DE2736915A1

DE2736915A1 - Bezugsspannungsgenerator

Info

Publication number: DE2736915A1
Application number: DE19772736915
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Aziz Ahmed
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-08-16
Filing date: 1977-08-16
Publication date: 1978-02-23
Also published as: US4059793A; JPS603644B2; GB1556335A; FR2362438A1; FR2362438B1; JPS5323054A; DE2736915C2

Description

Bezugsspannungsgenerator

Man kennt Schaltungen zur Erzeugung von Bezugsspannungen gegenüber ^v _g(₀)' ^dem Bandlückenpotential von Halbleitermaterial wie etwa Silizium, extra poliert auf Kelvin-Null. Sie eignen sich besonders zur Herstellung in integrierter Form. Es sei hier auf den Aufsatz von R. J. Widlar "New Developments in IC Voltage Regulators" verwiesen, der im "IEEE Journal of Solid State Circuits", Band SC-6, Nr. 1 vom Februar 1971 auf den Seiten 2 bis 7 erschienen ist, sowie auf den Aufsatz von K.E. Kuijk "A Precision Reference Voltage Source" im "IEEE Journal of Solid State Circuits" Band SC-8, Nr. 3 vom Juni 1973, Seiten 222 bis 226. Ferner sei verwiesen auf die US-PSen 3 271 660, 3 617 859, 3 648 153 und 3 887 863.

Durch die Erfindung wird ein Bezugsspannungsgenerator geschaffen, der sich durch überragende Spannungsreguliereigenschaften auszeichnet. Nachfolgend wird eine Reihe von Ausfuhrungsformen zur Erzeugung von Spannungen beschrieben, die auf V /_Q» bezogen sind, ohne daß jedoch die Erfindung hierauf beschrankt wäre.

Es zeigen:

die Figuren 1, 2, 3, 5 und 6 Schaltbilder von Bezugsspannungsgeneratoren, welche ein Bezugspotential liefern, das im wesentlichen gleich V /₀» des Halbleitermaterialβ ist, aus welchen ihre Transistoren hergestellt sind;

Fig. 4 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung, wie die Schaltungen gemäB den Fig. 1,2 und 3 abgewandelt werden können, um das Bezugspotential um den Faktor m zu vergrößern; und

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FIg. 7 ein Blockschaltbild, welches zeigt, wie die Schaltungen gemäß den Flg. 5 und 6 zur Vergrößerung des Bezugspotentials um den Faktor m abgewandelt werden können.

Jede der Schaltungen gemäß den Flg. 1, 2, 3, 5 und 6 enthält einen ersten bzw. zweiten Transistor Q₁ bzw. Q_ und ein erstes, zweites und drittes Wlderstandselement R₁, R₂ bzw. R₃. Ferner enthält jede einen ersten, einen zweiten und einen dritten Anschluß T₁, T₂ bzw. T₃. Die Transistoren Q₁ und Q₂ werden bei derselben absoluten Temperatur T, ausgedrückt in Grad-Kelvin, betrieben. Die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q₁ und Q₂ sind mit gleichen Profilen ausgebildet, ihre effektiven Flächen verhalten sich wie 1:p, wobei ρ eine positive Zahl ist, wie durch die eingekreisten Zahlen neben den entsprechenden Emitterelektroden dargestellt ist.

Gemäß Fig. 1 sorgt eine Vorspannungsschaltung, welche die Reihenschaltung einer ein Potential V_cc liefernden Batterie B₁ mit einem Widerstand 4 enthält, dafür, daß der Anschluß T₄ (und der mit ihm verbundene Anschluß T₂) auf einem anderen Potential als der Anschluß T₁ gehalten wird. Es ist eine Gegenkopplung vorgesehen, mit Hilfe deren die Potentialdifferenz V₂₁ zwischen T₁ und T₂ über den Widerstand R₃ zum Anschluß T₃ an der Basis des Kollektors Q₃ gekoppelt wird. Diese Rückführung spannt den Transistor Q₃, dessen Emitter mit T₁ verbunden ist, in den Leitungszustand vor. Der dadurch bedingte Kollektor-Emitter-Strom-Bedarf von Q₃ wird von der Batterie B₁ geliefert, wobei der Kollektorstrom I_CQ3 des Transistors Q₃ einen Spannungsabfall am Widerstand R₄ hervorruft, welcher das Potential V₄₁ zwischen T₁ und T₄ vermindert, so daß eine Parallelregelung für das Potential von V₂₁ erfolgt. Diese Gegenkopplungsverbindung würde, wenn die die Elemente Q₁, Q₂, R₁ und R₂ umfassende Verbindung nicht vorhanden wäre, die Spannung V₂₁ auf einen Wert vermindern, der gleich der Basis-Emitter-Spannung V_ßEQ3 des Transistors Q₃ wäre, die nötig ist, um einen Kollektorstrom von praktisch der Größe

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(V_cc - V₈₂Q₃)ZR^ fließen zu lassen: also in der Größenordnung von 500 bis 700 mV.

Die Verbindung mit den Elementen Q₁, Q₂, R₁ und R₂ sorgt für eine Mitkopplung neben der bereits erwähnten Gegenkopplung. Bei kleinen Werten von V₂₁ sorgt die Mitkopplung für genügend Verstärkung, um die Wirkung der Gegenkopplung zu überwiegen. Wenn aber V₂₁ sich vergrößert, dann wird die Verstärkung der Mitkopplungsschleife verringert, und bei einem vorherbestimmbaren Wert V₂₁ sind die Verhältnisse von Gegenkopplung und Mitkopplung gerade so, daß das Nyquist-Gleichgewichtskriterium erfüllt ist.

Bei kleinen Werten von V₂₁ fließt nur sehr wenig Strom durch die Reihenschaltung von R₂ und Q₁ (der als sich selbst vorspannender Transistor angesehen werden kann). Der Anteil dieses durch R₁ fließenden Stromes bewirkt einen vernachlässigbar kleinen Spannungsabfall am Widerstand R₁, so daß die Emitter-Basis-Spannungen von Q₁ und Q₂ praktisch gleich sind. Auf diese Weise erhält man zwischen den Transistoren Q₁ und Q₂ eine StromspiegelVerstärkerwirkung. Der Kollektorstrom Ip₀₂ des Transistors Q₂ wird damit etwa p-mal so groß wie der Kollektorstrom IqQ₁ des Transistors Q₁, welcher der größere Anteil des durch die Reihenschaltung R₂ und Q₁ fließenden Stromes ist. Ein Anwachsen von V₂₁ über ^ν _ΜΟι läßt einen Strom (^V2i~^vbeq durch R₂ fließen, wobei der größere Anteil dieses Stromes als flfcßt. Ι~_ΛΟ ist etwa p-mal so groß wie 1™,, also ρ (V₀₁-

und verursacht einen Spannungsabfall V₃₂ an R₃, der praktisch gleich P(V₂₁ - V₈₂₀₁)R₃ZR₂ ist. Wenn also PR₃ZR₂ wesentlich größer als Eins ist, dann bewirkt ein Vergrößern von V₂₁ eine Verkleinerung der zwischen den Anschlüssen T₁ und T₃ erscheinenden und als Basis-Emitter-Spannung dem Transistor Q₃ zugeführten Spannung V₃₁, statt einer Vergrößerung dieser Spannung. Der Transistor Q₃ kann dann nicht leiten, so daß die Spannung V₂₁ in Richtung auf ihren oberen Grenzwert

V_cc zu anwächst.

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Bei größeren Werten von V₃₁ wächst der Strom (^V2i welcher durch den Widerstand R₂ fliest. Der größere Teil dieses Stromes fließt als Ip₀₁ durch R. und bewirkt einen Spannungsabfall an R-. Für jede 18 mV Spannungsabfall an R- wird I_Cq₂ ^um einen zusätzlichen Faktor 2, verglichen mit I_rQ1 verringert. Während also I_co2 ebenso wie I_coi ^mit zunehmender Spannung V₂₁ anwachsen, erfolgt dieser Anstieg von I_Cq₂ langsamer als derjenige von IPQi· ¹COI ^w*^cftst fast linear mit wachsender Spannung V₂₁/ und es wird gezeigt werden, daß I_co2 wesentlich weniger als linear mit der Spannung V₂₁ anwächst. Der von T₂ über R₃ nach T- fließende Strom hat den Wert <^v ₂i"^vbeQ3^^R3' und wächst so im wesentlichen linear mit steigender Spannung V₂₁, und bei einem bestimmten Wert der Spannung V₂₁ wird seine Amplitude größer als diejenige des Stromes Ir_-02/ und zwar in ausreichendem Maße, um einen wesentlichen Basisstrom für Q₃ zu liegern. Dieser Basisstrom läßt den Transistor Q₃ leitend werden, so daß er die Parallelregelung von V₂₁ gegenüber einem weiteren Anstieg übernimmt.

Es sei nun gezeigt, warum Ip₀₂ wesentlich weniger als linear mit anwachsender Spannung V₂₁ ansteigt. Die Betriebsweise der Transistoren Q₁ und Q₂ kann in bekannter Weise durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:

^VBEQ1 ■ ^(kT/9> ^ln ^¹CQI/^AQ1^JS⁾ ^VBEQ2 * ^(kTAt> ^ln <^ICQ2/^AQ2^JS⁾

wobei V_ßEQ1 und V_BEQ2 die jeweiligen Basis-Emitter-Übergangsspannungen von Q₁ bzw. Q₂ sind, k die Boltzmann-Konstante und T die absolute Temperatur, bei welcher die Transistoren Q₁ und Q₂ betrieben werden, q die Ladung eines Elektrons, I_rQ1 und Iqq₂ die jeweiligen Kollektorströme der Transistoren Q₁ und Q₂, A_Q1 und Aq₂ jeweils die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren Q₁ und Q₂ und J- ein Ausdrück für die Sättigungsstromdichte, die für Q₁ und Q₂ gleich angenommen wird

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BeI kleineren Werten des dem Anschluß T₄ zugeführten Eingänge-Stromes ist der Kollektorstrom Q₁ vergleichsweise niedrig, so daß die Basisspannung von Q₁ der Basis des Transistors Q₂ praktisch ohne Spannungsabfall am Widerstand R₁ infolge des Stromes Ip₀₁ zugeführt wird. Eliminiert man V_ßE aus den Gleichungen 1 und 2, dann errechnet sich das Verhältnis ¹CQiZ¹CQZ ^{für senr} niedrige Kollektorstromwerte in folgender Weise:

Mit zunehmendem Eingangsstrom, dem Ip₀1 ^au^9^rund der Justierung gleich ist, steigt an R₁ der Spannungsabfall V₁, der gleich

^V1 * ^VBEQ1 " ^VBEQ2

Setzt man die Gleichungen 1,2 und 3 in Gleichung 4 ein, so erhält man den folgenden Ausdruck:

^l - ρ exp"¹ CqV₁AT) (5)

CQ1 '

Der Spannungsabfall V₀ an R₀ wird hauptsächlich durch den Strom verursacht und ist gleich der Differenz zwischen V₀₁ und

V₂ - I₀₀₁R₂ (6)

^VBEQ1·

^V2 ^{β V}21 " ^VBEQ3

Ein Ausdruck für I_CQ1 kann durch Auflösen der Gleichungen 6 und 7 erhalten werden:

¹CQI * <^V21 - VBEQ₃*^/R2 ⁽⁸⁾

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1st hauptsächlich durch den Stromfluß I_CQ1 bedingt

₁ (9)

Setzt man die Gleichungen 8 und 9 in Gleichung 5 ein, dann erhält man die nachstehende Gleichung 10, welche den Strom in Abhängigkeit von V₂₁ zeigt:

¹W " P^(V2r^VBEQ3>/^R2 ^βχΡ ⁽W ^(V21"^VBEQ3^{) (<}*^/kT)

Die verbesserten Regeleigenschaften der entsprechend der Erfindung gebauten Bezugsspannungsgeneratoren beruhen auf der sehr großen prozentualen Änderung der Stromverstärkung der Schaltung mit den Elementen Q₁, Q₂, R₁ und R₂ zwischen den Anschlüssen T₂ und T₃, welche eine nichtlineare Mitkopplungsschleife zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q₃ bilden, die auf kleine prozentuale Änderungen von V₂₁ anspricht. Diese prozentuale Änderung der Stromverstärkung bei kleinen prozentualen Änderungen von V₂₁ ist wesentlich wirksamer als die nichtlineare Mitkopplungsschaltung, wie sie beispielsweise Im erwähnten Artikel von Widlar und der US-PS 3 887 863 beschrieben ist. Der Stromverstärker mit den Elementen Q₁, Q₂, R₁ und R₂ 1st für sich aus den ÜS-PSen 3 579 133 und 3 659 bekannt, jedoch macht die Erfindung erstmals von seiner Eigenschaft der nichtlinearen Stromverstärkung Gebrauch.

Es sei nun betrachtet, wie V₂₁ auf praktisch Gleichheit mit V /Qj, dem auf Kelvin-O extra polierten Bandlückenpotential des Halbleitermaterials, aus dem die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ hergestellt sind, geregelt wird. Der Temperaturkoeffizient von V (Qi ist 0 und hat einen Wert von etwa 1,2 V, wenn es sich um Siliziumtransietoren handelt. Man kann erkennen, daß der Bezugsspannungsgenerator gemäß Fig. 1 die Spannung V._Q* synthetisiert, da V₂₁ gleich der Summe der Basis-Emitter-Offsetspannung eines Transistors (Q₁) und einer Spannung ist, die proportional der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen zweier

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Transistoren (Spannungsabfall am Widerstand R₂) ist; eine solche Summierung ist ein bekannter Weg, um die Spannung V_#qj zusammenzusetzen. Der Spannungsabfall am Widerstand R. ist proportional zum Spannungsabfall am Widerstand R₁, da R- und R₂ praktisch denselben Strom führen und der Spannungsabfall an R₁ bekanntermaßen gleich V_ßEQ1 - V_BEQ2 ist.

Wenn man V_cc kennt und weiß, wie man V₄₁ über V /₀» ausdrückt, dann kann man den Wert für R₄ nach dem Ohm'sehen Gesetz ausrechnen, so daß man einen bequemen Nominalwert für den Betriebsstrom erhält, der jeweils anteilmäßig durch Q₃ als Kollektorstrom I_C03' durch R₃ und durch die Reihenschaltung von R₂ mit dem sich selbst vorspannenden Transistor Q₁ fließt. Der Wert von V₂₁ ist praktisch gleich 1236 mV, und V_ßEQ1 1st etwa 550 bis 700 mV, je nach dem Wert von 1^₁. Somit ist der Spannungsabfall V₂ an R₂ etwa 540 bis 690 mV. R₂ läßt sich nach dem Ohm'sehen Gesetz berechnen, wenn man den Spannungsabfall von 540 bis 690 mV durch den Strom I₀₀₁ teilt. Der Spannungsabfall V₁ am Widerstand R₁ wird typischerweise in der Gegend von 6O mV beim Gleichgewichtszustand gewählt, so daß der Maßstabsfaktor zwischen R₁ und R₂ nicht zu groß wird. Dieser Spannungsabfall dividiert durch I₆₀₁ ergibt einen Wert für R₁ als etwa ein Zehntel von R₂. Ist der Gleichgewichtswert für den Spannungsabfall an R₁ bekannt, dann kennt man den Wert von ¹CoV¹CQI ^{in Abn}^ⁿ9ⁱ9^kelt von P ^aus Gleichung 5. Für V₁ gleich 60 mV und ρ gleich 1, ist I_CQ2 gleich ein zehntel Ig₀₁. Nimmt man an, daß der Spannungsabfall an R₃ nahezu völlig auf Ig₀₂ zurückgeht und praktisch gleich V₂ ist, dann kann man R₃ nach dem Ohm'sehen Gesetz errechnen zu V₂ZIg₀₂' welches gleich ist (V₂ZIc₀₁)(IcQ₁ZIcQ₂), was wiederum gleich ist R₂(Ic oder etwa 10 R₂. Eine solche Berechnung führt zu Werten R₁, R₂ und R₃ von beispielsweise 600, 5600 bzw. 56000 Ohm, wobei so gewählt wird, daß IcQ₁ etwa 0,1 mA, I_CQ2 0,01 mA und 0,1 mA ist, insgesamt also eine Stromsumme von 0,2 mA.

Der Bezugsspannungsgenerator nach Fig. 1 hat einen Nachteil,

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der bei manchen Anwendungsfällen tolerierbar ist, bei anderen dagegen nicht, daß es nämlich von V___o3 abhängt, ob man eine gute Regelung von V₂₁ erhält. V_ßEQ3 ändert sich um 18 mV bei jeder Verdoppelung des Kollektorstroms (von Q₃), so daß bei einer Änderung des zwischen den Klemmen T. und T. des Bezugsspannungsgenerators fließenden Stromes die Regelung von V₂₁ beeinflußt wird. Eine Verbesserung wurde sich ergeben, wenn man eine Schwellenspannung zum Abfühlen des Potentials zwischen T₁ und dem zweiten Ende von R₂ einführt, die wesentlich weniger abhängig von dem der Bezugsspannung zugeführten Betriebsstrom wäre. Es wäre auch wünschenswert, wenn möglich, den an T₃ auftretenden Laststrom infolge des Parallelregelungselementes zu verringern und gleichzeitig die Steilheit des Parallelregelungseleroentes zu vergrößern.

Der Erfinder der hier beschriebenen Anordnung hat festgestellt, daß die geregelte Spannung V₃₁, welche der Reihenschaltung von R₂ mit dem sich selbst vorspannenden Transistor Q₁ zugeführt wird, bewirkt, daß der Kollektorstrom Ip₀₁ des Transistors Q₁ sehr gut geregelt ist, so daß der Wert V^q₂ praktisch unabhängig von dem Bezugsspannungsgenerator gemäß Fig. 1 zugeführten Betriebsstrom ist. Fig. 2 zeigt einen Bezugsspannungsgenerator, welcher diese Beobachtung mit Vorteil ausnutzt, um Verbesserungen gegenüber dem Generator nach Fig. 1 zu bringen.

In Fig. 2 ist ein Differenzverstärker A₁, wie etwa ein Operationsverstärker, anstelle der Kombination Q₃ R₄ gesetzt worden, um abzuführen, wann das Potential zwischen T₁ und T₃ einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet und eine Bezugsspannung zu erzeugen, welche in direkter Beziehung zu einem solchen Oberschreiten steht. Der Schwellwert wird durch V_ßEQ1 eingestellt! Dieser Wert ist wegen der Regelung von V₂₁ maßgebender als V_BEQ3. Anstatt die Spannung zwischen T₁ und T₃ direkt zu messen, macht man dies indirekt durch Vergleich der Potentiale zwischen der Basis von Q₁ und T₃. Man erhält hierdurch eine wesentlich größere Freiheit zum Entwerfen des Ver-

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stärkers mit dem Transistor T-. Für A₁ kann man Darlington-Transistoren oder Feldeffekttransistoren in der Bingangsstufe benutzen, um die Belastung der Basis von Q₁ und an T₃ zu verringern. Man kann auch ohne weiteres in Reihe geschaltete Verstärkerstufen benutzenf um eine hohe Verstärkungssteilheit von A₁ zu erreichen, wodurch die Regelung von V₄₁ verbessert wird.

Fig. 3 zeigt einen Bezugsspannungsgenerator, der anstelle desjenigen von Fig. 2 verwendet werden kann und bei dem Vg£Q2 ***" statt V_BEQ1 als Schwellwertelement verwendet wird, mit dem die Spannung an T₃ verglichen wird. R₃ ¹ ist gleich R₃(R^R₂)ZR₁. Andere Abwandlungen sind möglich, bei welchen der Schwellwert zwischen V_BEQ1 und V_ßEQ2 gelegt wird und von einem Punkt an R₁ abgenommen wird. Weitere Abwandlungen von Fig. 2 ergeben sich, wenn die Eingänge von A₁ an Anzapfungen der Niderstände R₂ und R₃ abgenommen werden.

Die Aueführungeform gemäß Fig. 4 ergibt sich durch Abwandlung der Bezugsspannungsgeneratoren der Fig. 1 bis 3 derart, daß die Bezugsspannung V₄₁ um den Faktor m vergrößert wird. Die Abwandlung besteht hier im Anschluß eines Spannungsteilers D₁, dessen Eingang mit T₄ und dessen Ausgang mit T₂ verbunden ist. Der Spannungsteiler D₁ teilt die Spannung V₄₁ um einen Faktor m zur Ableitung der Spannung V₂₁, welche zwischen T₁ und T₂ gelegt wird.

Die Flg. 5 und 6 stellen Abwandlungen gegenüber den Fig. 2 und 3 dar, mit Hilfe deren gegenüber einem Festpotential wie Masse negativere anstatt positivere Bezugsspannungen V₃₄ erzeugt werden können.

Die Abwandlung gemäß Fig. 7 kann auf den Fig. 5 oder 6 basieren und bewirkt eine Vergrößerung der Bezugsspannung V₂₄ um einen Faktor m. Hler ist ein Spannungsteller D₂ vorgesehen, dessen Eingangsanschluß mit T₄ und dessen Ausgangsanschluß mit T₁ verbunden ist. Der Spannungsteiler D₂ teilt die Spannung V₂₄ um

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einen Faktor m: Man erhält damit eine Spannung V₂₁, die zwischen T₁ und T~ angelegt wird.

In den Schaltungen gemäß Fig. 2, 3, 5 und 6 oder den Abwandlungen gemäß Fig. 4 und 7 kann der Widerstand R₄ weggelassen werden, wenn A₁ ein üblicher Operationsverstärker anstelle eines "operational transconductance"-Verstärkers ist.

Bei den Bezugsspannungsgeneratoren von der in den Fig. 2, 3, und 6 gezeigten Art weicht der Wert V₂₁ mit dem Temperaturkoeffizient 0 etwa von V_σ/_ο% ab, je nach dem Temperaturkoeffizient der Widerstände R₁, R₂ und R*. Der Spannungsabfall (V₂₁-V_B__o1) an R₂ wächst wegen des negativen Temperaturkoeffizienten V_ßEQi mit jedem Grad Kelvin-Temperaturanstieg um 1,75 mV. So wird I(Y)1' der größere Anteil des R₂ durchfließenden Stromes, praktisch konstant gehalten, wenn R₂ einen positiven Temperaturkoeffizienten hat, der - prozentual ausgedrückt - gleich demjenigen seines Spannungsabfalls ist +1,75mV/k/6OOmV«+O,29%/K. Ein solcher Temperaturkoeffizient läßt sich erreichen mit integrierten ionenimplantierten Widerständen. Jedodihaben diffundierte Widerstände normalerweise kleinere positive Temperaturkoeffizienten, beispielsweise +O,2%/K, wodurch der Null-Temperatur-Koeffizientenwert von V₂₁ etwa 35 mV kleiner ^{ale V}g(0) ^iet·

Während zwar in der bisherigen Beschreibung von der Schaffung eines temperaturunabhängigen Bezugspotentials V₄₁ (oder V₃₄) gleich V #_. die Rade gewesen ist, eignen sich die dargestellten Bezugsspannungsgeneratoren auch zur Erzeugung von Bezugsspannungen mit anderen Temperaturkoeffizienten. Die Werte V₄₁ (oder V₂₄) können auch negative Temperaturkoeffizienten haben und ein Vielfaches von V₂₁ im Bereich zwischen V_ßEQi und V /_Q. sein. Auch können die Spannungen V₄₁ (oder V₂₄) einen positiven Teaperaturkoeffizienten haben und Vielfache von V₂₁ sein und größer als V_q(o) ^8ein·

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Leerseite

Claims

RCA 70208/Sch/Ba

U.S. Ser.No. 714,361 - . -

von 16. August 1976 «,, ^L ^55L

* Dipl. - Ing. Petor Schott

WpI.-Ing. Wolfgang Heualtr β München 86. Poettech I

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

ί 1)Jeezugsspannungsgenerator mit einem ersten und eine« zweitelfAnschluß, zwischen denen ein Betriebsetrom zum Fließen gebracht wird, mit einem ersten und einem zweiten bipolaren Transistor des gleichen Leitungstyps, die jeweils mit ihrem Emitter an den ersten Anschluß angeschlossen sind, wahrend die Basis des ersten Transistors Ober einen ersten Widerstand mit dem zweiten Anschluß verbunden ist, der Kollektor des zweiten Transistors über einen zweiten Widerstand mit dem zweiten Anschluß verbunden ist, Kollektor und Basis des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbunden sind, ein Verstärker mit einem invertierenden Eingang an den Kollektor des zweiten Transistors angeschlossen ist und eine Ausgangsschaltung zur Regelung der Spannung zwischen dem ersten und zweiten Anschluß vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des zweiten Transistors (Q₂) unmittelbar mit dem ersten Anschluß (T₁) ohne Einfügung einer nennenswerten Impedanz verbunden ist, und daß die Verbindung von KoI-

ORIGINAL INSPECTED 809808/OR ft'

lektor und Basis des ersten Transistors (Q₁) mit der Basis des zweiten Transistors (Q₂) einen dritten Widerstand (R₁) enthält, der mit einem Ende an die Basis des ersten Transistors (Q₁) und mit dem anderen Ende an die Basis des zweiten Transistors (Q₂) und den Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist.
2) Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Differenzverstärker (A₁) ist, dessen nichtinvertierender Eingang (+) an den Kollektor des ersten Transistors (Q₁) angeschlossen ist.
3) Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen dritten bipolaren Transistor (Qj) des genannten Leitungstyps enthält, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q₂), dessen Emitter mit dem ersten Anschluß und dessen Kollektor mit dem zweiten Anschluß verbunden ist.
4) Bezugsspannungsgenerator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Verstärkers (A₁) über einen Spannungsteiler (D₁ oder D₂) zur Regelung der Spannung zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß verbunden ist.

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