DE3402341C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzvorrichtung für einen Leistungsendstufentransistor gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

Speziell geht es um eine Schutzvorrichtung für Leistungsendstufentransistoren mit integrierten Schaltungen, um beispielsweise einen Schutz vor durch Kurzschluß verursachten Überströmen und Überspannungen am Ausgang von Endstufentransistoren in monolithischen integrierten Verstärkerschaltungen zu erreichen.

Derartige Schutzvorrichtungen werden zusammen mit der Schaltung, die das zu schützende Leistungselement aufweist, integriert, so daß sie technisch einfach und wirtschaftlich herstellbar sein müssen und vor allem keine Nutzleistungsverluste verursachen dürfen, die die dynamische Funktion des Leistungselements begrenzen.

Außerdem müssen sie eine hohe Zuverlässigkeit aufweisen, um mit Sicherheit den Schutz zu gewährleisten.

Eine bekannte Schutzvorrichtung, die diesen Anforderungen genügt, hat ein Schaltungsschema mit wenigstens einem aktiven Element, das thermisch mit dem zu schützenden Leistungselement gekoppelt ist. Dieses aktive Element ist mit einem Steuerschaltungsmittel verbunden, das die integrierte Schaltung, zu dem das Leistungselement gehört, abschaltet, wenn das aktive Element einen gefährlichen Temperaturwert erreicht, der auf eine übermäßige Leistungsdissipation bzw. Verlustleistung bei Überspannung oder Überstrom hinweist.

Wenn auch ein derartiger Schutz wirksam und zuverlässig ist, so ist er doch ungünstig, wenn die anomalen Betriebsbedingungen nur vorübergehend vorhanden sind, denn auf jeden Fall bleibt die Vorrichtung ohne einen Eingriff von außen abgeschaltet.

Aus diesem Grund werden, auch wenn sie schaltungstechnisch komplizierter sind, häufiger Schutzvorrichtungen verwendet, deren Ansprechschwelle nicht mit dem Wert der thermischen Dissipation gekoppelt ist, sondern mit dem Wert der elektrischen Größen Strom und Spannung des zu schützenden Elements; aufgrund ihres Werts werden diese Größen in geeigneter Weise geregelt, ohne die integrierte Schaltung ausschalten zu müssen.

Derartige Schutzschaltungen haben im allgemeinen Schaltungsmittel zum Erfassen und Verarbeiten des Werts des durch das Leistungselement fließenden Stroms und der an den Anschlüssen des Leistungselements auftretenden Spannung, um oberhalb einer bestimmten Schwelle für diese Werte eine Schwellenschaltung zu aktivieren, die die Größe des Stroms in dem Leistungselement auf den der Schwelle entsprechenden maximalen Wert reduziert, der von dem Wert der Spannung an den Anschlüssen abhängt.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild einer derartigen Schutzschaltung (DE-OS 26 42 146), die normalerweise in monolithisch integrierten Verstärkerschaltungen verwendet wird.

Die Schaltung schützt einen bipolaren NPN-Leistungsendstufentransistor T₁, der zu einer in Fig. 1 nicht weiter dargestellten, integrierten Schaltung gehört.

Der Emitter dieses Transistors ist mit dem Ausgangsanschluß U zum Anschließen einer Last über einen elektrischen Leiter verbunden, der einen genau bestimmten verteilten Widerstand der Gesamtgröße R₁ hat, welcher physisch beispielsweise durch einen Gold-"Faden" verwirklicht sein kann, dessen Abmessungstoleranzen sehr eng sind.

Zur besseren Verdeutlichung ist der Gesamtwiderstand R₁ dieses Leiters in der Figur als ein konzentrierter Widerstand dargestellt.

Der Kollektor des Transistors T₁ ist mit dem positiven Pol +V_cc eines Speisespannungsgenerators verbunden, während die Basis des Transistors mit dem Emitter eines zweiten bipolaren NPN-Transistors T₂ verbunden ist, dessen Kollektor ebenfalls an +V_cc angeschlossen ist.

Das in der Leistung zu verstärkende Stromsignal wird einem Eingangsanschluß IN zugeführt, der mit der Basis des Transistors T₂ verbunden ist, welcher T₁ steuert.

Der Emitter des Transistors T₁ ist über eine Diode D₁ auch mit der Basis eines bipolaren NPN-Transistors T₃ verbunden, dessen Emitter ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß U verbunden ist, und zwar über einen elektrischen Leiter mit einem verteilten Widerstand R₂, dessen Gesamtwert sehr klein ist und der in der Figur zur besseren Darstellung als konzentrierter Widerstand eingezeichnet ist.

Die Basis des Transistors T₃ ist über einen Vorspannwiderstand R₃ an +V_cc angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors T₃ ist mit der Basis eines bipolaren PNP-Transistors T₅ verbunden, welche über eine Konstantstromquelle A₁ außerdem an +V_cc angeschlossen ist. Der Emitter und der Kollektor des Transistors T₅ sind an den Eingangsanschluß IN bzw. an den negativen Pol -V_cc des Speisespannungsgenerators angeschlossen.

Die Diode D₁, der Transistor T₃ und der Widerstand R₃ haben die Aufgabe, den Strom, der durch den Widerstand R₁ fließt, und die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Leistungsendstufentransistors T₁ zu verarbeiten.

Jeder Anstieg der Spannung und des Ausgangsstroms des Transistors T₁ erzeugt einen Anstieg des Basisstroms und damit des Kollektorstroms des Transistors T₃.

Der Transistor T₅ und die Konstantstromquelle A₁ bilden zusammen eine Schwellenschaltung; solange der Wert des Kollektorstroms des Transistors T₃ geringer bleibt als der Wert des von A₁ erzeugten Konstantstroms, ist der Transistor T₅ gesperrt und wird das Stromsignal am Eingang IN ohne Veränderungen verstärkt und zum Ausgang U weitergeleitet; aber sobald aufgrund eines starken Anstiegs der Spannung oder des Ausgangsstroms des Transistors T₁ der Kollektorstrom des Transistors T₃ einen größeren Wert erreicht als denjenigen des von A₁ erzeugten Bezugsstroms, beginnt der Transistor T₅ zu leiten.

Dieser Transistor wird an der Basis durch den Strom gesteuert, der sich aus der Differenz zwischen dem Bezugsstrom und dem Kollektorstrom des Transistors T₃ ergibt, so daß ein Teil des Signalstroms am Eingang IN vom Transistor T₅ aufgenommen wird; damit verringert der Transistor T₁, der ja an der Basis von einem niedrigeren resultierenden Strom gesteuert wird, die Stärke seines eigenen Leitens im Verhältnis zur Spannung an seinen Anschlüssen bis auf den Wert, bei dem der Kollektorstrom des Transistors T₃ auf den Grenzwert der Schwelle des von A₁ erzeugten Stroms absinkt.

Auf diese Weise übersteigt der Ausgangsstrom in bezug auf die Spannung an den Anschlüssen des Transistors T₁ nicht den Maximalwert, der automatisch gesteuert wird und der den Schutzeingriff bestimmt.

Die soeben beschriebene Schutzschaltung ist so aufgebaut, daß das genannte Verhältnis zwischen dem Strom, der durch den Leistungsendstufentransistor fließt, und der Spannung an den Anschlüssen des Transistors, das von der Versorgungsspannung und den Lastbedingungen abhängt, aufgrund der Diode in der Schaltung für Verarbeitung der unter der Steuerung stehenden Größen einen exponentiellen Verlauf hat, was analytisch leicht festgestellt werden kann.

Durch geeignete Wahl der Werte der Komponenten der Schaltung kann dieses Verhältnis in dem Kennlinienfeld des Leistungstransistors als eine Kurve dargestellt werden, die sich teilweise der Kurve der maximalen Verlustleistung nähert, welche von diesem Transistor verkraftet werden kann, und die sich teilweise der Kurve des zweiten Durchbruchs ("second breakdown") des Transistors nähert, wobei sie jedoch an allen Stellen unter diesen Kurven bleibt.

Bekanntlich ist die Kurve der maximal zulässigen Verlustleistung ein Hyperbelzweig, dessen Asymptoten die Koordinatenachsen des Kennlinienfelds sind, d. h. eine Ortskurve der Punkte, bei der

V · I = const.,

während die Kurve des zweiten Durchbruchs einen für jede Leistungstransistorbauart typischen Verlauf hat.

Selbstverständlich kann ein Fachmann durch geeignete Ausbildung der Schutzschaltung, von der lediglich ein Beispiel angegeben worden ist, in dem Kennlinienfeld das Verhältnis herstellen, das für die Bauart des Endtransistors und den Anwendungsfall besser angepaßt ist.

Im Fall des Kurzschlusses am Ausgang ist die maximale Spannung an den Anschlüssen des Leistungstransistors, d. h. die Kollektor-Emitter-Vorspannung, unter Außerachtlassung der vernachlässigbaren Spannungsabfälle an den Widerstandselementen der Schaltung gleich der Speisespannung, auch wenn die Spannung an den Anschlüssen des Transistors bei induktiven Lasten während eines kurzen Anfangsübergangs die Speisespannung überschreiten kann.

Deshalb ist nach diesem möglichen Übergangszustand die maximale elektrische Leistung im Transistor gleich dem Produkt aus der Speisespannung und dem in dem Transistor bei dem Wert dieser Spannung von der Schutzschaltung maximal erlaubten Strom.

Der Maximalwert des Stroms, der ohne Nachteile durch den Leistungstransistor fließen kann und von dem die Dimensionierung der Schutzschaltung abhängt, wird durch dessen physikalische Eigenschaften bestimmt.

Im allgemeinen dimensionieren die Verwender der integrierten Schaltungen mit Leistungselementen aus ökonomischen Gründen die externen Wärmeableiter für die von diesen Elementen erzeugte Wärme aufgrund von Anforderungen normaler Betriebsbedingungen, weil kurze Perioden erhöhter Verlustleistungswärme hingenommen werden können.

Jedoch besteht unter den Bedingungen eines längeren Kurzschlusses die Gefahr sowohl der Beschädigung der integrierten Schaltung als auch der Überhitzung und damit eines möglichen Brands des umgebenden Materials aufgrund der erzeugten Wärme, die nicht ordnungsgemäß nach außen abgegeben worden ist.

Andererseits ist es ungünstig, den Maximalwert für den Strom in dem Leistungselement durch Absenken der Schutzeingriffsschwelle zu verringern, weil auf diese Weise die dynamischen Leistungen der Schaltung unter normalen Betriebsbedingungen unnötig begrenzt würden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schutzvorrichtung für einen Leistungsendstufentransistor zu schaffen, die im Vergleich zu den bekannten Schutzvorrichtungen auch bei längeren Betriebszuständen eines Überstroms und einer Überspannung dem geschützten Element ohne jeden Nutzleistungsverlust eine höhere Zuverlässigkeit sichert und eine sicherere Verwendung der integrierten Schaltung erlaubt.

Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen Schutzvorrichtung durch das Kennzeichen des Patentanspruchs gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist.

Es zeigt

Fig. 1 das Schaltungsschema der Schutzvorrichtung für ein Leistungselement einer integrierten Schaltung nach dem bereits beschriebenen Stand der Technik, und

Fig. 2 das Schaltungsschema einer Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung.

In den Figuren werden für übereinstimmende Teile dieselben Bezugszeichen verwendet.

Das Schaltungsschema der Fig. 2 weist einen bipolaren NPN-Transistor T₁ auf, der das Endleistungselement einer monolithisch integrierten Verstärkerschaltung bildet und an dessen Basis der Emitter eines zweiten bipolaren NPN- Transistors T₂ angeschlossen ist.

Die Basis des Transistors T₂ ist an einen Eingangsanschluß IN für das Stromsignal angeschlossen, das zur Basis des Transistors T₁ geleitet wird, um diesen in den leitenden Zustand zu steueren; der Kollektor von T₂ ist an den positiven Pol +V_cc einer Versorgungsspannungsquelle angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors T₁ ist an die Anode einer Diode D₁ und über einen Widerstand R₁ an +V_cc angeschlossen; der Emitter ist an einen Ausgangsanschluß U, mit dem eine äußere Last verbunden werden kann, und über einen Widerstand R₂ an die Anode einer Zener-Diode D_Z angeschlossen.

Die Kathode der Diode D₁ sowie die Kathode der Zener- Diode D_Z sind beide an die Basis eines dritten bipolaren PNP-Transistors T₃ sowie an den Kollektor eines vierten bipolaren NPN-Transistors T₄ angeschlossen.

Die Basis des Transistors T₄ ist mit einer Spannungsreferenz V_R verbunden (deren Besonderheit darin liegt, daß sie doppelt so groß ist wie die normale Basis-Emitter- Spannung eines NPN-Transistors), während der Emitter über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R₃ und R₄ an den negativen Pol -V_cc der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist.

Der Emitter des Transistors T₃ ist an +V_cc angeschlossen, während sein Kollektor über eine Kostantstromquelle A₁ mit -V_cc und über einen Widerstand R₅ mit der Basis eines fünften NPN-Transistors T₅ sowie über einen Widerstand R₆ mit der Basis eines sechsten NPN-Transistors T₆ verbunden ist.

Der Emitter und der Kollektor des Transistors T₅ sind an -V_cc bzw. an den Eingangsanschluß IN angeschlossen. Der Emitter und der Kollektor des Transistors T₆ sind mit -V_cc bzw. dem Verbindungspunkt zwischen den beiden in Reihe geschalteten Widerständen R₃ und R₄ verbunden.

Nachstehend soll die Funktion der Schaltung gemäß Fig. 2 im einzelnen untersucht werden.

Der Strom im Widerstand R₁ ist gleich der Summe aus dem Strom I_D, der durch die Diode D₁ fließt, und aus dem Kollektorstrom I_C des Leistungsendtransistors T₁. Bei Werten für die Kollektor-Emitter-Spannung V_CE1 von T₁, die nicht ausreichend groß sind, um das Leiten der Zener- Diode D_Z zu erlauben, ist der Strom I_D gleich dem Kollektorstrom des Transistors T₄, wobei der vernachlässigbare Basisstrom des Transistors T₃ unberücksichtigt ist.

Da die Basis des Transistors T₄ auf einem bezüglich -V_cc festen Potential gehalten wird, das doppelt so groß ist wie die Basis-Emitter-Spannung V_BE eines normalen NPN- Transistors, ergibt sich:

Für Werte der Kollektor-Emitter-Spannung von T₁, die ein Leiten der Diode D_Z gestatten, ergibt sich jedoch ohne Berücksichtigung des vernachlässigbaren Basisstroms von T₃:

wobei V_D und V_Z die Spannungen über dem Halbleiterübergang der Diode D₁ bzw. der Diode D_Z bezeichnen.

Zwischen dem Kollektorstrom I₃ des Transistors T₃ und dem Kollektorstrom I_D, der in die Diode D₁ fließt, die durch Verbinden von Kollektor und Basis eines normalen Transistors erhalten worden ist, besteht die folgende Beziehung:

wobei V_BE₃ die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₃ und A₃ sowie A_D die Emitterflächen des Transistors T₃ bzw. des Transistors, dessen Basis mit seinem Kollektor kurzgeschlossen ist und der nach den üblichen Integrationstechniken die Diode D₁ bildet, bedeuten.

K ist die Boltzmann-Konstante, T ist die absolute Temperatur der Halbleiterübergänge, und q ist die Ladung des Elektrons.

Da

V_BE₃ - V_D = V_R₁ = R₁ · I_C + R₁ · I_D,

ergibt sich, daß Zunahmen des Stroms I_C im Leistungselement T₁ gemäß der vorstehenden Beziehung (3) entsprechende Anstiege des Kollektorstroms I₃ des Transistors T₃ bestimmen, wobei nach den Beziehungen (1) und (2) jedoch auch eine Abhängigkeit vom Spannungspegel V_CE₁ an den Anschlüssen dieses Elements besteht.

Solange der Wert des Stroms I₃ nicht denjenigen des vom Generator A₁ aufgeprägten Stroms I_T überschreitet, können die Transistoren T₅ und T₆ nicht leiten, da sie an der Basis keine Versorgung haben.

Die Transistoren T₅ und T₆ sowie deren Basiswiderstände R₅ und R₆ sind so dimensioniert, daß unmittelbar, nachdem der Wert von I₃ größer als derjenige von I_T geworden ist, der Transistor T₆ als erster sofort im Sättigungszustand zu leiten beginnt, unmittelbar gefolgt vom Transistor T₅, der jedoch beim Leiten in der aktiven Zone seines Funktionsfelds bleibt.

Da ein gesättigter Transistor praktisch einen Kurzschluß zwischen Kollektor und Emitter darstellt, ist der Widerstand R₄ an seinen Anschlüssen kurzgeschlossen, so daß die möglichen Stromwerte I_D für solche Werte der Spannung V_CE₁, bei denen die Zener-Diode abgeschaltet bleibt, bzw. für Werte der Spannung V_CE₁, die ein Leiten gestatten, auf die folgenden Werte ansteigen:

Der resultierende Stromanstieg wird damit durch die Größe des Widerstands R₄, der in geeigneter Weise dimensioniert werden kann, bestimmt. Er erzeugt einen Anstieg des Spannungsabfalls am Widerstand R₁, weshalb wegen

auch der Kollektorstrom I₃ des Transistors T₃ um einen vorbestimmten Wert ansteigt.

Damit wird der Transistor T₅, der unmittelbar nach dem Transistor T₆ zu leiten beginnt, wenn I₃ die "Stromschwelle" I_T überschreitet, sofort auf einen hohen Wert des Leitens gesteuert, da I₃ schlagartig über den Wert des Schwellenstroms umgeschaltet wird.

Der Transistor T₅, dessen Kollektor mit dem Eingang IN verbunden ist, nimmt in diesem Fall einen erheblichen Teil des Signalstroms am Eingang auf. Deshalb ist der resultierende Steuerstrom, der über den Transistor T₂ das Leiten von T₁ steuert, bei gleichbleibendem Pegel der Schutzeingriffsschwelle kleiner als derjenige in der zuvor beschriebenen, bekannten Schutzschaltung, weshalb auch der Stromwert im Leistungselement nach dem Schutzeingriff entsprechend kleiner ist.

Ohne jeden Nutzleistungsverlust bei normalen Betriebsbedingungen bleibt im Fall von Überstromzuständen im Leistungselement aufgrund einer beliebigen Ursache die Größe dieses Stroms nicht fest auf einem Maximalwert, der gleich demjenigen ist, welcher den Schutzeingriff bestimmt und der von der Höhe der Spannung an den Anschlüssen dieses Elements abhängt, sondern der Strom sinkt auf einen Wert, der um eine vorbestimmte Größe kleiner ist als dieser Maximalwert.

Die mathematische Beziehung zwischen dem Wert der Spannung V_CE₁ an den Anschlüssen des Leistungselements T₁, welche durch die Last, die Versorgungsspannung und die Spannungsabfälle an den Widerstandselementen der Schaltung, die in Reihe mit dem Leistungselement geschaltet sind, aufgeprägt wird, und dem Wert des Maximalstroms, der bei einer solchen Spannung in das Leistungselement fließen kann, wenn dieses durch die beschriebene Schutzvorrichtung geschützt ist, kann leicht durch die Beziehungen (1), (2), (3) und (4) erhalten werden, wobei dann zu berücksichtigen ist, daß die Schaltung so dimensioniert ist, daß der Strom I_D im Vergleich mit I_C immer vernachlässigbar ist, und daß daher V_R₁≅R₁I_C ist.

Da der Schutz nur für Werte von I₃ eintritt, die größer sind als der Schwellenstrom I_T, fließt im Transistor T₁ der Maximalstrom, wenn I₃=I_T ist.

Damit ist die Beziehung zwischen Spannung und resultierendem Maximalstrom:

für V_CE₁ < V_D + V_Z, und

für V_CE₁V_D+V_Z, wobei der Wert des Maximalstroms mit Zunahme der Spannung V_CE₁ logarithmisch abnimmt. Wenn aus einem beliebigen Grund, beispielsweise bei Kurzschluß, der Strom I_C dazu neigt, diese Maximalwerte zu überschreiten, überschreitet der Wert von I₃ den Wert der Schwelle I_T, wodurch der Schutz eingreift, der über die gesamte Zeit, in der der Grund für den Überstrom besteht, I_C auf einem geringeren Wert hält als den Maximalwert, d. h. auf dem Wert

für V_CE₁ < V_D + V_Z, und auf dem Wert

für V_CE₁ V_D + V_Z.

Im Kennlinienfeld des Leistungsendstufentransistors können die beiden obigen Beziehungen (5) und (6) zwischen den möglichen Werten für die Kollektor-Emitter-Spannung und den entsprechenden maximalen Stromwerten mit einer einzigen Kurve dargestellt werden, die sich ebenfalls an die "Kurve der maximalen Verlustleistung" annähert und aufgrund der bereits ein wirksamer Schutz gesichert wäre, der bei Überspannungs- oder Überstrombedingungen während nicht zu langer Zeiträume wenigstens gleich dem Schutz ist, der von den bekannten Schutzvorrichtungen gewährleistet wird.

Es ist jedoch eine Eigenschaft der Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung, daß die Möglichkeit besteht, den Endstufentransistor, sobald dessen Leistungsbedingungen den Schutz aktiviert haben, nach einer Kurve betreiben zu lassen, die sich aus den mathematischen Beziehungen (7) und (8) ergibt und im Kennlinienfeld etwa parallel zu der zuvor genannten verläuft, jedoch weiter innen bezüglich der "Kurve maximal zulässiger Verlustleistung", so daß sogar zeitlich unbegrenzte Kurzschlußbedingungen mit externen Wärmeableitern, die nur für einen normalen Betrieb dimensioniert sind, ohne jeden Schaden sicher ertragen werden können.

Wie die obigen Ausführungen zeigen, hat eine Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung außer den Schaltungsmitteln zur Erfassung und Verarbeitung der elektrischen Größen bezüglich des zu schützenden Leistungselements und der Schwellenschaltung für die Aktivierung des Schutzes nur für den Fall, daß das von diesen Schaltungsmitteln gelieferte Meßsignal einen vorbestimmten Wert erreicht, auch Schaltungsmittel zur Verfügung, die in der Lage sind, dieses Meßsignal zu verstärken, sobald es den Schwellenwert erreicht hat. Auf diese Weise bleibt über die gesamte Zeit, während der die anomalen Bedingungen bestehen, der Strom im Leistungselement auf einem konstanten Wert, der um einen vorbestimmten Wert kleiner ist als die Größe des Stroms, der den Schutz aktiviert hat.

Obwohl lediglich ein Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben und dargestellt worden ist, sind zahlreiche Abänderungen möglich. So kann beispielsweise eine Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung außer den Schaltungsmitteln zum Verstärken des Meßsignals oder statt dieser Schaltungsmittel Schaltungsmittel aufweisen, die geeignet sind, den vorbestimmten Schwellenwert abzusenken, sobald das Meßsignal diesen erreicht.

Claims (1)

1. Schutzvorrichtung für einen Leistungsendstufentransistor (T₁), der zu einer monolithisch integrierten Verstärkerschaltung gehört und von einem ersten Leitfähigkeitstyp ist, dessen Basis mit dem Kollektor eines Steuertransistors (T₂) verbunden ist, an dessen Basis das zu verstärkende Signal anliegt, mit einer Diode (D₁), deren Kathode mit dem Kollektor des Leistungsendstufentransistors (T₁) und deren Anode über einen ersten Widerstand (R₁) mit einem ersten Pol (+V_cc) einer Speisespannungsquelle verbunden ist, mit einer Zener-Diode (D_Z), deren Anode über einen zweiten Widerstand (R₂) an den Emitter des Leistungsendstufentransistors (T₁) angeschlossen ist, der einen Ausgangsanschluß (U) der Verstärkerschaltung darstellt, sowie einen dritten Transistor (T₃) und einen vierten Transistor (T₄) aufweist, die beide von einem zum ersten Leitfähigkeitstyp entgegengesetzten, zweiten Leitfähigkeitstyp sind, wobei die Basis des dritten Transistors (T₃) und der Kollektor des vierten Transistors (T₄) beide mit der Kathode der Diode (D₁) und der Kathode der Zener-Diode (D_Z) verbunden sind und der Emitter und der Kollektor des dritten Transistors (T₃) mit dem ersten Pol (+V_cc) der Speisespannungsquelle verbunden ist bzw. mit dem Kollektor des vierten Transistors (T₄) und die Basis des vierten Transistors (T₄) an eine Konstantspannungsreferenz (V_R) angeschlossen ist, und wobei die Schwellenschaltung einen fünften Transistor (T₅) vom ersten Leitfähigkeitstyp hat, wobei ferner eines Konstantstromquelle (A₁) vorgesehen ist und der Kollektor des dritten Transistors (T₃) über die Konstantstromquelle (A₁) an den zweiten Pol (-V_cc) der Speisespannungsquelle sowie über einen vierten Widerstand (R₅) an die Basis des fünften Transistors (T₅) angeschlossen ist, dessen Emitter und Kollektor an den zweiten Pol (-V_cc) der Speisespannungsquelle bzw. an den Eingangsanschluß (IN) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltungsmittel zum Verstärken des Meßsignals einen sechsten Transistor (T₆) vom ersten Leitfähigkeitstyp hat, dessen Basis über einen fünften Widerstand (R₆) mit dem Kollektor des dritten Transistors (T₃) und dessen Emitter mit dem zweiten Pol (-V_cc) der Speisespannungsquelle verbunden ist, und daß ein Widerstandselement, über welches der Kollektor des vierten Transistors (T₄) mit dem zweiten Pol (-V_cc) der Speisespannungsquelle verbunden ist, aus zwei Widerständen (R₃, R₄) besteht, die in Reihe miteinander verbunden sind und deren Verbindungspunkt mit dem Kollektor des sechsten Transistors (T₆) verbunden ist.