DE2546740A1 - Inverterschaltung - Google Patents

Description

Inverterschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf elektrische Wechselrichterkreise oder Inverterschaltungen zum Umsetzen einer elektrischen Gleichstrom-Eingangsgröße in eine elektrische Wechselstrom-Ausgangsgröße. Im einzelnen betrifft die Erfindung einen Wechselrichter, der verbesserte Merkmale bzw. Eigenschaften bezüglich der Umschaltleistungsfähigkeit, des Überlastungsschutzes und des Wärmeschutzes aufweist. Ferner bildet der Wärmeschutzkreis selbst einen Teil der vorliegenden Erfindung, und zwar als ein allgemein für einen einteilig ausgebildeten integrierten elektrischen Kreis verwendbarer Wärmeschutzkreis, der ein die Temperatur der integrierten Schaltungsanordnung wiedergebendes elektrisches Signal erzeugt, so daß ein schützender Vorgang eingeleitet werden kann, wie ein Unterbinden des Betriebes des integrierten Kreises.

Im allgemeinen ist der erfindungsgemäß benutzte grundsätzliche Wechselrichterkreis ein solcher, der in einer Sekuniärwicklung eines Transformators bzw. Wandlers eine elektrische Wechselstromausgangsgröße in Abhängigkeit von einem abwechselnden Umschalten eines elektrischen Gleichstrom-Eingangsstroms in einer magnetisch gekoppelten Primärwicklung des Transformators bzw. Wandlers erzeugt.

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Der abwechselnde UmschaItvorgang wird unter Verwendung von Schaltern mit aktiven Elementen, wie Transistoren, durchgeführt, die ge eignete Leistungs- und Schalteigenschaften haben. Zusätzlich ist auch eine dritte Wicklung magnetisch an die Primärwicklung des Wandlers angekoppelt und elektrisch mit den Steuerelementen der ak tiven Elementschalter verbunden, um zum einen die abwechselnden 'Ein¹-¹ Aus'-Schaltvorgänge der aktive; Elemente aufweisenden !scf und zwar vermöge der Veränderungen in der gespeicherten Energie, was sich durch entsprechende Veränderungen in der Spannung an der •dritten Wicklung und im Strom durch diese zeigt. In Verbindung mit der tertiären Wicklung wird auch ein Schaltsteuerungskreis benutzt, um einen saubereren und wirksameren Schaltvorgang zu bewirken. Dieser allgemeine Typ eines itfechselrichterkreises ist beispielsweise im US-Patent 3 781 638 beschrieben.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung eines Wechselrichters der genannten Art mit verbesserten Eigenschaften bezüglich der Schaltwirksamkeit, des Überlastungsschutzes und des Wärmeschutzes. Außerdem soll ein geeigneter Wärmeschutzkreis geschaffen werden, der auch losgelöst vom Wechselrichter verwendbar ist.

Die zu beschreibende Erfindung beinhaltet eine Verbesserung bezüglich der elektrischen Steuerungsmittel, die zum Steuern des Schaltvorgangs der aktiven ' Transistorschalter in solch einem Wechselrichterkreis benutzt werden. Insbesondere werden stromempfindliche bzw. -abhängige Verrastungs- oder Verriegelungsmittel (beispielsweise ein SCR bzw. gesteuerter Siliziumgleichrichter-ÜLchalter

v" oder ein geeignetes Äquivalent) in einem hocheffizienten Schaltsteuerungskreis benutzt. Diese stromempfindliche Verriegelung wird beim Erfassen eines vorbestimmten Strompegels in ihren leitenden Zustand getriggert, wobei im allgemeinen dieselbe Strompegelerfassung auch zum Steuern des Schaltvorgangs benutzt wird, wie es in dem oben erwähnten Patent beschrieben ist. Diese stromempfindliche Verriegelung ist elektrisch so angeschlossen, daß sie bezüglich der aktiven Element- bzw. Transistorschalter während ihres Übergangs zwischen abwechselnden Schaltvorgängen gespeicherte elektrische Ladung ableitet.

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Auf diese Weise wird die in den Transistorschaltelementen selbst gespeicherte elektrische Ladung während der Übergangsperiode schnell verbraucht bzw. abgeleitet, wodurch der Schaltvorgang selbst und die Leistungsfähigkeit desselben vereinfacht bzw. begünstigt werden. In der bevorzugten Ausführungsform werden NPN Transistorschalter benutzt, und die stromempfindliche Verriegelung ist über eine Diode an das Basiselement eines jeden dieser Transistorschalter angeschlossen. Wenn der Schaltpunkt durch Erfassen eines vorbestimmten Stromflusses in den Wandlerwicklungen festgestellt wird, erfolgt das Einleiten einer Folge von Schaltungsvorgängen, um einen Transistor auszuschalten und den anderen Transistor einzuschalten. Zu Beginn eines solchen Schaltübergangs ist das Basiselement des sich dann im 'Ein' Zustand befindlichen und schließlich in den 'Aus' Zustand umzuschaltenden Transistors mit einem spürbaren Basisstrom und einer entsprechenden gespeicherten elektrischen Ladung beaufschlagt. Um den übergang und die Wirksamkeit eines solchen übergangsvorgangs zu vereinfachen, wird die stromempfindliche Verriegelung wie erwähnt getriggert, um diese gespeicherte elektrische Ladung, usw., die dem Basiselement des in seinen 'Aus' Zustand umzuschaltenden Transistors zugeordnet ist, schnell zu verbrauchen bzw. abzuleiten. Dies führt selbstverständlich zu einem Stromfluß durch die gerade getriggerte stromempfindliche Verriegelung. Wenn sich jedoch der Ableitungsvorgang während des Übergangs dem Ende nähert, fällt der Stromfluß durch die Verriegelung unter eine vorbestimmte untere Grenze, an der die stromempfindliche Verriegelung aufgrund der ihr anhaftenden Eigenschaften automatisch und selbständig in einen nicht leitenden Zustand zurückgesetzt wird, so daß sie sich selbst und den übrigen Teil des Schaltsteuerungs- und Schaltkreises für einen anderen Betriebszyklus bereitstellt.

Diese stromempfindliche Verriegelung im hocheffektiven. Schaltsteaerungskreis ermöglicht auch ein wirksames Abschalten des Wechselrichterkreises während übermäßiger bzw. unzulässiger Wechselrichterbelastungsbedingungen. Wenn die Wechselrichterbelastungsbedingungen zu übermäßigen Werten führen, wird die stromempfindliche Verriegelung automatisch und vorzeitig (in bezug auf normale Be-' triebsvorgänge des Wechselrichters) getriggert, um den gerade er-

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folgenden Zyklus des Wechselrichterbetriebes schnell und wirksam zu beenden. Nach der vorzeitigen Triggerung dieser stromempfindlichen Verriegelung wirkt diese auch in der Weise, daß sie die Energie von der dritten Wicklung ableitet und/oder das Aufspeichern ausreichender Energie zum Einleiten weiterer nachfolgender Zyklen des Wechselrichterbetriebes verhindert. Dementsprechend wird der gesamte Wechselrichterbetrieb immer dann schnell und wirksam abgeschaltet, wenn übermäßige Wechselrichterlastbedingungen auftreten.

Die vorliegende Erfindung beinhaltet auch einen Wärmeschutzkreis, der angeschlossen ist, um die stromempfindliche Verriegelung in ihren leitenden Zustand zu triggern, und zwar in Abhängigkeit von einem erfaßten Temperaturanstieg über einen vorbestimmten Maximalpegel, so daß die normalen Wechselrichtervorgänge auch während des Auftretens abnormaler Temperaturen in derselben Weise automatisch beendet werden, wie es schon in bezug auf die Wechselrichterabschaltung während übermäßiger Lastbedingungen beschrieben wurde. Ferner weist der Wärmeschutzkreis selbst einige besondere und einen anderen Teil der vorliegenden Erfindung darstellende Gesichtspunkte auf. Beispielsweise sind in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Elemente des Wärmeschutzkreises einteilig in einer integrierten Sphaltkreistechnik mit dem Schaltsteuerungskreis, usw., ausgebildet, um zuverlässig die tatsächliche Temperatur der hierdurch zu schützenden integrierten Schaltungskomponenten zu erfassen und hierauf anzusprechen. Außerdem enthält der Wärmeschutzkreis in der bevorzugten Ausführungsform zumindest ein temperaturempfindliches Element mit einer vorbestimmten Spannungsveränderung in bezug auf Temperaturänderungen bei einem vorbestimmten Strompegel (beispielsweise eine Siliziumdiode oder mehrere derartige Glieder) in Kombination mit Stromregelungsmitteln, die so angeschlossen sind, daß der Strom mit dem erwünschten vorbestimmten Pegel durch die temperaturempfindlichen Elemente fließt und weitgehend aufrechterhalten wird, wobei mögliche Stromveränderungen ausgeschlossen sind, die als Funktion der Temperatur und in einer Richtung zum Steigern der Temperaturempfindlichkeit des Wärmeschutzkreises auftreten.

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ent-

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hält ferner einen Startkreis, der außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes periodisch den Startimpuls erzeugt, welcher die aktiven Elementschalter und die hierfür dienende elektrische Steuerung konditioniert bzw. beeinflußt, um einen Stromfluß in der Primärwicklung des Wandlers einzuleiten. Wenn dann normale Lastbedingungen, Temperaturbedingungen, usw., vorherrschen, führt dieser Vorgang zum Einleiten eines ersten Zyklus des Wechselrichterbetriebes, und der Wechselrichter beginnt selbständig zu schwingen. Wenn jedoch noch abnorme Temperatur- oder Lastbedingungen usw. vorherrschen, beendet die oben beschriebene stromempfindliche Verriegelung vorzeitig diesen Startzyklus des Wechselrichterbetriebes, so daß der Wechselrichter wirksam daran gehindert wird, seinen normalen selbständigen Schwingbetrieb aufzunehmen. Dieser Startkreis enthält selber eine andere stromempfindliche Verriegelung bzw. Verrastung, die außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes periodisch in ihren leitenden Zustand getriggert wird, um hierdurch die oben erwähnten Startimpulse zu liefern. Diese zweite stromempfindliche Verriegelung vermag während des normalen Wechselrichterbetriebes in ihrem leitenden Zustand zu bleiben und hierbei das Erzeugen weiterer Startimpulse zu unterbinden. Außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes gelangt diese zweite stromempfindliche Verriegelung in ihren nicht leitenden Zustand, so daß der Startkreis für das Erzeugen periodischer Startimpulse vorbereitet ist. Vorzugsweise ist die Folgefrequenz der periodischen Startimpulse beträchtlich kleiner als die normale Betriebsfrequenz des Wechselrichters, um während abnormer Wechselrichterbetriebsbedingungen, wie einer übermäßigen Belastung sowie einer übergroßen Temperatur usw., Energie einzusparen.

Diese und weitere Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigen»

Figur 1 - ein detailliertes schematisches Schaltbild des elektrischen Kreises für ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Figur 2 - für einen in Figur 1 dargestellten bevorzugten sowie beispielhaften Wärmeschutzkreis in einer graphischen Dar-

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stellung die Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der Kreis- bzw. Schaltungstemperatur und

Figur 3 ein detailliertes schematisches Schaltbild eines elektrischen Kreises von einer alternativen Ausführungsform eines Wechselrichterkreises, bei dem einige der erfindungsgemäßen Merkmale verwirklicht sind.

Bei dem in Figur 1 dargestellten Wechselrichter wird eine eingangsseitig an Leitungen 10 und 12 angeschlossene Gleichspannungsquelle benutzt, und aus der Gleichspannung wird eine elektrische Wechselspannungsgröße erzeugt, die an eine Last an Ausgangsleitungen 14-18 angelegt wird. Ganz allgemein kann der Wechselrichter aus Figur 1 als ein selbständiger Oszillationswechselrichter beschrieben werden, bei dem zwei Leistungstransistoren Ql und Q2 zum abwechselnden Schalten des Versorgungsgleichstroms durch entsprechende Primärwicklungen 20 und 22 dienen. Der Schaltvorgang der Transistoren Ql und Q2 wird durch eine dritte Tertiärwicklung Wl in Verbindung mit einem hocheffizienten Schalt_steuerungskreis 24, Wärmeschutzkrels 26 und Start- bzw. Anlaufsteuerungskreis 28 gesteuert.

Das in Figur 1 dargestellte bevorzugte Ausführungsbeispiel ist besonders für eine Gestaltung als einteilig ausgebildete integrierte Schaltung geeignet (mit Ausnahme der Leistungsschalttransistoren Ql und Q2, des Wandlers Tl, des Widerstandes R3» des Widerstandes R15 und des Kondensators Cl). Außerdem erfolgt der normale Wechselrich terbetrieb in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel bei einer relativ großen Frequenz (z.B, 25 kHz), um die erforderlichen Größen der Drosseln bzw. Spulen, Wandler, Kondensatoren usw. des Leistungskreises zu verkleinern. Bei einer typischen Anwendung kann der Wechselrichter aus Figur 1 als Teil einer Netzleitungs-Leistungsversorgung benutzt werden, wobei die Gleichspannungsquelle an den Leitungen 10 und 12 von einem Gleichrichterkreis gebildet wird, der mit der gewöhnlichen häuslichen 110-120 Volt Wechselspannungsquelle verbunden ist;« und wobei die an die Leitungen I¹I-IQ angeschlossene Wechselatromlast normalerweise einen weiteren Gleichrlchterkreie zum Gleichrichten der relativ hochfrequenten ausgangsseitigen Wechselspannung des Wechselrichters und zum Erzeugen einer kleinen

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wie

Gleichspannung aufweist, um Haushaltsgepenstände^ Radios Plattenspieler usw. elektrisch zu versorgen. Selbstverständlich gibt es für den Wechselrichterkreis aus Figur 1 auch andere Anwendungsmöglichkeiten.

Wie es bereits oben erwähnt wurde, besteht das bevorzugte Ausführungsbeispiel aus Figur 1 im wesentlichen aus monolithischen integrierten Schaltkreisgliedern zum Steuern des Start-, Stopp- und Hochleistungsschaltbetriebes der Schalttransistoren Ql und Q2, die abwechselnd die Gleichspannungsversorgung an die Primärwicklungen 2o und 22 anschalten. Der Hochleistungs-Schaltsteuerungskreis 24

um wird dazu benutzt, den Wechselrichterschaltpunkt zu erfassenTrwäh-

rend der Schaltübergänge eine verlustarme Abschaltbedingung des Leistungstransistors zu schaffen und während der Periode zwischen

des
dem Abschalten/einen Leistungstransistors und dem Anschalten des anderen Leistungstransistors für einen verlustarmen Wechselrichterbetrieb zu sorgen. Der Wärmeschutzsteuerungs- bzw. -Überwachungskreis 2 6 dient dazu, ein Abschalten des Wechselrichters unter ungünstigen thermischen Bedingungen einzuleiten. Der Startsteuerungskreis 2 8 versorgt den Wechselrichter an periodischen Intervallen mit Startimpulsen und hilft dabei, die Wechselrichterverluste während übermäßiger Lastbedingungen auf einem niedrigen Pegel zu halten, indem die Folgefrequenz der Startimpulse gut

unter der normalen Schaltwiederholungsgeschwindigkeit der Inverterschaltung gehalten wird. Der größte Teil der für das Betreiben des Schaltsteuerungskreises, des Wärmeschutzkreises usw. erforderlichen Leistung wird von einer dritten Niederspannungswicklung Wl während des aufrechterhaltenen Wechselrichterbetriebes erzielt. Jedoch wird die zum Einleiten des Wechselrichterbetriebes erforderliche Leistung in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel durch den Startkreis 28 von der an die Leitungen Io und 12 angelegten Gleichspannungsquelle geliefert.

Gemäß der nachfolgenden detaillierten Beschreibung der Schaltungsanordnung aus Figur 1 haben der Widerstand R15 und der Kondensator Cl relativ große Komponentenwerte (um eine große RC-Zeitkonstante und eine entsprechend kleine Folgefrequenz für die Startim-

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pulse zu erzeugen) und der Widerstand R3 einen relativ kleinen Komponentenwert (um die Verluste zu verringern, da im wesentlichen der gesamte Primärwicklungsstrom hindurchfließt). Da solche extremen Komponentenwerte nicht ohne weiteres mit herkömmlichen monolithischen integrierten Schaltkreistechniken erreichbar sind, werden nach der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform für die Glieder R3, R15 und Cl diskrete Komponenten benutzt, was natürlich auch für den Wandler Tl gilt. Die Lexstungsschalttransistoren Ql und Q2 können diskrete Komponenten darstellen, jedoch ist es in Abhängigkeit von dem Leistungsmaß und der angestrebten Anwendung für den Wechselrichterkreis auch möglich, die Schalttransistoren Ql und Q2 in den übrigen monolithischen integrierten Kreis aus Figur 1 einzufügen .

Als Ausgangspunkt für die detaillierte Erläuterung des in Figur 1 dargestellten Kreises und seines Betriebes wird zunächst davon ausgegangen, daß sich der gesamte Kreis in einem inaktiven Zustand befindet, wobei keinerlei Leistung von der Gleichspannungsquelle zugeführt wird. Einleitend wird dann die Gleichspannungsquelle über die Leitungen Io und 12 an den Kreis angelegt, wobei sich der Kondensator Cl über den Widerstand R15, über QIo, über die Basis-Emitter-Strecken von Q9 und von der NPN Komponente Q6 zu laden beginnt.

Die Komponenten Q6 und Q7 sind stromempfindliche Verriegelungsmittel, die in einer zum herkömmlichen SCR-Kreis ähnlichen Weise arbeiten. Wenn es erwünscht ist, kann es sich hierbei in der Tat um SCR-Glieder handeln, während im vorliegenden Fall komplementäre Transistoren (PNP und NPN) dargestellt sind, die einfach in einem monolithischen integrierten Schaltkreis zusammen mit den anderen Komponenten aus Figur 1 ausgebildet sein können. Kurz gesagt kann Q6 entweder von einem Kathodentor 3o oder von einem Anodentor 32 in seinen leitenden Zustand gebracht werden, wobei Strom von einer Anode 34 zu einer Kathode 36 fließt, wenn eine ausreichende Spannung anliegt, um einen Stromfluß zu begründen, der einen gewissen vorbestimmten Schwellwert übersteigt. So lange, wie sich' der Stromfluß von der Anode zur Kathode fori~setzt, bleibt die stromempfindliche Verriegelung Q6 in ihrem leitenden Zustand verriegelt/ was

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von den den Gateleitungen 3o und 32 zugeführten Eingangssignalen abhängt. Wenn jedoch der Anoden-Kathoden-Strom von Q6 einmal unter die vorbestimmte Schwellwertgrenze absinkt, erfolgt eine automatische selbständige Rückstellung der Stromverriegelung in ihren nicht leitenden Zustand, bis bei einem folgenden Vorgang eine erneute Triggerung erfolgt.

Der oben beschriebene Ladekreis für den Kondensator Cl enthält einen Gegenkopplungstränsistor QIo, dessen Funktion darin besteht, die Ladezeit von Cl zu vergrößern und daher die Folgefrequenz

der von dem Startkreis 2 8 erzeugten Startimpulse weiter zu vermindern. Der zuvor beschriebene Ladekreis für den Kondensator Cl enthält ferner die Basis-Emitter-Strecke des NPN Abschnitts von Q6. Jedoch erfolgt zu dieser Zeit keine Einrastung von Q6 in seinen leitenden Zustand, da ein unzureichender Anodenstrom an der Leitung 34 und entsprechend eine unzureichende Kathoden-Anoden-Spannung an Q6 vorliegen. Unabhängig davon führt jedoch der NPN Abschnitt von Q6 den gegebenenfalls an der Torleitung 32 anstehenden Strom, um die Basis des Transistors Q3 wirksam in Sperrichtung vorzuspannen und ein Abschalten von Q3 sicherzustellen, wodurch der Emitterkreis der Leistungsschalttransistoren Ql und Q2 wirksam geöffnet wird, wie es aus Figur 1 ersichtlich ist.

Wenn ferner bei dieser anfänglichen Startstufe der Betriebsvorgänge irgendein Basisleckstrom von den Leistungsschalttransistoren Ql und Q2 auftritt, wird dieser Leckstrom schnell über die Dioden D5 oder D6 und die Stromverriegelung Q6 nach Masse abgeleitet, während sich diese Stromverriegelung wegen des Ladens des Kondensators Cl in ihrem leitenden Zustand befindet, wobei jedoch dieser Leckstrom nicht ausreicht, um Q6 in seinem leitenden Zustand einzurasten. Daher sorgt die stromempfindliche Verriegelung Q6 außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes und während des Ladens des Kondensators Cl dafür, daß eine nur geringe Verlustleistung in den Leistungsschalttransistoren Ql und Q2 auftritt. Da der Ladestrom des Kondensators Cl durch die Basis-Emitter-Strecke von Q9 fließt, wird dieser Transistor eingeschaltet, wodurch jeglicher Leckstrom vom Emitter-Kollektor-Kreis des Gliedes QIl von der Basis des Gliedes Q8 abgehal-

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-loten lind dadurch sichergestellt wird, daß Q8 außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes und während des Ladens des Kondensators Cl abgeschaltet bleibt.

Dieser langsame Ladevorgang des Kondensators Cl setzt sich fort, bis die Kondensatorspannung einen vorbestimmten Wert erreicht, der ausreicht, die Zenerdioden D12 und Dl3 in ihren leitenden Zustand zu bringen. In diesem Zustand erfolgt der Stromfluß über R15, R14, die Zenerdiode D12, die Emitter-Basis-Strecke von QIl, die Zenerdiode D13 und die Basis-Emitter-Strecke des NPN Abschnitts von Q6. Beim Auftreten dieses alternativen Strompfades verschwindet der Basisstrom von Q9, wodurch Q9 in seinen ausgeschalteten Zustand gebracht wird. Der sich ergebende Kollektorstrom von QIl gelangt dann zur Basis von Q8, um diesen Transistor durchzuschalten. Nach einer in dieser Weise erfolgten Triggerung sind Q8 und QIl in einer regenerativen bzw. rückgekoppelten Weise miteinander verbunden, um einen sehr kleinen Spannungsabfall zwischen ihren Emittern zu erzeugen. Demzufolge wird der Kondensator Cl teilweise durch das Anodentor (Emitter-Basis-Strecke vom PNP Abschnitt) von Q7 geladen, wobei im weiteren Verlauf ein ausreichender Strom zum Triggern von Q7 in seinen eingeschalteten oder leitenden Zustand zur Verfügung steht. Der sich von der Anode zur Kathode von Q7 durch die Widerstände R15, R16 usw. ergebende Stromfluß wird durch den Triggereingang über R13 während des normalen Wechselrichterbetriebes aufrechterhalten, wodurch weitere Startimpulse verhindert werden.

Unmittelbar nach dem Triggern von Q7 bleibt ausreichend Energie im Kondensator Cl gespeichert, um einen Stromstartimpuls mittels der Entladung durch Q7 und Rl6 in den Knotenpunkt an der Basis des Schalttransistors Ql zu liefern. Dieser Startimpuls führt zu einem anfänglichen Basisstrom zum Glied Ql, wodurch die Basis desselben für das schließliche Umschalten dieses Elements in seinen eingeschalteten Zustand vorbereitet wird. Zusätzlich bildet der Startimpuls durch Q7 und R16 einen Basisstrom für den Transistor Q3, und zwar über den Widerstand Rl, die Diode D3 sowie den Widerstand R5 und gleichzeitig über D5 sowie den Widerstand R9, wodurch Q3 in seinen leitenden Zustand gebracht und der Widerstand R3 wirksam mit

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der Emitterverbindung der Schalttransistoren Ql und Q2 verbunden wird. Auf diese Weise sind beide Basis- und Emitterkreise von Ql zum Durchschalten vorbereitet, so daß ein Strom von der Gleichspannungsquelle über die leitung Io zum Mittelanzapf der Primärwicklung von Tl, durch die Primärwicklung 2o, durch Ql, Q3 und R3 sowie zurück zur Rückführleitung 12 der Gleichspannunsquelle fließen kann.

Und schließlich liefert der Startimpuls durch den Widerstand R16 zusätzlich Leistung an den Wärmeschutzkreis 26, und zwar über den Widerstand Rl und die Diode D3, wodurch der Wärmeschutzkreis in der noch zu beschreibenden Weise mit seinem Betrieb beginnen kann.

Der Stromrückführpfad für diesen Startimpulsstrom zum Kondensator Cl führt über die Dioden DIo und D14, wie es aus Figur 1 ersichtlich ist.

Wie es nunmehr festgestellt werden kann, wurde in der Primärwicklung 2o ein Stromfluß eingeleitet, der aus einem Wechselrichterbelastungsstrom und einem Wandlererregungsstrom besteht, welcher auch durch Ql, Q3 und R3 fließt. Wenn dieser Stromfluß eine bestimmte Grenze erreicht, steigt er ausreichend weit an, um am Widerstand R3 eine in Vorwärtsrichtung gerichtete Vorspannung für die Basis-Emitter-Strecke von Q4 zu bilden und diesen Transistor teilweise ein- bzw. durchzuschalten. Bei diesem Vorgang wird ein Teil des Basisstroms von Q3 über den Kollektor-Emitter-Kreis von Q4 abgeleitet. Diese erhebliche Verminderung im Baslsstrom von Q3 führt zu einer bedeutenden Vergrößerung seiner Kollektorimpedanz, wodurch das Emitterpotential von Ql ansteigen kann. Gleichzeitig wird ein Teil des Basisstroms von Ql über die Diode D5, die Emitter-Basis-Strecke des PNP Abschnitts von Q6 und Q4 ebenfalls nach Masse abgezweigt. Jedoch reicht der Stromfluß durch das Anödentor 32 von Q6 nicht aus, um Q6 zu dieser Zeit in seinen leitenden Zustand zu triggern, weil dem Kathodentor 3o von Q6 durch den Entladestrom von Cl, der durch die Diode DIo und das Kathodentor von Q6 fließt, noch eine starke Sperrvorspannung zugeführt wird. Dementsprechend ist daher der Kollektorspitzenstrom von Ql während der Startphase des Wechselrichters geregelt, während sich der Kondensator Cl entlädt.

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Wenn sich dieser anfängliche Startzyklus des Wechselrichters fortsetzt, steigt der durch die Primär- und Sekundärwicklungen des Wandlers Tl fließende Strom, wie es auch für den in der dritten Niederspannungswicklung Wl fließenden Strom zutrifft. Wie es sich aus der Punktfestlegung aus Figur 1 ergibt, fließt der Str.om während dieses Anlauf- bzw. Startzyklus des Wechselrichterbetriebes in der Primärwicklung 2o in einer Richtung, wobei ein gemäß Figur 1 von rechts nach links fließender Strom in der dritten Wicklung Wl induziert wird. Dementsprechend wird bei sich fortsetzendem Anlaufzyklus der Basisstrom für den Transistor Ql vom linken Ende der dritten Wicklung Wl über den Widerstand Rl zugeführt. Außerdem gelangt dieser Strom von der dritten Wicklung Wl durch die Diode D3 zum Versorgen des Schaltsteuerungskreises 2 4 und des Wärmeschutzkreises 2 6. Der Rückstrompfad zum gegenüberliegenden Ende der Wicklung Wl verläuft von der Masse des Kreises über die Diode D2, wie es in Figur 1 dargestellt ist. Daher sorgt dieser Strom für eine Art Sperrvorspannung für die Basis-Emitter-Strecker von Q2, wodurch sichergestellt wird, daß dieses Glied in seinem ausgeschalteten Zustand bleibt. Wenn andererseits die mit den Ausgangswicklungen des handlers Tl verbundene Lastimpedanz abnorm klein wird, wird von der tertiärenjwicklung Wl ein zum Aufrechterhalten des Kreisbetriebes nach dem Entladen des Kondensators Cl ungenügender Strom geliefert. Bei diesem abnormen Zustand wird der Wechselrichter nahe dem Ende des Entladungszyklus von Cl automatisch abgeschaltet, so daß zu einem nachfolgenden Zeitintervall ein neuer Startzyklus in der beschriebenen Weise eingeleitet wird.

Unter der Annahme eines Vorherrschens normaler Bedingungen setzt sich ein zufriedenstellender Startzyklus in der Weise fort, daß der durch die Wicklung 2o, durch Ql, Q3 und R3 fließende Strom ansteigt, bis der magnetische Kreis des Wandlers Tl in die Sättigung zu kommen beginnt. Der Beginn der magnetischen Sättigung begründet eine vergrößerte Geschwindigkeit des Spannungsanstiegs an R3, was dazu führt, daß die Basis-Emitter-Strecke von Q4 vollständig in Vorwärtsrichtung vorgespannt und dieses Glied in seinen eingeschalteten Zustand gebracht wird. Bei angeschaltetem Q4 wird der Basis- . strom zum Glied Q3 wirksam im Nebenschluß abgeleitet, wodurch Q3

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abgeschaltet wird. Ferner ist die Anodentriggerleitung 32 von Q6 wirksam mit Masse verbunden bzw. kurzgeschlossen, wodurch ein ausreichender Torstrom begründet wird, so daß Q6 in seinen leitenden Zustand getriggert wild. Dieses Triggern von Q6 ist nunmehr möglich, da die Entladung des Kondensators Cl in diesem anfänglichen Startzyklus beendet ist, so daß dem Kathodentor 3o von Q6 nicht mehr eine starke Sperrvorspannung zugeführt wird. Wenn Q6 in seinen leitenden Zustand getriggert ist, ist die Basis von Ql über die Diode D5 und über Q6 wirksam mit Masse verbunden. Wie es nunmehr ferner ersichtlich ist, kann die Emitterspannung von Ql synchron ansteigen, und zwar wegen des weitgehend gleichzeitigen Abschaltens von Q3 durch denselben Vorgang, der Q6 in seinen leitenden Zustand triggert. Immer wenn der Triggerpunkt erreicht ist, wird daher die Basis von Ql an Masse gelegt, und gleichzeitig kann die Emitterspannung von Ql ansteigen, um dadurch Ql schnell von dem leitenden in den nicht leitenden Zustand zu bringen. Die stromempfindlichen Verriegelungsmittel Q6 sorgen für ein Abziehen jeglicher Speicherladung von Ql, wodurch ein schnelles Abschalten von Ql in einer höchst wirksamen Weise erleichtert und begünstigt wird. Q6 bleibt so lange in seinem leitenden Zustand verriegelt, wie er von einem ausreichenden Stromfluß zum Aufrechterhalten dieses Zustandes beaufschlagt ist. Wenn jedoch einmal die gespeicherte Ladung von der Basis von Ql (einschließlich der gespeicherten Ladung, die noch durch die Wicklung Wl dorthin fließt) abgeflossen und unter den Minimum-Schwellwertpegel abgefallen ist, erfolgt eine automatische und selbständige Rückschaltung von Q6 in den nicht leitenden Zustand, wodurch der gesteuerte Kreis für einen nachfolgenden Betriebszyklus vorbereitet wird, wie es jetzt erläutert wird.

An dieser Stelle ist noch Energie im Wandler Tl gespeichert. Wenn sich die elektromagnetischen Komponenten von Tl auf diesen durch das Abschalten von Ql begründeten Wechsel in den elektrischen Bedingungen einzustellen suchen, steigt die Kollektorspannung von Ql, während die Kollektorspannung von Q2 abnimmt. Mit fortschreitender Zeit kann die Kollektorspannung von Q2 unter das Potential der Masse des Kreises abfallen, wodurch Q2 dazu veranlaßt wird, momentan in einer inversen Betriebsart zu arbeiten, wobei der Basisstrom

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über die Diode D8 zugeführt wird- Dieser inverse Betrieb führt zu einem wirksamen Anklemmen der Spannung an den Transformator- bzw. Wandlerwicklungen, wodurch ein übermäßiges Überschwingen bzw. große Spitzen in der Kollektorspannung von Ql · vermieden werden.

Danach erfolgt eine Umkehrung des Kollektorstroms von Q2 in die normale Richtung, und hierbei wird in der dritten Wicklung Wl ein Strom induziert, der zu einem Basisstrom zum Glied Q2 über R2 und zum Steuerkreis sowie Wärmeschutzkreis über die Diode D4 führt. Der Stromrückpfad zum gegenüberliegenden Ende der dritten Wicklung Wl verläuft von der Masse des Kreises über die Diode Dl. Wie zuvor bildet der Spannungsabfall an der Diode Dl eine Sperrvorspannung für den Basisanschluß von Ql, wodurch sichergestellt wird, daß Ql nunmehr während des eingeschalteten Zustands von Q2 in seinem ausgeschalteten Zustand verbleibt. Dieser zweite Zyklus des Wechselrichterbetriebes wird fortgesetzt, bis sich der magnetische Wandlerkreis erneut zu sättigen beginnt. Wie zuvor führt der Beginn der Sättigung zu einem vergrößerten Strom durch den Widerstand R3 und entsprechend zu einem vergrößerten Spannungsabfall an diesem Glied, der den Transistor Q4 vollständig in seinen eingeschalteten Zustand vorspannt. Diese einschaltende Triggerung von Q4 führt wiederum zum Abschalten von Q3 und zum Triggern von Q6 in seinen eingerasteten bzw. verriegelten eingeschalteten oder leitenden Zustand, um den zweiten Betriebszyklus zu beenden. Die dritten und nachfolgenden Betriebszyklen, bei denen die Schalttransistoren Ql und Q2 abwechselnd leiten, folgen in der zuvor beschriebenen zyklischen Weise. Der Basisstrom für einen inversen Betrieb von Ql wird durch die Diode D7 in einer direkt analogen Weise zu dem bereits in bezug auf die Diode D8 und den inversen Betrieb des Schalttransistors Q2 beschriebenen Vorgang geliefert.

Immer dann, wenn der kombinierte Last- und Wandlererregungsstrom durch den Widerstand R3 den Auslösepegel von Q4 erreicht, wird der augenblickliche Wechselrichterzyklus beendet. Wenn daher am Ausgang des Wechselrichters eine kleine Impedanz oder eine Kurzschlußlast anliegt, wird der dann vorliegende Wechselrichterbetrieb vorzeitig beendet. Unter diesen Bedingungen ergibt sich eine zum Aufrechter-

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halten des Wechselrichterbetriebes im ζureichende Speicherenergie im Wandler Tl. Dementsprechend werden bei solchen abnorm kleinen Ausgangsimpedan zbedingungen die Leistungsstufen des Wechselrichters automatisch abgeschaltet, wodurch der Wandler, die Scha^transistoren und andere Kreisglieder vor' Überlastungszuständen geschützt werden. Nach dem Auftreten einer solchen Abschaltung beginnt natürlich der Startkreis 28 mit dem Erzeugen periodischer Startimpulse (allerdings mit einer sehr viel kleineren Folgegeschwindigkeit als der normalen Schaltfrequenz des Wechselrichters). So lange, wie der Zustand der abnorm niedrigen Aus gangs iinpedan ζ vorliegt, können jedoch die Startimpulse aus den oben erläuterten Gründen nicht den Wechselrichterbetrieb wieder in Gang setzen.

Nachfolgend wird der Wärmeschutzkreis 26 näher erläutert, wobei jedoch zunächst die allgemeine Funktion der Wärmeschutzeigenschaften beschrieben wird. Für diese Erläuterungszwecke genügt das Verständnis, daß die am Ausgang des Wärmeschutzkreises 26 an den Leitungen 38 und 4o erscheinende Spannung eine inverse Abhängigkeit von der Temperatur des geschützten Kreises hat. Wenn die Temperatur ansteigt, fällt daher die Spannung am Emitter von Q16. Eine Übertemperatursteuerung setzt dann ein, wenn die Basis-Emitter-Spannung von Q5 unter den Punkt abfällt, bei dem der Kollektorstrom von Q5 unterbrochen wird. Wenn Q5 auf diese Weise abgeschaltet wird, fließt der normalerweise durch R7 und Q5 gelangende Versorgungsstrom über den Widerstand R8 zum Kathodentor 3o von Q6.S0 wird Q6 immer dann in seinen leitenden Zustand getriggert, wenn Q5 durch eine erfaßte Ubertemperatur abgeschaltet wird, so daß der gesamte Wechselrichter genau in derselben Weise unterbrochen bzw. abgeschaltet wird, wie wenn eine Triggerung von Q6 durch den Betrieb von Q4 in seinen leitenden Zustand erfolgt. Der Temperaturauslösepunkt kann offensichtlich durch Verändern des Spannungsteilerverhältnisses von R4, R6 geändert werden.

Die bisher noch nicht erwähnte Zenerdiode D9 wir'd in herkömmlicher Weise dazu benutzt, den Steuerkreis während der Abschalt- und ' . Start- bzw. Anschaltzyklen von Ql, Q2 vor Überspannungen zu schützen. Die Widerstände R8 und R9 helfen auch beim Ableiten einer La-

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dung von Q6, wodurch die Abschaltgeschwindigkeit dieses Gliedes vergrößert wird. R14 hat einen ähnlichen Zweck für die Stromverriegelung Q7. Der Widerstand R13 wird dazu benutzt/ um dem Kathodentor von Q7 einen kleinen Strom zuzuführen und dadurch dieses Glied während des normalen Wechselrichterbetriebes in seinem eingeschalteten oder leitenden Zustand zu halten. Indem Q7 auf diese Weise leitend gehalten wird, wird der Kondensator Cl an einem Laden gehindert, so daß während des Wechselrichterbetriebes normalerweise keine Startimpulse entstehen können.

Der Wärmeschutzkreis 2 6 kann die Innentemperatur (statt der Außentemperatur) von monolithischen integrierten Schaltungen messen, indem er ein Ausgangsspannungssignal liefert, das repräsentativ für die Temperatur der Komponenten im Wärmeschutzkreis selbst ist, welcher mit den zu schützenden integrierten Kreisgebilden einstückig bzw. integral ausgebildet ist. Die vom Wärmeschutzkreis gelieferte temperaturabhängige Spannung kann dann in Verbindung mit

geeigneten Spannungsabtastmitteln, zum Bilden einer 'Ein¹-'Aus'-Übertemperatürsteuerung benutzt werden, wie es schon vorher bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel aus Figur 1 in bezug auf Q5 und Q6 beschrieben wurde. Es kann dieses Spannungssignal bei anderen Anwendungen auch weiterverarbeitet oder als direkte Messung der Temperatur benutzt oder in anderer Weise verwendet werden.

Schaltung

Die integrierte V"~ und Wärmeschutzkreis 26 bilden ein vorhersagbares und die Temperatur wiedergebendes Ausgangssignal, wobei keine äußere Einstellung erforderlich ist, ein kleiner Leistungsverbrauch vorliegt und die Fähigkeit besteht» an einer vollständig ungeregel-

licher

ten LeistungsversorgunglTzü arbeiten. Aus der vorhergehenden Beschreibung des in Figur 1 dargestellten Wechselrichters ist es ersichtlich, daß die Leistungsversorgung des Wärmeschutzkreises 26 innerhalb beträchtlicher Extreme variabel ist, wodurch dieser Kreis die Fähigkeit haben muß, in Verbindung mit einer ungeregelten Leistungsversorgung zu arbeiten» was besonders bei einer wie in Figur 1 dargestellten Anwendung wünschenswert ist. Da der Wärmeschutzkreis 26 selbst einstückig mit dem gegenüber zu hohen Temperaturen zu schützenden Kreis ausgebildet ist und da die temperaturabhängi-

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gen Elemente desselben ziemlich klein sind, ist es möglich, örtliche Übertemperaturen in einer integrierten oder hybriden Schaltungsanordnung genau zu erfassen.

Die meisten Elektronikschaltungen sind thermischen Belastungen unterworfen, die bei einem zuverlässigen Kreisgebilde berücksichtigt werden müssen. Von gewöhnlichem Interesse ist die höhere Temperaturgrenze, da der Kreis beim überschreiten der sicheren Betriebstemperaturen der elektronischen Komponenten vielfach mit katastrophaler Wirkung ausfallen kann. Bei herkömmlichen Kreisen wird diese thermische Belastung gewöhnlich durch Verwenden geeigneter Wärmesenken, Gebläse oder anderer Kühlmittel gesteuert, um die Komponenten auf oder unter einer sicheren Betriebstemperatur zu halten. Jedoch gibt es auch Anwendungen, bei denen derartige herkömmliche Mittel üblicherweise nicht angewendet werden. Beispielsweise stellt ein Netzleitungs-Leistungsversorgungsglied, in dem der Wechselrichter aus Figur 1 eingebaut sein kann, eine Anwendung für ein sehr kleines Volumen, eine variable Wärmezufuhr und in vielen Fällen eine ungesteuerte Kühlluftströmung dar. Dementsprechend schützt der Wärmeschutzkreis aus Figur 1 die Wechselrichterkomponenten vor einem katastrophalen Ausfallen infolge einer übertemperatur, indem einfach der Leistungskreis immer dann abgeschaltet wird, wenn Übertemperaturen erfaßt werden. Daher wird an oder über der Abschalttemperatur weitgehend eine Verlustwärme in dem Kreis vermieden»

verlustbehafteten
wodurch sich dieV Kreiselemente abkühlen können. Demzufolge kann bei den mit dieser Technik versehenen Kreisen erwartet werden, daß sie ohne ein katastrophales Ausfallen des Kreises den Umgebungstemperaturen widerstehen können, so lange diese Temperaturen in normalen Bereichen liegen.

Bei dem Wärmeschutzkreis 26 wird ganz allgemein zumindest ein temperaturempfindliches Element (beispielsweise Siliziumdioden D15, DX6 usw.) benutzt, und zwar mit einer vorbestimmten Spannungsveränderung in Abhängigkeit von Temperaturänderungen bei einem vorbestimmten Strompegel. Zusätzlich sind Stromregelungsmittel vorgesehen, um sicherzustellen, daß der Stromfluß durch die temperaturempfindlichen Elemente weitgehend auf einem vorbestimmten Strompegel

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gehalten wird, wenn von möglichen Stromveränderungen abgesehen wird, die als Funktion der Temperatur in einer Richtung auftreten können·, um die Temperaturgesamtempfindlichkeit des Wärmeschutzkreises 2 6 zu steigern.

Das Verwenden einer Siliziumdiode als ein temperaturempfindliches Element ist an sich bekannt. Beispielsweise werden solche Dioden als Temperaturkompensationsglieder in solchen Kreisen benutzt, wie sie in den US-Patenten 3 o5o 6 44 und 3 454 925 dargestellt sind. Jedoch dürfte das Verwenden solcher Dioden als Temperaturfühler in Verbindung mit einer Stromregelung einmalig und neu sein. Es wurde gefunden, daß diese Kombination von temperaturempfindliehen Dioden und einem Stromregelkreis zu einer genauen ausgangsseitigen Temperaturanzeige über eine große Spannungsveränderung (zumindest von 2:1) der Leistungsversorgung führt, wodurch der Wärmeschutzkreis 26 mit ungeregelten Versorgungsquellen benutzt werden kann. Die tatsächlichen Veränderungen der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Kreistemperatur sind für das bevorzugte Ausführungsbeispiel des Wärmeschutzkreises 2 6 in Figur 2 dargestellt.

Die temperaturempfindlichen Dioden (Siliziumdioden D15, D16 usw.) sind als die Belastungselemente in einen Emitterfolger-Stromverstärker Q16 eingeschaltet, der dazu benutzt wird, die Ausgangsbelastung des Wärmeschutzkreises vom Betrieb der Anordnung selbst zu trennen. Tatsächlich, ist außer den temperaturempfindlichen Dioden Dl5, Dl6 auch die Basis-Emitter-Strecke von Ql5 temperaturempfindlich bzw. temperaturabhängig. Da die Basis-Emitter-Spannung von Q15 auch in der Aus gangsSpannung vom Wärmeschutzkreis 26 enthalten ist, folgt hieraus, daß diese Ausgangs spannung auch von den Tempera tür abhängigkeitseigenschaften der Basis-Emitter-Strecke von Ql5 beeinflußt wird. Wie es jedoch noch detailliert erläutert wird/ nimmt die Temperaturabhängigkeit dieser Diodenübergangsζonen mit zunehmenden Ruhestrompegeln ab. Ferner ist der Ruhestrom durch den Emitter von Q15 bedeutend größer als der durch die temperaturempfindlichen Dioden Dl5 und Dl6 fließende Ruhestrom. Dementsprechend hängt die Spannungsveränderung am Ausgang des Wärmeschutzkreises 26 hauptsächlich von der Temperaturempfindlichkeit der Dioden D15 und D16

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ab. Vorzugsweise liegt der Strompegel in den Dioden D15 und D16 unter Io Mikroampere, um eine maximale Temperaturabhängigkeit sicher-'zustellen.

Um eine ausgangsseitige Spannungsveränderung zu erhalten, die vornehmlich von der Temperaturänderung des Dioden-Transistor-Stranges begründet wird, muß der Strom in diesen Gliedern auf einem weitgehend konstanten Pegel gehalten werden, oder er darf sich nur als Funktion der Temperatur ändern können. Als erster Schritt zu einer derartig erforderlichen Stromstabilisierung wird der Kollektor von Q15 mit der Basis von Q16 verbunden. Infolge einer derartigen Anordnung begründet jede Vergrößerung im Kollektorstrom von Q13 eine Vergrösserung im Diodenstrom von Dl5 und Dl6, wodurch wiederum eine wesentlich größere Steigerung im Kollektorstrom von Q15 veranlaßt wird. Daher wird ein großer Anteil des vergrößerten KollektorStroms von Ql3 über Q15 im Nebenschluß abgeleitet. Dementsprechend werden die Stromveränderungen durch die Dioden D15 und Dl6 verringert. Es tritt der entgegengesetzte Effekt auf, wenn der Strom durch Q13 abnimmt. Da Veränderungen im Emitterstrom von Q15 zu entsprechend starken Veränderungen im Basis-Emitter-Potential von Q15 führen, ist es ersichtlich, daß ein Betreiben dieser Basis-Emitter-Strecke bei verminderter Temperaturempfindlichkeit (infolge der gesteigerten Ruhestromgröße) erwünscht ist. Es ist ferner erwünscht, den Kollektorstrom von Q13 so weit wie möglich zu stabilisieren, um dadurch die ausgangsseitigen SpannungsVeränderungen zu vermindern, die von anderen Faktoren als den Temperaturänderungen begründet werden.

Unter Verwendung geeigneter, herkömmlicher, integrierter Schaltkreisgeometrien können der Emitterstrom von Q13 und der Diodenstrom von Dl7 weitgehend gleich groß gemacht werden. Auch wenn die Temperatur verändert wird, bleibt das Stromverhältnis der Ströme durch Dl7 und den Emitter von Ql3 weitgehend konstant, und zwar wegen der ähnlichen Volt-Ampere-Eigenschaften der Basis-Emitter-Strecke von Ql3 sowie der Diode D17 und aufgrund der Tatsache, daß wegen der elektrischen Parallelschaltung gleiche Spannungen an diesen Übergangszonen aufrechterhalten werden» Daher führt der Kollektorstrom

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- 2ο -

von Q13 zu einer proportionalen Wiederspiegelung des den Verbindungspunkt der Basis von Q13 und der Kathode von D17 verlassenden Stroms (Strom A). Außerdem ist der Strom A groß genug, um in dem zugeordneten Kreis das Verwenden erwünschter Widerstandswerte (zwischen Io ooo - 2o ooo Ohm) vom Standpunkt der integrierten Schaltkreistechndk zuzulassen.

Die Stabilisierung des Stroms A wird durch Überwachen des zum Verbindungspunkt zwischen dem Emitter von Ql3 und der Anode von Dl7 fließenden Stroms erreicht (Ströme Bl plus B2). Der Summenstrom Bl plus B2 fließt durch die Parallelschaltung von dem Widerstand Rio und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q12. Unter der Annahme einer sehr kleinen Schaltungsversorgungsspannung ist der Summenstrom Bl (im wesentlichen Null) plus B2 sehr klein, und die an Rio entstehende Spannung ist ebenfalls klein sowie bei einer geeigneten Ausbildung zu klein zum Ein- bzw. Durchschalten von Q12. Daher bleibt der Transistor Ql4 ausgeschaltet, und der Strom A wird durch den Spannungsabfall an RIl und R12 bestimmt.

Bei steigender Schaltungsversorgungsspannung nehmen auch die Ströme A und Bl plus B2 zu. Schließlich sorgt der Spannungsabfall an Rio für eine in Durchlaßrichtung erfolgende Vorspannung von Q12 und Ql4, so daß diese Glieder zu leiten beginnen. Wenn dieser Leitungseinsatz in Q12 und Ql4 auftritt, steigt der Spannungsabfall an R12 (aufgrund des hindurchfließenden größeren Stroms), wodurch der Spannungsabfall an RIl vermindert wird. Dieser verringerte Spanrnungsabfall an RIl begründet ein entsprechendes Abfallen der Ströme A und Bl plus B2 und daher eine Verminderung im Stromfluß durch Q12 und Q14. Hierbei handelt es sich tatsächlich um einen Gegenkopplungsvorgang, wodurch der Strom B auf einem Pegel stabilisiert wird, der vom Wert des Widerstands Rio und dem Potential der Basis-Emitter-Strecke von Q12 bestimmt wird, was zum Erreichen der erforderlichen Stromgegenkopplung notwendig ist.

Während zwar der Strom Bl plus B2 wirksam von Einflüssen einer Versorgungsspannungsänderung getrennt ist, liegt keine Stabilisierung bezüglich Temperaturänderungen vor. Eine Vergrößerung der Tempera-

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tür begründet einen Abfall des Basis-Emitter-Potentials von Q12 und daher eine Verminderung im Kollektorstrom von Q13. Es ist jedoch festzustellen, daß diese Änderung in irgendeiner Richtung erfolgt, um die Empfindlichkeit bzw. Abhängigkeit der Gesamtspannung des Wärmeschutzkreises 2 6 von der Temperatur zu steigern. Da der Strompegel durch die temperaturempfindlichen Elemente wirksam vom Widerstand Rio gesteuert wird, folgt hieraus, daß dieser Widerstand eingestellt werden kann, um der Ausgangsspannung bei einer gegebenen Umgebungstemperatur einen erwünschten Wert zu geben.

Der in Figur 3 dargestellte alternative Schaltkreis zeigt einen Wechselrichterkreis mit einem Start- und Schaltsteuerungskreis ähnlich demjenigen aus Figur 1. Jedoch ist dem Kreis aus Figur 3 kein Wärmeschutzkreis zugeordnet. Außerdem enthält der Kreis aus Figur diskrete stromempfindliche bzw. -abhängige SCR- Verriegelungen Q6 und Q7. Außerdem ist der Startkreis aus Figur 3 gegenüber demjenigen aus Figur 1 etwas vereinfacht. Beispielsweise ist im Ladekreis für den Kondensator Cl keine Gegenkopplung vorhanden. Ferner sind einige der Steuertransistoren (beispielsweise Q8, Q9, QIl) entfallen, wie es auch für die Zenerdioden D12, Dl3 usw. gilt. Jedoch ähnelt der grundsätzliche Betrieb des Kreises aus Figur 3 weitgehend demjenigen, der bereits in Verbindung mit Figur 1 erläutert wurde.·Analoge bzw. einander entsprechende Komponenten wurden in den Figuren 1 und 3 mit denselben Bezugszeichen belegt. Im Hinblick auf die detaillierte Beschreibung des analogen Kreises aus Figur 1 sollte eine gekürzte Betriebsbeschreibung des Kreises aus Figur 3 genügen.

Wenn die Gleichspannungsversorgung an die Leitungen 10 und 12 angelegt wird, erfolgt ein Laden des Kondensators Cl über den Widerstand R15 und den Kathodentor-Kathodenkreis von Q6. Wenn am Kondensator Cl eine ausreichende Spannung erreicht ist, zündet der steuerbare Siliziumgleichrichter Q7, wodurch ein Startimpuls über den Widerstand R15 angelegt wird, um Ql einen Basisstrom zuzuführen und über den Widerstand R9 sowie die Diode D5 oder den Widerstand Rl, die Diode D3 und den Widerstand R5 den Transistor Q3 einzuschalten bzw. anzusteuern. Der Entladepfad für den Konden-

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sator Cl über Q7 wird beim Erzeugen dieses Startimpulses über die Diode DIo vervollständigt bzw. geschlossen, die auch eine Sperrspannung an Q6 anlegt, um zu verhindern, daß Q6 während dieses anfänglichen Startzyklus getriggert wird. Beim Durchschalten von Ql steigt der durch Ql sowie Q3 und durch den Widerstand R3 fließende Primärstrom im Wandler Tl. Wie zuvor hat Q4 eine Regelungsfunktion. Nach dem Starten beginnt die Sättigung des Wandlers Tl, erfolgt ein schnelles Ansteigen des Stroms durch den Widerstand R3, wodurch Q4 durchgeschaltet, Q3 abgeschaltet und Q6 (dessen sperrende Vorspannung nunmehr nach dem Entladen von Cl vom Kathodentor entfallen ist) in seinen leitenden Zustand getriggert werden. Q6 sorgt dabei über die Diode D5 für ein schnelles Ableiten der gespeicherten Ladung von der Basis des Transistors Ql und des in dieser Richtung verbliebenen Stromflusses von der dritten Wicklung Wl über den Widerstand Rl. Demzufolge sind die Basis und der Emitter von Ql aktiv gesteuert, um Ql in seinen Aus-Zustand zu schalten. Danach wirktdie in Tl gespeicherte Energie in der Weise, wie es schon unter Bezug auf den Kreis aus Figur 1 beschrieben wurde, nämlich so, daß der Leitungsvorgang des Schalttransistors Q2 eingeleitet wird, indem ein Strom der geeigneten Größe in der dritten Wicklung Wl induziert wird, die über den Widerstand R2 mit der Basis von Q2 und über D4 und D5 mit der Basis von Q3 verbunden ist, um das Überführen von Q2 in seinen Ein-Zustand zu vervollständigen. Die Widerstände R2o, R21 und der Transistor Ql5 sind vorgesehen, um dabei zu helfen, den SCR Q6 sicher in seinem 'Aus'- oder nicht leitenden Zustand zu halten, ausgenommen während der Schaltübergänge der Transistoren Ql und Q2.

Während vorstehend nur einige spezifische Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung detailliert beschrieben worden sind, können im Rahmen der vorliegenden Erfindung zahlreiche Änderungen und Abwandlungen vorgenommen werden.

- Patentansprüche -

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Claims (22)

1. 2B4B740

   - 23 Patentansprüche

   /l, Inverterschaltung zum Umwandeln einer Gleichstrom-Eingangs- \ /größe in eine Wechselstrom-Ausgangsgröße, gekennzeichnet durch einen Transformator (Tl) mit einer Sekundärwicklung zum Liefern der elektrischen Ausgangsgröße einer Primärwicklung und einer Tertiärwicklung (Wl), wobei alle Wicklungen über einen magnetischen Kreis miteinander magnetisch gekoppelt sind, durch Schaltmittel in Form aktiver Elemente (Ql, Q2), die elektrisch mit der Primärwicklung sowie der Tertiärwicklung verbunden und elektrisch mit der Gleichstrom-Eingangsgröße verbindbar sind, um aiese ab-

   entsprechende

   wechselnd an die Primärwicklung anzuschalten, so daß/Magnetfeldänderungen in dem magnetischen Kreis erzeugbar und dadurch die elektrische Wechselstrom-Ausgangsgröße in der Sekundärwicklung erzeugbar sind, und durch elektrische Steuerungsmittel (24), die mit den aktiven Schaltmitteln verbunden sind, um die Größe des elektrischen Stromflusses in der Primärwicklung zu überwachen und den abwechselnden Umschaltvorgang in Abhängigkeit vom Erfassen eines Stroms in der Primärwicklung oberhalb eines vorbestimmten Pegels zu steuern, wobei die elektrischen Steuerungsmittel stromempfindliche Verriege lungs- bzw. Einrastungsmlttel (Q6) enthalten, die durch das Abtasten des vorbestimmten Strompegels in einen leitenden Zustand getriggert werden, und wobei die Verriegelungsmittel (Q6) elektrisch derart angeschlossen sind, daß sie gespeicherte elektrische Ladung bezüglich der aktiven Schaltmittel während des Übergangs zwischen ihren abwechselnden Schaltvorgängen leiten und dadurch die Wirksamkeit der abwechselnden Sehaltvorgänge während des normalen Inverterbetriebes und des Abschaltens des Inverters während überhöhter Lastbedingungen zu vereinfachen sowie zu fördern, und wobei die Verriegelungsmittel automatisch in einen nicht-leitenden Zustand zurückgesetzt werden können, wenn der durch sie hindurchfließende Strom der gespeicherten elektrischen Ladung unter eine vorbestimmte Grenze abfällt, wodurch die Verriegelungsmittel automatisch für einen anderen Betriebszyklus vorbereitet werden.

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2. 2. Inverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die stromempfindlichen Verriegelungs- bzw. Verrastungsmittel
   (Q6) einen NPN- und einen PNP-Transistor mit entsprechend verbundenen Basis- und Kollektorelementen umfassen.
3. 3. Inverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die stromempfindlichen Verriegelungsmittel ein

   gesteuertes Siliziumgleichrichterelement umfassen.
4. 4. Inverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aktiven Schaltmittel Transistoren (Ql, Q2) mit Basiselementen zum Steuern des wirksamen Umschaltens der Primärwicklungsströme zwischen Kollektor- und Emitterelementen aufweisen
   und daß die stromempfindlichen Verriegelungsmittel (Q6) elektrisch mit den Basiselementen verbunden sind, um in bezug auf
   diese elektrischen Strom zu leiten, wenn sie in ihren leitenden Zustand getriggert und bis sie automatisch in ihren nicht leitenden Zustand zurückgesetzt werden.
5. 5. Inverterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (Ql, Q2) solche vom NPN-Typ sind und daß die
   stromempfindlichen Verriegelungsmittel (Q6) in ihrem leitenden
   Zustand den Strom von den Basiselementen ableiten.
6. 6. Inverterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die stromempfindlichen Verriegelungsmittel über entsprechend·zugeordnete Dioden (D5, D6) elektrisch mit den Basiselementen verbunden sind.
7. 7. Inverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die stromempfindlichen Verriegelungsmittel (Q6) zumindest eine
   Triggereingangsverbindung (3o, 32) aufweisen und daß ferner hiermit ein elektrischer Kreis verbunden ist, um die Rückstellgeschwindigkeit der Verriegelungsmittel zu vergrößern.
8. 8. Inverterschaltung nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch ein elektrisch mit den aktiven Schaltmitteln (Ql, Q2) und mit

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   den Steuerungsmitteln (2*0 verbundene Starterschaltung (28), die außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes periodisch einen Startimpuls erzeugt, der die aktiven Schaltmittel (Ql, Q2) und die elektrischen Steuerungsmittel (24) in einen entsprechenden Zustand bringt, um entsprechend einem der abwechselnden Schaltvorgänge einen Stromfluß in der Primärwicklung einzuleiten.
9. 9· Inverterschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Starterschaltung (28) die periodischen Startimpulse mit einer Impulsfrequenz erzeugt, die kleiner als die normale Umschaltbetriebsfrequenz der aktiven Schaltung (Ql, Q2) ist.
10. 10. Inverterschaltung nach Anspruch 8, dadurch g e kennz ei chne t, daß die Starterschaltung weitere stromempfindliche bzw. -abhängige Verriegelungs- oder Verrastungsmittel (Q7) aufweist, die derart verbunden ist, daß sie außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes periodisch in einen leitenden Zustand getriggert sind und hierdurch den Startimpuls an die aktiven Schaltmittel (Ql, Q2) sowie die elektrischen Steuerungsmittel (2H) liefern, wobei die weiteren stromempfindlichen Verriegelungsmittel (Q7) während des normalen Wechselrichterbetriebes im leitenden Zustand verbleiben können, um hierdurch das Erzeugen der Startimpulse zu verhindern, und wobei sie außerhalb des normalen Wechselrichterbetriebes automatisch in einen nicht-leitenden Zustand zurückgesetzt werden können.
11. 11. Inverterschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dur c-h eine Wärme schutz schaltung (26), die elektrisch mit den elektrischen Steuerungsmitteln (2*0 verbunden ist, um die stromempfindlichen Verriegelungsmittel (q6) in Abhängigkeit von einem erfaßten Temperaturanstieg über einen vorbestimmten Maximalpegel in ihren leitenden Zustand zu triggern und hierdurch automatisch den normalen Wechselrichterbetrieb während des Auftretens abnormer Temperaturen zu

    beenden.

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12. 12. Inverterschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Wärmeschutzschaltung (2 6) temperaturempfindliche elektrische Elemente (D15, D16) aufweist, die einstückig bzw. Integral ^mit zumindest einem Teil eines der aktiven Schaltmittel (Ql, Q2) und der elektrischen Steuerungs^ mittel (24) ausgebildet sind.
13. 13. Inverterschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Wärmeschutzschaltung zumindest ein temperaturempfindliches Element (D15, D16) mit einer vorbestimmten Spannungs" änderung in Abhängigkeit von Temperaturänderungen desselben bei einem vorbestimmten Pegel des hindurchfließenden Stroms und entsprechend angeschlossene Stromregelungsmittel aufweist, um den vorbestimmten Strompegel durch das temperaturempfindliche Element- zu liefern und weitgehend aufrecht zu erhalten, wobei jedoch mögliche Stromveränderungen als Funktion der Temperatur in einer Richtung zur Steigerung der Temperaturempfindlichkeit der Wärmeschutzschaltung ausgenommen sind.
14. 14. Inverterschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das temperaturempfindliche Element eine Siliziumdiode (D15, D16) ist.

    #) erste und zweite Transistormittel
15. 15. Inverterschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromregelungsmittelv(Ql5, Ql6) mit jeweils Basis-, Kollektor- und Emitterelementen umfassen, wobei die ersten Transistormittel (Q16) mit ihren Kollektor- und Emitterelementen elektrisch in Reihe mit einer Stromquelle, mit dem temperaturempfindlichen Element (D15, Dl6) und mit dem Basis-Emitter-Kreis der zweiten Transistormittel (Ql5) geschaltet sind und wobei der Kollektor der zweiten Transistormittel (Q15) mit der Basis der ersten Transistormittel (Q16) und auch betriebsmäßig mit der Stromquelle verbunden ist, um zumindest einen Teil von nicht temperaturabhängigen Stromveränderungen im Bypass am temperatürempfindlichen Element vorbeizuführen.
16. 16. Inverterschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,

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    daß die ersten Transistormittel (Ql6) und das temperaturempfindliche Element (D15, D16) als ein Emitterfolgerstromverstärker geschaltet sind, um den Einfluß der ausgangsseitigen Belastung auf den Betrieb der Wärmeschutzschaltung (26) zu verringern.
17. 17. Inverterschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromregelungsmittel ferner dritte Transistormittel (Ql3) aufweisen, deren Emitter-Kollektor-Kreis elektrisch über einen Erfassungs- bzw. Fühlerwiderstand (Rio) an die Stromversorgung angeschaltet ist und deren Emitter-Basiselement-Kreis elektrisch parallel zu einem einteilig ausgebildeten Diodenglied (D17) liegt, dessen Volt-Ampere-Eigenschaften eine vorbestimmte Beziehung zu den Volt-Ampere-Eigenschaften des Emitter-B asiselement-Kreises haben, wodurch der Stromfluß durch den Emitter-Kollektor-Kreis gesteuert wird, und daß die Stromregelungsmittel mit dem Erfassungswiderstand (Rio) und der Stromquelle verbundene Erfassungskreismittel aufweisen, um hindurchfließende Ströme oberhalb eines vorbestimmten Wertes zu erfassen und in Abhängigkeit hiervon für eine Gegenkopplungssteuerung bezüglich des Stroms im Emitter-Kollektor-Kreis der dritten Transistormittel (Ql3) zu sorgen.
18. 18. Wärmeschutzschaltung für eine integrierte Schaltung zum Bilden eines elektrischen SignalSj das repräsentativ für die Temperatur der integrierten Schaltung ist, so daß die Schutzwirkung durch Abschalten des Betriebs der integrierten Schaltung erfolgt, gekennzeichnet durch wenigstens ein temperaturempfindliches Element (D15, Dl6), das integral mit der integrierten Schaltung ausgebildet ist und eine vorbestimmte Spannungsänderung in Abhängigkeit von Temperaturänderungen bei einem vorbestimmten Pegel eines hindurchfließenden Stroms aufweist, und durch Stromregelungsmittel zum Liefern und weitgehenden Aufrechterhalten des vorbestimmten Stroms durch das temperaturempfindliche Element, wobei mögliche Stromänderungen als Funktion der Temperatur in einer Richtung zum Steigern der Temperaturempfindlichkeit der Wärmeschutzschaltung ausgenommen

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    sind und wobei das elektrische Signal als Spannung am temperaturempfindlichen Element (Dl5, Dl6) erzeugt wird.
19. 19· Wärmeschutzschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß das temperaturempfindliche Element eine Siliziumdiode (D15, D16) ist.
20. 20. Wärmeschutzschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß die Stromregelungsmittel erste und zweite Transistormittel (Q15> Ql6) mit jeweils Basis-, Kollektor- und Emitterelementen umfassen, wobei die ersten Transistormittel (Ql6) mit ihren Kollektor- und Emitterelementen elektrisch in Reihe mit einer Stromquelle, mit dem temperaturempfindlichen Element (Dl5» Dl6) und mit dem Basis-Emitterkreis der zweiten Transistormittel (Q15) geschaltet sind und wobei der Kollektor der zweiten Transistormittel (Q15) mit der Basis der ersten Transistormittel (Q16) und auch betriebsmäßig mit der Stromquelle verbunden ist, um zumindest einen Teil von nicht temperaturabhängigen Stromveränderungen im Bypass am temperaturempfindlichen Element vorbeizuführen.
21. 21. Wärmeschutzschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten Transistormittel (Ql6) und das temperaturempfindliche Element (D15, Dl6) als ein Emitterfolgerstromverstärker geschaltet sind, um den Einfluß der ausgangsseitigen Belastung auf den Betrieb der Wärmeschutzkreismittel (26) zu verringern.
22. 22. Wärmeschutzschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzei chnet , daß die Stromregelungsmittel ferner dritte Transistormittel (Ql3) aufweisen, deren Emitter-Kollektorkreis elektrisch über einen Erfassungs- bzw. Fühlerwiderstand (RIO) an die Stromversorgung angeschaltet ist und deren Emitter-Basiselement-Kreis elektrisch parallel zu einem einteilig ausgebildeten Diodenglied (D17) liegt, dessen

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    Volt-Ampere-Eigenschaften eine vorbestimmte Beziehung zu den Volt-Ampere-Eigenschaften des Emitter-Basiselement-Kreises haben, wodurch der Stromfluß durch den Emitter-Kollektor-Kreis gesteuert wird, und daß die Stromregelungsmittel mit dem Erfassungswiderstand (RIO) und der Stromquelle verbundene Erfassungskreismittel aufweisen, um hindurchfließende Ströme oberhalb eines vorbestimmten Wertes zu erfassen und in Abhängigkeit hiervon für eine Gegenkopplungssteuerung bezüglich des Stroms im Emitter-Kollektor-Kreis der dritten Transistormittel (Ql3) zu sorgen.

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