DE2710762C2

DE2710762C2 - Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE2710762C2
Application number: DE19772710762
Authority: DE
Inventors: Katsumi Ishikawa; Akio Tokyo Ozawa
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1976-03-12
Filing date: 1977-03-11
Publication date: 1982-04-01
Also published as: US4092693A; DE2710762A1; JPS52109982A; JPS582607B2

Description

a) daß der Eingangstransistor (Qn) des Schmitt-Triggers (Qn, Qn) mit der elektronischen Schaltungsanordnung (A) thermisch gekoppelt ist,

b) daß der Eingangstransistor (Qn) eine ausgeprägt temperaturabhängige Basis-Emitterspannung aufweist,

c) daß an die Basis des Eingangstransistors (Qu) ein derart bemessene Vorspannung gelegt ist, daß dieser leitend und der Ausgangstransistor (Qn) des Schmitt-Triggers (Q_n, Qn) nichtleitend ist, wenn die Tempratur der elektronischen Schaltungsanordnung (A)einen ersten vorgegebenen Temperaturpegel übersteigt,

d) daß im Riickkoppelweg des Schmitt-Triggers (Qn, Qn) die direkt miteinander verbundenen Emitter und ein gemeinsamer Emitterwiderstand (R3) liegen,

e) daß die Kollektor-Emitterzweige der beiden Transistoren (Qn. Qn) so ausgebildet sind, daß der Emitterstrom des Eingangstransistors (Qu) kleiner als der Emitterstrom des Ausgangstransistors (Qn) ist, so daß der Eingangstransistor (Qu) wieder in den nichtleitenden Zustand versetzt wird, wenn die Temperatur der elektronischen Schaltungsanordnung (A) auf einen zweiten vorgegebenen Pegel abfällt.

2. Übertempcratur-Schutzschaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß die elektronische Schaltungsanordnung (A) und die Steuerschaltung (B) in einem monolithischen, integrierten Halbleiterplättchen untergebracht sind.

3. Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltungsteil zum Anlegen einer Vorspannung eine Zener-Diode (Dz)aufweist.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art.

Bei einer solchen, aus der DE-AS 22 50 716 bekannten Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung weist die Steuerschaltung eine monostabile Kippstufe auf, die immer dann in ihren instabilen Zustand gesteuert wird, wenn eine Prüfspannung einen vorgegebenen Wert überschreitet. Diese monostabile Kippstufe ist aber auch durch einen Schmitt-Trigger zu ersetzen. Diese Prüfspannung wird von dem Emitterstrom eines in der elektronischen Schaltungsanordnung vorhandenen Leistungstransistors einer Verstärkerstufe abgeleitet. Tritt beispielsweise in einem solchen Leistungstransistor ein Kurzschluß auf, so sperrt das zwischen der Kippstufe und der Schaltungsanordnung liegende Spannungsteil die zu überwachende Verstärkerstufe. Ohne besondere Maßnahmen würde diese Verstärkerstufe sofort wieder eingeschaltet, wenn die Kippstufe wieder ihren stabilen Zustand einnimmt. Um dieses zu vermeiden, ist an dem Ausgang der Kippstufe ein Kondensator mit einem Widerstand angeschlossen, und die Entladezeit des Kondensators ist so festgelegt, daß das die Verstärkerstufe abschaltende Spannungsteil mit Sicherheit so lange seine Sperrfunktion erfüllt, bis die Kippstufe aufs neue bereit ist, in ihren instabilen Zustand umgeschaltet zu werden. Durch diese Maßnahme wird also ein häufiges An- und Abschalten der Verstärkerstufe verhindert. Die Abschaltzeit wird dabei grundsätzlich durch die Entladezeit des Kondensators festgelegt.

Diese bekannte Schaltung trägt jedoch den in der Praxis auftretenden Problemen nicht in befriedigendem Maße Rechnung.
Die Funktion der bekannten Schaltung ist abhängig von dem im Emitterkreis des zu schützenden Leistungstransistors fließenden Strom. Wie die nachstehende Erläuterung zeigen wird, bietet eine derartige Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung, die als »Steuerparameter« den im Leistungstransistor fließenden Strom benutzt, keinen ausreichenden Schutz. Es ist bekannt, daß die Zerstörung aufgrund überhöhter Kollektor-Verlustleistung erfolgt, wobei die erhöhte Kollektor-Verlustleistung mit dem Temperaturanstieg zusammenhängt. Bei geringer Umgebungstemperatur kann ein Leistungstransistor relativ viel Wärme abstrahlen. 1st daher die Umgebungstemperatur relativ gering, so braucht der Transistor trotz relativ hoher Kollektor-Verlustleistung nicht zerstört zu werden. Ist umgekehrt die Umgebungstemperatur hoch, so neigen Leistungstransistoren relativ leicht zur Zerstörung. Diesen Umständen trägt die oben erläuterte bekannte Schaltung nicht Rechnung; denn sie arbeitet in Abhängigkeit von dem im Ausgangstransistor fließenden Strom, ungeachtet der tatsächlichen Umgebungstemperatur.

Wird an die elektronische Schaltungsanordnung bzw. die Verstärkerstufe der bekannten Anordnung eine Last relativ hoher Impedanz angeschaltet und wird dem Eingang der Verstärkerstufe ein relativ großes Eingangssignal zugeführt, so ist der Kollektorstrom des Leistungstransistors nicht besonders groß, jedoch ist die Kollektor-Emitterspannung des Transistors äußerst groß. Der Temperaturanstieg in dem Transistor ist jedoch proportional zu der Kollektor-Verlustleistung (Kollektorstrom χ Kollektor-Emitterspannung), d. h. in diesem Fall ergibt sich ein relativ hoher Temperaturanstieg. Da die bekannte Anordnung jedoch in Abhängigkeit von dem in diesem Fall geringen Strom arbeitet und somit nicht anspricht, kann dieser Schaltzustand zu einer Zerstörung des Leistungstransistors führen.

Aus der DE-AS 15 13 057 ist eine Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung zum selbsttätigen Abschalten der Betriebsspannung bekannt, bei der die Temperatur des Stelltransistors eines geregelten Netz-

gerätes unmittelbar überwacht wird, wozu ein mit dem Stelltransistor gut wärmeleitend verbundener Kaltleiter vorgesehen ist. Die an dem Kaltleiter abfallende Spannung wirkt dabei unmittelbar auf die Basis des Steuertransistors des geregelten Netzgerätes, der den Stelltransistor nach Maßgabe seiner Temperatur steuert, insbesondere nach erfolgter Abkühlung wieder frei gibt

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Übertemperatur-Schutzscnaltungsanordnung der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß sie einen besseren Schutz vor Überhitzung der elektronischen Schaltungsanordnung gewährleistet als die bekannte Anordnung.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Ist bei der bekannten Anordnung die Zeit, in der die elektronische Schaltungsanordnung abgeschaltet wird, abhängig von der durch den Kondensator festgelegten Zeitkonstanten, so wird bei der erfindungsgemäßen Anordnung der tatsächlichen Temperatur der Schaltungsanordnung voll Rechnung getragen, ohne daß eine aufwendige Schaltung notwendig ist. Da die erfindungsgemäße Anordnung nicht in direkter Abhängigkeit von den in den zu schützenden Schaltungsteilen fließenden Strömen arbeitet, wird ein weitergehender Schutz erzielt. Durch die erfindungsgemäße Anordnung wird eine Hysterese-Eigenschaft erzielt, d. h. die Temperatur für das erneute Einschalten der zu schützenden Betriebsschaltung ist niedriger als diejenige Temperatur, bei der das Abschalten erfolgt. Hierdurch wird jo vermieden, daß die Schaltungsanordnung zu oft ein- und ausgeschaltet wird.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung erläutert. Im einzelnen zeigt

F i g. 1 schematisch eine Schaltungsanordnung einer integrierten elektronischen Schaltungsanordnung mit einer ebenfalls integrierten temperaturempfindlichen Steuerschaltung,

Fig.2a die Temperaturkennlinie für den Eingangstransistor Q\2in Fig. I.und

F i g. 2b die thermische Hysteresekennlinie der Steuerschaltung.

Die in Fig. 1 dargestellte integrierte Schaltung umfaßt einen die zu schützende elektronische Schaltungsanordnung bildenden Leistungsverstärker A und eine Steuerschaltung B. Der Leistungsverstärker benutzt eine doppelte Speisequelle + Si und — B\ und enthält einen Verstärker mit kapazitätslosem Ausgang bzw. einem kapazitätslosen Ausgangsverstärker, der abgekürzt als OCL-Verstärker bezeichnet wird. Im OCL-Verstärker bilden die Transistoren Qi, Q2, Q₃ und Q» einen Differenzverstärker, der Transistor Qj stellt einen Vorverstärker-Transistor dar, und die Transistoren Q₆ Qj, Q» und Qs bilden eine Leistungsstufe. Die Transistoren Q10 und Qw bilden eine konstante Stromlast, der über die Widerstände R\ und R2, sowie über eine Diode D\ eine Vorspannung angelegt wird. Eine hintereinander geschaltete oder »gestapelte« Diodenanordnung Di schafft für die Leistungsstufen-Transistoren eine VWTemperaturkompensation.

In der Steuerschaltung B wird ein Schmitt-Trigger durch die Transistoren Qn und C?i 3 gebildet, die einen gemeinsamen Emitterwiderstand R3 besitzen. Der Emitterstrom /1 des Eingangstransistors und der Emitterstrom /2 des Transistors Qn erfüllen die Ungleichung /1 < /2, und die normale Basiisspannung des Eingangstransistors Q12 am Schaltungspunkt X wird auf einen Wert eingestellt, bei dem der Eingangstransistor Q12 nichtleitend ist Eine Zener-Diode Dz bewirkt ein festes Potential am Schaltpunkt X. Ein Transistorschalter Qu wird vom Schmitt-Trigger gesteuert, und der Kollektor dieses Transistorschalters Qu ist mit einem Schaltpunkt Y verbunden, der seinerseits mit den Basen der Transistoren Qiound Qu des Leistungsverstärkers A in Verbindung steht.

Der Leistungsverstärker A und die Steuerschaltung B sind auf einem gemeinsamen Halbleiterplättchen integriert, wobei die Leistungsstufen-Transistoren Qs und Q) und der Eingangstransistor Q₁₂ miteinander thermisch gekoppelt sind.

Die Transistoren Q12 und Qn sind aus Silicium hergestellt, ihre VWTemperatur-Kennwerte, d. h. die Basis-Emitterspannung bei leitendem Transistor, betragen 2 mV/°C, und der Wert für V_BE beträgt 0,65 V bei einer normalen Betriebstemperatur von 25° C.

Wenn d>e Spannung am Schaltpunkt X einen solchen Wert aufweist, daß Vbe des Eingangstransistors Qn, d. h. die tatsächlich über der Basis und dem Emitter angelegte Spannung, bei normalen Temperaturen unterhalb 0,65 V liegt, wird der Eingangstransistor Q.₂ in den nichtleitenden und der Transistor Qn in den leitenden Zustand gebracht, wodurch der Transistor Q₁₄ nicht leitet. Die Spannung am Schaltpunkt V wird daher durch die Widerstände R] und R2 und die Diode D_x festgelegt, und der Leistungsverstärker A arbeitet im Normalzustand, so daß z. B. ein am Eingang ElNC auftretendes Audio-Signal genügend stark verstärkt wird, um eine mit der Ausgangsklemme AUSG verbundene Last z. 8. in Form eines externen Lautsprechers anzusteuern bzw. zu betreiben.

Wenn die Kollektor-Basis-Übergänge des Transistoren Qs und Q) in diesem Falle aufgrund eines zu großen Ausgangssignals oder auf andere Weise überhitzt werden, tritt auch dieselbe Wärmentwicklung bzw. derselbe Wärmezustand am Eingangstransistor Qn in der Steuerschaltung auf, wodurch der Wert für V_ßf beim Eingangstransistor Q\2 verringert wird. Wenn die Spannungsdifferenz am Schaltpunkt X bezüglich des Spannungswertes — B\ auf 0,5 V und der aufgrund des Emitterstroms h des Transistors Qn auftretende Spannungsabfall /2Λ3 über dem Widerstand Rj auf 0,1 V eingestellt ist, ergibt sich für Vbe des Eingangstransistors Qn ein Wert von 0,4 V. Daher wird der Eingangstransistor Qn leitend, wenn Vßfden Wert 0,4 V erreicht. Die Temperatur, bei der Vbe den Wert 0,4 V erreicht, kann aufgrund eines 2 mV/°C-Temperatur-Kennwertes, wie er zuvor erwähnt wurde, mit 150°C bestimmt werden. Wenn die Temperatur der Transistoren Qs und Q) in der Leistungsstufe die Temperatur von 150⁰C erreicht, wird Vbe des Eingangstransistors Qn daher gleich Vbe, so daß der Eingangstransistor Qn in den leitenden Zustand übergeht. Dadurch wird der Transistor Qn in den nichtleitenden Zustand gebracht, der seinerseits den Transistor Q^ in den leitenden Zustand bringt. Daher wird der Schaltpunkt Y der Transistoren ζ)ιο und Qn tatsächlich mit Masse verbunden, und der Leistungsverstärkerteil arbeitet nicht weiter.

Bei diesem Zustand wird der Transistor Q,a auch wärmemäßig beeinflußt, und der Wert für Vbe dieses Transistors Qi₄ wird etwa 0,4 V. Da der Eingangstransistor Q12 leitet und seine Kollektor-Emitterspannung etwa 0,1 V beträgt, fließt praktisch der gesamte Strom durch den Eingangstransistor Q12, so daß der Transistor

Q\3 im nichtleitenden Zustand gehalten wird.

Wenn der Eingangstransistor Q12 leitet, tritt über den Widerstand /?₃ ein Spannungsabfall I\R_S auf. Da die Beziehung zwischen den Emitterströmen l\ und h der Transistoren Qn und Qu — wie zuvor erwähnt — der Ungleichung l\ < h genügt, ist der Spannungsabfall l\Ri kleiner als der Spannungsabfall I2R3, so daß die Emitterspannung des Eingangstransistors Qn um einen Spannungswert /0/3 verringert wird, wobei /0 gleich /2— /ι ist. Um den Eingangstransistor Qn wieder in den nichtleitenden Zustand zu bringen, muß daher der temperaturempfindliche Spannungswert Vbe auf einen Wert erhöht werden, der über 0,4 V + /₀Λ₃ liegt. Mit anderen Worten: /0Λ3 ist eine Hysterese-Spannung.

Angenommen, es ist /o/?j = 5O mV. Entsprechend dem VWTemperatur-Kennwert von 2 mV/°C ist die entsprechende Temperaturdifferenz dann 25°C. V_Be steigt auf 0,45 V an, wenn die Temperatur auf 125°C (150°C—25°C) abfällt: und wenn V_ei den Spannungswert von 0,45 V etwas übersteigt, wird Vbe größer als Vbe- Zu diesem Zeitpunkt wird der Eingangstransitor ζ>ΐ2 wieder in den nichtleitenden Zustand versetzt und infolgedessen wird der Transistor <?,₃ leitend und der Transistor Q₎₄ nichtleitend. Dadurch tritt am Schaltpunkt Y wieder der normale Spannungswert auf, so daß der Leistungsverstärker A nunmehr wieder normal arbeitet.

Wie deutlich geworden ist, weist die Steuerschaltung B Hysterese-Eigenschaften auf, so daß die Temperaturen, bei denen der Eingangstransistor Qn in den leitenden Zustand bzw. in den nichtleitenden Zustand versetzt wird, unterschiedlich sind, wobei die Temperatur für das Sperren des Eingangstransistors Q12 kleiner ist.

Fig. 2a zeigt die Vbe-Temperaturkennlinie des Eingangstransistors Q\2, die einen Gradienten von 2 mV/°C aufweist. Bei 150⁰C weist VW den Wert 0,4 V und bei 125°C weist V_BE den Wert 0,45 V auf. Fig. 2b zeigt eine Hysteresiskennlinie für den EIN- und AUS-Zustand des Eingangstransistors Qn- Aus dieser Kennlinie ist zu ersehen, daß der Eingangstransistor Q-,2 bei Vbe' entsprechend Vbe in F i g. 2a, jedoch bei einem unterschiedlichen Wert in den leitenden Zustand und in den nichtleitenden Zustand gebracht wird.

Wenn die Arbeitsweise der Schaltung nochmals anhand der F i g. 2a und 2b beschrieben wird, so ist bei einer Temperatur von 25° C V_Be gleich 0,65 V und Vbe gleich 0,4 V, und daher bleibt der Eingangstransistor Qn gesperrt. Dieser Zustand bleibt aufrechterhalten, bis die Temperatur 15O⁰C erreicht ist bei der dann Vbe 0,4 V wird, so daß Vbe= Vbe ist Dadurch wird der Eingangstransistor Qn leitend, und der Leistungsverstärker A wird abgeschaltet Bei leitendem Eingangstransistor Q_n wird Vbe gleich 0,45 V.

Nach dem Abschalten des Leistungsverstärkers A geht die Temperatur allmählich wieder zurück und wenn sie 150⁰C erreicht hat wird V_Be gleich 0,45 V. Wenn die Temperatur etwas unter 150⁰C abfällt wird Vbi größer als Vbe, und der Eingangstransislor Qn wird wieder in den nichtleitenden Zustand versetzt, so daß Vbe auf 0,4 V abfällt, d. h. es ist V_Be> V_Br, so daß der Eingangstransistor Qn sogar noch mehr und noch sicherer in den nichtleitenden Zustand gesteuert wird. Der wärmemäßige Hysteresebereich erstreckt sich also von 125° C bis 150° C.

Zuvor wurde der Fall beschrieben, bei dem die Hysteresespannung I₀Ri (lo-h-l\) 50 mV ist. Wenn diese Spannung größer als 50 mV ist, wird die Änderung von Vbe ebenfalls größer. Daher wird der Unterschied zwischen den Temperaturen, bei denen der Eingangstransistor Qn in den leitenden bzw. in den nichtleitenden Zustand versetzt wird, größer als beim zuvor beschriebenen Beispiel. Darüber hinaus kann die Basisspannung des Eingangstransistors Qi 2 am Schaltpunkt X und damit Vbe eine Temperaturabhängigkeit aufweisen. Wenn die Richtung, in der diese Abhängigkeit wirkt, dieselbe ist, wie bei dem Wert Vbe welche, wie in F i. 2a dargestellt ist, in negativer Richtung weist, sollte der Koeffizient kleiner als für V_Be sein, da die Frequenz für das Ein- und Ausschalten aufgrund der kleineren oder verringerten Differenz zwischen der Einschalt- und Ausschalt-Temperatur sonst zu hoch wird. Wenn die Richtung der Temperaturabhängigkeit von Vbe jedoch positiv ist, tritt diese Schwierigkeit nicht auf, weil die Schalttemperatur-Differenz dann mit zunehmender Temperatur steigt.

Bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel spricht die Steuerschaltung B auf eine vorgegebene Temperatur an und liefert ein Steuersignal, um die Transistoren, welche die Konstantstromlast bilden, abzuschalten, die dann die Arbeitsweise des Leistungsverstärkers A unterbinden. Anstatt dieses Aufbaus kann die Arbeitsweise des Leistungsverstärkers auch durch andere Einrichtungen unterbrochen bzw. unterbunden werden, beispielsweise durch Abschalten der Speiseschaltung, durch Unterbrechen des Audio-Eingangssignals usw.

Bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel sind der Leistungsverstärker A und die Steuerschaltung B in einer monolithischen, integrierten Schaltung auf demselben Chip zusammengefaßt wodurch ein sehr gutes bzw. ein sehr schnelles Ansprechverhalten vorliegt Es ist jedoch auch möglich, den Leistungsverstärker A in Hybrid-Bauweise mit der Steuerschaltung B thermisch zu verbinden. Darüber hinaus ist die Schutzfunktion der Steuerschaltung B nicht auf den speziellen, im Zusammenhang mit dem vorliegenden Beispiel beschriebenen Leistungsverstärker beschränkt vielmehr kann die Steuerschaltung B in gleicher Weise auch dazu verwendet werden, das Überhitzen eines einzigen Leistungstransistors, eines Transformators oder beispielsweise auch einer integrierten Schaltung für eine konstante Spannung bzw. einer integrierten Schaltung, die mit konstanter Spannung arbeitet zu verhindern.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Übertemperatur-Schutzschaltungsanordnung für eine elektronische Schaltungsanordnung mit einer einen Schmitt-Trigger enthaltenden Steuerschaltung, die einen ersten, eine temperaturabhängige Basis-Emitterspannung führenden Transistor sowie einen zweiten Transistor aufweist, der wirkungsmäßig an den ersten Transistor gekoppelt ist und von dessen Ausgang in seinem Leitfähigkeitszustand steuerbar ist, einem Schaltungsteil zum Anlegen einer festen Vorspannung an die Basis des ersten Transistors, so daß dieser bei normalen Betriebszustand sperrt, und einem zwischen die Steuerschaltung und die elektronische Schaltungsanordnung geschalteten Spannuiigsteil, der die elektronische Schaltungsanordnung in Abhängigkeit von einer Umkehr der Leitfähigkeitszustände des ersten und zweiten Transistors abschaltet, dadurch gekennzeichnet,