlossen ist. und einem Ausgangskreis zum Zuführen des winkelmodulierten Trägersignals zu dem Übertragungskanal versehen ist und welcher Empfänger mit einem Eingangskreis zum Entnehmen des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals aus dem Übertragungskanal, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugsträger mit einem Phasenunterschied .τ/2 rad., einem Demodulationskreis, der an den Bezugsträgerkreis zur kohärenten Demodulation des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals mit diesen Bezugsträgern zum Erzeugen erster und zweiter demodulierter Signale angeschlossen ist, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugstaktsignale der halben Symbolfrequenz 1/(27} mit einem Phasenunterschied von τι rad., und mit einem RegenerationLkreis versehen ist, der zwei an den Bezugstaktsignalkreis angeschlossene Abtastkreise enthält zur Abtastung der ersten und zweiten demodulierten Signale mit diesen Bezugstaktsignalen und der weiter einen logischen Kombinationskreis enthält zum Erhalten regenerierter binärer Datensignale aus den abgetasteten ersten und zweiten demodulierten Signalin.

In den vergangenen fünfzehn Jahren sind mehrere Modulationsmethoden für wirtschaftliche Datenübertragung über Fernspiechleitungen entwickelt und eingeführt worden. In last allen Fällen führen diese Modulationsmethoden /u einem modulierten Trägersignal, das AmplitudenänMerungen aufweist, und werden dabei lineare Modulatoi'tn und Verstärker verwendet.

Diese Modulationsn'ethoden eignen sich jedoch weniger gut für Datenübertragung über Funkverbindungen, weil in Funkübertragungssystemen ein hoher Leistungswirkungsgrad die Verwendung von Bauelementen mit einer nicht-linearen Amplitudenkennlinie erfordert und das Spektrum am Ausgang eines derartigen Bauelementes, beispielsweise eines Klasse-C-Verstärkers, breiter sein wird als das am Eingang wenn das Signal Amplitudenänderungen aufweist. In ί Funkübertragungssystemen sollen daher Modulationsrnethoden angewandt werden, die zu einem modulierten Trägersignal mit nahezu konstanter Amplitude führen, was die Anwendung von Winkelmodulation (Frequenzoder Phasenmodulation) bedeutet.

κι Das zunehmende Bedürfnis nach Systemen für Datenübertragung über Funkverbindungen stellt an die auf diesem Gebiet anzuwendenden Modulationsmethoden zugleich die Anforderung einer wirtschaftlichen Benutzung der Bandbreite des verfügbaren Übertra-■> gungskanals. Sogar wenn dazu eine Modulationsmethode angewandt wird, die zu einem winkelmodulierten Trägersignal mit einer kontinuierlichen Phase führt, wird dennoch das Spektrum dieses Trägersignals fast immer breiter sein als das des äquivalenten Basisband-

_'(i signals. Eine Beschränkung dieses Spektrums mittels eines Kanalfilters ist eine unattraktive Technik für Funkübertragungssysteme, weil die praktische Verwirklichung eines derartigen Filters mit genau vorgeschriebenen Amplituden- und Phasenkennlinien und meistens

2) einer sehr geringen relativen Bandbreite in dem hochfrequenten Bereich besonders schwierig ist und viele Systeme außerdem von dem Multikanaltyp sind, in dem die auszusendende Trägerfrequenz eine Viel/ahl unterschiedlicher Werte muß annehmen können. In

iii Funkübertragungssystemen soll daher eine mögliche Beschränkung des Spektrums des winkelmodulierten Trägersignals mittels Vormodulationstechniken herbeigeführt werden.

Eine weitere Anforderung für die in Funkübertra-

n gungssystemen anzuwendenden Modulationsmethoden ist, daß die entsprechenden Detektionsmethoden zu einer Fehlerwahrscheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses führen, die möglichst wenig gegenüber der Fehlerwahrscheinlichkeit optimaler

in Basisbandübertragung der Datensignale degradiert. Außerdem muß der Empfänger die Datensignal auch auf zuverlässige Weise detektieren können, wenn unbekannte Frequenzverschiebungen zwischen Sender und Empfänger auftreten. Diese Anforderungen bedeu-

.f, ten, daß im Empfänger kohärente Demodulation angewandt werden muß und daß - in Anbetracht der erforderlichen wirtschaftlichen Benutzung von Leistung und Bandbreite — die in dem Empfänger erforderlichen Träger- undTaktsignalbezugswerte aus dem übertrage-

-,0 nen modulierten Trägersignal selbst müssen zurückgewonnen werden können.

A(2). Beschreibung des Standes der Technik

Ein System der eingangs erwähnten Art zur y-, Übertragung binärer Datensignale über Funkverbindungen ist aus dem Bezugsmaterial D(I) bekannt. In diesem System wird eine Modulationsmethode angewandt, die ein Spezialfall von phasenkohärenter FSK (Frequency-Shift Keying) mit einem Modulationsindex hii gleich 0,5 ist und als FFSK (Fast Frequency-Shift Keying) oder als MSK (Minimum-Shift Keying) bezeichnet wird. Die FFSK-Methode führt zu einem winkelmodulierten Trägersignal mit einer konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase, die ir> während einer Symbolperiode Turn einen Betrag von jt/2 rad. linear zu- oder abnimmt, je nach dem binären Wert des betreffenden Datensymbols; die binären Datensignal können mit Hilfe orthogonaler kohärenter

Demodulation auf optimale Weise detektiert werden und die dazu erforderlichen Träger- und Taktsignalbezugswerte können aus dem übertragenen FFSK-Signal selbst zurückgewonnen werden.

Dadurch weist die FFSK-Methode viele Eigenschaften auf, die für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindung erwünscht sind. Insbesondere weist das Leistungsdichtespektrum des FFSK-Signals niedrigere Nebenkeulen auf als das vergleichbarer Signale, die mit Hilfe konventioneller Modulationsmethoden wie 4-PSK (4 Phase-Shift Keying) erhalten worden sind. Diese spektralen Nebenkeulen verursachen jedoch in benachbarten Übertragungskanälen dennoch Störungen mit einem Pegel, der für viele praktische Anwendungsbereiche nicht akzeptierbar ist.

Wie bereits erwähnt, ist eine Beschränkung des FFSK-Spektrums mittels eines Kanalfilters eine unattraktive Technik für Funkübertragungssysteme. In Anbetracht der vielen gewünschten Eigenschaften der FFSK-Methode ist deswegen in den letzten Jahren Vormodulationstechniken zur weiteren Verringerung der spektralen Seitenlappen unter Beibehaltung der gewünschten Eigenschaften viel Aufmerksamkeit gewidmet. Allgemein sind Vormodulationstechniken zum Verändern des Sendespektrums an sich bei Datenübertragung bekannt, z.B. aus ETZ-A-Bd 89 (1968), Heft !°.'2O, S. 550-559, insbesondere Bilder 8-9, und aus IBM J. Res. Develop, 1971. September, S. 364-377, insbesondere Figur 10. Jedoch handelt es sich dabei um lineare Amplitudenmodulationsmethoden, die zu einem Amplitudenänderungen aufweisenden modulierten Trägersignal führen und außerdem zum Erhalten des gewünschten Sendespektrums ein Nachmodulationsfilter benötigen. In Anbetracht der erwähnten Forderungen eines modulierten Trägersignals mit nahezu konstanter Amplitude und eines Verzichts auf ein Nachmodulationsfilter sind diese bekannten Modulationsmethoden für Datenübertragung mittels FFKS-Methoden nicht geeignet.

Aus dem Bezugsmaterial D (2) ist eine Generalisierung der FFSK (MSK)-Methode bekannt zur Verringerung der spektralen Nebenkeulen mittels geeignet gewählter Impulsformen für die Datensymbole. Diese Modulationsmethode ist als SFSK (Sinusoidal Frequency-Shift Keying) bekannt und führt zu einem winkeimodulierten Trägersignal mit einer konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase, die während einer Symbolperiode T um einen Betrag von .τ/2 rad. sinusförmig zu- oder abnimmt. Jedoch erst für Frequenzen, die mehr als die doppelte Symbolfrequenz MT von der Trägerfrequenz entfernt sind, sinkt das Leistungsdichtespektrum dieses SFSK-Signals in wesentlichem Maße unter das des FFSK-Signals, so daß die SFSK-Methode, was die Verringerung der störendsten spektralen Nebenkeulen anbelangt, keine Verbesserung gibt.

B. Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, ein System der eingangs erwähnten Art zur Übertragung binärer Datensignale zu schaffen, das - unter Beibehaltung der übrigen gewünschten Übertragungseigenschaften von FFSK-Systemen — das verfügbare Frequenzspektrum wirtschaftlicher benutzt als FFSK-Systeme durch Anwendung einer Modulationsmethode, die zu einem ausgesandten modulierten Signal führt das eine schmalere spektrale Hauptkeule sowie für Frequenzen außerhalb dieser spektralen Hauptkeule wesentlich weniger Leistung aufweist als das FFSK-Signal, welche System sich durchaus für wirtschaftliche Datenübertra gung über Funkverbindungen eignet.

Das erfindungsgemäße System weist dazu da ■, Kennzeichen auf, daß die Modulationsstufe in den Sender zum Erzeugen eines winkelmodulierten Träger signals sin [ω,7 + $0J] mit nahezu konstanter Amplitu de eingerichtet ist, dessen kontinuierliche Phase Φ(ί) ii jedem Symbolintervall der Länge T um einen in rac

in ausgedrückten Betrag aus der Reihe -„t/2, — jr/4, C „t/4, „t/2 ändert, welcher Betrag für das betreffend! Symbolintervall durch mindestens zwei aufeinanderfol gende Datensymbole bestimmt wird, und wobei de Zeitverlauf der Phase Φ(ί) innerhalb des betreffender

η Symbolintervalls durch mindestens diese zwei aufeinan derfolgenden, durch einen Filtervorgang geformte: Datensymbole bestimmt wird.

C. Kurze Beschreibung der Zeichnungen

An Hand der Zeichnungen werden nun Ausführungs beispiele der Erfindung und ihre Vorteile nähe erläutert. Es zeigt

Fig. I ein allgemeines Blockschaltbild eines System: jj für binäre Datenübertragung mit Hilfe eines winkelmo dulierten Trägers konstanter Amplitude,

Fig. 2 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung dei Wirkungsweise des Datenübertragungssystems ir Fig. 1, wenn dies als bekanntes FFSK-System entspre j(i chend dem Bezugsmaterial D( 1) eingerichtet ist,

Fig. 3 das Leistungsdichtespektrum des Ausgangs signals der Modulationsstufe in dem bekannter FFSK-System.

F i g. 4 ein funktionelles Blockschaltbild einer Frej-, quenzmodulationsstufe für das Datenübertragungssystem nach Fig. 1. wenn dies nach der Erfindung eingerichtet ist.

Fig. 5 ein Beispiel eines Partial-Response-Kodierkreises, der in der Frequenzmodulationsstufe nach 4<> Fi g. 4 verwendet werden kann,

Fig. 6 Beispiele von Signalformen am Ein- und Ausgang des Kodierkreises aus F i g. 5,

F i g. 7 ein Frequenzdiagramm und ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Frequenzmoduj lationsstufe aus Fi g. 4,

Fig. 8 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Datenübertragungssystems in Fig. 1, wenn dies nach der Erfindung mit einer Frequenzmodulationsstufe nach F i g. 4 eingerichtet ist. -,η Fig. 9 zwei Signalvektordiagramme, die zu den Zeitdiagrammen aus F i g. 8 gehören.

Fig. 10 einige Leistungsdichtespektren des Ausgangssignals der Modulationsstufe in einem erfindungsgemäßen Datenübertragungssystem. F i g. 11 einige Beispiele von Racos-Kennlinien zur Erläuterung eines Filters, das in der Frequenzmodulationsstufe nach F i g. 4 verwendbar ist, Fig. 12 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der

Wirkungsweise der Frequenzmodulationsstufe aus Fig.4, wenn darin Partial-Response-Signale anderer Klassen als in dem Beispiel nach Fig.5 verwendet werden,

Fig. 13 ein funktionelles Blockschaltbild einer Phasenmodulationsstufe für das Datenübertragungssystem nach F i g. 1, wenn dies nach der Erfindung eingerichtet ist,

Fig. 14 ein allgemeines Blockschaltbild einer praktischen Ausführungsform einer Frequenzmodulationsstu-

fe für ein erfindungsgemäßes Datenübertragungssystem,

F i g. 15 ein Blockschaltbild eines näher ausgearbeiteten Beispiels der Frequenzmodulationsstufe nach Fig. 14,

Fig. !6 ein allgemeines Blockschaltbild einer praktischen Ausführungsform einer orthogonalen Modulationsstufe für ein erfindungsgemäßes Datenübertragungssystem,

Fig. 17 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des in Fig. 16 verwendeten Signalverarbeitungskreises,

F i g. 18 ein Blockschaltbild eines näher ausgearbeiteten Beispiels der orthogonalen Modulationsstufe nach Fig. 16,

Fig. 19 ein Blockschaltbild einer Abwandlung der orthogonalen Modulationsstufe nach Fig. 16und 18.

D. Bezugsmaterial

1. R. De Buda, »Coherent Demodulation of Frequency-Shift Keying with Low Deviation Ratio«, IEEE Trans. Commun., vol. COM-20. No. 3, pp. 429-435, June 1972.

2. F. Amoroso, »Pulse and Spectrum Manipulation in the Minimum (Frequency) Shift Keying (MSK) Format«, IEEE Trans. Commun., vol. COM-24, No. 3, pp.381 -384, March 1976.

3. R. W. Lucky, J. Saltz, E. J. Weldon Jr., »Principles of Data Communication«. New York: McGraw-Hill, 1968.

4. E. R. Kretzmer, »Generalization of a Technique for Binary Data Communication«, IEEE Trans. Commun. Yechnol.. vol. COM-14, No. 1, pp. 67-68, February 1966.

5. W. R. Bennett, J. R. Davey, »Data Transmission«. New York: McGraw-Hill, 1965.

6. S. Pasupathy, »Nyquist's Third Criterion«, Proc. IEEE vol. 62, No. 6, pp. 860 - 861, June 1974.

7. P. Kabal, S. Pasupathy, »Partial-Response Signaling«, IEEE Trans. Commun.. vol. COM-23, No. 9, pp. 921 - 934, September 1975.

8. A. D. Sypherd, »Design of Digital Filters using Read-Only Memories«, Proc. NEC, Chicago, vol. 25, pp. 691 - 693,8-10 December 1969.

9. R. W. Schäfer, L. R. Rabiner, »A Digital Signal Processing Approach to Interpolation«, Proc. IEEE. vol.61, No.6, pp.692-702, June 1973.

10. F. A. M. Snijders, N.A.M. Verhoecks, H.A. van Essen, P. J. van Gerwen, »Digital Generation of Linearly Modulated Data Waveforms«, IEEE Trans. Commun., vol. COM-23, No. 11. pp. 1259 - 1270, November 1975.

E. Beschreibung der Ausführungsbeispiele E(I) Allgemeine Beschreibung

In F i g. 1 ist ein allgemeines Blockschaltbild eines Systems zur Übertragung binärer Datensignale von einem Sender 1 zu einem Empfänger 2 über einen Funkübertragungskanal dargestellt, welches Schaltbild auf das aus dem Bezugsmaterial D(I) bekannte FFSK-System sowie auf das System nach der vorliegenden Erfindung anwendbar ist

Der Sender 1 ist mit einer Datensignalquelle 3 versehen, die durch eine Taktsignalquelle 4 synchronisiert wird. Die der Quelle 3 entnommenen binären Datensignale mit einer Symbolfrequenz i/T werden einer Modulationsstufe 5 mit einem Trägeroszillator 6 zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase zugeführt. Dieses modulierte Signal wird dem Übertragungskanal über einen ι Ausgangskreis 7 zugeführt, in dem nötigenfalls Leistungsverstärkung und Umsetzung in das gewünschte Funkfrequenzband stattfindet.

Im Empfänger 2 wird dieses modulierte Signal über dem Übertragungskanal entnommen und zwar über

κι einen Eingangskreis 8, in dem nötigenfalls Verstärkung und Umsetzung in das ursprüngliche Frequenzband stattfindet. Das übertragene modulierte Signal wird einem orthogonalen kohärenten Demodulationskreis 9 zugeführt, der zwei synchrone Demodulatoren 10, 11

: ■> mit daran angeschlossenen Tiefpaßfiltern 12,13 enthält; diese Demodulatoren 10, 11 werden durch zwei Bezugsträger mit einem Phasenunterschied von π/2 rad. gespeist. An dem Ausgang der Tiefpaßfilter 12, 13 erscheinen dann zwei demodulierte Signale, die einem Regenerationskreis 14 mit zwei Abtastkreisen 15, 16 zugeführt werden; diese Abtastkreise 15, 16 werden durch zwei Bezugstaktsignale der halben Symbolfrequenz 1/(27} mit einem Phasenunterschied von π rad. gesteuert. Die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte

:> dieser zwei demodulierten Signale werden einem logischen Kombinationskreis 17 zugeführt zum Erhalten der ursprünglichen binären Datensignale, die zur Weiterverarbeitung einer Datensignalsenke 18 zugeführt werden. Weiter enthält der Empfänger 2 einen mit

ίο dem Eingangskreis 8 verbundenen Kreis 19 für eine kombinierte Rückgewinnung der erforderlichen Trägerund Taktsignalbezugswerte aus dem übertragenen modulierten Signal selbst.
Wenn das in F i g. 1 dargestellte System als FFSK-Sy-

ii stern eingerichtet ist, kann die Modulationsstufe 5 verschiedenartig ausgebi'det werden, wie dies auch in dem Bezugsmaterial D(I) erwähnt ist. Hier wird vorausgesetzt, daß die Modulationsstufe 5 als Frequenzmodulator mit einem idealen spannungsgesteuerten Oszillator 6 ausgebildet ist, dessen Ruhefrequenz f₀ immer der gewünschten Trägerfrequenz f_c entspricht und dessen Verstärkungskonstante K₀ immer dem Wert π/(2T) rad. pro Volt pro Sekunde entspricht, welchem Oszillator 6 die binären Datensignale in Antipodalform,

4> d. h. mit den Werten +1 und — 1, als rechteckige Spannungsimpulse mit einer Impulsbreite Γ zugeführt werden. An dem Ausgang des Oszillators 6 tritt dann das gewünschte FFSK-Signal mit einer konstanten Amplitude auf.

Zur Vereinfachung der Rückgewinnung der Bezugsträgerwellen in dem Empfänger wird weiter vorausgesetzt, daß die binären Datensignale in dem Sender 1 mit Hilfe eines differentiellen Kodierkreises 20 differentiell kodiert werden, welcher Kreis durch die Taktsignalquel- Ie 4 gesteuert wird. Der kombinierte Rückgewinnungs kreis 19 kann dann noch verschiedenartig ausgebildet werden, aber einfachheitshalber wird hier vorausgesetzt, daß dieser Rückgewinnungskreis 19 auf die im Bezugsmaterial D(I) angegebene Art und Weise ausgebildet ist und eine gleiche Voraussetzung gilt für die Ausbildung des logischen Kombinationskreises 17. Der einzige Unterschied zwischen dem Empfänger 2 in F i g. 1 und dem Empfänger entsprechend dem Bezugsmaterial D(I) ist dann, daß in F i g. 1 Tiefpaßfilter 12,13

mit einer derartigen Übertragungsfunktion verwendet werden, daß die Fehlerwahrscheinlichkeit beim Fehlen von Intersymbolinterferenz minimiert wird. Nähere Einzelheiten dieser bekannten Optimierungstechnik

lassen sich in dem Bezugsmaterial D(3), Seiten 109 - 111 finden.

Die Wirkungsweise des beschriebenen FFSK-Systems werden nun an Hand der Zeitdiagramme aus F i g. 2 näher erläutert.

Das Zeitdiagramm a zeigt das zu übertragende binäre Datensignal der Quelle 3 und das Zeitdiagramm b zeigt das zugeordnete differentiell kodierte Datensignal am Ausgang des Kodierkreises 20. In diesen Diagrammen a und b entspricht der Binärwert »1« einem Wert + I und der Binärwert »0« einem Wert — 1. Zufuhr dieses Datensignals b zu der Modulationsstufe 5 führt zu einem FFSK-Signal, das in der untenstehenden Form ausgedrückt werden kann:

sin [(-I₁. f + Φ (

(I)

wobei ω_Γ=2π f_c und f_c die Trägerfrequenz ist. Das Zeitdiagramm c zeigt die Phase Φ(ί) dieses FFSK-Signals infolge des Datensignals b für den Fall Φ(ο) = 3 π/2 rad. Aus dem Zeitdiagramm cgeht hervor, daß die Phase Φ(ή während einer Symbolperiode T um einen Betrag von π/2 rad. zu- oder abnimmt, je nach dem binären Wert des betreffenden Symbols in dem Datensignal b.

In dem Demodulationskreis 9 wird dieses FFSK-Signal mit den beiden Bezugsträgern multipliziert und zwar mit s\n((u_ct) in dem Demodulator 10 und mit cos (O)₁-O in dem Demodulator 11. An dem Ausgang dieser Demodulatoren 10 und 11 treten dann die niederfrequenten Anteile cos [Φ(ί)\ und sin [Φ(ί)\ auf, die in den Zeitdiagrammen dund e dargestellt sind. In dem Regenerationskreis 14 werden die gefilterten niederfrequenten Anteile cos [Φ(ί)\ und sin [Φ(ί)\ mit den beiden Bezugstaktsignalen abgetastet, wobei die Abtastimpulse für den Abtastkreis 15 zu Zeitpunkten t = (2k + \) T und diejenigen für den Abtastkreis 16 zu Zeitpunkt t = 2 kT auftreten und k eine ganze Zahl ist. Da die Tiefpaßfilter 12 und 13 praktisch keine Intersymbolinterferenz herbeizuführen, treten am Ausgang dieser Abtastkreise 15 und 16 diejenigen Reihen von Signalabtastwerten auf, die in den Zeitdiagrammen / bzw. ^-dargestellt sind. Zufuhr der beiden Reihen /und g zu dem logischen Kombinationskreis 17, der einen WeFt +1 oder — 1 abgibt je nachdem der vorliegende Signalabtastwert und der vorhergehende Signalabtastwert in der betreffenden Reihe eine gleiche bzw. entgegengesetzte Polarität aufweisen, führ« dann zu einem regenerierten binären Datensignal, das in dem Zeitdiagramm h dargestellt ist und das — abgesehen von einer konstanten Verzögerung über eine Symbolperiode T— dem zu übertragenden binären Datensignal in dem Zeitdiagramm a entspricht.

Obschon das beschriebene FFSK-System viele Eigenschaften aufweist, die zur Erfüllung der obenstehend erwähnten Anforderungen für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindung erwünscht sind, ist das Spektrum des FFSK-Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 dennoch ziemlich breit, wie sich dies auch aus F i g. 3 herausstellt, in der die genormte spektrale Leistungsdichte P/Tals Funktion der genormten Frequenz \(f-f_c)T\ für dieses FFSK-Signal nach der Formel (1) dargestellt ist Insbesondere zeigt F i g. 3, daß der Pegel der spektralen Leistungsdichte für Frequenzen f, die etwa l,5mal die Symbolfrequenz l/T von der Trägerfrequenz f_c entfernt sind, nur etwa 30 dB niedriger ist als der Pegel der Trägerfrequenz f_c selbst Für einen in Funkübertragungssystemen üblichen

Kanalabstand von 25 kHz und Datensignale mit einer Symbolfrequenz von 16 kHz bedeutet dies, daß das FFSK-Signal in den beiden benachbarten Übertragungskanälen Störungen mit einem unzulässig hohen Pegel herbeiführen wird.

Ohne Verwendung eines Nachmodulationsfilters, das für viele Funkübertragungssysteme unattraktiv ist und unter Beibehaltung der übrigen erwünschten Eigenschaften des beschriebenen FFSK-Systems können die spektralen Seitenlappen des modulierten Trägersignals wesentlich verringert werden, wenn die Modulationsstufe 5 des in F i g. 1 dargestellten Systems nach der Erfindung zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit nahezu konstanter Amplitude eingerichtet wird, dessen kontinuierliche Phase Φ(ί) in jedem Symbolintervall der Länge T um einen in rad. ausgedrückten Betrag aus der Reihe — π/2. — π/4. 0. π/4, π/2 ändert, welcher Betrag für das betreffende Symbolintervall durch mindestens zwei aufeinanderfolgende Datensymbole bestimmt wird, und wobei der Zeitverlauf der Phase Φ(ί) innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch mindestens diese zwei aufeinanderfolgenden durch einen Filtervorgang geformten Datensymbolen bestimmt wird.

Vorläufig wird nun vorausgesetzt, daß die Modulationsstufe 5 ebenfalls als Frequenzmodulator mit demselben idealen spannungsgesteuerten Oszillator 6 wie für das beschriebene FFSK-System ausgebildet ist. Das funktioneile Blockschaltbild der Modulationsstufe 5 für diesen Fall ist in F i g. 4 dargestellt. In dieser Modulationsstufe 5 werden die differentiell kodierten Datensignale des Kodierkreises 20 in Fig. 1 in antipodaler Form dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 über einen Vormodulationskreis 21 zugeführt, der die Kaskadenschaltung eines Partial-Response-Kodierkreises 22 und eines Tiefpaßfilters 23 mit einer Impulsantwort enthält, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht.

Die Wirkungsweise der Modulationsstufe 5 nach Fig.4 wird nun näher erläutert für den Fall, daß der Kodierkreis 22 — abgesehen von einem Skalenfaktor ein Partial-Response-Signal der Klasse 2 abgibt mit 3 Überlagerungen (siehe Bezugsmateria! D(4)) und daß das Tiefpaßfilter 23 die möglichst schmale Bandbreite aufweist (siehe Bezugsmaterial D(5), Seite 65). In diesem Fall kann der Kodierkreis 22 entsprechend F i g. 5 ausgebildet werden, wobei die Datensignale des Kodierkreises 22 in F i g. 1 der Reihenschaltung aus zwei Verzögerungselementen 24, 25 zugeführt werden, die je eine Verzögerung gleich der Symbolperiode T aufweisen und die Datensignale an den Enden dieser Verzögerungselemente 24, 25 über Wägungskreise 26, 27,28 mit Gewichtsfaktoren von 1/4,1/2 bzw. 1/4 einem Summierkreis 29 zugeführt werden. Ein einziger Impuls mit einer Breite Fund eine Höhe 1, wie dieser bei a in F i g. 6 dargestellt ist, am Eingang des Kodierkreises 22 in F i g. 5 ergibt am Ausgang des Summierkreises 29 eine Antwort von 3 aufeinanderfolgenden Impulsen mit einer Breite Tund einer Höhe von 1/4,1/2 bzw. 1/4, wie bei b in Fig.6 dargestellt ist Abgesehen von einer konstanten Verzögerung gleich einer Symbolperiode T hat dieser Kodierkreis 22 eine Übertragungsfunktion 5 (ω), die durch die untenstehende Formel gegeben wird:

S (ei) = COS² ((-,772).

Wegen der obenstehend gewählten Impulsform der Datensymbolen hat das Filter 23 eine Übertragungs-

funktion H(cn) die gegeben wird durch

(o,T>2f
sin² («iT'2) ' "' "

.7 T

(3)

so daß der Vormodulationskreis 21 in Fig. 4 eine Übertragungsfunktion Ο(ω) aufweist, wofür auf Grund der Formeln (2) und (3) gilt:

(<:T.2)²

lair (.'.T/2) 0,

(4)

In Fig. 7 ist diese Übertragungsfunktion G(üj) dargestellt, ebenso wie die zugeordnete Antwort g(t)auf einen einzigen Impuls mit einer Breite Tund einer Höhe _>o

Die weitere Erläuterung der Wirkungsweise dieser Modulationsstufe 5 und des Systems nach Fig. 1 mit einer derartigen Modulationsstufe 5 wird nun an Hand der Zeitdiagramme aus F i g. 8 erfolgen.

Die Zeitdiagramme a und b aus F i g. 8 zeigen dieselben Datensignale am Ausgang der Datensignalquelle 3 bzw. des differentiellen Kodierkreises 20 in F i g. 1 wie die Zeitdiagramme a und b aus F i g. 2. Durch das Datensignal b tritt am Ausgang des Partial-Response-Kodierkreises 22 in F i g. 4 (F i g. 5) ein Signal auf, das in dem Zeitdiagramm c aus F i g. 8 mit einer konstanten Erfrühung um eine Symbolperiode T dargestellt ist, damit ein späterer Vergleich mit dem FFSK-Signal vereinfacht wird. Zufuhr dieses Partiai-Response-Signals c zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 in F i g. 4 über das Filter 23 führt zu einem winkelmoduiierten Trägersignal mit konstanter Amplitude, das wieder in der untenstehenden Form ausgedrückt werden kann:

sin [i.i,.1 + '1'(D] ·

(5)

Das Zeitdiagramm d aus F i g. 8 zeigt die Phase Φ(ί) dieses Signals infolge des Partial-Response-Signals cfür den Fall Φ(ο) = 3 π/2 rad. (dicke Linie) und ebenfalls 4-, zum Vergleich der Phase Φ(ή, die dieses Signal bei einer unmittelbaren Zufuhr des Datensignals b zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 (dünne Linie) aufweisen würde, oder mit anderen Worten die Phase i^ijbei Anwendung der bereits beschriebenen FFSK-Methode ,o (siehe das Zeitdiagramm caus F i g. 2).

Wie auch aus Diagramm d hervorgeht ändert die Phase Φ(ί) zwischen den Zeitpunkten t = mT und t = (m + 1) T mit m als ganze Zahl um einen Betrag Δ Φ(π>)gleich ± π/2, + jr/4 oder 0 rad. Denn die Phase Φ(ί) am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 6 ist dem Integral der Eingangsspannung uft) proportional, so daß gilt:

b5

ΙΦ(η,)= 0((m+l)T) - Φ(ιηΤ)= K₀Ju(D d/,

"T (6) wobei wie erwähnt

K₀ = .7/(2 T). (7)

Weiter entspricht das Filter 23 dem dritten Nyquist-

Kriterium, so daß gut:

(M + 1 ) T

(m + 1)7

I '/'(/») = K₁₁ j U(DdI = K_n ·/ i(i)di .

wobei v^die Ausgangsspannung des Partial-Response-Kodierkreises 22 ist. Di:? Beziehung zwischen dieser Spannung vfi^und dem Datensignal b am Ausgang des Kodierkreises 20 ist bereits beschrieben worden und auf Grund dieser Beziehung folgt:

(m + 1) T

= T{b{m)/4 + b(m - 1 )/2 + b(m - 2)4] ,

wobei b(m) ein Symbol des Datensignals b im Zeitintervall [mT, (m+ 1) T] dargestellt mit b(m) = ± 1. Auf Grund der Formeln (6) - (9) gilt für die Phasenänderung ΔΦ(ηι)ά\ζ Beziehung:

so daß diese Phasenänderung Δ Φ(/η) durch drei >-, aufeinanderfolgende Datensymbole bfml b(m—\), b(m — 2) entsprechend der nachfolgenden Tafel bestimmtwird.

bim- 1)

Λ (/η- 2)

10(/H)

+ 1	+ 1	+ 1	+ nil
+ 1	+ 1	-1	+ n/4
+ 1	-1	+ 1	0
ι-. +1	1 ~ I	-1	-n/4
-1	+ 1	+ 1	+ n/4
-I	+ 1	1 1	0
-1	-1	+ 1	-n/4
-1	-1	-1	-n/2

Der Zeitverlauf der Phase Φ(Ι) innerhalb des betreffenden Zeitintervalls [mT, (m+\) T] hängt von der spezifischen Wahl des Filters 23 ab, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht. Sogar für die in diesem Fall gemachte Wahl (das Filter 23 hat die möglichst schmale Bandbreite) folgt aus der Form der Impulsantwort g(t) des Vormodulationskreises 21 in F i g. 4, wie in Fig. 7 dargestellt, daß der Zeitverlauf der Phase Φ(ί) innerhalb des betreffenden Zeitintervalls hauptsächlich durch die genannten drei aufeinanderfolgenden, durch einen Filtervorgang geformten Datensymbole b(m), b(m— 1), b(m—2) bestimmt wird.

Auf dieselbe Art und Weise wie in F i g. 2 zeigen die übrigen Zeitdiagramme in F i g. 8 die Verarbeitung des modulierten Trägersignals nach der Formel (5) mit einer Phase Φ(ί) entsprechend dem Zeitdiagramm d aus Fig.8 im Empfänger 2 nach Fig. 1. Insbesondere zeigen die Zeitdiagramme £ und/die niederfrequenten Anteile cosfäftj} und sinf^YfjFj am Ausgang des Demodulators 10 bzw. 11, die Zeitdiagramme g und h die Reihen Signalabtastwerte am Ausgang des Abtastkreises 15 bzw. 16 und zum Schluß zeigt das Zeitdiagramm _/ das regenerierte Datensignal am Ausgang des logischen Kombinationskreises 17. Dabei ist vorausgesetzt, daß wegen der geänderten Verhältnisse die Tiefpaßfilter 12, 13 mit Hilfe der bereits erwähnten Technik aus dem Bezugsmaterial D(3) abermals optimiert sind.

Aus den Zeitdiagramme.-ι. g und h aus F i g. 8 geht hervor, daß, wenn die Phase Φ(ί) gemäß dem Zeitdiagramm d a;s F i g. 8 ungeraden Vielfachen von ±π/Λ rad. entspricht, die Signalabtastwerte einen Wert aufweisen, der ein Bruchteil 1//2 « 0,7 des Wertes ist für ΡΥι^^ηΦ(ί) gleich 0 rad, ±π/2 rad. oder Vielfachen derselben, wodurch zu den betreffenden Zeitpunkten im Vergleich zu dem bekannten FFSK-System eine Verschlechterung des Signai-Geräuschverhältnisses verursacht wird. Trotzdem weist die Fehlerwahrscheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses in der Praxis keine entsprechende Verschlechterung auf. Aus dem Zeitdiagramm daus F i g. 8 geht ja hervor, daß die Tiefpaßfilter 12, 13 in dem Fall von FFSK-Signalen (dünne Linie) auch noch Änderungen mit einer Periode von 2 T durchlassen müssen, dagegen in dem betreffenden Fall (dicke Linie) auch noch Änderungen mit einer Periode von nur 4 Tdurchlassen müssen. Im Vergleich zu dem bekannten FFSK-System kann die Bandbreite der Tiefpaßfilter 12, 13 in dem vorliegenden Fall in erster Annäherung halbiert werden. Wenn nun diese Tiefpaßfilter 12, 13 für die beiden Fälle mit Hilfe der bereits erwähnten bekannten Technik, optimiert werden, so stellt es sich heraus, daß in dem betreffenden Fall die Verschlechterung der Fehlerwahrscheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses gegenüber der für das bekannte FFSK-System weniger als 1 dB beträgt.

Die mehr allmähliche Änderung der Phase Φ(ί) als Funktion der Zeit t in dem vorliegenden Fall gelangt in den Diagrammen aus F i g. 9 deutlich zum Ausdruck, worin ein Signalvektor

exp

(M)

für die beiden Fälle dargestellt ist mit einer linear zunehmenden Amplitude A (in Wirklichkeit ist diese Amplitude A konstant) und mit einer Phase Φ(ί) entsprechend dem Zeitdiagramm d aus F i g. 8, wobei das Diagramm a dieses Vektors t? zeigt für das FFSK-Signal und das Diagramm tauf gleiche Weise für das vorliegende modulierte Signal. Ein Vergleich dieser Vektordiagramme a und b zeigt, daß eine Anzahl überflüssige Drehungen des Signalvektors v* für das FFSK-Signal vermieden werden können und zwar durch Anwendung der obenstehend beschriebenen Maßnahmen in der Modulationsstufe 5.

Durch diesen mehr allmählichen Charakter der Phasenänderungen hat das betreffende modulierte Signal ein Frequenzspektrum, das eine schmalere Hauptkeule sowie insbesondere auch für Frequenzen außerhalb dieser Hauptkeule wesentlich weniger Leistung aufweist als das FFSK-Signal. Dies stellt sich auch aus Fi g. 10 heraus, in der die genormte spektrale Leistungsdichte P/T als Funktion der genormten Frequenz | (f—f_c)T\ für die beiden Fälle dargestellt ist, wobei die Kurve a für das FFSK-Signal gilt (siehe F i g. 3) und die Kurve b für das modulierte Signal am Ausgang der Modulationsstufe 5 in F i g. 4. Insbesondere zeigt F i g. 10 daß für Frequenzen Adie in einem Abstand von etwa l,5ma! der Symbolfrequenz \IT von der Trägerfrequenz f_c entfernt sind, der Pegel der spektralen Leistungsdichte gegenüber dem für die Trägerfrequenz f_c selbst nur etwa 30 dB niedriger ist für eine FFSK-Modulationsstufe 5 (Kurve a), dagegen mehr als 10OdB niedriger für eine Modulationsstufe 5 nach Fig. 4, worin die obenstehend beschriebenen Maßnahmen angewandt worden sind (Kurve b). Für Funkübertragungssysteme mit dem bereits genannten Kanalab stand von 25 kHz und Datensignalen mit der bereit« genannten Symbolfrequenz von 16 kHz bedeutet die Anwendung dieser Maßnahmen, daß die Störungen in den beiden benachbarten Funkübertragungskanäler weitgehend unterhalb der in der Praxis akzeptierter Pegel bleiben.

Auf diese Weise ist ein Datenübertragungssystem erhalten worden, das dieselben gewünschten Übertragungseigenschaften aufweist als das bekannte FFSK-System (die sehr geringe Verschlechterung der Fehlerwahrscheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräuschverhältnisses — weniger als 1 dB — spielt in der Praxis kaum eine bedeutende Rolle), aber daß das verfügbare Frequenzspektrum auf wirtschaftlichere Weise benutzen kann als dieses bekannte FFSM-System durch die wesentliche Verringerung der Leistung außerhalb des Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule, die selbst außerdem schmaler ist. Wie nachstehend noch erläutert wird, ist auch die praktische Verwirklichung dieses Datenübertragungssystems besonders einfach, so daß sich dieses System in allen Hinsichten für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen durchaus eignet.

Wie obenuehend erläutert wurde, wird die wesentliche Verringerung der Leistung außerhalb des eigentlichen Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule mittels einer Modulationsstufe 5 nach Fig.4 mit einem Vormodulationskreis 21 erhalten, der als Filter mit einer

in Übertragungsfunktion G{m) nach der Formel (4) betrachtet werden darf. Obschon ein derartiges Filter verschiedenartig ausgebildet werden kann, bietet eine Verwirklichung als digitales Transversalfilter viele praktische Vorteile. Die Datensignale werden dann

π diesem digitalen Transversalfilter in Form von Signalabtastwerten mit dem Wert + 1 oder - 1 zugeführt, so daß wegen der geänderten Impulsform der Datensignale das digitale Transversalfilter eine Übertragungsfunktion G'(o}) aufweisen muß, die durch die untenstehende Formel gegeben wird:

4-, wobei Ο{ω) die Übertragungsfunktion nach der Formel (4) ist. Zum Vergleich mit G(a>) nach der Formel (4) ist G'(co) nach der Formel (12) in Fig. 7 durch eine gestrichelte Linie wiedergegeben. Die Stoßantwort g'(t). die zu dieser Übertragungsfunktion G'(a>) gehört.

_w entspricht der Antwort g(t) auf einen einzigen Impuls mit der Breite T und der Höhe 1, die zu der Übertragungsfunktion Ο(ω) gehört und in F i g. 7 dargestellt ist. In diesem Fall wird jedoch eine gewisse Beschränkung der Dauer der Stoßantwort akzeptiert werden müssen, weil ein Transversalfilter eine Stoßantwort endlicher Dauer aufweist und die Stoßantwort g'(t), die zu der Übertragungsfunktion G'(ct)), nach der Formel (12) gehört, unendlich lang ist. Aus F i g. 7 geht jedoch hervor, daß diese Stoßantwort g'(t) = g(t) die

(,n signifikantesten Werte in einem zentralen Intervall mit der Länge 3Γ hat und daß die Werte außerhalb eines zentralen Intervalls mit der Länge 77 nur noch wenig von dem Wert Null abweichen. Wenn nun die Dauer der Stoßantwort des digitalen Transversalfilters auf zentra-

_hr, Ie Intervalle der Stoßantwort g'(t) — g(t) mit einer Länge von 57 bzw. 7 7 beschränkt wird, bildet die Übertragungsfunktion dieses Transversalfilters eine gute bzw. sehr gute Annäherung der gewünschten

Übertragungsfunktion G'(ct)) nach der Formel (12). An den Ausgang des digitalen Transversalfilters wird noch ein einfaches Tiefpaßfilter zur Unterdrückung unerwünschter Signale bei der Ausgangsabtastfrequenz oder Vielfachen derselben angeschlossen. Der Einfluß dieser Beschränkungen der Dauer der Stoßantwort auf das Spektrum am Ausgang der Modulationsstufe 5 in F i g. 4 ist in Fig. 10 durch die Kurve cfür eine Beschränkung auf 5Tund durch die Kurve dfür eine Beschränkung auf 7 Tdargestellt. Die Abweichungen dieser Kurven cund in c/ gegenüber der Kurve a für eine Stoßantwort g'(t) = g(t) unbeschränkter Dauer erhalten erst eine reelle Bedeutung für Frequenzen f, für die \(f—f_c)T\ größer ist als 1, aber auch für Frequenzen f, für die \(f-QT\ etwa den Wert 1.5 hat, ist der Pegel der spektralen Leistungsdichte für diese Kurven c und d dennoch etwa 7OdB bzw. 8OdB niedriger als für die Trägerfrequenz f* Die Störungen, die die restliche Leistung außerhalb des Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule in den beiden benachbarten Übertragungskanälen verursacht, haben auch in diesen beiden Fällen einen Pegel, der zum größten Teil der praktischen Anwendungen in dem hochfrequenten Bereich niedrig genug ist.

Obenstehend wurde vorausgesetzt, daß die Übertra- r. gungsfunktion Η(ω) des Tiefpaßfilters 23 in dem Vormodulationskreis 21 aus Fig. 4 die möglichst schmale Bandbreite aufweist. Dieses Filter kann jedoch auch είπε Übertragungsfunktion mit einer größeren Bandbreite aufweisen. Nun ist aus dem Bezugsmaterial jo D(6) bekannt, daß eine Übertragungsfunktion Η'(ω) mit einer Stoßantwort, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht, auf eine Übertragungsfunktion Ν'(ω) mit einer Stoßantwort, die dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht, zurückgeführt werden kann. Auf Grund dieses bekannten Resultates und der gewählten Impulsform der Datensignale kann die Übertragungsfunktion Η(ω) des Filters 23 in allgemeiner Form wie folgt geschrieben werden:

₌ (,.,T/2)¹
sin"² («ι Τ/2)

N¹I

(13)

Ein Eindruck des Einflusses der Bandbreite kann dadurch erhalten werden, daß für Ν'(ω) eine Klasse von Kennlinien gewählt wird, die allgemein verwendet wird und als Racos-Kennlinie (Racos = »Raised-cosine«) bekannt ist, von denen einige in F i g. 11 (siehe Bezugsmaterial D(3), Seiten 50-51) dargestellt sind. Eine Racos-Kennlinie besteht aus einem Teil mit konstanter Amplitude und einem Teil mit sinusförmig abnehmender Amplitude und kann durch einen Parameter α genau spezifiziert werden, welcher Parameter angibt, wieviel die Bandbreite größer ist als die minimale Nyquist-Bandbreite von π/Τ. In dem Fall oi = 0 ist H{u>) nach der Formel (13) gleich Η(ω) nach der Formel -(3) und weist das Filter 23 die möglichst schmale Bandbreite auf. Aus dem Bezugsmaterial D(3), Seiten 50-51, ist bekannt, daß Λ"(ω) für eine Racos-Kennlinie wie folgt geschrieben werden kann:

1 .

0.5 Ll - sin ((,..V 7)2\)]. (I - λ) π T < ,., < (1 + \) .7 T 0. <■.>(! + \) n'T.

(14)

Der Vormodulationskreis 21 aus F i g. 4 hat dann eine Übertragungsfunktion

Ο(ω) = 3(ω) ■ Η[ω),

die aus den Formeln (2). (13) und (14) folgt. Der Einfluß der Bandbreite von Η[οή nach der Formel (13) auf das Spektrum am Ausgang der Modulationsstufe 5 in F i g. 4 läßt sich dadurch nachgehen, daß der Parameter tx von /ν"(ω) nach der Formel (14) geändert wird. Im allgemeinen stellt es sich heraus, daß niedrigere Werte des Bandbreitenparameters λ eine bessere Verringerung der Leistung außerhalb des Frequenzbandes der spektralen Hauptkeule ergeben als höhere Werte. Wenn die Dauer der Stoßantwort dieses Vormodulationskreises 21 wieder auf ein zentrales Intervall mit einer Länge von 5 Γ beschränkt und weiter der Bandbreitenparameter λ geändert wird, stellt es sich heraus, daß die spektrale Leistungsdichte von der für λ = 0, die durch die Kurve c in F i g. 10 dargestellt ist, nicht nennenswert abweicht, wenn λ kleiner ist als 0,25. Dies erleichtert die Anforderungen an die Übertragungsfunktion G(ü)) des Vormodulationskreises 21 aus F i g. 4 und vereinfacht die praktische Ausbildung dieses Vormodulationskreises als digitales Transversalfilter mit einer Übertragungsfunktion C(w) nach der Formel (12).

Die Wirkungsweise der Modulationsstufe 5 nach Fig. 4 ist obenstehend erläutert worden in der Votaussetzung, daß der Kodierkreis 22 - abgesehen von einem Skalenfaktor — ein Partial-Response-Signal der Klasse 2 mit 3 Überlagerungen ergibt. Ein derartiges Response-Signal läßt sich auf einfache Weise als Polynom beschreiben mit Hilfe eines (algebraischen)

■to Verzögerungsoperators D für eine Verzögerung über eine Symbolperiode T, wobei D* eine Verzögerung über k Symbolperioden darstellt und / = C ein Identitätsoperator (siehe Bezugsmaterial D(7)) ist. In dem bisher betrachteten Fall kann der Kodierkreis 22 durch ein

• 4j Partial-Response-Polynom F(D) gekennzeichnet werden, das der nachfolgenden Beziehung entspricht:

F[D) = I + 2D )

(15)

•in und durch einen Skalenfaktor l/s, wobei 5 die Summe der absoluten Werte der Koeffizienten in dem Polynom F(D/ist, so daß hier gilt: s = 4.

Für den Kodierkreis 22 aus Fig.4 können jedoch auch andere Partial-Response-Polynome verwendet

■-,5 werden. Zwei in de Praxis oft verwendete Beispiele dieser Polynome werden nun näher betrachtet, wobei, ebenso wie obenstehend, vorausgesetzt wird, daß das Tiefpaßfilter 23 eine Übertragungsfunktion Η{ω) nach der Formel (3) und folglich die möglichst schmale

en Bandbreite aufweist. Das erste Beispiel ist ein Partial-Response-Signal der Klasse 1 mit 2 Überlagerungen, das den Duobinärkode ergibt und durch ein Polynom F(D) beschrieben wird, das der nachfolgenden Beziehung entspricht:

F[D) = I + D

(16)

mit Skalenfaktor \/s = 1/2. Das zweite Beispiel ist ein

Partial-Response-Signal der Klasse 4 mit 3 Überlagerungen, das den modifizierten Duobinärkode ergibt und durch ein Polynom F(D) beschrieben wird, das der nachfolgenden Beziehung entspricht:

F(D) = I -D²

(17)

mit einem Skalenfaktor Ms = 1/2. In beiden Fällen kann der Kodierkreis 22 auf ähnliche Weise wie in F i g. 5 mit Hilfe von Verzögerungselementen, Wägungskreisen und einem Summierkreis ausgebildet werden, wobei die Gewichtsfaktoren aus den Koeffizienten in den Polynom F(D) nach den Formeln (16), (17) und den Skalenfaktoren Ms — 1/2 folgen. An Hand der Zeitdiagramme aus F i g. 12 wird erläutert, welche Folgen diese andere Wahl des Partial-Response- Polynoms F(D) hat.

Die Zdtdiagramme a und b aus Fig. 12 zeigen dieselben Datensignale am Ausgang der Datenquelle 3 bzw. des differentiellen Kodierkreises 20 in F i g. 1 wie die Zeitdiagramme a und b aus Fig. 2 und Fig. 8. Infolge des Datensignals b tritt am Ausgang des Kodierkreises 22 in Fig.4 ein Partial-Response-Signal auf, das im Zeitdiagramm c dargestellt ist für den Fall des Duobinärkodes mit einem Polynom F(D) nach der 2^r> Formel (16) und in dem Zeitdiagramm d für den Fall des modifizierten Duobinärkodes mit einem Polynom F(D) nach der Formel (17) mit einer konstanten Erfrühung um 772 bzw. T. Zufuhr dieser Signal c und d zu dem spannungsgesteuerten Oszillator6 in Fig.4 über das jo Filter 23 führt wieder zu einem Signal der nachstehenden Form:

sin Ο,.' + Φ(()]

(18)

dessen Phase Φ(ή in dem Zeitdiagramm e durch die Kurve cfür das Signal c dargestellt ist und Φ(ο) = 3 π/4 und im Zeitdiagramm / durch die Kurve d für das Signale! und Φ(ο) = — π/2 Zum Vergleich sind im Zeitdiagramm e zugleich die Phase Φ(ή^\ Anwendung der bekannten FFSK-Methode (Kurve a)und die Phase Φ(ί) bei Anwendung des bereits eingehend beschriebenen Kodierkreises 22 mit einem Polynom F(D) nach der Formel (15) und einem Skalenfaktor Ms = 1/4 in der Modulationsstufe 5 nach F i g. 4 (Kurve b) dargestellt, und diese Kurven a und b entsprechen denen im Zeitdiagramm c/aus F i g. 8.

Auf ähnliche Weise wie für das Polynom F(D) nach der Formel (15) kann nun die Phasenänderung ΔΦ(ιη) zwischen den Zeitpunkten t = mTund t = (m+\) Tmh m eine ganze Zahl abgeleitet werden, mit dem Ergebnis für das Polynom FfD,) nach der Formel (16):

I Φ im) = [/> (m) + h (m - I)] n/4 (I 9)

und für das Polynom F(D) nach der Formel (17):

-2) .-r/4,

(20)

wobei b(m) wieder ein Symbol des Datensignals £ im Zeitintervall [mT,(m+\) T] dargestellt mit b(m) = ±1. Wie aus diesen Formeln (19) und (20) hervorgeht sowie aus den Zeitdiagrammen e und /aus Fig. 12 hat die Anwendung des Duobinärkodes (Kurve c) und des modifizierten Duobinärkodes (Kurve d) zur Folge, daß von der Reihe möglicher Werte —π/2, — τι/4,Οπ/4,π/2 für die Phasenänderungen Φ(ηι)nur die Werte —π/2,0, .τ/2 verwendet werden. Ein Vergleich dieser Kurven c und d mit der Kurve a für das bekannte FFSK-Signai zeigt, daß auch bei Anwendung der Polynome F(D) nach den Formeln (16) und (17) die Phase Φ(ί) n\s Funktion der Zeit f einen allmählicheren Charakter aufweist als die Phase Φ(ί) des FFSK-Signals, so daß auch in diesen beiden Fällen das Spektrum des modulierten Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 in F i g. 4 eine schmalere Hauptkeule sowie insbesondere auch für Frequenzen außerhalb dieser Hauptkeule wesenlich weniger Leistung aufweist als das FFSK-Signal. Ein weiterer Vergleich dieser Kurven cund dmh der Kurve b für den an Hand der Fig.4 bis 10 eingehend erläuterten Fall zeigt, daß die Änderungen der Phase Φ(ή die die Tiefpaßfilter 12, 13 im Empfänger 2 aus Fig. 1 auch noch durchlassen müssen, für Kurven b, c und d eine Periode von 4 Γ aufweisen (für die Kurve a ist diese Periode 2T), aber für die Kurve c sowie für die Kurve d eine größere »Amplitude« aufweisen als für die Kurve b, wobei die »Amplitude« für die Kurve ^ihrerseits größer ist als die für die Kurve c. Das Spektrum des modulierten Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 in Fig.4 wird folglich bei Anwendung des Duobinärkodes mit einem Polynom F(D) nach der Formel (16), etwas breiter sein als bei Anwendung des Kodes mit einem Polynom F(D) nach der Formel (15) und wird bei Anwendung des modifizierten Duobinärkodes mit einem Polynom F(D) nach der Formel (17) ihrerseits breiter sein als bei Anwendung des Duobinärkodes mit einem Polynom F(D) nach der Formel (16).

Wie auch aus dem Zeitdiagramm/ aus Fig. 12 hervorgeht, hat die Anwendung des modifizierten Duobinärkodes (Kurve d) zur Folge, daß nicht nur die Phasenänderung ΔΦ(πι), sondern auch die Phase Φ(ι) zu den Zeitpunkten t = mTnur die Werte —π/2, Ο, π/2, annehmen und außerdem lange Zeit auf demselben Wert bleiben kann. Es stellt sich heraus, daß das Spektrum des modulierten Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 in Fig.4 in diesem Fall diskrete Anteile bei der Trägerfrequenz f_c und bei den Frequenzen f = f_c ± l/Taufweist, wodurch die Rückgewinnung der Träger- und Taktsignalbezugswerte im Empfänger 2 aus F i g. 1 in diesem Fall einfacher sein kann als in den beiden anderen obenstehend beschriebenen Fällen.

Was die Ausbildung des Empfängers 2 in Fig. 1 anbelangt, sei bemerkt, daß die Einführung des Vormodulationskreises 21 mit einem bestimmten Partial-Response-Polynom F(D) für den Kodierkreis 22 nach Fig.4 im allgemeinen mit einer erneuten Optimierung von Tiefpaßfiltern 12. 13 und einer an das Polynom F(D) angepaßten Änderung des logischen Kombinationskreises 17 einhergehen soll, obschon diese letztere Änderung nicht in allen Fällen notwendig ist. So ist obenstehend bereits erwähnt, daß für ein Polynom F(D) nach der Formel (15) derselbe logische Kombinationskreis verwendet werden kann wie in dem bekannten FFSK-System. Weiter stellt sich heraus, daß das letztere auch gilt für ein Polynom nach der Formel (16), unter der Bedingung jedoch, daß die beiden Demodulatoren 10, 11 dann durch Bezugsträger gespeist werden, die eine zusätzliche Phasenverschiebung um π/4 rad. erfahren haben, und zwar der Demodulator 10 durch einen Träger sin (ω,- ί+π/4) und der Demodulator 11 durch einen Träger cos (ω₍· ί+π/4). Dies bietet den Vorteil, daß in diesen Fällen die Verarbeitung der Signalabtastwerte am Ausgang der beiden Abtastkreise 15, 16 ausschließlich auf der Polarität dieser Signalabtastwerte gründet und folglich

im Grunde von dem Pegel des empfangenen modulierten Signals unabhängig ist.

In allen obenstehenden Betrachtungen wurde bereits vorausgesetzt, daß die Modulationsstufe 5 als Frequenzmodulator mit einem idealen spannungsgesteuerten Oszillator ausgebildet ist. Die Modulationsstufe 5 kann jedoch auch als Phasenmoduli tionsstufe ausgebildet werden und das funktionelle Blockschaltbild für diesen Fall ist in Fig. 13 dargestellt. Diese Modulationsstufe 5 enthält einen idealen Phasenmodulatcr 30 rrit einem i(> Verstärkungsfaktor, der immer gleich π/2 rad. pro Volt ist, welcher Phasenmodulator 30 aus einem Trägeroszillator 6 mit konstanter Frequenz, die immer der gewünschten Trägerfrequenz f_L entspricht, gespeist wird, in dieser Modulationsstufe 5 werden die differentiell kodierten Datensignale des Kodierkreises 20 in F i g.! in antipodaler Form dem Phasenmodulator 30 über einen Vormodulationskreis 31 zugeführt, die die Kaskadenschaltung eines Partial-Response-Kodierkreises 32 und eines Tiefpaßfilters 33 tnthält mit einer impulsantwort, die dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise dieser Modulationsstufe 5 nach Fig. 13 brauchen alle obengenannten Betrachtungen für die Modulationsstufe 5 nach Fig.4 r> nicht wiederholt zu werden. Es läßt sich nämlich darlegen, daß die Phase Φ (I) des modulierten Signals am Ausgang der Modulationsstufe 5 ir F i g. 4 — abgesehen von ein^r konstanten Verzögerung um eine Zeit T/2, die halbe Symbolperiode — auf dieselbe Art und Weise ändert *vie die Phase Φ (ι) des modulierten Signals am Au^ganfc; der Modulationsstufe 5 in Fig. 13, wenn das Partial-Rtsponse-Polynom F(D) des Kodierkreises 22 in Fig.4 und das Partial-Response-Polynom P(D) des Kodierkrebes 32 in Fig. 13 der nachfolgenden r> Beziehung entsprich¹:

F(D) = (/ - DIf(D).

(21)

H(n,) =

sin

T/2)
o. 7/2)

(22)

(23)

Ein Datensignal nach dem Zeitdiagramm b aus Fig. 12 am Eingang des Kodierkreises 32 in Fig. 13 ergibt dann am Ausgang ein Partial-Response-Signal entsprechend dem Zeitdiagramm c aus Fig. 12. Zufuhr eines derartigen Partial-Response-Signals c zum Phasenniodulalor 30 in Fig. 13 über das Tiefpaßfilter 33 ergibt dann ein moduliertes Signal, dessen Phase Φ (t) — abgesehen von einer konstanten Verschiebung über eine Zeit 772 — auf dieselbe Art und Weise ändert wie für die Kurve rf in dem Zeitdiagramm /aus F i g. !2, wie auf einfache Weise ersichtlich ist Diese Kurve d im Zeitdiagramm /"aus Fig. 12 ist jedoch dadurch erhalten worden, daß ein Datensignal entsprechend dem Zeiidiagramm b einer Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig.4 zugeführt wird, worin ein modifiziertes Duobinärkode angewandt wird mit einem Polynom F(D), das nach der Formel (17) durch die nachstehende Formel gegeben wird:

und wenn uie Übertragungsfunktion Η(ω) des Tiefpaßfilters 23 in Fi g. 4 und die Übertragungsfunktion Ν\(ω) des Tiefpaßfilters 33 in Fig. 13 der nachfolgenden Beziehung entspricht (siehe Bezugsmaterial D(6)):

Mit Hilfe dieser Beziehungen können die Eigenschaften der Phaiienmodulationsstufe 5 nach Fig. 13 immer auf die Eigenschaften der Frequenzmodulationsstufe 5 ,0 nach Fig. 4 zurückgeführt werden. An Hand der Zeitdiagramme aus Fig. 12 wird dies näher erläutert für den Fall in der Phasenmodulationsstufe 5 nach Fig. 13 ein Duobinärkode angewandt wird mit einem Polynom P(D), das durch die nachstehende Formel gegeben wird ■-,-, (siehe Formel (16)):

F(D) = / - D².

(24)

Da dieses Polynom F(X)Isich wie folgt schreiben läßt: F(D) = I - D² = (/ - D) (/ + D) (25)

stellt es sich heraus, daß zwischen dem Polynom F(D) der Formel (24) und P(D) der Formel (23) tatsächlich die Beziehung entsprechend der Formel (21) besteht, so daß in diesem Fall die Phasenmodulationsstufe 5 nach Fig. 13 und die Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig.4 dieselben Eigenschaften aufweisen was das modulierte Signal an ihrem Ausgang anbelangt.

E(2). Praktische Verwirklichung der
Modulationsstufe

Aus den Betrachtungen in dem obengenannten Paragraphen E(I) geht hervor, daß aus wirtschaftlichem Gesichtspunkt die Verwendung des verfügbaren Frequenzspektrums diejenige Einrichtung der Modulationsstufe 5 in dem Sender 1 nach Fig. 1 bevorzugt wird, die zu einem modulierten Signal führt, dessen Gesamtphasenänderung ΔΦ (m) zwischen den Zeitpunkten t = mT und t = (m + 1)Γ durch ein Partial-Response-Signal der Klasse 2 mit 3 Überlagerungen (siehe die Formeln (10) und (15)) bestimmt wird und wobei der Zeitverlauf der Phase Φ (t) innerhalb des betreffenden Zeitintervalls durch eine Filterantwort bestimmt wird, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht und die eine spektrale Bandbreite von nahezu der minimalen Nyquist-Bandbreite aufweist (siehe Filterantwort g'(t) = g(t) in Fig. 7). Untenstehend werden zwei unterschiedliche Ausführungsformen der Modulationsstufe 5 betrachtet, die zwar allgemeiner verwendet werden können, von denen aber die besonderen Einzelheiten immer für den obengenannten Fall gegeben werden werden.

Das allgemeine Blockschallbild einer ersten Ausführungsform der Modulationstufe 5 ist in Fig. 14 dargestellt, welches Schaltbild auf dem funktionellen Blockschaltbild einer Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig.4 gründet. Elemente in Fig. 14, die denen aus Fig. 4 entsprechen, sind in Fig. 14 mit denselber Bezugszeichen angegeben wie in Fig.4. In Fig. 14 werden die differentiell kodierten Datensignale des Kodierkreises 20 in Fig. 1 einem Vormodulationskreis 2t zugeführt, der, wie bereits erwähnt, in der Praxis auf einfache Weise als digitales Filter mit einer Übertragungsfunktion G'(u>) nach der Formel (12) und einer Stoßantwort g'(t) nach Fig. 7 mit einer beschränkten Dauer ausgebildet werden kann, an welches digitale Filter ein Tiefpaßfilter angeschlossen ist zur Unterdrükkung unerwünschter Signalanteile bei der Ausgangsabtastfrequenz und Vielfachen derselben. Nähere Einzelheiten in bezug auf die praktische Verwirklichung eines derartigen digitalen Filters lassen sich beispielsweise im Bezugsmaterial D(8) finden.

Auch in Fie. 14 wird das Auseanessienal des

Vormodulationskreises 21 einem spannungsgesteuerten Oszillator 6 zugeführt, von dem obenstehend vorausgesetzt wurde, daß seine Ruhefrequenz f» immer der gewünschten Trägerfrequenz f_c entspricht und die Verstärkungskonstante K₀ immer dem Wer!:τ1(2T) rad. pro Volt pro Sekunde entspricht. In der Praxis sind jedoch zusätzliche Maßnahmen erforderlich um diese Parameter /Ό und Ko des Oszillators 6 auf ihren vorgeschriebenen Werten zu halten. Dazu ist in Fig. 14 der Oszillator 6 in eine Regelschleife 34 aufgenommen, wobei in der Verbindung zwischen dem Vormodulationskreis 21 und dem Oszillator 6 ein Multiplizierer 35 und ein nachgeschalteter Addierer 36 angeordnet sind und wobei der Ausgang des Oszillators 6 an einen Detektionskreis 37 zum Erzeugen der Regelsignale angeschlossen ist, die dem Multiplizierer 35 sowie dem Addierer 36 zugeführt werden. Eine Abweichung von in gegenüber dem gewünschten Wert A₁ ist ja einer Verschiebung der Steuerspannung des Oszillators 6 gleichwertig, so daß die Abweichungen von fa durch eine zusätzliche Korrektur dieser Steuerspannung mit Hilfe des Addierers 36 ausgeglichen werden können. Auf gleiche Weise ist eine Abweichung von Ka gegenüber dem gewünschten Wert π/(2T) gleichwertig mit einer Änderung in der Größe der Steuerspannung des Oszillators 6, so daß die Abweichungen von Ka durch multiplikative Korrektur dieser Steuerspannung mit Hilfe des Multiplizierers 35 ausgeglichen werden können. Damit der Detektionskreis 37 imstande ist. die erforderlichen Regelsignale zu erzeugen, muß darin mindestens Information in bezug auf die gewünschte Trägerfrequenz /"<■ und Information in bezug auf die Auftrittszeitpunkte der Datensymbole verfügbar sein. Dazu ist der Detektionskreis 37 in Fig. 14 an einen Kristalloszillator 38 angeschlossen, dessen Frequenz mit der Trägerfrequenz f_c eine bestimmte Beziehung hat, sowie an die Taktsignalquelle 4 in Fig. 1, deren Frequenz der Symbolfrequenz 1/Γ entspricht. Weiter kann im Detektionskreis 37 die Beziehung zwischen der GesamtphasenverschiebungΔΦ (m)und den Datensymbolen b(m), b(m-\), b(m-2) nach der Formel (10) benutzt werden um die Regelgeschwindigkeit der Regelschleife 34 zu vergrößern, wozu die Datensymbole dem Detektionskreis 37 zugeführt werden können, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 14 dargestellt ist.

Dieser Detektionskreis 37 kann verschiedenartig ausgebildet werden. Als Beispiel zeigt Fig. 15 eine Ausführungsform der Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig. 14, worin der Detektionskreis 37 derart eingerichtet ist. daß nur eine geringe Anzahl Elemente verwendet zu werden braucht.

In Fig. 15 enthält der Detektionskreis 37 einen Quadrierkreis 39, in dem das Ausgangssigna! des Oszillators 6 mit sich selbst multipliziert wird Nun !ä3t sich darlegen, daß das Spektrum dieses q:''" .·?--." Signals zwei diskrete Anteile enthält bei Fp* .,enzer. /i und k, die für die genauen Werte der Parameter /0 und /Coden nachfolgenden Beziehungen entsprechen:

(26) werden können, die zwei Regelsignale zu erzeuger Dazu wird das quadrierte Signal in einem Mischkreis 4i mit dein Ausgangssignal des Kristalloszillators 31 multipliziert, dessen Frequenz in diesem Fall dem Wer (2f_t -t- 1/(2 7} entspricht, wodurch ein niederfrequente Signal mit einem Spektrum entsteht, das zwei diskreti Elemente enthält, die für die richtigen Werte de Parameter f_a und Kv. bei den Frequenzen f = MT um f = 0 liegen. Dieses niederfrequente Signal wird mittel eines Tiefpaßfilters 41 mit einer Grenzfrequenz über de Symbolfrequenz l/7~selektiert und in einem Mischkrci 42 mit dem Ausgangssignal der Quelle 4 in Fig. multipliziert, deren Frequenz der Symbolfrequenz 1/" entspricht. Das Regelsignal zur Korrektur der abwei chenden Werte von ία wird dann dadurch erhalten, dal die Ausgangssignale des Filters 41 und des Mischkreise: 42 mit Hilfe eines Addierers 43 addiert und da Summensignal über lange Zeit mit Hilfe eine: Glättungsfilters 44 gemittelt werden. Dieses Regelsigna wird von der Steuerspannung für den Oszillator 6 mi Hilfe des Addierers 36 subtrahiert. Dagegen wird da: Regelsignal zur Korrektur von abweichenden Werter von Ka dadurch erhalten, daß das Ausgangssignal de: Mischkreises 42 mit Hilfe eines Addierers 45 von den Ausgangssignal des Filters 41 subtrahiert und da: Differenzsignal über lange Zeit mit Hilfe eine: Glättungsfilters 46 gemittelt wird. Dieses letzten Regelsignal wird dazu verwendet, den Multiplikation faktor des Multiplizierers 35 zu ändern. Diesel Multiplizierer kann als regelbarer Verstärker mit einen Nennverstärkungsfaktor gleich 1 ausgebildet werden wobei das Ausgangssignal des Glättungsfilters dieser Verstärkungsfaktor regelt.

Aus Fig. 15 geht hervor, daß die Regelschleife 34 al: zwei zusammenarbeitende phasenverriegelte Schleifer betrachtet werden kann. Die Wirkungsweise diesel zweidimensionalen Regelschleife 34 läßt sich nui schwer beschreiben aber ein Globaleindruck dei Wirkungsweise kann dadurch erhalten werden, dal vorausgesetzt wird, daß für die richtigen Werte von / und Ko vom Oszillator 6 das Ausgangssignal s(t) wiedei wie folgt geschrieben werden kann

55

60

so daß die Differenz (h — /",) der Symbolfrequenz 1/T₆₅ genau entspricht Bei abweichenden Werten der Parameter /0 und K₀ erfahren die diskreten Anteile bei Frequenzen /· und Z₂ Änderungen, die dazu verwendet

daß die Ausgangssignale des Kristalloszillators 38 un< der Taktsignalquelle 4 (in F i g. 1) wie folgt geschriebei werden können:

sin (2 ο, ι + η 1 T)
cos (2 .-τί T).

(2S)

daß am Ausgang des Filters 41 und des Mischkreises 4; die Signale S\(t) bzw. S2(t) auftreten und daß in der Addierern 43, 45 der Konversionsfaktor des Mischkrei ses 42 berücksichtigt wird. Weiter wird vorausgesetzt daß die Binärwerte »0« und »1« in dem Datensignal mi gleichen Wahrscheinlichkeiten auftreten, welche Vor aussetzung in der Praxis keine Probleme liefert ir denjenigen Fällen, wo eine Form von Datenscramblinj in der Datensignalquelle 3 des Senders 1 in F i g. 1 angewandt wird.

Für den Fall, daß das Parameter /ö eine positiv« Abweichung aufweist, so daß gilt:

/0 =

und das Parameter Ko den richtigen Wert aufweist ha

das Signal s(t)d\e Form:

(301

Es läßt sich dann darlegen, daß für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase Φ (t) mit -τ/2 rad. pro -, Symbolperiode T zunimmt, nur das Signal S\(t) einen dem Wert όι (U₁ proportionalen Gleichspannungsanteil positiver Polarität aufweist. Auf gleiche Weise läßt sich darlegen, daß für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase Φ (() mit π/2 rad. pro Symbolperiode 7"abnimmt, in nur das Signal steinen dem Wert Λ, ω,-proportionalen Gleichspannungsanteil ebenfalls positiver Polarität aufweist. Die genannten Zeitintervalle treten beide mit derselben Wahrscheinlichkeit auf. so daß die beschriebene Art und Weise einer Kombination der Signale s\(t) ι ί und S₂(O in Addierern 43, 45 in diesem Fall iu einer Regelspannung führt mit einem Wert Null am Ausgang des Glättungsfilters 46 und zu einer dem Wert ό, W₁-proportionalen Regelspannung positiver Polarität am Ausgang des Glättungsfilters 44. Im Addierer 36 wird >n diese letzte Regelspannung von der Steuerspannung des Oszillators 6 subtrahiert, wodurch die positive Abweichung des Parameters Λι praktisch auf einen Wert Null zurückgebracht wird.

Für den Fall, daß das Parameter Ko eine positive 2; Abweichung aufweist, so daß gilt:

K₁, = (1 + Λ,) χ(2 7Ί.

(3I]

und das Parameter f„ den richtigen Wert aufweist, hat das Signal s(t)d\e Form: ^)(l

MO = sin [,·,,( + (1 + <■>,)

(321

Es läßt sich dann darlegen, daß für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase Φ (t)mit .τ/2 rad. pro r> Symbolperiode T zunimmt, nur das Signal S\(t) einen dem Wert ότπ/(2Τ) proportionalen Gleichspannungsanteil positiver Polarität aufweist. Auf gleiche Weise läßt sich darlegen, daß für diejenigen Zeitintervalle, in denen die Phase Φ (t)m\l -τ/2 rad. pro Symbolperiode ab- 4i> nimmt, nur das Signal s₂(t) einen dem Wert 02π/(2Τ) proportionalen Gieichspannungsanteil aufweist, aber mit negativer Polarität. Die genannten Zeitintervalle treten mit derselben Wahrscheinlichkeit auf, so daß die Kombinationsart der Signale S₁(Ot) und 4-, Si(O in den Addierern 43, 45 in diesem Fall zu einer Regelspannung mit dem Wert Null am Ausgang des Glättungsfilters 44 und zu einer dem Wert ό₂:τ/(2Τ) proportionalen Regelspannung positiver Polarität am Ausgang des Glättungsfilters 46 führt. Diese letztere -,0 Regelspannung wird dazu verwendet, dem Multiplikationsfaktor des Multiplizierers 35 einen Wert kleiner als 1 zu erteilen, wodurch die Größe der Steuerspannung des Oszillators 6 verringert und die positive Abweichung des Parameters K₀ praktisch auf einen Wert Null zurückgebracht wird.

Der Fall, wo die beiden Parameter f₀ und K₀ Abweichungen aufweisen, kann dann in erster Instanz als die Überlagerung der beiden obenstehend beschriebenen Fälle betrachtet werden, wobei nur der (,0 Parameter k oder nur der Parameter Ka eine Abweichung aufweist

Auf diese Weise werden mittels der zwei-dimensiona- len Regelschleife 34 die Parameter /0 und Ko des Oszillators 6 auf ihren vorgeschriebenen Wert f_: bzw. π/(2Τ) gehalten, wodurch das Ausgangssignal s(t) des Oszillators 6 auch in der Praxis eine Phase Φ(ί) aufweist, die von der gewünschten Phase Φ(ί) für den in dem

vorhergehenden Paragraphen E(I) betrachteten Idealfall nahezu nicht abweicht.

Der wesentliche Vorteil dieser in F i g. 14 und Fig. 15 dargestellten Ausführungsform der Modulationsstufe 5 ist. daß die Amplitude des modulierten Ausgangssignals auch in der Praxis sehr konstant ist. Die Verwendung einer zweidimensionalen Regelschleife 34 geht jedoch mit Einstell- und Stabilitätsproblemen einher, erfordert zur einwandfreien Wirkung dieser Regelschleife 34 die Verwendung eines »Datenscramblers« in der Datensignalquelle 3 und koppelt die Schleifenbandbreite mit der Symbolfrequenz l/7~des Datensignals.

Die obenstehenden Probleme werden vermieden bei einer zweiten Ausführungsform der Modulationsstufe 5, die auf einer orthogonalen Modulationsmethode gründet und deren allgemeines Blockschaltbild in Fig.'16 dargestellt ist. Das differentiell kodierte Datensignal des Kodierkreises 20 in Fig. 1 wird in Fig. 16 einem Signalverarbeitungskreis 47 zum Erzeugen eines Signals cos [Φ(ΐ)\ an dem ersten Ausgang 48 und eines Signals sin [Φ(ί)\ am zweiten Ausgang 49 zugeführt, wobei Φ(ί) die gewünschte Phase des modulierten Ausgangssignals s(t) der Modulationsstufe 5 ist. Obschon eine Ausführungsform in analogen Techniken theoretisch möglich ist. bietet eine Ausbildung des Signalverarbeitungskreises 47 in digitalen Techniken so viele praktische Vorteile, daß dies bevorzugt wird und die weitere Beschreibung sich darauf beschränkt. Das Signal am Ausgang 48 wird einem Produktmodulator 50 über ein Tiefpaßfilter 51 zur Unterdrückung von Signalanteilen bei der Ausgangsabtastfrequenz Λ des Signalverarbeitungskreises 47 und bei Vielfachen derselben zugeführt und auf gleiche Weise wird das Signal am Ausgang 49 einem Produktmodulator 52 über ein dem Filter 51 entsprechendes Tiefpaßfilter 53 zugeführt. In den beiden Produktmodulatoren 50, 52 werden die Signale cos [Φ(ί)\ und sin [Φ(ί]\ mit Trägern multipliziert, deren Frequenz der gewünschten Trägerfrequenz f_c entspricht und deren Phasenunterschied .τ/2 rad. beträgt, und zwar mit einem Träger sin (w_c 0 in dem Produktmodulator 50 und mit einem Träger cos (ω_Γ t)'m dem Produktmodulator 52. Die Ausgangssignale der beiden Produktmodulatoren 50, 52 werden mit Hilfe eines Addierers 54 summiert, wodurch ein Summensignal s(t) entsteht, das durch die nachstehenden Formeln gegeben wird

MO = cos [0(0] · sin (<·_ν0 + sin ['/'(O] ■ cos (<■.,.;) und sich schreiben läßt wie:

(34)

so daß am Ausgang der Modulationsstufe 5 tatsächlich das modulierte Signal mit der gewünschten Phase Φ(ί) erhalten wird.

Nun wird dargelegt, daß dieser Signalverarbeitungskreis 47 die gewünschte Phase Φ(ί) und folglich die Signale cos [Φ(ί)\ und sin [Φ(ί)\ aus dem eintreffenden Datensignal b(t) abgeleitet werden können. Aus der Erläuterung der Wirkungsweise der Frequenzmodulationsstufe 5 nach Fig.4 folgt, daß die Phasenstoßantwort θ(ί) der Modulationsstufe 5 durch die nachstehende Formel gegeben wird:

θ (0 = (2 .τ/ Γ) -Jg¹WdT-

(35)

wobei C" eine Konstante ist und g'(t) die Stoßantwort,

die zu der Übertragungsfunktion G'(w) nach der Formel (12) gehört. Für den Fall, daß die Dauer dieser Stoßantwort g'(t) ebenso wie obenstehend auf das zentrale Intervall mit der Länge 5T beschränkt wird (siehe Fig. 7) und die Konstante C"den Wert Null hat, ist diese Phasenstoßantwort Q(t)'m dem Zeitdiagramm a aus Fig. 17 dargestellt. Die gewünschte Phase Φ(ΐ) kann dann durch das Datensignal b(t) erhalten werden, das sich wie folgt schreiben läßt:

/,(D= V fc (ηι)Λ(ί-;ηΤ) Mm)= ±1 136)

wobei (.) eine Dirac-Funktion darstellt, die mit der Phasenstoßantwort &(t) nach der Formel (35) konvoluiert werden kann mit dem Resultat:

Φ (ι) =

b (m) (-) (t - mT) + C ,

(37)

(39)

Wie auch aus dem Zeitdiagramm d aus Fig.8 hervorgeht, bestimmen die Datensymbole b(m), b(m + 1) zusammen, ob die Phase <P(t) nach dem Zeitpunkt t = (m + 1) Tin demselben Phasenquadrant ^r, bleibt wie im Zeitintervall

mT < t < (m + 1) T,

oder nach einem benachbarten höheren oder niedrigeren Phasenquadrant übergeht. Insbesondere gibt es κι zwischen der Nummer y(m) des Phasenquadranten für das Zeitintervall

mT < t < (m + 1) T,

der Nummer y(m— 1) für die vorhergehende Symbolpe-Ii riode und den Datensymbolen b(m—\), b(m) die Beziehung entsprechend der nachfolgenden Tafel:

wobei C eine Konstante ist, die durch die Phase Φ(ΐ), die zu einem Bezugszeitpunkt gegeben wird, festgelegt wird. Für den Fall, daß die Dauer der Stoßantwort g'(t) auf die obengenannte Weise auf 5T beschränkt wird, kann aus der Formel (37) die nachfolgende Beziehung 2^ri für die Phase ©Rindern Zeitintervall

mT < t< (m + I)T
abgeleitet werden:

2

Φ(l) = Φ(ηιΤ) + Σ b(m - k) «,-[f - (m - k) T] , *⁼~² (38)

wobei Θ/f^eine Funktion ist, die für die Zeitpunkte t in dem Intervall ^

xT < t < (x + I)T
wobei xe'me ganze Zahl ist, gegeben wird durch:

In dem Zeitdiagramm b aus Fig. 17 ist die Funktion Qi(t) dargestellt, die zu der Phasenstoßantwort B(t) gemäß dem Zeitdiagramm a in Fig. 17 gehört. Wenn nun die Phase Φ(πιί)bekannt ist, wird die Phase Φ(ί)\η der nächsten Symbolperiode T entsprechend den Formeln (38) und (39) durch die Datensymboie b(m-2), b(m - 1), b(m), b(m + 1), b(m + 2) und die Funktion Qft) völlig bestimmt. Zum Ableiten der Signale cos [Φ(ί)] und sin [Φ($ in dieser Symbolperiode T ist dann ausreichend, daß der Wert Modulo 2 π der Phase Φ(ί) entsprechend der Formel (38) verfügbar ist.

Der digitale Signalverarbeitungskreis 47 kann verschiedenartig ausgebildet werden. Als Beispiel zeigt Fig. 18 eine Ausführungsform der Modulationsstufe 5 nach Fig. 16 mit einem digitalen Signalverarbeitungskreis 47 einfacher Struktur. Diese einfache Struktur ist dadurch erhalten worden, daß die Tatsache benutzt wird, daß die Phase Φ(ί) zwischen den Zeitpunkten t ■— mT und t = (m + 1) T höchstens um einen Betrag <,o entsprechend ±π/2 rad. ändern kann sowie die Tatsache, daß innerhalb dieses Zeitintervalls der Wert Modulo 2 π der Phase Φ(ί) immer in demselben Phasenquadrant \y η12, (y+1) π/2] mit y = 0,1,2 oder 3 bei einer geeigneten Wahl von Φ (t) zum Bezugszeit- b5 punkt bleibt — siehe Zeitdiagramm d aus F i g. 8 — und ein etwaiger Übergang nach einem anderen Phasenquadrant zu dem Zeitpunkt t = (m + \)T stattfindet.

55 h(m- I)

b Un)

y(m)

+ 1	+ 1	y(m- 1) +1
+ 1	-I	y(m-\)
-1	+ 1	y(m-\)
1	-1	v(m-\) -1

Zur Bestimmung der Signale cos [Φ(ί]\ und sin \Φ(ί)\ in dem Zeitintervall

mT< t < (m + \)T

ist es also auf Grund der Formel (38) ausreichend, daß die Datensymbole b(m-2), b(m-\), b(m), b(m + 1), b(m + 2) und die Funktion &,(t) nach der Formel (39) bekannt sind, die zusammen die Form der Phase Φ^ίη einem bestimmten Phasenquadrant bestimmen und daß zugleich die Quadrantnummer y(m) Modulo 4 der Phase Φ(ηιΤ) bekannt ist, die bestimmt, in welchem Phasenquadrant diese Phase Φ(ή liegt.

In dem Signalverarbeitungskreis 47 aus Fig. 18 wird das differentiell kodierte Datensignal b(t) des Kodierkreises 20 in F i g. 1 einem Schieberegister 55 zugeführt, dessen Inhalt mit einer Frequenz gleich der Symbolfrequenz 1/Tweiter geschoben wird. Dieses Schieberegister 55 hat eine Anzahl von ρ Elementen, die der Anzahl Symbolperioden pTdes zentralen Intervalls entspricht, auf die sich die Stoßantwort g'(t) beschränkt, in diesem Fall ist also ρ = 5. Zu dem Zeitpunkt t = /nT ist der Inhalt des Schieberegisters 55 wie in Fi g. !8 dargestellt und auf Grund des vorhergehenden ist der Inhalt für die Form der Phase Φ^ίη dem Zeitintervall

mT < t < (m + 1) T

unabhängig von dem Phasenquadrant repräsentativ. Weiter ist der Ausgang des mittleren Elementes des Schieberegisters 55 an einen Quadrantenzähler 56 angeschlossen, dessen Zählstellung die Quadrantnummer y(m) Modulo 4 ist Dieser Quadrantzähler 56 ist als modifizierter Modulo-4-Vorwärts-Rückwärtszähler ausgebildet, dessen Zählstellung y(m) mit der vorhergehenden Zählstellung y(m— 1) und den Datensymbolen b(m—\), b(m) entsprechend der obenstehenden Tafel zusammenhängt Der Inhalt des Schieberegisters 55 (5 Bits) und die Zählstellung des Quadrantenzählers 56 (2 Bits), die zusammen die Form der Phase Φ(ί) und den Phasenquadrant repräsentieren für das Zeitintervall

mT< t< (m + \)T,

sind als eine Adresse von 7 Bits wirksam, die über eine Adressiereinheit 57 zwei digitalen Speichern 58 und 59

zugeführt wird, in denen für jeden Phasenquadranten die Signalabtastwerte des Signals co%\${ij\ und des Signals sin [Φ(ί)\ für die möglichen Formen der Phase Φ(ί)\η nur einer Symbolperiode Γ gespeichert sind. Für eine Dauer pTder Stoßantwort g'(t) und folglich eine > Anzahl von ρ Elementen des Schieberegisters 55 sind 2p Formen der Phase Φ(ή in nur einer Symbolperiode T möglich; in diesem Fall ist ρ = 5 und folglich 2'' = 32. Die beiden Speicher 58, 59 werden mit einer Abtastfrequenz /", mittels eines Interpolarisationszählers m 60, der in jeder Zählstellung einen Ausleseimpuls gibt, ausgelesen. Für diese Abtasifrequenz h gilt:

/; = 1/7; = QjT.

(40)

wobei der Inierpolationsfaktor ζ)eine ganze Zahl ist, so daß der Interpolationszähler 60 als Modulo-Q-Zähler ausgebildet ist. Nähere Einzelheiten in bezug auf diese bekannte Interpolationsmethode lassen sich in dem Bezugsmaterial D(9) und D(IO) finden. Das Steuersignal mit der Frequenz f_s für den Interpolationszähler 60 und ebenfalls das Schiebesignal mit der Frequenz l/Tfürdas Schieberegister 55 rühren von einer Zeitsteuereinheit 61 her, die mit der Taktsignalquelle 4 in F i g. 1 synchronisiert ist. Die ausgelesenen Signalabtastwerte

cos [Φ(Μ + qT_s+ 772)]
sin [Φ(ηιΤ+ qT, + T_x/2)]

mit q = 0, 1, 2 ((?-') werden über einen

Digital-Analog-Wandler 62 dem Ausgang 48 bzw. über einen Digital-Analog-Wandler 63 dem Ausgang 49 zugeführt. Die Signale an beiden Ausgängen 48, 49 des Signalverarbeitungskrcises 47 werden dann in Fig. 18 auf dieselbe Art und Weise verarbeitet wie in der Modulationsstufe 5 nach Fig. 16. An die Tiefpaßfilter 51, 53 zur Unterdrückung von Signalanteilen bei der Abtastfrequenz /', und Vielfachen derselben ist die Anforderung gestellt, daß sie identisch sind; insbesondere sollen in ihrem Durchlaßband die Gruppenaufzeiten unabhängig von der Frequenz und identisch sein. Damit die praktische Verwirklichung von Tiefpaßfiltern 51, 53 nicht zu verwickelt wird, soll der Interpolationsfaktor Q hoch genug gewählt werden, beispielsweise Q=S oder C = 16. Eine Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 51, 53 entsprechend der halben Abtastfrequenz /72 = QI{2T) ist dann bei dieser Wahl des Interpolationsfaktors Q akzeptierbar, dies in Anbetracht des Spektrums der gewünschten Signale cos \Φ(ί)\ und sin \Φ(ί)\.

Der Umfang der Speicher 58, 59 nimmt bei einer Vergrößerung des Interpolationsfaktors Q und insbesondere bei einer Vergrößerung der Dauer pT der Stoßantwort g'(t) schnell zu; so führt ein Wert 2Q statt Q zu einer Vergrößerung des Umfanges um einen Faktor 2 und ein Wert (p + 2) Tstatt /?7"sogar zu einer Vergrößerung des Umfanges um einen Faktor 4. Es ist jedoch möglich, eine Verringerung des Umfanges der Speicher 58, 59 um einen Faktor 4 zu bev/irken, und zwar durch Verwendung bestimmter Eigenschaften der Kosinus- und Sinusfunktionen. Wie auch aus dem Zeitdiagramm d aus F i g. 8 hervorgeht, kann die Phase Φ(ΐ) in einem Quadrant (0, π/2) entsprechend einer bestimmten Kurve ζ von 0 rad. bis π/2 rad. in einer Symbolperiode zunehmen aber auch entsprechend einer zu der Kurve ζ spiegelsymmetrischen Kurve z_s von π/2 rad. bis 0 rad. abnehmen und ebenfalls im Quadrant (π/2, π) entsprechend der Kurve ζ von π/2 rad. bis π rad. zunehmen oder entsprechend der Kurve z_s von π rad.

55 bis π/2 rad. abnehmen. In allen vier den Fällen durchläuft das Signal sin [Φ(ί}\ dieselbe Reihe von Signalwerten, sei es in dem zweiten und dritten Fall in umgekehrter Richtung. Wenn nun nur die Signalwerte sin [Φ($ für den ersten Fall, wo die Phase Φ(ΐ) entsprechend der Kurve ζ von 0 rad. bis π/2 rad. zunimmt, in einem bestimmten Teil des Speichers 59 gespeichert werden, kann dieser Teil nicht nur auf dieselbe Art und Weise für den vierten Fall verwendet werden, sondern auch für den zweiten und dritten Fall, insofern dieser Teil in umgekehrter Richtung ausgelesen wird. Dieselbe Einsparung des Speicherraumes um einen Faktor 4 kann für die beiden Speicher 58, 59 als Ganzes dadurch erreicht werden, daß nur die Signalwerte cos [Φ(ΐ}\ im Speicher 58 und die von sin \Φ(ί)\ im Speicher 59 für zunehmende "hascn Φ(ί) im Quadrant (0, π/2) und für zunehmende Phasen Φ(ή im Quadrant (π, 3 π/2) gespeichert werden. In diesem Fall ist für jede Symbolperiode die Ausleserichtung (normal oder umgekehrt) für den Speicher 58 immer gleich der des Speichers 59, so daß auch dann die Adresse für die beiden Speicher 58, 59 gleich sein kann. Die übrigen Änderungen des Signalverarbeitungskreises 47 beschränken sich auf die Adressiereinheit 57 und den Interpolationszähler 60. In der Adressiereinheit 57 werden in diesem Fall die vier ursprünglichen Adressen, die einer bestimmten Reihe von Signalwerten cos \Φ(ί)\ und der entsprechenden Reihe von Signalwerten sin [Φ(ί)\ zugeordnet sind, in eine einzige Adresse für die beiden Speicher 58, 59 umgewandelt, welche Adresse durch eine der vier ursprünglichen Adressen und ein Informationsbit für die Ausleserichtung der beiden Speicher 58, 59 gebildet wird. Der Interpolationszähler 60 wird in diesem Fall als Modulo-(p-Vorwärts-Rückwärtszähler ausgebildet, dem das Informationsbit für die Ausleserichtung zugeführt wird um die Zählrichtung (vorwärts oder rückwärts) zu steuern, wie dies durch eine gestrichelte Linie in F i g. 18 dargestellt ist.

Der wesentliche Vorteil dieser in F i g. 16 und Fig. 18 dargestellten zweiten Ausführungsform der Modulationsstufe 5 ist, daß durch Verwendung des digitalen Signalverarbeitungskreises 47 diejenigen Probleme vermieden werden, die mit der Verwendung der zweidimensionalen Regelschleife 34 in der ersten Ausführungsform nach Fig. 14 und Fig. 15 zusammenhängen. Für eine einwandfreie Wirkung dieser zweiten Ausführungsform sollen die beiden Tiefpaßfilter 51. 53 identische Amplituden- und Phasenkennlinien aufweisen und das gilt auch für die beiden (linearen) Produktmodulatoren, 50, 52. Wenn diese Anforderungen nicht erfüllt werden entweder durch die Filter 51,53 oder durch die Modulatoren 50, 52, oder aber durch beide. Filter 51, 53 und Modulatoren 50, 52, werden in dem Ausgangssignal s(t) der Modulationsstuie 5 unerwünschte Amplitudenänderungen und unerwünschte Phasenänderungen auftreten, so daß dieses Ausgangssignal dann die nachstehende Form erhält

wobei A(t) die Amplitudenänderung und ψ (t) die unerwünschte Phasenänderung darstellt, statt der gewünschten Form

s(t) = sin [f.i_cf + Φ (O] .

(42)

F i g. 19 zeigt nun eine Abwandlung der Modulationsstufe 5 nach Fig. 16 und Fie. 18. wobei keine¹

Tiefpaßfilter 51, 53 verwendet und die unerwünschten Amplitudenänderungen A(:) vermieden werden. Die Elementein Fig. 19, d^e denen aus F ig. 16 und Fig. 18 entsprechen, sind '■:·. Fig. 19 mit denselben Bezugszeichen wie in F i g. 16 und F i g. 18 bezeichnet.

In Fig. 19 werden die Signale an den Ausgängen 48, 49 des Signalverarbeitungskreises 47, die von Digital-Analog-Wandlern (62, 63 in Fig. 18) herrühren, unmittelbar Produktmodulatoren 50, 52 zugeführt, so daß im Summensignal s(t) am Ausgang des Addierers 54 außer dem gewünschten modulierten Signal mit der Trägerfrequenz f_c nach der Formel (42) auch unerwünschte Seitenbänder auftreten bei Frequenzen, die um einen Abstand entsprechend der Ausgangsabtastfrequenz f_s des Signalverarbeitungskreises 47 (und Vielfache derselben) von der gewünschten Trägerfrequenz f_c entfernt sind. In diesem Fall kann das Summensignal s(t) wieder entsprechend der Formel (41) geschrieben werden, wobei die Amplitudenänderung A(t) nun im wesentlichen die Folge von Ungleichheiten in den zwei Produktmodulatoren 50,52 ist und in der Praxis weniger als 2% von dem gewünschten konstanten Wert abweicht. Dieses Summensignal s(t) wird nun einer phasen-verriegelten Schleife 64 zugeführt, die einen spannungsgesteuerten Oszillator 65 enthält, dessen Ruhefrequenz praktisch gleich der gewünschten Trägerfrequenz f_c ist und dessen Ausgangssignal So(t) das Ausgangssignal der Modulationsstufe 5 bildet. Dieses Signal so(t) wird einem ersten Eingang eines Phasendetektors 66 vom Nulldurchgangstyp zugeführt, von dem ein zweiter Eingang das Summensignal s(t) von dem Addierer 54 als Schaltsignal erhält. In dem Ausgangssignal des Phasendetektors 66 treten auch Signalanteile mit der Abtastfrequenz /", (und Vielfachen derselben) auf, die durch die unerwünschten Seitenbänder des Summensignals s(t) verursacht werden. Aus diesem Ausgangssignal des Phasentetektors 66 wird nun die Steuerspannung für den Oszillator 65 erhalten mit Hilfe eines Tiefpaßfilters 67, das die Signalanteile bei der Abtastfrequenz Λ (und Vielfachen derselben) unterdrückt und das mindestens bis zur halben Symbolfrequenz 1/(277 des Datensignals eine lineare Phasenkennlinie aufweist. Wie bereits erwähnt, hat die Abtastfrequenz f_sden Wert 8/7"für einen Interpolationsfaktor Q = 8 in dem Signalverarbeitungskreis 47. Wenn nun ebenso wie bei dem Tiefpaßfilter 51, 53 in Fig. 18 die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 67 in F i g. 19 der halben Abtastfrequenz fJ2 = 4/Tgleich gemacht wird, hat dieses Filier 67 für das gewünschte Signal einen breitbandigen Charakter, so daß die phasenverriegelt Schleife 64 der Phase des angebotenen Summensignals s(t)des Addierers 54 sehr schnell folgen kann.

Auf diese Weise wird dann ein Ausgangssignal Soft) der Modulationsstufe 5 erhalten, das sich wie folgt schreiben läßt:

(43)

und folglich eine konstante Amplitude aufweist, aber nicht die genannten unerwünschten Seitenbänder. Die unerwünschten kleinen Phasenänderungen \p\(t) im Signal Sa(t) entsprechen etwa den Phasenänderungen y(t)\m Summensignal s(t)am Ausgang des Addierers 54. die im wesentlichen die Folge von Ungleichheiten in den zwei Produktmodulatoren 50, 52 sind und in der Praxis kleiner sind als 0,03 rad.

Bisher wurde vorausgesetzt, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 65 in Fig. 19 eine Ruhefrequenz auiweist, die nahezu gleich der Trägerfrequenz /_c de: (K-ristall-)Oszillator 6 ist und daß das Ausgangssigna So(O des Oszillators 65 unmittelbar dem Phasendetektoi 66 zugeführt wird. Für Werte der gewünschter Trägerfrequenz f_c in der Größenordnung von 100 MH; liefert die Verwirklichung einer auf diese Weis< ausgebildeten Modulationsstufe 5 keine Schwierigkei ten, weil die in diesem Frequenzbereich verfügbarer Produktmodulatoren 59, 52 für kleine Signalleistunger als lineare Modulatoren betrachtet werden dürfen Praktische Schwierigkeiten treten auf bei der Verwirkli chung der auf diese Weise ausgebildeten Modulations stufe 5 für Werte der gewünschten Trägerfrequenz f_c ir der Größenordnung von 1 GHz, weil in diesen Frequenzbereich durchaus brauchbare spannungsge steuerte Oszillatoren 65 verfügbar sind aber Produkt modulatoren 50,52 auch für sehr kleine Signalleistunger kaum noch als lineare Modulatoren betrachtet werdet dürfen. Diese Schwierigkeiten lassen sich jedoch au einfache Weise dadurch vermeiden, daß die phasenver riegelte Schleife 64 in Fig. 19 als Übersetzungsschleifi ausgebildet wird.

Wenn das Ausgangssignal sa(t) des Oszillators 65 ir einem Kanal mit einer zentralen Frequenz f_c vor beispielsweise 1 GHz übertragen werden muß, wird die Ruhefrequenz des Oszillators 65 auf eine Frequen2 eingestellt, die praktisch gleich der zentralen Frequenz f_c ist und der (Kristall-)Oszillator 6 wird auf eine Frequenz /"'<■ eingestellt, wobei die linearen Produkimodulatoren 50, 52 sich noch auf einfache Weise verwirklichen lassen, beispielsweise F₁- = 100 MHz. Das Signal fa(t) wird dann einer Mischstufe 68 zugeführt und darin mit eiinem Signal mit konstanter Amplitude mil einer Frequenz f_c—F_c in diesem Beispiel also f,— F₁- = 900 MHz, gemischt, wonach in der Mischstufe 68 das Mischprodukt s'o(t)be\ der Differenzfrequenz mit Hilfe eines Tiefpaßfilters selektiert wird. Dieses Signal So'ft, weicht nur darin von dem Signal so(t) ab, daß die Trägerfrequenz des Signals So'(t) praktisch gleich der Frequenz fj des Oszillators 6 ist. In der Mischstufe 6Ϊ treten die genannten Linearitätsprobleme nicht auf, weil die beiden Eingangssignale eine konstante Amplitude aufweisen. Das Signal Sa'(t) wird dann dem ersten Eingang des Phasendetektors 66 zugeführt um die Steuerspannung für den Oszillator 65 zu erhalten. Das Signal mit der konstanten Amplitude mit einer Frequenz /j-/",'für die Mischstufe 68 rührt von einer Quelle 69 her. die in Übertragungssystemen von dem Multikanaltyp als Kanalfrequenzgenerator ausgebildet und dem auch das Einstellsignal für die Ruhefrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 65 entnommen werden kann, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 19 angegeben ist.

Die Modulationsstufe 5 nach Fig. 19 bietet weiter den Vorteil, daß eine geringfügige Änderung ausreicht um auch ein Ausgangssignal s»(t) erzeugen zu können, das in der Frequenz durch ein analoges Signal a(t) mit einem Durchlaßbandcharakter, wie einem Gesprächsignal für Fernsprechzwecke, moduliert ist. Dazu wird in der Verbindung des Tiefpaßfilters 67 mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 65 ein Addierer 70 angeordnet mit einem Eingang 71, dem während der Datenübertragung eine Spannung Null zugeführt wird aber während der Übertragung analoger Signale eine dem Signal a(t) proportionale Spannung. Die weitere Änderung der Modulationsstufe 5 besteht dann dann, daß während der Übertragung analoger Signale die Kippfrequenz des Tiefpaßfilters 67 auf eine Frequenz

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verringert wird in der Nähe der unteren Grenze des arbeitungskreises 47 ein Datensignal mit der Form

Frequenzbandes des Signals a(t), was in der Praxis das ... +1, +1, -1, +1, -1,... angeboten wird oder, was in

Umschalten eines oder mehrerer Widerstände in diesem der Praxis einfacher ist, daß dieser zweite Eingang des

Filter 67 bedeutet und das weiter für ein unmoduliertes Phasendetektors 66 dann nicht an den Ausgang des

Trägersignal mit einer Frequenz //am zweiten Eingang 5 Addierers 54 sondern an einen der beiden Ausgänge des

des Phasendetektors 66 gesorgt wird, was dadurch Oszillators 6 angeschlossen wird,
erreicht werden kann, daß dem Eingang des Signalver-

Hierzu IO Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. System zur Übertragung binärer Datensignale mit einer gegebenen Symbolfrequenz 1 / Tvon einem Sender zu einem Empfänger über einen Übertragungskanal mit einer beschränkten Bandbreite, welcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsignalquelle zur Synchronisation der Datensignalquelle, einer Modulationsstufe, die einen Trägeroszillator enthält und an die Datensignalquelle zur Erzeugung eines winkelmodulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase angeschlossen ist, und einem Ausgangskreis zum Zuführen des winkelmodulierten Trägersignals zu dem Übertragungskanal versehen ist und welcher Empfänger mit einem Eingangskreis zum Entnehmen des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals aus dem Übertragungskanal, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugsträger mit einem Phasenunterschied von π/2 rad., einem Demodulationskreis, der an den Bezugsträgerkreis zur kohärenten Demodulation des übertragenen winkelmodulierten Trägersignals mit diesen Bezugsträgern zum Erzeugen erster und zweiter demodulierter Signale angeschlossen ist, einem mit dem Eingangskreis gekoppelten Kreis zur Rückgewinnung zweier Bezugstaktsignale der halben Symbolfrequenz !/(277 ^m·¹ einem Phasenunterschied von π rad., und mit einem Regenerationskreis versehen ist, der zwei an den Bezugstaktsignalkreis angeschlossene Abtastkreise enthält zur Abtastung der ersten und zweiten demodulierten Signale mit diesen Bezugstaktsignalen und der weiter einen logischen Kombinationskreis enthält zum Erhalten regenerierter binärer Datensignale aus den abgetasteten ersten und zweiten demodulierten Signalen, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals sin [m_ct + <P(tJ\ mit nahezu konstanter Amplitude eingerichtet ist, dessen kontinuierliche Phase Φ^ίη jedem Symbolintervall der Länge Turn einen in rad. ausgedrückten Betrag aus der Reihe -7Γ/2, -π/4, 0, π/4, π/2 ändert, welcher Betrag für das betreffende Symbolintervall durch mindestens zwei aufeinanderfolgende Datensymbole bestimmt wird und wobei der Zeitverlauf der Phase Φ(ή innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch mindestens diese zwei aufeinanderfolgenden, durch einen Filtervorgang geformten Datensymbole bestimmtwird.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Trägersignals eingerichtet ist, wobei der Betrag der Phasenänderung für das betreffende Symbolintervall entsprechend einem Partial-Response-Polynom mit ganzen Koeffizienten bestimmt wird und wobei der Zeitverlauf der Phase innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch das Integral der Konvolution der Datensymbole mit einer Filterantwort, die dem dritten Nyquist-Kriterium unter Berücksichtigung des genannten Polynoms entspricht, bestimmt wird.

i. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Trägersignals eingerichtet ist, wobei das genannte Partial-Response-Polynom von der Klasse 2 mit drei Überlagerungen ist, und wobei die genannte Filterantwort eine spektrale Bandbreite zwischen einem und anderthalbmal der minimalen Nyquist-Bandbreite für die gegebene Symbolfrequenz 1 / Taufweist

4. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe in dem Sender zum Erzeugen eines phasenmodulierten Trägersignals eingerichtet ist, wobei der Betrag der Phasenänderung für das betreffende Symbolintervall entsprechend einem Partial-Response-Polynom mit ganzen Koeffizienten bestimmt wird und wobei der Zeitverlauf der Phase innerhalb des betreffenden Symbolintervalls durch die Konvolution der Daten-

i) Symbole mit einer Filterantwort, die dem ersten Nyquist-Kriterium unter Berücksichtigung des genannten Polynoms entspricht, bestimmt wird.

5. System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mod.ulationsstufe

2(i (5) einen signalgesteuerten Trägeroszillator (6) enthält und einen Vormodulationskreis (21), der an die Datensignalquelle (3, 20) zum Erzeugen eines Steuersignals für diesen Oszillator (6) angeschlossen ist (F i g. 4).

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6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der signalgesteuerte Oszillator (6) in eine Regelschleife (34) aufgenommen ist, wobei der Vormodulationskreis (21) über einen Multiplizierer (35) und einen nachgeschalteten Addierer (36) an

jo diesen Oszillator (6) angeschlossen ist und wobei die Regelschleife (34) einen Detektionskreis (37) enthält, der an die Taktsignalquelle (4), an eine Frequenzbezugsquelle (38) mit einer vorgeschriebenen Frequenzbeziehung zu der gegebenen Trägerfrequenz

π und an den Ausgang dieses Oszillators (6) zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Regelsignals angeschlossen ist, welches erste Regelsignal für Abweichungen der Oszillatorverstärkungskonstante gegenüber einem durch die Symbolfrequenz

4(i l/T festgelegten Wert repräsentativ ist und dem Multiplizierer (35) zur multiplikativen Korrektur des genannten Steuersignals für den Oszillator zugeführt wird und welches zweite Regelsignal für Abweichungen der Oszillatorruhefrequenz gegenüber der

π gegebenen Trägerfrequenz repräsentativ ist und dem Addierer (36) zur additiven Korrektur des genannten Steuersignals für den Oszillator (6) zugeführt wird (F ig. 14,15).

7. System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, in dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe

(5) einen Signalverarbcitungskreis (47) enthält, der an die Datensignalquelle zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Signals, das für cos [Φ(ί}\ und sin \_Φ(ί)\ repräsentativ ist, angeschlossen ist, wobei Φ(ή

ν, die Phase des genannten winkelmodulierten Trägersignals ist und die Modulationsstufe (5) weiter einen orthogonalen Modulationskreis (50, 52, 54) enthält, der an den Trägeroszillator (6) zur Modulation der genannten ersten und zweiten Signale auf ersten und

w) zweiten Trägern gleicher Frequenz mit einem Phasenunterschied von π/2 rad. angeschlossen ist (Fig. 16,18,19).

8. System nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe (5) weiter eine

IV) phasenverriegelte Schleife (64) enthält mit einem signalgesteuerten Oszillator (65) zur Erzeugung des genannten winkelmodulierten Trägersignals und einen Phasendetektor (66) vom Nulldurchgangstyp,

dessen Schalteingang an den Ausgang des orthogonalen Modulationskreises (50, 52, 54) angeschlossen, dessen Signaleingang mit dem Ausgang des signalgesteuerten Oszillators (65) gekoppelt und dessen Ausgang an ein Schleifenfilter (67) zum Erzeugen eines Steuersignals für diesen Oszillator (65) angeschlossen ist (F i g. 19).

9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverriegelte Schleife (64) als Frequenzübersetzungsschleife eingerichtet ist, wobei der Ausgang des signalgesteuerten Oszillators (65) mit dem Signaleingang des Phasendetektors (66) über eine Mischstufe (68) gekoppelt ist, die an eine Übersetzungsfrequenzquelle (69) angeschlossen ist (Fig. 19).