DE2501494A1 - Uebertragungssystem fuer impulssignale fester taktfrequenz - Google Patents

Description

. PIlN » 731 k*

WIj/jBVH. DIETER TQY)DlG ·

P»tenlasse.>sof · 23. 12«

Anmelder: H. V. FV-;¹ "'■?'-- --nfahieix-n

"Uebertragiangssysteni für Impuls signale fester Taktfrequenz¹¹

Die Erfindung bezieht sicli auf ein. Uebertragungssystem für Impulssignale fester Taktfrequenz mit einem Sender, einem Empfänger und einer Anzahl im Uebei'tragungsweg liegender Zwischenverstärker, die mit je einem Impulsregenerator und einem Taktextraktionskreis versehen sind, die der Taktfrequenz zur Steuerung des Impulsregenerators mit Hilfe eines frequenzselektiven Kreises - aus den empfangenen Impulssignalen zurückgewinnt* Derartige Uebertragungssysteme sind allgemein bekannt und werden zur Uebertragung von Pulscoderaodulätionssignalen, synchronen Telegraphie--und patensignalen u»dgl. angewandt,

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In derartigen Uebertragungssystemen treten in der Praxis infolge der Phasenschwankungen des im · Empfänger zurückgewonnenen Taktsignals gegenüber dem ursprünglichen Taktsignal im Sender besondere Schwierigkeiten auf. Diese Phasenschwankungen ("phase Jitter") rühren von Unzulänglichkeiten im Uebertragungssystem, wie beispielsweise das Vorhandensein von Rausch, Abweichungen in den Bauelementen, gegenseitige Interferenz von Signalimpulsen und Amplitude-Phasenkonversion her* Insbesondere bei Uebertragungssystemen grosser Länge und bei Uebertragungssystemen für Impulssignale mit sehr hohen Taktfrequenzen, in die eine Vielzahl von Zwischenverstärkern aufgenommen ist, können diese Phasenschwankungen des zurückgewonnenen Taktsignals einen grossen Effektivwert aufweisen, der mit der Anzahl Zwischenverstärker ansteigt.

Die Erfindung bezweckt nun, in einem Uebertragungssystem der obengenannten Art, insbesondere in Systemen mit einer Vielzahl von Zwischenverstärkern, auf einfache Weise eine wesentliche Verringerung des Effektivwertes der Phasenschwankungen des zurückgewonnenen Taktsignals, zu bewerkstelligen.

Das erfindungsgemässe Uebertragungssystem weist das Kennzeichen auf, dass der frequenzselektive Kreis eine genormte Phasenübertragungsfunktion aufweist,

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deren Absolutwert als Punktion der Frequenz von der Frequenz Null bis zu einer ersten Kippfreqüenz nahezu konstant ist, von der ersten Kippfrequenz bis zu einerzweiten Kippfrequenz monoton sinkt, von der zweiten Kippfrequenz bis zu einer dritten Kippfrequenz wieder \. ' ' ■ nahezu konstant ist und für höhere Frequenzen als die dritte Kippfrequenz wieder monoton sinkt» In der vorliegenden Beschreibung, in der der

frequenzselektive Kreis zum Zurückgewinnen der Taktfrequenz verwendet wird, wird unter Phasenübertragungsfunktion ("phase transfer function") die Funktion verstanden werden, die die Beziehung zwischen den Spektren der Phasenschwankungen der Taktfrequenz am Eingang und am Ausgang des frequenzselektiven Kreises gibt,

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein erfindungsgemässes Uebertragungssystem,

Fig. 2, 3 und 4 eine mögliche Ausführungsform der Zwischenverstärker im Uöbertragungssystem nach Fig. 1 ,

Fig» 5 und 6 ein Frequenzdiagramm zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 7 eine graphische Darstellung zur Erläuterung des durch die erfindungsgeinässen Massnahmen erhielten Resultates,

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Pig. 8 ein in einem Zwischenverstärker nach Fig. 4 verwendetes Filter,

Fig. 9 ein Frequenzdiagramm des Filters nach Fig. 8,

Fig. 10 eine Abwandlung eines Zwischenverstärkers nach Fig. 4,

Fig. 11 ein in einem Zwischenverstärker nach Fig. 10 verwendetes Filter,

Fig, 12 ein Prequenzdiagramm des Filters nach Fig. 11,

Fig. 13 ein Frequenzdiagramra zur Erläuterung der Wirkungsweise des Zwischenverstärkers nach Fig. 10,

Fig. lh ein in einem Zwischenverstärker nach Fig. 10 verwendetes Korreitturfilter,

Fig. 15 und Fig_# 16 ein Frequenzdiagraiimi der zusammenstellenden Teile des Korrekturfilters nach Fig. 14« In Fig. 1 ist ein Uebertragungssystera zur

Uebertragung von Impulssignal·en einer festen Taktfrequenz, beispielsweise von PCM-Signalen mit polaren Impulsen, über einen Uebertragungsweg in Form eines Koaxialkabels dargestellt. Die Impulssignale rühren von einem Sonder her, in dem eine Signalquelle 3 nur Signalimpulse zu Zeitpunkten abgibt, die durch eine Taktfreqiienz eines Taktimpulsgenerators h bestimmt werden» Diese Impulssignale werden in einem Verstärker 5 verstärkt und über

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in rego!massigen Abständen in das Kabel 1 aufgenommene Zwischonverstärkor 6, 7 ··· ^ζ« einem Empfänger 8 mit einem ¥iedergabekreis 9 übertragen.

Die Zwischenverstärker 6, 7 ··· ixnd auch der Empfänger 8 enthalten je einen Verstärker 10 mit einem daran angeschlossenen Entzerrungsnetzwerk 11 zur Entzerrung der Amplituden- und Phasenkennlinien des vorhergehenden Kabelabschnittes und einen Impulsregenerator zur Regeneration der empfangenen Signalimpulse nach Form und nach Auftrittszeitpunkt. Der Impulsregenerator 12 ist an einen Taktextraktionskreis 13 angeschlossen, der die Taktfrequenz zur Steuerung des Impulsregenerators 12 mit Hilfe eines frequenzselektiven Kreises 14 aus den. empfangenen ImpulsSignalen zurückgewinnt. Weiter enthält der Taktextraktionskreis 13 einen Vorbearbeitungskreis zum Erhalten einer Signalkomponente bei der Taktfrequenz und einen Impulsformerkreis 16 zum Erhalten von Taktimpulsen in der ftir den Impulsregenerätos? 12 erforderlichen Form,

In den üblichen Uebertragungskanälers. ist die Bandbreite soweit beschränkt, dass in den übertragenen Impuls Signalen keine Taktfrequenzkomponenten auftreten«, Das bedeutet, dass im Takt axt raktionslcr eis 13 der Zwischenverstärker 6, 7 ·«♦ und im Empfanges»"8 eine nichtlineare Signalbearbeitung notwendig ist um dio

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Taktfrequenz aus den empfangenen Impuls signal en ztirückzugewinnen» In Fig. 2 und Pig. 3 ist detailliert dargestellt, wie diese nichtlineare Signalbearbeitung derart durchgeführt werden kann, dass die zurückgewonnene Taktfrequenz keine Phasenfehler infolge der gegenseitigen Interferenz der Signalimpulse aufweist.

Zur Impulsregeneration wird das Entzerrungsnetzwerk 11 in Fig. 2 meistens derart eingestellt, dass der Uebertragungskanal dem ersten Kriterium von Nyquist (keine Intersymbolinterferenz zu den nominellen Regenerationszeitpunkten) entspricht. Der an das Entzerrungsnetzwerk 11 angeschlossene Vorbearbeitungskreis 15 enthält dann ein Korrekturnetzwerk 17t das mit dem Entzerrungsnet zverk 11 zum Erhalten eines Kanals, der dem zweiten Kriterium von Nyquist (halbwegs zwischen zwei aufeinanderfolgenden RegeneratiosZeitpunkten keine andere Intersymbolinterferenz als von zwei aufeinanderfolgenden Symbolen) entspricht. Das Ausgangssignal des Korrekturnetzwerkes 17 wird nun einem nicht linearen Kreis 18 zum Erzeugen von Impulsen kurzer Dauer in den Zeitpunkten, in denen dieses Signal eine Schwelle überschreitet, die dem Signalwert eines einzigen Impulses halbwegs zwischen zwei aufeinanderfolgenden Taktzeitpunkten entspricht, zugeführt* Im Beispiel nach Fig. 2 wird dieser nichtlineare Kreis 18 durch einen doppel-

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seitigen Begrenzer 19 ("slicer") gebildet, dessen Begrenzungswerte auf beiden Seiten des Nullpegels eingestellt sind, welchem Begrenzer ein differenzierendes Netzwerk 20 für das begrenzte Signal und ein Zweiweggleichrichter 21 folgen. Durch die frequenzverdoppelnde Wirkung dieses nichtlinearen Kreises 18 entsteht auf diese Weise am Ausgang des Vorbearbeitungskreises 15 eine Reihe von Impulsen, in denen eine Taktfrequenzkomponente vorhanden ist» die mit Hilfe des frequenzselektiven Kreises lh ausgefiltert wird und im Impuls formerki'eis über ein 90°~phasendrehendes Netzwerk 22 einem Impulsformer 23 zugeführt wird, der Taktimpulse in der für Impulsregeneration erforderlichen Form zum Impulsregenerator 12 liefert. Wenn das Entzerrungsnetzwerk 11 derart eingestellt wird, dass der Uebertragungskaiial; selbst bereits dem zweiten Kriterium von Nyquist entspricht, kann das Korrekturnetzwerk 17 im Vorbearbeitungkreis fortfallen.

In Pig. 3 ist eine andere Möglichkeit für die nichtlineare Signalbearbeitung dargestellt,, die sich insbesondere zum Gebrauch bei ImpulsSignalen mit hoher Taktfrequenz eignet, Das Entzerrungsnetzwerk 11 in Pig* 3 besteht aus zwei Teilen 2h, 25, wobei der erste Entzerrungsteil 2k zum Erhalten praktisch flacher Amplituden- und LaufzeitkeruilirdLen des Uebertragungskanals

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dient, während im zweiten Entzerrungsteil 25 diese Kennlinien des Uebertragungskanals zur Impulsregeneration derart geändert werden, dass beispielsweise dem ersten Kriterium von Nyquist entsprochen \iird. Der Vorbearbeitungskreis 15 des Taktextraktionskreises 13 ist nun an den ersten Entzerrungsteil ?.h angeschlossen und enthält ein auf die halbe Taktfrequenz abgestimmtes Bandfilter 2.6, das mit diesem Entzerrungsteil Zk zum Erhalten eines Kanals mit bezüglich der halben Taktfrequenz symmetrischen Uebertragungskennlinien zusammenarbeitet» Das Ausgangssignal des Bandfilters 26 wird in einem nichtlinearen Kreis 18 in Form einer Quadrierstufe quadriert, wodurch ein Signal mit einer Frequenz entsprechend der Taktfrequenz entsteht, dessen Amplitude sich wohl, dessen Phase sich jedoch nicht ändert. Mit Hilfe des frequenzselektiven Kreises lh wird die Taktfrequenzkomponente wieder ausgefiltert und im Impulsforiserkreis 16 werden daraus die Taktimpulse zur Steuerung des Impulsgenerators 12 abgeleitet.

Bei den meisten bekannton Uebertragungssystemen ist der frequenzselektive Kreis ein Schmalbandfilter in Form eines Resonanzkreises mit einem Gütefaktor in der Grössenordnung von 100. Weiter wird ein frequenzselektiver Kreis in Form einer phasenverriegelten Schleife ("phase locked loop") verwendet, im allgemeinen mit einem

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; pun. 731¹«·.

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Schleifenfilter erster Ordnung und einer verhältnisraässig hohen Schleifenverstärkung. Fig. k zeigt eine Abwandlung von Fig. 3» in der als frequenzselektiver Kreis 14 eine derartige phasenverriegelte Schleife verwendet worden ist. Diese Schleife enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator 27 ("voltage controlled oscillator"), dessen Ruhefrequenz der Taktfrequenz nahezu entspricht und dessen Ausgang einerseits an den Impulsformorkreis 16 und andererseits an einen ersten Eingang eines Phasendetektors 28 angeschlossen ist. Der Ausgang des Vorbearbeitungskreises 15 ist an den zweiten Eingang des Phasendetektors 28 angeschlossen, dessen Ausgangsspannung über ein Schleifenfilter 29 als Regelspannung zur Frequenzregelung des Oszillators 27 dient. Im Hinblick auf den bekannten 90^o-»Pbasenunterschied zwischen den beiden Eingangssignalcn des Phasendetektors 28 fehlt in Fig. h das 90°-phasendrehende Netzwerk 22 im Impulsforraerkreis 16.

Trotz der Impul.sregeneration nach Form und

nach Auftrittszeitpunkt in den Zwischenverstärkern 6, 7··» und im Empfänger 8 stellt sich nun heraus, dass die regenerierten Signalimpulse im Empfänger 8 in Zeitpunkten auftreten, die um die vom Taktimpulsgenerator k im Sender 2 bestimmten Zeitpunkte schwanken. Insbesondere bei Uebertragungssysteinen mit einer Vielzahl von Zwischen-

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verstärkern 6, 7 #·* in* Uebertragungsweg stellt es sich heraus, dass diese PhasenSchwankungen des zurückgewonnenen Taktsignals im Empfänger 8 gegenüber dem Bezugstakt signal im Sender 2 bis zu sehr hohen Effektivwerten zunehmen, die für manche Anwendungsgebiete nicht zulässig sind.

Die Erfindung bewerkstelligt nun eine wesentliche Verringerung des Effektivwertes dieser Phasenschwankungen, und zwar dadurch, dass der frequenzselektive Kreis 14 eine genormte Phasenübertragungsfunktion aufweist, deren Absolutwert als Funktion der Frequenz von der , Frequenz Null bis zu einer ersten Kippfrequenz f.. nahezu konstant ist, von der ersten Kippfrequenz f.. bis zu einer zweiten Kippfrequenz f„ monoton sinkt, von der zweiten Kippfrequenz f₂ bis zu einer dritten Kippfrequenz f„ wieder nahezu konstant ist und für höhere Frequenzen als die dritte Kippfrequenz f~ wieder monoton sinkt.

Bekanntlich gibt die Phasenübertragungsfunktion eines Kreises an, wie die Spektren der Phasenmodulation einer Signalkomponente mit einer bestimmten Frequenz am Eingang und am Ausgang dieses Kreises miteinander zusammenhängen. Im betreffenden Fall wird mit dem frequenzselektiven Kreis ^k eine Signalkomponente mit der ^Taktfrequenz f^ selektiert. Hat diese Komponente am Eingang des Kreises ik die Form»

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a_±(t) cos[fV _bt + e_±(t)3 (1)

in der a.(t) die schwankende Amplitude und θ.(ΐ) die •schwankende Phase der Taktfrequenz CU. = 2 » f. bezeichnet und am Ausgang die Form: ·

(t) cos |w_bt + ©_o(t)J (2)

in der a (t) und θ (t) ebenfalls die schwankende Amplitude und die schwankende Phase bezeichnen, und haben weiter die Funktionen ö.(t) und O (t) Fourier-Transformierte Θ, ( Co) bzw, θ ( CO), so entspricht die' Phasenübertragungsfunktion h(Uy ) des selektiven Kreises 14 für die Taktfrequenz .Co_b dem Quotienten von Q_Q(^>) und &_i(^(jJ)t O₀(U,) / O₁(UJ) = H(^) (3a)

und folglich giltt

Q₀(LO) = K(U). &_±((J) . . (3b)

Die Normung von h( Co) bedeutet, dass der Absolutwert J h(U>)| für die Frequenz Null dem Wert 1 entspricht,

Fig. 5 zeigt ein Beispiel des Verlaufes des Absolutwertes { H( Ui) j einer Phasenübertragungsfunktion H(U)) für einen frequenzselektiven Kreis Ik nach der-Erfindung, Auf der horizontalen Achse ist die Radialfrequenz W= 2lf auf logarithmischer Skala aufgetragen und auf der vertikalen Achse | H( W) ) j ebenfalls auf logarithmischer Skala. In diesem Beispiel ist vorausgesetzt worden, dass Ιί( U) ) von der zweiten Ordnung ist mit · zwei reellen Palen, die der ersten und der dritten Kipp-

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; · ; ■ PHN.731k.

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frequenz f.. bzw. f« entsprechen und mit einer zwischen den Polen liegenden reellen Nullstelle, die der zweiten Kippfrequenz f₂ entspricht. In Fig. 5 sind zugleich die Asymptoten von { H( tv ) | dargestellt, die in den Intervallen (0,2T^₁) und (2ITf₂J 2^f) sich horizontal erstrecken und in den Intervallen (2ITf₁, ZU f„) und (2 1^fο Oo) eine Neigung von -6dB pro Oktave aufweisen.

Die Erfindung wird nun näher erläutert.

In jedem der Zwischenverstärker 6, 7 ··· treten infolge von mehreren Ursachen Phasenschwankungen des zurückgewonnenen Taktsignals auf und jeder dieser Zwischenverstärker 6, 7 ·«♦ liefert einen Beitrag zu den schlussendlichen Phasenschwankungen im Empfänger 8, Aus mehreren Untersuchungen hat es sich herausgestellt, dass von allen Ursachen, die zu den schlussendlichen Phasenschwankungen beitragen, diejenigen Ursachen, die mit dem als Funktion der Zeit schwankenden Muster der Impulssignale selbst zusammenhängen, die wichtigsten sind. Da dieses Impülsmuster für jeden Zwischenverstärker 6, 7 *·· derselbe ist, ist auch die Phasenschwankung, die in jedem Zwischenverstärker 6_t 7 ·»· verursacht wird, dieselbe.

Wenn die Phasenschwankungen am Eingang eines Zwischenverstärkers eine mehr oder weniger uniforme spektrale Verteilung über den Frequenzbereich aufweisen, der durch die Phasenübertragungsfunktion Il(£ü) des

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frequenzselektiven Kreises 14 bestrichen wird, und die Phasenschwankungen, die durch Unzulänglichkeiten im Vorbearbeitungskreis 15 infolge von Intersymbolinterferenz der Signalimpulse verursacht werden, keine ausgesprochenen Spektralkomponenten in diesem Frequenzbereich aufweisen, darf für die Phasenschwankungen am Ausgang des frequenzselektiven Iüreises 14 gesagt werden}

O₁(^) = c, H(W) (4)

in der c eine Konstante ist. Diese Beziehung gilt jedoch nur für den ersten Zwischenverstärker 6· Der zweite Zwischenverstärker 7 liefert nSmlich nicht nur einen gleichen eigenen Beitrag, sondern gibt ausserdem auch noch eine Responz zum Beitrag, der vom ersten Zwischenverstärker 6 geliefert worden ist, welche Responz !coherent zum eigenen Beitrag addiert wird« Unter Anwendung der Formeln (3b) und (4) folgt dann für die Phasenschwankungen am Ausgang des frequenzselektiven Kreises 14 im zweiten Zwischonverstärker 7t

O₂(W) = cH(w) + H(^). O₁(^) β c H(^) + c H(^)² (5). Auf gleiche Weise gilt für die Phasenschwankungen am Ausgang des Zwischenverstärkers Nj

O₁₁(Cv) « c H(W )+ H(io) . O_n-1(W) (6)

Da alle Beiträge koherent sind (alle Zwischenverstärker verarbeiten ja dasselbe Impulsmuster).gilt für die Phasen Schwankungen nach N Zwischenver starkem*

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Q₁₁(CJ) - c h( tu) + c H(W) +...+ c Il(iO)^W (7a) . oder»
Q_n(W) _β ο H(£«/) . -S^SLL=I (_7b)

Der Effektivwert der Phasenschwankungen nach N Zwischenverstärkern wird dann dadurch gefunden, dass die Formel

(7) über den Frequenzbereich integriert wird:

.00

'"■ du>» (8)

Für die vorliegende Erfindung ist insbesondere die Zunahme dieses Effektivwertes mit der Anzahl N der Zwischenverstärker von Bedetttung, wozu der genormte Effektivwert <£"*eingeführt wird durch die Beziehung:

¥enn als frequenzselektiver Kreis Ik- ein Resonanzkreis mit einer Resonanzfrequenz {/J - Uf-^ und mit einem Gütefaktor Q verwendet wird, wird die Phasenübertragungsfunktion H(tw>) durch die untenstehende Gleichung gegeben:
H(io) = — (10)

in der 2B = ^_Q/Q die Bandbreite des Resonanzkreises ist. Nach der Formel (io) entspricht bei einem Resonanzkreis die Phasenübertragungsfunktion für die Resonanzfrequenz der Uebertragungsfunktion des äquivalenten Tiefpassfiltern* Im allgemeinen ist dies auf die Phasenübertragtmgsfunktion

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für die zentrale Frequenz jedes symmetrischen Bandfilters anwendbar. In Fig. 6 ist für Il(u> ) nach der Formel (1O) der Verlauf von ( Ή(Ιλ> )J dargestellt, wobei B in Fig.6 und f- 1 fpf fn in Fig. 5 auf noch zu erläuternde Art und Weise zusammenhängen.

Wenn nun H(Cj ) nach der Formel (1O) in der Formel (Jh) substituiert wird und die Berechnungen nach den Formeln (8) und (9) durchgeführt werden, stellt es sich heraus, dass der genormte Effektivwert <£ der Phasenschwankungen ausschliesslich von der Anzahl N der Zwischenverstärker abhängt und für grosse Werte N dem Wert ^ N nahezu proportional zunimmt. In Fig. 7 ist der auf diese Weise berechnete Verlauf von £ als Funktion von N für einen Resonanzkreis als frequenzselektiver Kreis lh durch die Kurve a dargestellt; dieser berechnete Verlauf wird empirisch völlig bestätigt.

Wird dagegen ein frequenzselekti'yer Kreis 14 nach der Erfindung verwendet, so nimmt der genormte Effektivwert <$ der Phasenschwankungen wesentlich weniger schnell zu mit der Anzahl N der Zwischenverstärker als bei Verwendung eines Resonanzkreises der Fall ist. Wenn die Berechnungen nach' den Formeln (8) und (9) für einen frequenzselektiven Kreis 14 mit einer Phasenübertragungsfunktion H(Ou), deren Absolutwert Jir(Cu)( beispielsweise den in Fig. 5 dargestellten Verlauf aufweist, durchgeführt

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werden, so verläuft &~ als Funktion von N gemäss der Kurve b in Fig, 7» Auch dieser Verlauf entspricht den bei eingehenden Versuchen gefundenen Werten völlig. Aus Fig, 7 geht hervor, dass in.diesem Fall für das erfindungsgemässe Uebertragungssystem mit 25 Zwischenverstärkern der genormte Effektivwert der Phasenschwankungen dem für das bekannte Ue*bert'ragungssystem mit vier Zwischenverstärkern, in dem als frequenzselektiver Kreis ein Resonanzkreis verwendet worden ist, entspricht.

Die Tatsache, dass durch Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen die Phasenschwankungen im betreffenden Uebertragungssystem im Vergleich zu denen im bekannten uebertragungssystem wesentlich verringert werden, ist auf einfache Weise erkennbar, indem für die beiden Systeme die Phasenübertragungsfunktion des frequenzselektiven Kreises einige Male mit sichselbst multipliziert, von der sich daraus ergebenden Phasenübertragungsfunktion die Oberfläche unter der Kurve des Absolutwertes bestimmt und diese Oberfläche mit der Oberfläche unter der Kurve des Absolutwertes der ursprünglichen Phasenübertragungsfunktion verglichen wird. Dieses Verfahren entspricht demjenigen, was im wesentlichen im Uebertragungssystem stattfindet: der Beitrag des Zwischenvorstärkers k zu den Phasen Schwankungen Q-(^) nach N Zwischenverstärkern entspricht nach dex- Fox'iael . (7a)

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dem Wert c H( W ) , dem eigenen Beitrag, (N"-k)mal mit H(Uj) multipliziert.

Ein erster Eindruck der Verringerung lässt sich dadurch erhalten, dass das obenstehende Verfahren auf die Oberfläche unter den Asymptoten von | H( tu ) / in Fig. 5 und Fig. 6 angewandt wird. In beiden Fällen ist Il(bJ) genormt, also |n(iV )) = 1 für U> = 0, so dass

\ die resultierende Oberfläche nach einer Vielzahl von

Multiplikationen dem Wert 2Tf. in Fig. 5 und B in Fig. 6 entspricht und das Verhältnis 2^f₁VB einen ersten Eindruck der Verringerung gibt»

Es wird nun vorausgesetzt, dass in den beiden Uebertragungssystemen die Gewinnung der Taktfrequenz in einen Zwischenverstärker ein gleiches Verhalten aufweist« Da dieses Gewinnungsverhalten hauptsächlich durch die Rauschbandbreite des frequenzselektiven Kreises bestimmt wird, wird insbesondere vorausgesetzt, dass die Rauschbandbreite in beiden Fällen dieselbe ist. Bei den genormten Phasenilbertragungsfunktionen ll(i**>) gilt für die Rauschbandbreite B die folgende Beziehung}

^Bn =^^Η(^)ί^{2 d}^ ' (¹¹)

Bekanntlich ist B dio Bandbreite eines imaginären Rechteckfilters, das bei Zufuhr von weissein Rauschen mit einer gegebenen Dichte dasselbe Ausgangsrauschen ergibt wie das betrachtete Netzwerk mit einer Uebertragungs-

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PHIT. 731 4. 23.12.7^.

funktion Η(£ό). In Fig. 5 und Fig. β ist dieses imaginäre .Filter durch gestrichelte Linien angegeben; in Fig. 6 gilt die bekannte Beziehung B_b = ^C B/2.

Die noch restliche Freiheit in der Wahl der Kippfrequenzen f..» f^* ^ kann dann dazu benutzt werden, innerhalb der Beschränkungen einer praktischen Ausbildung das Verhältnis 2ΤΓ* f ^/B möglichst klein zu machen. Wird nun fo viel höher gewählt als f.. und weiter f₂ viel näher bei f.j als bei f«, so führt dies zu einem Verhältnis 2» f-/B , das viel kleiner als 1 ist. Da vorausgesetzt wurde, dass B in beiden Fällen denselben Wert hat und

¹ η

da weiter gilt, das B_n = T B/2 ist, folgt dann auch, dass das Verhältnis 2Ii¹ ^/B viel kleiner ist als 1. In Fig. 5 gilt beispielsweise f„ = 99f., und fg = 1,67^₁ » woraus folgt, dass 2^f₁ZB_n = 1Z58 und 2Tf₁ZB = V37 ist;

Obschon die obenstehenden Betrachtungen, die auf Asymptoten basiert sind, klarstellen, dass im betreffenden Uebertragungssystem eine wesentliche Verringerung der Phasenschwankungen auftritt, küiizusn sie nicht fUr eine genaue Bestimmung der Verringerung und überhaupt nicht für den Verlauf des genormten Effektivwertes €*" der Phasenschwankungen als Funktion der Anzahl N der Zxiischenverstärker benutzt v/erden. Dies stellt sich beispielsweise in Fig. 6 heraus, in der die Oberfläche unter den Asymptoten nach einer Vielzahl von Multiplikationen einem

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3.12.7^.

konstanten Wert annähert, während die Oberfläche unter der Kurve selbst ständig abnimmt und zwar nahezu .umgekehrt proportional zur Wurzel aus der Anzah.1 Multiplikationen.

Auf diese Weise wird durch Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen eine wesentliche Verringerung der schlussendlichen Phasenschwankungen des zurückgewonnenen Taktsignals im Empfänger bewerkstelligt, ohne dass dadurch die gute Gewinnung der Taktfrequenz in die jeweiligen Zwischenverstärker auch nur einigermassen beeinträchtigt wird.

Ausser dem Vorteil einer sehr grossen Verringex'ung der Phasen Schwankungen unter Beibehaltung eines guten Gewinriungsverhaltens weist das erfindungsgemässe Uebertragungssystera den Vorteil auf, dass es auf einfache Weise verwirklichbar ist. So kann der frequenzselektive Kreis Ik als symmetrisches Bandfilter mit einer Zentralfrequenz entsprechend der Taktfrequenz und mit einer Uebertragungsfunktion, deren Tiefpassäquivalent der gewünschten Phasenübertragungsfunkt-ion . entspricht, ausgebildet werden. Derartige Bandfilter können mit Hilfe herkömmlicher Filtersynthesetechniken realisiert tirerden. Weiter ist es auch möglich, ein derartiges Bandfilter als herkömmliches Transversalfilter mit einer angezapften Verzögerungsleitung zu verwirklichen,

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PHN.731h_r

H3.12.7*«·.-• - 20 -

wobei die angezapften Signale auf geeignete Weise gewogen und zum gewünschten Ausgangssignal kombiniert werden, Eine andere, für die Praxis interessante

Möglichkeit zum Erhalten der gewünschten Phasenübertragungsfunktion ist der Gebrauch einer speziellen phasenverriegelten Schleife als frequenzselektiver Kreis 14»

Dazu wird bei der phasenverriegelten Schleife, wie in Fig. k dargestellt, statt des üblichen Schleifenfilters vom phasennacheilenden Typ ("phase-lag loop filter") ein Schleifenfilter erster Ordnung 29 vom phasenvoreilenden Typ ("phase-lead loop filter") verwendet. Eine mögliche Ausftihrungsform eines derartigen Schleifenfilters 29 ist in Fig. 8 dargestellt. Dieses Filter besteht aus einer Längsimpedanz, die durch einen Widerstand R- parallel zu einem Kondensator C gebildet ist und einer durch einen Widerstand Ra gebildeten Querimpedanz, wobei an den Verbindungspunkt dieser Impedanzen ein Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor A angeschlossen ist. Die Uebertragungsfunktion F(^-J) des Filters in Fig. 8 wird durch die nachstehende Gleichung gegeben?

in der

a = X/V ₁₌ 1/R₁C · (13a)

b = Vt^₁₊ 1/-C₂= 1/R₁C + 1/R₂C (13b)

P(o) = A T₂/(tr .j+T₂) = AR₂/(R₁₊R₂) (13c)

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.... ...PHN.7314.

ι ι

t III"

23.12*7*»·

wobei F(o) die Verstärkung des Filters für die Frequenz ist (^Md.c. gain"). Der Verlauf des Absolutwertes IF(w)j ist in Fig« 9 dargestellt. Wie aus Fig. 9 hervorgeht, hat j F(t-c ) i für die Frequenz Null einen Wert F(o) nicht gleich Null und /F(W)/ bleibt nahezu bis zu einer Kippfrequenz Oo ss 2If f = 1/TT₁, steigt dann monoton bis zu einer Kippfrequenz *v> = 2 "^f = 1/2T₁ + i/f₂ und ist für höhere Frequenzen wieder nahezu konstant und zwar gleich A.

Für die phasenverriegelt©. Schleife in Fig. h wird die Phasenübertragungsfunktion H( Cj) durch die Uebertragungsfunktion der geschlossenen Schleife.("closedloop tranfer function") gegeben, wofür die bekannte Beziehung gilt (siehe beispielsweise F.M, Gardner, "Phaselock Techniques", John" WileyΛ&- Sons, Inc., 1906,

Seiten 7-10)t ·

K K, F(^ )

a(14)

in der K die Verstärkungskonstante des spannungsgesteuerten Oszillators 27 ("VCO gain constant") ist mit der Dimension von rad./s/V und K, der Verstärkungsfaktor des Phasendetektors 28 ("phase-detector gain factor") mit der Dimension von V/rad. Substitution der Formel (1"2) in Formel (i4) ergibt:

(b/a) (JW) + K h

Σ(₅

K_yb

in der»

= K_o K_d F(o) . (16)

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PHN. 731**.

Der Faktor EL. ist als Geschwindigkeitskonstante ("velocity constant") mit der Dimension von (s)~ bekannt.. Es ist üblich, bei der Beschreibung einer phasenverriegelten Schleife die natürliche Frequenz U^' xxnd der Dämpfungsfaktor *: als Parameter einzuführen und die Formel (15)

wie folgt zu schreiben:

Uj (Z %- «v /K ) (jto) ₊ tu 2 H(W) JL^Σ5

H(W) = -JL- ^—Σ. 5— (₁₇)

(J^) + 2 * Iv_nCd.^) + ^_n2

in der:

^ b ■ (18a)

Die Tatsache, dass für H(W). nach der Formel (17) tatsächlich-der gewünschte Verlauf von /h( ^)/ gefunden wird, lässt sich feststellen, indem Il(tv) als allgemeine Uebertragungsfunktion zweiter Ox^dnung mit einer reellen Nullstelle und zwei reellen Polen betrachtet wird (die Pole müssen reell sein, weil soiist für bestimmte Frequenzen eine Aufschwingung auftritt, so dass bestimmte Spektralkomponenten der Phasenschwankungen viel stärker werden, je nachdem die Anzahl Zwischenverstärker zunimmt). Eine notwendige Bedingung für diesen gewünschten Verlauf ist, dass die Kippfrequenz f„» die der Nullstelle entspricht, zwischen den Kippfrequenzen f.. und fg liegt, die den Polen entsprechen. Dies bedeutet, dass die untenstehende Beziehung erfüllt-werden muss,

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(19)

Mit Hilfe der Formule (i8a) und (18b)folgt dann nach einiger Umrechnung die Bedingung»

b > a (20)

Wach den Formeln (i3a) und (i3b) wird tatsächlich diese Bedingung erfüllt, indem das S-chleifenfilter in Fig. verwendet wird.

Wie bereits Obenstehend erläutert wurde, ist es zum Erreichen einer möglichst grossen Verringerung der Phasenschwankungen günstig, f„ viel grosser als f.. und fp viel näher bei f.. als bei f„ zu wählen« Aus der Formel (I9) folgt dann, dass der Dämpfungsfaktor ?einen hohen Wert aufweisen muss und dass der Faktor (u/ /-K. )-von derselben Grössenordnung sein muss als 2 5 . Letzteres bedeutet, dass die phasenverriegelte Schleife eine niedrige Schleifenverstärkung K aufweisen muss. Die natürliche Frequenz ^ darf nämlich nicht dazu verwendet werden, (&J /K ) dieselbe Grössenordnung wie 2? zu geben, da dadurch die Rauschbandbreite B vergrössert werden würde, wenn dies aus der Beziehung für B bei H(w) nach der Formel (17) hervorgeht.

Für die praktische Verwirklichung bedeutet die niedrige SchleifeaverstMrkung, dass ein stabiler

509832/0898

spannungsgesteuerter Oszillator 27 verwendet werden muss, dessen Ruhefrequenz möglichst genau der Taktfrequenz entspricht. Auf diese Weise wird der quasistatische Phasenfehler θ infolge eines Phasenunterschiedes Δk-¹ zwischen Ruhe- und Taktfrequenz, die durch die untenstehende Gleichung gegeben wird:

klein.genug gehalten. Es stellt sich nun heraus, dass die niedrige Schleifenverstärkung ohne Ueberschreitung der in der Praxis gestellten Grenzen für den quasistatischen Phasenfehler dadurch erhalten werden kann, dass ein kristallstabilisierter spannungsgesteuerter Oszillator (¹¹VCXO") verwendet wird.

Wenn bei der phasenverriegelten Schleife mit dem Schleifenfilter nach Fig. 8 der Dämpfungsf aktor ^ = und der Faktor ( ^_n/K_v) = 4 gewählt werden, entspricht der Verlauf von |h(w)| für ii(Uj) nach der Formel (17) demjenigen in Fig. 5 für ^L/10 = 2 T^f- genau. Weiter stellt es sich aus den Formeln (12), (13) und (i4) noch heraus, dass die Frequenzen, die zu den Nullstellen von FCO*) und H(fcj) gehören, zusammenfallen und dass dann also 1/C₁ = 2Tf₂ ist.

Die obenstehend beschriebene phasenverriegelte Schleife muss eine niedrige Schleifenverstiirlcxmg K aufweisen, damit die gewünschte Phasenübertraguiigsfunktion

50983 2/08.9 8

PHN. 731V. ü3.12.74. - 25 -

erhalten werden kann und erfordert zugleich die Verwendung eines frequenzstabilen Oszillators 27» damitder quasistatische Phasenfehler Q klein genug gehalten ' werden kaim. Diese Anforderung kann dadurch erfüllt werden, dass ein kristallstabilisierter Oszillator verwendet wird. Diese Möglichkeit ist jedoch für sehr hohe Taktfrequenzen (höher als* 100 MHz) wenig interessant, weil dann keine Kristalle mehr verfügbar, sind, so dass Frequenzmultiplikatoren verwendet werden müssen, die von einem Kristall mit einer möglichst hohen Resonanzfrequenz ausgehen, welche Kristalle ausserdem Streuschwingungsfrequenzen aufweisen, die unerwünschte Spitzen in der Phasenübertragungsfunktion verursachen.

Fig. 10 zeigt eine Abwandlung des Zwischenverstärkers nach Fig. h-, der keine hohe Frequenzstabilität des spannungsgesteuerten Oszillators 27 erfordert und der folglich für sehr hohe Taktfrequenzen besonders geeignet isii,- '

In Fig. 10 wird die Anforderung eines kleinen quasistatischen Phasenfehlers θ dadurch erfüllt, dass eine phasenverriegelte Schleife mit einem Schleifenfilter 29 erster Ordnung vom phasennacheilenden Typ ("phase-log loop filter") und mit einer hohen Schleifenverstärkung IZ verwendet wird. Eine mögliche Ausführungsform eines derartigen Schleifenfilters 29 ist in Fig.

'509832/0898*

PHN.7314. 23.12.7*K

dargestellt. Dieses Filtei· besteht aus einer Längsimpedanz, die durch einen Widerstand R₁ gebildet "wird, und einer Querimpedanz, die durch einen Widerstand R„ in Reihe mit einem Kondensator C_? gebildet wird, wobei an den Verbindungspunkt der Impedanzen ein Verstärker mit einem Verstärkungsdaktor A angeschlossen ist» Die Uebertragungsfunktion (F*V.) dieses Filters wird durch die nachfolgende Gleichung angegebenj

mit derselben Form wie die Formel (12), wobei nun jedoch: a = VtT₃ = VR₂C₂ (24a)

b = 1/(TT₃₊^₄) = 1/(R₁₊R₂)C₂ (24b)

F(o) = A . (24c)

Der Verlauf des absoluten Wertes \ F(^) j ist in Fig. 12 dargestellt. Wie aus Fig. 12 hervorgeht, hat ( F( ^ ) i für die Frequenz Null den Wert F(o) nicht gleich Null und \ (f(W) J bleibt bis zu einer Kippfrequenz W= 1/(^₁+ Tf₂) nahezu konstant, sinkt dann monoton bis zu einer Kippfrequenz U - i/T/> und ist für höhere Frequenzen wieder nahezu konstant und z\iav gleich AtI/(T^+ ^₂) « Deutlichkeitshalber weichen die Schaleneinteilungen längs der horizontalen und vertikalen Achsen in Fig. 12 von denen in Fig. 5, 6 und 9 ab.

Die Phasenübertragvmgsfunkt ion H(^) für die phasenverriegelte Schleife in Fig. 10 wird durch dieselben

'5098 32/0898 .

PHN. 23.12.74.

Formeln (14) - (18) wie für die in Fig. 4 gegeben, wobei jedoch, mehrere Parameter andere Werte aufweisen. Damit der Einfluss der SchleifenverStärkung K axit den Verlauf des Absolutwertes jh( k>)\ erläutert werden kann, werden für die beiden Schleifen in Fig. K und Fig. 10 dieselben Werte der natürlichen Frequenz \fo und der Dämpfungsfaktor Ίζ gewählt. Aus der Formel (17) folgt dann, dass Il(fj) in beiden Fällen dieselben reellen Pole aufweist, dass jedoch die Lage der reellen Nullstelle von der Schleifenverstärkung K_v abhängig ist. In Fig. k ist K_v so niedrig gewählt worden, dass der Faktor (Gj /Κ ) derselben Grössenordnung ist wie 2 % und die Kippfrequenz, die der Nullstelle entspricht, zwischen den Kippfrequenzen liegt, die mit den Polen übereinstimmen. Degegen wird K. in Pig, 10 derart hoch gewählt, dass der Faktor (dvJ /K ) gegenüber 2 ^f völlig vernachlässigbar ist, wodurch für ausreichend grosse Werte ^ die Kippfrequenzen die der Nullstelle und dem Pol der niedrigsten Frequenz entsprechen, sehr dicht beeinander liegen. Weiter bedeutet die Verwendung des Schle'if enf ilters nach Fig. 11, dass die zur Nullstelle gehörende Kippfrequenz niedriger ist als die dem in der Nähe liegenden Pol zugehörende Kippfrequenz, da die dazu notwendige Bedingung zurückgebracht werden kann aufi · '"-'■■ Ti < a (25)

509832/0898 .

r.73i4.

23.12.7^. - 28 -

welche Bedingung nach den Formeln (.24a) und (24b) · tatsächlich erfüllt ist.

Der Verlauf von | H( U> ) | für die Schleife nach ' Fig. 4 mit dem Schleifenfilter nach Fig. 8 entspricht genau dem aus Fig. 5 für die Werte U)_nZiO = 2 TT f ₁ , j£ = und (Cj jj/Ky) = ^* Für dieselben Werte von IO und
aber mit einem derart hohen Wert von K , dass
(U>_n/K_v) = 0,001 ist, hat |h(C^) ( für die Schleife nach Fig. 10 mit dem Schleifenfilter nach Fig. 11 den in Fig. dargestellten Verlauf, Die Kippfrequenzen, die zu den Polen gehören;, sind in Fig,5 und Fig. 13 gleich und zwar f₁ und f„ = 99f ₁ . Für die Kippfrequenz, "die zu der
Nullstelle gehört, gilt f_£ = 1,67 ^₁ in Fig. 5 und
f*₂ = 0,99 f., in Fig. 13.

Für das Schleifenfilter nach Fig. 11 bedeutet die obengenannte Wahl von tu , % und K , dass auf Grund der Formeln (i8a) und (24b) für die Frequenz, die zum Pol von F(Co) gehört, gilt: 1/(^₁ +"^₂) = 2^f₁ZiOO,
während auf Grund der Formeln (23), (24a) und (i4) für die Frequenz, die zu der Nullstelle von F(Cj) gehört, gilti 1Zf₂ = ²^f₂ = 0,99(2Vf₁). Der in Fig. 12 dargestellte Verlauf entspricht diesen Werten.

Die Formel (22) für den quasistatischen
Phasenfehler lässt sich neu schreiben wie!

^Öeo = ("V¹V) · (^Δ^/Ηχ) ' (26)

50 98 3 2/08 98

PHN.731 h.

woraus folgt, dass Q_ars = k (&l*J /u> ) für die Schleife nach Fig. K und θ_ΩΛ = 0,001 (Δ ^/^„) für die Schleife

eo ix

nach Fig. 10 ist. Da für die beiden SchleifenOj denselben Wert hat, kann bei einem vorgeschriebenen Wert von θ in Fig. 10 eine viel grössere Frequenzdifferenz

GO

AU/zwischen Ruhe- und Taktfrequenz zugelassen werden als in Fig. 4. Für die Praxis bedeutet dies, dass in Fig. kein kristallstabilisierter Oszillator 27 verwendet zu werden braucht, sondern dass auch bei sehr hohen Taktfrequenzen ein LC~Oszillator ausreicht, der leichter verwirklicht werden kann.

Nach der Formel (21) wird dieser Vorteil in Fig. 10 auf Kosten einer VergriJsserung der Rauschbandbreite B_n erreicht, die in Fig. 13 auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 5 und 6 angegeben ist» Wichtiger ist jedoch, dass der in Fig. 13 dargestellte Verlauf von I H(Uy) j nicht mehr zu der gewünschten Verringerung' der Phasenschwankungen im bötreffenden Uebertragungssysteia führt. Dies lässt sich auf einfache Weise dadurch einsehen, dass die für Fig. 5 und Fig. 6 befolgte Prozedur auch auf die.Oberfläche unter den Asymptoten von f H(W)J in Fig. 13 angewandt wird. Sogar wenn die Tatsache, dass die horizontale Asymptote im Intervall (2Ti^f-, 2Tf.) bei einem höheren Wert als 1 liegt (sei es nur wenig höher), nicht berücksichtigt wird, ist die

509832/0890 .

PHiT. 731 k . 23.12.7²I-.

• resultierende Oberfläche nach, einer Vielzahl von Multiplikationen gleich 2"^f,,, während in Fig. 5 der Werf 21^f., gefunden wurde. Da f„ = 99^₁ ist, zeigt diese auf Asymptoten gegründete Betrachtung bereits, dass der Verlauf nach Pig. 13 i'ür die Verringerung der Phasenschwankungen ungeeignet ist.

Trotz allem wird auch bei Verwendung des

Schleifenfilters nach Fig. 11 in der phasenverriegelten Schleife des Zwischenyerstärkers in Fig. 10 eine wesentliche Verringerung der Phasenschwankungen erhalten und zwar dadurch, dass der frequ.enzselektive Kreis 14 in Fig. 10 weiter mit einem Phasenniodulator 32 versehen ist, dessen Trägereingang mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 27, dessen Ausgang mit dem Impulsgenerator 12 und dessen Modulationseingang mit dem Ausgang des Phasendetektors 28 verbunden ist und zwar letzteres über ein Korrekturfilter 33 zweiter Ordnung

mit einer geeignet gewählten Uebertragungsfunktion x(⁽~^LJ) „ Die Wirkungsweise des frequenzselektiven

Kreises 14 in Fig. 10 wird nun an Hand einer Signal« komponente mit der Taktfrequenz näher erläutert. Wenn diese Komponente am Eingang des Kreises ~\h durch die Formel (Ί ) gegeben wird und am Ausgang des Oszillators durch die Formel (2), hat die Ausgangsspannung v_d(t) des Phasendetektors 28 die Form:

509832/0898

ORiGiNAL INSPECTED

PHN.731^.

v_d(t) »·Κ_α|[θ_±(ΐ) - ©_o(t)] (27)

in der K, wie zuvor der Verstärkungsfaktor des Phasendetektors 28 ist. Am Ausgang des Korrekturfilters 33 tritt dann eine Spannung ν (t) auf, die durch die untenstehende Gleichung gegeben wird:-

in der X(t) die Stossantwort -des Korrekturfilters 33 ist,

Im Phasenmodulator 32 wird das Ausgangssignal des Oszillators 27 durch diese Spannung ^v _m(t) phasenmoduliert. Wenn dieses Ausgangssignal selbst keine PhasenSchwankung aufweisen würde, würde die Spannung ν (t) eine Phasenmodulation:

^βπ,<*> = Via**) . <²⁹>

verursachen, wobei K der Verstärkungsfaktor des .Phasenmodulators 32 mit der Dimension von rad_t/V ist. Da das Ausgangssignal des Oszillators 27 jedoch eine Phasenschwankung θ (t) aufweist, tritt am Ausgang des Phasenmodulators 32 und folglich am Ausgang des Kreises 1^ eine Signalkomponente mit der Taktfrequenz auf in der Formt .

] (30)

in der θ (t) = Ö_m(t) ist. In der Praxis stellt es sich heraus, dass ©_Q(t) sowie ©_m(t) gegenüber 'V rad. klein sind, und in diesem Fall lässt sich darlegen, dass

509832/0898 I

ORIGINAL INSPECTED

PHN. 731·'+. 23.12.74.

25DU94

Ueberlagerung angewandt werden darf, so dass gilt:

e_u(t) =o_o(t) ₊ K₁₁VJtJ (3D

Eine Anwendung von Fourier-Transforraation auf die Formeln (27), (28) und (31) ergibt dann die nachfolgende Beziehung:

in der ö_u(i^), Q_Q(W ) und Q₁(^v) die Fourier-Transf ormierten von θ (.t), θ (t) und ö.(t) sind und weiter X(üj) die Uebertragungsfunktion des Korrekturfilters 33 ist* Mit Hilfe der Formel(36)kann die Formel (32)neu geschrieben werden wie:

9_u(^)/e_±(iv) = H(^)+K_mK_d Jj - H(iv/) J.X(tu) (33) in der H( IaJ) die Phasenübertragungsfunktion der phasenverriegelten Schleife in Fig. 10 ist, die durch die Formel (17) gegeben wird. Die Phasenübertragungsfunktion P(U>) des Kreises 14 wird nun durch den Quotienten von θ (Iro) und θ.( ^) gegeben, so dass auf Grund der Formel (33) gilt:

=H(i^)+L(U/) = R(UJ) +K_mK_d (j - H(Uz)I .X(uj) (3k)

Aus den obenstehenden Betrachtungen hat es sich herausgestellt, dass der Absolutwert JP(^)j nahezu den Verlauf nach Fig. 5 aufweisen muss, damit die gewünschte Verringerung dex* Phasenschwankungon bewerkstelligt wird. Ein derartiger Verlauf würde erhalten werden, wenn gelten würde, dass:

509832/0898.

PHN. 7314.

(2?-- P(W)- Γρ ' ■" 'I ' Ζ¹ ρ (35)

in der <£ derselben Grö*ssenordnung ist wie 2% \ für ζ s= 5 und o^, κ if wird dann genau der Verlauf nach Fig, erhalten. ¥ie es sich obenstehend herausgestellt hat, wäre in diesem Fall jedoch ein Oszillator 27 notwendig mit einer sehr hohen Frequenzstabilität, damit der quasistatische Phasenfehler klein genug gehalten wird. Um diese Schwierigkeit zu umgehen, wird nun L(⁶^), die Phasentibertragungsfunlction der Verbindung zwischen dem Ein- und Ausgang des Kreises 14 über das Korrekturfilter 33» derart gewählt, dass L(^) in der Umgebung von W=O praktisch Null istj so dass P( i*~>) dort ausschliesslich durch H(bj) bestimmt wird, die Phasentibertragungsfunktion der phasenvez'riegelten Schleife mit sehr hoher · Schleifeixverstcirkung. Andererseits hat es sich auch herausgestellt, dass H(^) für Frequenzen ungleich. Null und bestimmt für^^2 " f- ein Verhalten aufweist, das ztxi' Verringerung von Phasenschwankungen ungeeignet ist. Deswegen wird L(CJ) derar-t gewählt, dass das unerwünschte Verhalten von Il( M) ausgeglichen wird, so dass P(^) für i·*-'> Zlf f- in guter Annäherung durch die Formel (35) gegeben wird.

Die obenstehenden Anforderungen werden erfüllt, wenn gilt:

5098 32/0898

PHN. 731 4-.

250U94

(36) U^r+2* ^_nUW;) + W_n~

in der L₁(W) κ O für U) = O und weiter ( L₁(Ca;) j von £v' = O bis zu einer Kippfrequenz, die um eine Grössenordnung niedriger ist als 2 " f₁ monoton ansteigt und für höhere Frequenzen nahezu konstant ist und zwar gleich 1, Auf Grund der Formeln (3^), (36) und (17) muss dann für die Uebertragungisfunktion x( ^) des Korrekturfilters 33 gelten?

^Km^Kd

(d

2,„ *

(37)

η ' ν Eine mögliche Ausführungsform eines derartigen

Korrekturfilters 33 ist in Fig. "\k dargestellt. Dieses Filter besteht aus einer Kaskadenschaltung eines Netzwerkes 3k erster Ordnung, eines Trennverstärkers 35 mit einem grossen Verstärkungsfaktor G und eines Netzwerkes erster Ordnung, Das Netzwerk 3k wird durch einen Lungskondensator C3 und einen Querwiderstand R3 gebildet _t während das Netzwerk 36 durch einen Längswiderstand Rk und einen Querkondensator Ck gebildet wird. Die Uebertragungsfunkt ion en X.« ( Co ) und Xp ( ***) des Netzwerkes 3^ bzw, 36 sindi

X₁(CU) ₌ ^JL^ ., . (38)

/ \ 1 1
in der

509832/0898

PHN.731^. 23.12.74.

t ^ = R. C«

(4Oa)

(4Ob)

ist, ·

Die Uebertragungsfimktion des Filters in Pig. Ik lässt

sich darm schreiben wie*

.x

₁ (to ) j

Der Verlatif der Absolutwerte jX₁ (to ) j und f X_g( £^>) | ist in Pig. 15 bzw. Pig. 16 dargestellt, .in der auf* den horizontalen Achsen dieselbe Skaleneinteilung verwendet worden ist wie in Pig. 12. Wie aus diesen Figuren hervor geht, steigt J X- ( [fj ) j von einem Wert 0 bei der Frequenz Null bis zu einer Kippfrequenz Uj « l/E'« monoton und ist für höhere Frequenzen nahezu konstant und zwar gleich 1, wShrend [Χρ( Cv) j für die Frequenz Null den Wert 1 hat und bis zu einer Kippfrequenz fo = Λ/Xw nahezu konstant bleibt und dann für höhere Frequenzen monoton sinkt.

Wenn in Fig. 14 der Wert f„ derart gewählt wird, dass ί/Τ'ο = 2^f-/10 ist, entspricht X₁(^) nach der Formel (38) den Anforderungen für L₁ ( iu ) , Werden in Fig. lh ausserdem die Werte G₁ und C₄ derart gewählt, dass: j

_βΑν = -

(cA, -

509832/08 9 8

(43)

ORSGiNAL !NSPECTES

PHN". 731 k 23,12.7*-.

so folgt aus der Formel (4i), dass die Uebertragungs« f unkt ion. des Filters in Fig. 14 tatsächlich den Anforderungen, die die Formel (37) an die Uebertragungsfunktion X( Cj ) des Korrekturfilters 33 in Fig. 10 stellt, entspricht.

Für die phasenverriegelte Schleife in Fig. ist <V_n/i0 = 2^Tf₁ und (<^_n/K_v) = 0,001 gewählt worden, so dass aus der Formel (43) folgt, dass 1/E^ = 2'TTf^/iOO ist und folglich X₂(^) eine Kippfrequenz hat, die um zwei GrSssenordmingen niedriger ist als 2Tf₁ Wenn in Fig, 10 weiter c£ = 4 gewählt wird, folgt aus der Formel (42) für K_1nK₀=I der Wert G=~3999, so dass der Verstärker in Fig. 14 ein invertierender Verstärker "ist mit tatsächlich einem grossen Verstärkungsfaktor»

Bei der obengenannten Wahl der Parameter in Fig. 10 ist der Verlauf von P(u>) für den Kreis .1.4 nahezu gleich dem von 1 h(u^)| in Fig. 5» so dass auch bei Verwendung des Zwischenverstärkers nach Fig. 10 in dem betreffenden Uebertraguiigssysteni eine wesentliche Verringerung der Phasenschwankungen, erhalten wird. Ausserdem bietet die Ausbildung nach Fig. 10 den wesentlichen Vorteil, dass auch bei sehr hohen Taktfrequenzen kein kristallstabilisierter Oszillator 27 vorwendet zu werden braucht, damit der quasistatische Phasenfehler innerhalb der in der Praxis gestellten Grenzen gehalten wird, sondern dass ein auf einfache Weise zu verwirklichende:

50 983 2/089 8

ΡΗΕί.7314. 23.12.7^.

LC-Oszlllator ausreicht.

Bei Verwendung· des Resonanzkreises als

frequenzselektiver Kreis Ik in den bekannten liebertragungssystemen wurde bereits vorgeschlagen, den systematischen Charakter der Beiträge der jeweiligen Zwischenverstärker 6» 7» ··· bis zu den Schlussendliehen Phasenschwankungen im Empfänger 8 zu durchbrechen und in einen mit Rauschen vergleichbaren Charakter umzuwandeln. Dazu werden in allen" Zwischenverstärkern 6, 7 » · · gleich ausgebildete Kodewnndler verwendet, die ein eingehendes Impulsmuster umwandeln, das von den ausgehenden Impulsraustern aller vorhergehenden Zwischenverstärker 6, 7» »·· abweicht. Mit Hilfe eines inversen Kodewandlers im Sender 2 oder im !Empfänger 8 wird darm bewerkstelligt, dass die Impulsmustt*r im Sender und im Empfänger unzweideutig einander entsprechen (siehe L.E.Zegers, "The Reduction of Systematic Jitter in a Transmission Chain with Digital Regenerators", IEEE Transactions on Communication Technology, Heft COM-15» Nr. h, August 1967, Seiten 5^2-551·). Mathematisch und vex^etichstveise ist dargelegt, dass der genormte Effektivwert &"'der Phasenschwarikungen als Funktion der Anzahl KT dez* Zwischenverstärker in diesem Fall entsprechend der Kurve _c in Fig. 7 verläuft, wobei & für grosse ¥erte K den tTert Vy IT sstattyN wie bei der Kurve a. nahe au proportional tsunimnit. Wenn die Kurven t> und cj in Fig.

50 9 83 2/0898

.731k

mit der Kurve a_ verglichen werden, stellt es sich abermals heraus, welche bemerkenswerten Resultate durch Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen erhalten werden. Diese Resultate können ausserdem noch weitgehend dadurch verbessert werden, dass die für das bekannte Uebertragungssystem vorgeschlagene Massnahrae (die Kodeumwandlung in allen Zwischenverstärkern) auch im vorliegenden Uebertragungssystem angewandt wird.

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Claims (1)

1. PHN.731k, 23.12.74. ~ 39 -

   PATENTANSPRÜCHE:

   1 ,/ Uebertragungssystem für Impulssignale fester Taktfrequenz mit einem Sender, einem Empfänger und einer Anzahl im Uebertragungsweg liegender Zwischenverstärker, die mit je einem Impulsregenerator und einem Taktextraktionskreis versehen sind, der die Taktfrequenz zur Steuerung· des Inipulsregenerators mit Hilfe eines frequcnzselektiven Kreises aus den empfangenen Impulssignalen zurückgewinnt, dadurch gekennzeichnet, dass der frequenzselektive Kreis eine !genormte Phasenübertragungsfunktion aufweist, deren Absolutwert als Funktion der Frequenz von der Frequenz Null bis zu einer ersten Kippfrequenz nahezu konstant ist, von der ersten Kippfrequenz bis zu einer zweiten Kippfrequenz monoton sinkt, von der zweiten Kippfrequenz bis zu einer dritten Kippfrequenz wieder nahezu konstant ist und für höhere Frequenzen als die dritte Kippfrequenz wieder monoton sinkt.

   2. Uebertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer vorgeschriebenen Rauschbandbreite des frequenzselektiven Kreises die dritte Kippfrequexiz viel höher ist als die erste Kippfrequenz ■νχιά die zweite Kippfrequenz viel näher bei der ersten Kippfroqucnz als bei der dritten Kippfrequenz liegt.

   509832/0898

   23.12,7^·

   250U94

   3« Uebertragungs.syteiu nach. Anspruch 1 oder 2, dadurch, gekennzeichnet _f dass der ,frequenzselektiv© Kreis eine Phas eiliger tragtmgsf unkt lon zweiter Ordnung aufweist mit zwei z'eelZen Polen., die den ersten und dritten Kipp·»· Frequenzen entsprechen, und mit einem reellen KuIIptmkt, der der zweiten Kippfrequenz entspricht, hf "Ueboytragungssystera nach Anspruch 1, 2 oder 3* in dein der frequenz selektive Kreis durch eine phasen*- verriegelte Schleife gebildet wird, die einen spannungsg-e steuert en Oszillator enthält, dessen Ausgang ain.ersei.ts mit dem Impulsregenerator und aadererseits mit einem ersten Eingang eines Phasendetelctors verbunden ist, wobei an den zweiten Eingang des Phasendetelctors ein aus den empfangenen Impul's signal en hergeleitetes Signal gelegt

   ist und die. Ausgangs spannung" über ein Schleifenfilter als Rege!spannung für Frequenzregelung .dem spannungsgesteiterten Oszillator züge führt wird,, dadurch gekennzeichnet, dass das Schleifendilter erster Ordnung eine Uebörtr-agurtgs· funktion aufweist_t deren Absolutwert als Funktion der Frequenz von der Frequenz Null bis zu einei' ersten. Kippfrequenz einen nahezu konstanten, von Null abweichende:a Wert hat, welche erste Kippfrequenz der genannten zweiten Kippfrequ&riz der PhsseMiberträguaigsfunktion entspricht, von dieser srcten Kippfrequenz bis zn einer zweiten Kippfrequens·; inoiiotqu ansteigt und für höhere Frequenzen als .·-— diese zweite Kippfrcquens vioäex· naheaij lcors ■-;taut ipt«

   50 983 2/0898

   F. 731.4.-23.12.74,

   ■ '«« 41 ~

   5«. Uebertragitngssystera nach Anspruch 1", 2 oder 3, in dem der frequenzßolektive Kreis durch, eine phasenver- !•iegelte Schleife gebildet wird, die einen spannungsgesteuerten Oszillator enthält, dessen Ausgang einerseits mit dem Impulsrege-nerator und andererseits mit einem ersten Eingang eines Phasendetektors verbunden ist, wobei an den zweiten Eingang des Phasendetektors ein aus den empfangenen Impulssignalen hergeleitetes Signal gelegt ist und die Ausgangsspannung über ein Schleifenfilter als Regelspannung zur Frequenzregelung dein spannungsgesteuertera Oszillator zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Schleifenfilter erster Ordnung eine Uebertragungsfunktion. aufweist, deren Absolutwert als Funktion der Freqijenz; einen nahezu konstanten Wert ungleich NuIl hat und zwar von der Frequenz Null· bis zu einerersten Kippfrcquens, die um zwei Gr'dssenordnungen niedriger ist als die genannte erste Kippfrequenz der Phasenöbertragungüfimktioa, von dieser ersten Kippfrequenz bis zu einer zweiten Kippfrequenz, die der genannten ersten Kippfrequenz der Phasenübertragungofunktion naheau outspricht _s monoton sinkt, und für höhere Frequenzen als dic^e zweite Kippfrequenz wieder nahezu koii.stant ist, wRlnend der frequenaselektive Kreis weiter >·;;■.!-, clijori Phasöjiniodulator versehen ist₅ dessen Träger- (Kuigsjig iüit; dein /uispci-ug der.; syairoxuigGiiosteuerteii Oszillators

   509832/0898

   pm: »731 hi

   23c 12.7²W

   dessen Ausgang mit dein Inipulsregenerator und dessen Modulatoreingarig mit -dem Ausgang des Phasondetektors verbunden, ist und zwar letzteres über ein Korrekturfilter zweiter Ordnung, dessen Uebertragungsfunktion dor einer Kaskadenschaltung eines invertierenden Verstärkers mit einem Verstärkungsfaktor, der viel grosser ist als eins, und zwei Netzwerke erstor Ordnung, entspricht, wobei das eine Metzwerk erster Ordnung eine Ueber tr&guiigs··» funktion hat, deren Absolutwert als Funktion der j?reqxiens von dem ¥ert Null bei der Freqxienz; Null bis zu einer ersten Kippfrequenz, die um eine Grössenordnung niedriger ist als die genannte erste Kippfreqnenz der Phaseroiber·« tragungsfunktion'monoton ansteigt» und für höhere Frequenzen als diese erste Kippfrequenz nahezu konstant ist, und wobei das andere Netzwerk erster Ordnung eine Ueber- · tragungsfunlction ha.t, deren Absolutwei?t als Funktion der Frequenz einen nahezu konstanten Wert ungleich Null hat und zwar von der Frequenz Null bis au einer ersten Kippfrequenz, die um zwei -Gross enordmmgen niedrige reals die genannte erste Kippf.requenz der PhassiiUber™ tragungsfunlction _t vmö. für höhere Frequenzen als diese erste Kippfrequens monoton sinkt.

   509832/0898