DE1948852C3

DE1948852C3 - Für einen Verstärker verwendbare elektronische Schutzschaltung

Info

Publication number: DE1948852C3
Application number: DE1948852A
Authority: DE
Inventors: Carl Franklin Somerset N.J. Wheatley Jun.
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1968-09-27
Filing date: 1969-09-26
Publication date: 1982-08-05
Also published as: NL6914654A; NL164433C; DE1948852B2; GB1238950A; ES371702A1; DE1948852A1; CA951799A; FR2019024A1; US3786364A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einen Verstärker wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Der Hersteller von Halbleiterbauelementen gibt eine Nenn-Verlustleistung entsprechend einer maximalen mittleren Sperrschichttemperatur an, die eingehalten werden muß, weil das Bauelement sonst thermisch zerstört wird. Diese Grenzen wurden bei bekannten Schaltungen vor allem dadurch beachtet, daß die Verlustleistung etwa eines Verstärkers für die Bedingungen des ungünstigsten Falles entsprechend der zulässigen Verlustleistung bei hoher Temperatur und der Art der vorhandenen Wärmesenke festgelegt wurde. Feste Grenzen der Verlustleistung eines Transistors in einem gegebenen Anwendungsfall setzen die bei niedrigen Temperaturen mögliche Ausgangsleistung des Verstärkers, die an eine vorgesehene Last abgegeben wird, herab, wenn gewährleistet sein soll, daß seine Verlustleistung im Fall der Maximaltemperatür nicht zu groß wird.

Es sind Schutzschaltungen für Transistorverstärker bekar.nt, die zwar mit derselben Umgebung wie der zu schützende Transistor und auf diese Weise auch mit diesem Transistor thermisch gekoppelt sind, jedoch

ίο wegen der Zeit, die für die Beförderung der Wärme durch die thermisch massive äußere Wärmeableitvorrichtung erforderlich ist, auf augenblickliche Wärmeänderungen im Transistor nicht reagieren. Deshalb mußte ein Sicherheitsspielraum eingehalten werden, der diese Zeitverzögerung berücksichtigt und feste Grenzen der Verlustleistung des Transistors bei den zu erwartenden Temperaturen der Kollektorsperrschicht erforderlich macht, obwohl im Betrieb eine leistungsfähige Wärmeableitvorrichtung benutzt wird. Die Genauigkeit, mit der diese Kollektortemperaturen geschätzt werden können, wird durch die stark schwankenden Faktoren des inneren Aufbaus der Schaltungsanordnung und der Umgebungsbedingungen beeinträchtigt. Infolgedessen gestattet der Sicherheitsspielraum keine optimale Ausnutzung der Transistoreigenschafter.

Es ist auch bekannt (Wireless World, Juni 1968, Seiten 155, 156), einen Verstärkertransistor dadurch zu schützen, daß ein Teil seines Basisstromes über den Kollektor-Emitter-Pfad eines gesonderten Schutztransistors abgeleitet wird, wobei zwischen dem Kollektor des Verstärkertransistors und eine in seinem Emitterkreis liegende Strommeßimpedanz ein Spannungsleiter geschaltet ist, der einen zwischen die Basis des Schutztransistors und die Strommeßimpedanz geschalteten Teil hat. Aus dem »Journal of the Audio Engineering Society«, Januar 1968, Bd. 16, No. 1, Seiten 32 bis 37 ist ebenfalls eine solche Schaltung bekannt, bei welcher der Kollektor des Verstärkertransistors mit dem betreffenden Spannungsteileranschluß an die Betriebsspannungsklemme angeschlossen ist und die Last zwischen den Fußpunkt der Strommeßimpendanz und ein Bezugspotential geschaltet ist. Bei den bekannten Schutzschaltungen wird der Schutztransistor in den Leitzustand gesteuert, wenn der Spannungsabfall an einem Emitterwiderstand des Verstärkertransistors bei großen Emitterströmen und /oder ein Teil der Kollektor-Emitter-Spannung des Verstärkertransistors bei großen Werten dieser Spannung der Basis-Emitter-Übergang des Schutztransistors in Durchlaßrichtung vorspannt. Eine Schutzschaltung für einen Verstärker mit Schutztransistoren, deren Basis an die Emitterwiderstände zu schützender Endtransistoren geschaltet sind, und die bei Überlastungsgefahr leitend werden und den Steuerstrom an der Basis der zu schützenden Transistoren begrenzen, ist beispielsweise aus der Zeitschrift »Funk-Technik«, 1968, Nr. 17, S. 656 bekannt. Die bekannten Schutzschaltungen berücksichtigen nicht unmittelbar die jeweils herrschenden Temperaturen, von denen andererseits die zulässige Ausgangsleistung abhängig ist.

Aufgabe der Erfindung ist demgemäß, eine Schutzschaltung anzugeben, die auf Grund der jeweils herrschenden Temperaturen bestimmt, wann die dem zu schützenden Bauelement zugeführte Leistung zu begrenzen oder abzuschalten ist, damit es nicht überlastet, also zu heiß wird.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die im

Patentanspruch 1 angegebene Schutzschaltung.

Eine Schutzschaltung gemäß der Erfindung eignet sich insbesondere für integrierte Schaltungen, wo eine wirksame thermische Kopplung möglich ist, und hat den Vorteil, daß die zur Spannungs- oder Strombegrenzung verwendeten Bauelemente, die zugleich auch die Temperatur messen, hierfür bisher benötigte zusätzliche Schaltungsanordnungen überflüssig ir.s.chen. Ein wesentlicher Vorteil ist ferner darin zu sehen, daß die jeweils zulässige Grenze der Belastbarkeit des geschützten Bauelementes besser ausgenutzt wird <ils bisher.

Verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung sollen nun an Hand der Zeichnung näher erläutert werden. Es zeigt

F i g. 1 eine schematische Schaltungsanordnung mit einem Verstärkertransistor und einem Schutztransistor, die auf derselben Halbleiterscheibe ausgebildet sind,

F i g. 2 eine graphische Darstellung der Strombegrenzung, wie sie bei einer bekannten Schutzschaltung und bei einer Schutzschaltung gemäß der Erfindung erreicht wird,

F i g. 3 eine schematische Schaltungsanordnung einer Schutzschaltung gemäß der Erfindung, bei welcher der Strom zusätzlich als Funktion der Spannung am Transistor begrenzt wird, und

F i g. 4 eine schematische Schaltungsanordnung eines mit Transistoren bestückten Verstärkers und einer Schutzschaltung mit einer Strom- und Spannungsregelung zur Begrenzung der Signalansteuerung.

Das in F i g. 1 mit untebrochenen Linien dargestellte Viereck 10 soll verdeutlichen, daß der Transistorverstärker und die zugehörige Schutzschaltung eine integrierte Schaltungsanordnung sind, wobei alle innerhalb des Vierecks dargestellten Bauelemente auf einer einzigen Halbleiterscheibe ausgebildet sind. Der Verstärker weist einen Flächentransistor 11 auf, der von einer (nicht dargestellten) Eingangssignalquelle angesteuert wird, die zwischen eine Eingangsklemme 12 und eine gemeinsame Klemme 13 geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 11 ist an eine Ausgangsklemme 14 angeschlossen, während sein Emitter über einen Strommeßwiderstand 15 mit der Klemme 13 gekoppelt ist.

Die Schutzschaltung enthält einen Flächentransistor 16, der elektrisch zwischen die Klemmen der Eingangssignalquelle geschaltet ist Die Basis und der Emitter des Transistors 16 sind mit den Enden des Strommeßwiderstandes 15 verbunden. Im normalen Betrieb arbeitet der Transistor 11 als aktives Bauelement eines Signalverstärkers. Wenn in diesen Transistor 11 normale Ströme fließen, ist der Transistor 16 gesperrt und stellt einen offenen Stromkreis parallel zur Eingangssignalquelle dar. Wenn der Strom im Transistor 11 einen bestimmten Schwellwert übersteigt, erreicht die am Widerstand 15 abfallende Spannung einen Wert, die es dem Transistor 16 ermöglicht, leitend zu werden. Dadurch, daß der Transistor 16 leitet, wird die an die Klemmen 12 und 13 angeschlossene Signalqiielle belastet, so daß die Amplitude der an den Transistor 11 angelegten Signalspannung begrenzt wird.

Der Basis-Emitterübergang des Transistors 16 stellt eine Halbleiterdiode dar, deren Leitfähigkeitsschwelle sich umgekehrt proportional mit der Halbleitertemperatur ändert. Da die Transistoren 16 undll auf der gleichen Halbleiterscheibe hergestellt sind, ist diese Leitfähigkeitsschwelle auch eine inverse Funktion der Halbleitertemoeratur des Transistors 11. Wenn sich auf Grund der äußeren oder inneren Verlustleistung die Halbleiterscheibe, auf der sich die integrierte Schaltung befindet, erwärmt, wird durch die sinkende Leitfähigkeitsschwelle die Signalamplitude, bei welcher der Transistor 16 zu leiten und das angelegte Signal zu begrenzen beginnt, kleiner.

Eine Gleichspannungsquelle mit einer Z-Diode 17 wird durch eine (nicht dargestellte) äußere Quelle im Leitzustand gehalten, die über eine Klemme 18 und einen Widerstand 19 angeschlossen is'_ Diese Spannungsquelle liefert einen zwar nicht notwendigerweise von der Temperatur, jedoch von Signalströmen im wesentlichen unabhängigen festen Gleichstrom durch Widerstände 20, 21 und den Widerstand 15. Die relativen Ohmschen Werte der Widerstände 21 und 15 sind so gewählt, daß der feste Spannungsabfall am Widerstand 21 auf Grund des konstanten Stromes groß im Vergleich mit demjenigen am Widerstand 15 ist. Die Richtung dieses Gleichstromes ist so gewählt, daß eine Vorspannung mit einer solchen Polarität entsteht, daß der Transistor 16 in den Leitzustand vorgespannt werden kann. Der durch den Widerstand 15 fließende Strom des Transistors 11 ruft ebenfalls eine Spannung hervor, durch die der Transistor 16 in Durchlaßrichtung vorgespannt werden kann. Wenn die Summe der an den Widerständen 15 und 21 abfallenden Spannungen der Schwellwert der Leitfähigkeit des Transistors 16 überschreitet, beginnt dieser Transistor zu leiten und lenkt vom Transistor 11 jeden zusätzlichen Signalstrom der Signalquelle ab.

Die am Widerstand 15 abfallende Signalspannung V₅, die erforderlich ist, damit die Leitfähigkeitsschwelle des Transistors 16 überschritten wird, kann durch folgende Gleichung beschrieben werden:

V

Die Temperaturabhängigkeit K Δ T der Schwellenspannung des Transistors 16 wird als eine lineare Funktion der Temperaturänderung Δ T bezüglich der Leitfähigkeitsschwelle V^₀ bei einer Bezugstemperatur beschrieben. Wenn also die Temperatur ansteigt { + AT), so sinkt V₅, während V_s mit sinkender Temperatur (-ΔΤ) größer wird. Wenn die Vorspannung Vv so groß gemacht wird, daß sie sich Vt,_co nähert, wird V₁ sehr klein, so daß bei einer geringen Zunahme Δ Γ der Temperatur der Halbleiterscheibe der Schutztransistor zu leiten beginnen kann. Die Temperatur der Halbleiterscheibe beeinflußt also den Leitzustand des Schutztransistors, so daß die Verlustleistung des Verstärkertransistors und somit ein Anstieg der Halbleitertemperatur begrenzt werden. Durch Messungen wurde festgestellt, daß eine Zeitverzögerung der Erwärmung zwischen zwei benachbarten Transistoren auf derselben Halbleiterscheibe weniger als 1 Millisekünde beträgt.

Zur Unterstützung beim Entwurf von Halbleiterverstärkerschaltungen stellen die Hersteller von Transistoren Kurven und Tabellen zur Verfügung, welche die prozentuale Abweichung von einer Maximal-Nennver-

iustleistung als Funktion der Temperatur angeben.

In bekannten Schaltungsanordnungen wurde der Transistor dadurch geschützt, daß man nach Feststellung der gewünschten Verlustleistung im zu verwendenden Transistor die Temperatur des Halbleitermaterials des Transistors auf einen für diese Verlustleistung sicheren Wert mit einer entsprechenden Wärmesenke begrenzt. Wenn man also die Verlustleistung im Transistor auf ihren Grenzwert ansteigen läßt, muß man

die Größe und Wirksamkeit der Wärmesenke entsprechend heraufsetzen. Wenn im Betrieb die Verlustleistung des Transistors den gewünschten Grenzwert überschreitet, kann es geschehen, daß die Wärmesenkung nicht genügend Wärme abführt, was dazu führt, daß die Temperatur im Halbleitermaterial auf einen Wert ansteigen kann, bei dem der Transistor zerstört wird. Es sei bemerkt, daß auch dann, wenn der Transistor bei niedrigeren Temperaturen arbeitet, die Verlustleistung im bekannten Fall noch annähernd auf den für höhere Temperaturen vorgeschriebenen sicheren Wert beschränkt ist, obwohl der Transistor ohne Sicherheitsrisiko bei der niedrigeren Tempeatur mit höherer Verlustleistung arbeiten könnte.

Bei bekannten Schaltungen ist ein Kompromiß bezüglich der maximalen Verlustleistung eines gegebenen Transistors und der maximalen Temperatur, bei welcher der Transistor arbeiten kann, erforderlich. Man betrachte beispielsweise F i g. 2: Wenn bei einem Strom /ι die maximale gewünschte Verlustleistung bei 160°C erreicht wird, so darf die maximale Halbleitertemperatur 160° C nicht überschreiten. Es muß also eine Wärmesenke ausreichender Leistungsfähigkeit vorhanden sein, wenn gewährleistet sein soll, daß genügend Wärme abgeführt und die Halbleitertemperatur des Transistors bei oder unter 160⁰C gehalten wird. Bei der Auslegung der Wärmesenke müssen die zu erwartenden Umgebungsbedingungen berücksichtigt werden, von denen der Transistor beeinflußt wird. Wenn die Halbleitertemperatur 16O⁰C übersteigt, sind die bekannten Schutzanordnungen nicht in der Lage, eine mögliche Zerstörung des Transistors zu verhindern. Die bekannten Schaltungen dienen stattdessen zur Begrenzung der Verlustleistung (Strom) des Transistors auf relativ konstante sichere Werte für Temperaturen im erwarteten Temperaturbereich.

Gemäß F i g. 2 (vgl. die steile Kurve) bewirkt eine feste Vorspannung, nämlich die am Widerstand 21 abfallende feste Gleichspannung, den wesentlichen Vorteil, daß die im Transistor 11 vernichtete Leistung sich als Funktion der Temperatur des Halbleitermaterials ändern kann. Die feste Spannung an den Widerständen 21 und 15 auf Grund des konstanten Vorspannungsstromes wird auf einen Wert eingestellt, der ungefähr gleich der Leitfähigkeitsschwelle (Vi_x) für die obere Grenztemperatur, z. B. 200⁰C, für den Betrieb des Transistors 11 ist. Wenn die Halbleitertemperatur diese obere Grenztemperatur überschreitet, wird der Transistor 16 leitend und zapft von den Eingangselektroden des Transistors 11 jeden zusätzlichen Signaloder Vorspannungsstrom ab. Je höher die Halbleitertemperatur ansteigt, umso stärker leitet der Transistor 16. Bei niedrigeren Temperaturen steigt die Leitfähigkeitsschwelle (Vt_x) des Transistors 16 an, so daß nun ein größerer Spannungsabfall an den Widerständen 21 und 15 erforderlich ist, damit der Signalstrom von den Eingangselektroden des Transistors 11 abgeleitet wird. Der durch den Transistor 11 fließende Strom wird vom Widerstand 15 gemessen. Zur Festsetzung des Wertes des Widerstandes 15 wird die zulässige Verlustleistung aus den verfügbaren Tabellen bei einer Halbleitertemperatur bestimmt, die kleiner ist als die Grenztemperatur, z. B. 160⁰C. Der bei dieser Größe der Verlustleistung durch den Transistor fließende Strom kann errechnet werden, und der Wert des Widerstandes 15 wird so gewählt, daß die an ihm abfallende Spannung zusammen mit der festen Spannung am Widerstand 21 gleich der Leitfähigkeitsschwelle (Vt_x) des Transistors 16 bei dieser niedrigeren Halbleitertemperatur ist. Eine Kurve, die den zugelassenen Strom im Transistor 16 als Funktion der Halbleitertemperatur darstellt, ist in F i g. 2 mit der Bezeichnung »mit fester Vorspannung« versehen. Man sieht, daß eine Schaltung gemäß der Erfindung den Transistor 11 in Abhängigkeit von der Halbleitertemperatur schützt. Infolgedessen erlaubt diese Schaltung mit sinkender Temperatur des Halbleitermaterials eine wesentlich größere Verlustleistung des Transistors als im bekannten Fall.

F i g. 3 zeigt eine auf die augenblickliche Verlustleistung im Transistor 11 ansprechende zusätzliche Einrichtung zum Schutz des Transistors vor einer übermäßigen Verlustleistung als Funktion der Halbleitertemperatur sowie des Stromes durch den und die Spannung am Transistor 11. Parallel zum Transistor 11 sind in Reihe zwei Widerstände 23 und 22 geschaltet, und am Widerstand 22 liegt ein Bruchteil der Spannung am Transistor 11. Die an der Reihenschaltung aus den Widerständen 22 und 15 liegende Spannung enthält eine Spannung, die am Widerstand 15 abfällt und somit proportional zum Transistorstrom ist, sowie einen Bruchteil der Spannung am Transistor 11 (d. h. der zwischen seinem Emitter und Kollektor liegenden Spannung), nämlich die am Widerstand 22 erzeugte Spannung. Die Summe der an den Widerständen 15 und 22 abfallenden Spannungen ist eine Funktion der Verlustleistung als Produkt aus dem durch den Transistor 11 fließenden Strom und der am Transistor liegenden Spannung. Die Summe der Spannungen an den Widerständen 15 und 22 wird kombiniert mit der am Widerstand 21 abfallenden festen Spannung zwischen die Basis und den Emitter des Schutztransistors 16 angelegt. Wenn in dieser Schaltung die Spannung am Transistor 11 hoch ist, wird der Strom auf einen geringen Wert begrenzt werden. Entsprechend wird der Strom auf einen proportional höheren Wert begrenzt, wenn der Spannungsabfall am Transistor 11 klein ist Die Verlustleistung des Transistors wird also zusätzlich als Funktion der Spannung am und des Stromes durch den Transistor begrenzt, wie auch als Funktion der Halbleitertemperatur. Die Begrenzung der Spannung und des Stromes des Transistors 11 wird für alle Ausgangsbelastungen einschließlich einer Blindlast auf einen Bereich von Werten eingeregelt, der ungefähr dem sicheren Betriebsbereich des Transistors in Abhängigkeit von der Temperatur entspricht

F i g. 4 zeigt eine schematische Schaltungsanordnung eines als B-Verstärker betriebenen Leistungsverstärkers, der auf einer Halbleiterscheibe aufgebaut ist und eine Ausgangsleistung von 3 Watt aufweist. Die gesamte Schaltung, die sich innerhalb des mit unterbrochenen Linien dargestellten Vierecks befindet, ist auf einer einzigen Halbleiterscheibe ausgebildet

Eine Schutzschaltung gemäß der Erfindung begrenzt die Verlustleistung auf sichere Werte entsprechend der zulässigen Verlustleistung der Ausgangstransistoren bei einer bestimmten Temperatur des Halbleitermaterials. Umgekehrt ist eine höhere Ausgangsleistung und

eo Verlustleistung möglich, wenn die Halbleiterscheibe auf niedrigeren Temperaturen gehalten wird.

Der Endstufenkreis enthält zwei in Reihe geschaltete Transistoren 11 und 24, die ihre Leitfähigkeit im Gegentaktbetrieb ändern und über eine Klemme 14, wo sie zusammengeschaltet sind, eine Last speisen. Den End-Leistungstransistoren sind zwei als Emitterfolger geschaltete Treibertransistoren 25 und 26 vorgeschaltet die eine Strom- und Leistungsverstärkung bewirken.

Die Endstufen werden in ihrer Stromverstärkung durch zwei Transistoren 27 und 28 stabilisiert, die als Dioden geschaltet sind und im Nebenschluß mit den Eingangselektroden der Transistoren liegen. Die Kombination eines als Diode geschalteten Transistors im Nebenschluß mit den Eingangselektroden eines Transistors gewährleistet eine stabile Stromverstärkung unabhängig von der relativen Fläche der Sperrschichten einer integrierten Schaltung auf einer einzigen Halbleiterscheibe.

Ein an die Nebenschlußdiode angelegter Eingangsstrom bewirkt eine Änderung des Spannungsabfalls in der Diode. Diese Spannung wird an den Eingang des Transistors angelegt und steuert den Emitter-Injektionsstrom in die Basiszone des Transistors. Wenn die Basis-Emitterfläche des als Diode geschalteten Transistors auf der Halbleiterscheibe gleich der entsprechenden Fläche des Transistors ist, wird der Emitterstrom im Transistor gleich dem in der Nebenschlußdiode fließenden Strom sein. Der Stromverstärkungsfaktor der zusammengesetzten Transistor- und Diodenanordnung ist gleich dem Verhältnis aus der Fläche der Basis-Emittersperrschicht des Transistors zur Sperrschichtfläche der Diode. Der Verstärkungsfaktor ist stabil, falls das Verhältnis nicht gleich oder größer wird als der eigene Stromverstärkungsfaktor (Beta) des Transistors. Die Transistor- und Diodenanordnung gewährleistet also eine konstante Stromverstärkung und ermöglicht einen ß-Betrieb mit der Stromvorspannung einer Konstantstromquelle. Der Stromverstärkungsfaktor der Transistor- und Diodenanordnung kann bis zu 20 betragen, wenn man die Sperrschichtfläche genau kontrolliert, ohne daß die absolute Genauigkeit bei der Vorherbestimmung des Wertes des Stromverstärkungsfaktors beeinträchtigt wird. Wegen dieser genauen Vorherbestimmbarkeit der Stromverstärkung ist eine Stromvorspannung der beiden Endtransistoren möglich.

Zwischen die Basis und den Emitter jedes der Emitterfolger bzw. Treibertransistoren 25 und 26, ist in der oben an Hand der Dioden bzw. Transistoren 27 und 28 beschriebenen Weise als Diode ein Transistor geschaltet die Transistoren 25 und 26 werden von zwei Strominvertierstufen 29 und 30 angesteuert, die ähnliche verstärkungsstabilisierte zusammengesetzte Transistor- und Diodenanordnungen mit Transistoren, deren Leitfähigkeitstypen zu demjenigen der Endtransistoren entgegengesetzt ist, sind Diese Transistoren bzw. Strominvertierstufen 29 und 30 können pnp-Quersysteme (»PNP lateral construction devices«) sein, die, obwohl sie durch niedrige Stromverstärkungsfaktoren Beta gekennzeichnet sind, als eine zusammengesetzte Transistor- und Diodenanordnung verwendet werden können, die einen konstanten Stromverstärkungsfaktor Eins mit Phasenumkehr gewährleisten.

Wie ir. F i g. 4 dargestellt ist, bewirken die Transistoren 16 und 36 einen Verlustleistungsschutz für die Endtransistoren 11 bzw. 24. In Fig.4 werden für entsprechende Schaltungselemente die Bezugszeichen der F i g. 1 und 3 verwendet Die Widerstände 15 und 35 sind Strommeßwiderstände, die in Reihe mit den Strompfaden der Endtransistoren 11 und 24 liegen. Die Widerstände 22 und 23 sind in Reihe parallel zum Transistor 11 und die Widerstände 32 und 33 in Reihe parallel zum Transistor 24 geschaltet, um die Spannungsabfälle an den Endtransistoren 11 und 24 zu messen. Die Widerstände 15 und 22 sind über den Widerstand 21 mit der Eingangselektrode des Schutztransistors 16 gekoppelt. Dieser Schutztransistor 16 liegt parallel zum Eingang des Transistors 25, um die Ansteuerung des Transistors 25 und somit des Transistors 11 zu begrenzen. Die Widerstände 35 und 32 sind mittels eines Widerstands 31 mit der Eingangselektrode des Transistors 36 gekoppelt, der als Schutztransistor parallel zum Eingangskreis der Transistoranordnung bzw. Invertierstufe 30 gschaltet ist, um die Ansteuerung dieser Stufe 30 und somit der Transistoren 26 und 24 zu begrenzen.

Zwei Konstantspannungsquellen werden durch zwei Z-dioden 17 und 37 geschaffen, die vom Strom durch Widerstände 19 und 39 in den Leitzustand gesteuert werden. In Verbindung mit den Wideständen 21 und 31 liefern zwei Widerstände 20 und 40 eine konstante Vorspannung, die an die Transistoren 16 und 36 angelegt wird. Diese Konstantspannungsquellen werden von der gleichen äußeren Quelle gespeist, die die Betriebsspannung für die Endtransistoren 11 und 24 liefert. Durch die Einführung gesonderter Zehnerdioden als Regelglieder für jede Schutzschaltung werden also äußere Anschlüsse für die integrierte Schaltung eingespart.

In F i g. 4 ist ferner ein als Phasenteiler in ß-Schaltung arbeitender Vorverstärkerkreis dargestellt, der zwei Transistoren 50 und 51, zwei Vorspannungsdioden 52 und 53 und einen Transistor 54, der als Diode geschaltet ist und einen Nebenschluß für den Eingangskreis darstellt, enthält. Mit den Dioden 52 und 53 ist ein Widerstand 55 in Reihe geschaltet so daß ein im wesentlichen konstanter Vorspannungsstrom durch die Dioden 52 und 53 fließt und an den Dioden ein Spannungsabfall von 2 Vj,? abfällt. Diese Dioden 52 und 53 sind relativ großflächige Bauelemente, die eine Vorspannungsquelle mit niedriger Bezugsspannung bilden.

Eine Eingangssignalquelle wird über eine Eingangsklemme 56 an die integrierte Schaltung angeschlossen. Der als Diode dienende Transistor 54 ist unmittelbar parallel zur Signalquelle zwischen die Klemme 56 und die gemeinsame Klemme 13, die an einem Bezugspotential wie Masse liegt geschaltet Ferner ist diese Diode zwischen die Eingangselektroden des Transistors 50 geschaltet Die Transistoren 50 und 54 arbeiten als zusammengesetzte Dioden- und Transistoranordnung, deren Stromverstärkungsfaktor gleich dem Verhältnis der Fläche der Transistorsperrschicht zu derjenigen der Diodensperrschicht ist Der Ausgang des Transistors 50 ist mit dem Eingang der zusammengesetzten Transistor- anordnung bzw. Invertierstufe 29 gekoppelt die mit einer Phasenumkehr die Treiberleistung für den Endtransistor 11 liefert

Der Transistor 51 ist als Emitterfolger für eine Gleichstromvorspannung geschaltet und zwar ist seine Basis mit den Dioden 52 und 53 gekopeh, so daß er fiber seinen Basis-Emitterübergang eine Vorspannung für die Diode bzw. den Transistor 54 liefert Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 51 wird ein Spannungsabfall der Größe 1 Vi_x aufrechterhalten, so daß eine Spannung von 1 V&. übrigbleibt die an die

Diode 54 angelegt wird. Der Ausgang des Transistors 51

ist mit dem Eingang der Stufe 30 gekoppelt, die die

Treiberleistung für den Endtransistor 24 liefert Die Endtransistoren der beschriebenen Verstärker-

schaltung arbeiten in B-Schaltung. Infolgedessen ist der in den Transistoren 11 und 24 fließende Ruhestrom sehr klein. Da der Verstärker galvanisch gekoppelt ist und einen Stromverstärkungsfaktor von etwa 400 besitzt.

müssen die Ruheströme in den Eingangstransistoren 50 und 51 nicht nur gleich, sondern auch ein Bruchteil, nämlich 1 /Stromverstärkungsfaktor, des Ruhestroms in den Endtransistoren 11 und 24 sein. Es ist notwendig, jedoch schwierig, gleich große und konstante Ströme derart geringer Größe mit der erforderlichen Genauigkeit in den Transistoren 50 und 51 zu gewährleisten.

Um dieses Problem zu lösen, wird die Sperrschichtfläche der Diode bzw. des Transistors 54 so hergestellt, daß sie gleich den Flächen der Basis-Emitterdioden der Transistoren 50 und 51 ist. Da die Transistoren 51 und 54 in Reihe liegen, ist der in ihnen fließende Strom gleich groß, und aus den oben in Verbindung mit den zusammengesetzten Dioden- und Transistoranordnungen erläuterten Gründen ist der Strom in der Diode bzw. dem Transistor 54 gleich demjenigen im Transistor 50.

Zum Festlegen des Ruhestroms in den Transistoren

51 und 54 wird das Komplement der zusammengesetzten Transistor-Dioden-Schaltungsanordnung mit stabilisierter Stromverstärkung verwendet. Dieses Komplement ist eine Anordnung aus einer großflächigen Diode und einem von dieser vorgespannten Transistor kleiner Fläche, deren Stromverstärkungsfaktor gleich dem Verhältnis aus der Transistorfläche zu der Diodenfläche ist. Die Fläche der Dioden 52 und 53 ist viel größer als diejenige der Transistoren 51 und 50, und zwar in einem genau festgelegten Verhältnis, das beispielsweise 20 :1 sein kann. Für den Widestand 55 wird dabei ein derartiger, in einer integrierten Schaltung leicht herstellbarer Wert gewählt, daß der durch die Dioden

52 und 53 fließende Strom das Zwanzigfache des in den Transistoren 51 und 50 gewünschten Ruhestroms beträgt Da zwischen den Transistoren 51 und 24 und zwischen den Transistoren 50 und 11 ein Stromverstärkungsfaktor von typisch 400 vorhanden ist, besitzt also der Ruhestrom in den Dioden 52 und 53 den leicht einhaltbaren Wert von 1/20 des Ruhestroms in den Endtransistoren 11 und 24. Er wird durch eine entsprechende Wahl des Widerstands 55 eingestellt.

Wenn die zwischen die Eingangsklemme 56 und die Klemme 13 geschaltete Signalquelle ein Eingangssignal liefert, wird dadurch die Diode bzw. der Transistor 54 in zunehmendem und abnehmendem Maße leitend, was eine entsprechende zunehmende und abnehmende Aufsteuerung des Transistors 50 und des Endtransistors 11 zur Folge hat. Wenn die Diode 54 zunehmend leitend wird, sinkt gleichzeitig die Leitfähigkeit des Transistors 51, was leicht zum Sperren des Transistors 51 und somit des Transistors 24 führt. Wenn durch den von der Signalquelle gelieferten Eingangsstrom die Leitfähigkeit der Diode 54 herabgesetzt wird, wird der Transistor 51 aufgesteuert uiiJ arbeitet in Basisschaltung, so daß auch der Transistor 24 leitend wird. Beim Stromvorspannungsbetrieb der Endtransistoren 11 und 24 kann das Verhältnis aus dem maximalen Spitzenstrom zum Ruhestrom groß sein. In diesem Fall muß auch der Spitzenansteuerungsstrom des Transistors 51 um das gleiche Verhältnis größer sein als der Ruhestrom. Der der Basis des Transistors 51 zugeführte Spitzenbasisstrom ist dann gleich dem Spitzensteuerstrom im Emitter, dividiert durch den Stromverstärkungsfaktor Beta und muß vom Widerstand 55 geliefert werden. Wenn das Verhältnis aus dem Spitzenansteuerungsstrom zum Ruhestrom größer ist als Beta, so wird der Strom, den der Widerstand 55 liefern kann, nicht ausreichend sein, wenn die Flächen der Dioden 52, 53 gleich derjenigen der Basis-Emittersperrschicht des Transistors 51 sind. Wenn aber die Dioden 52 und 53 um ein Verhältnis von z. B. 20 :1 größer gewählt werden als die Sperrschichtfläche des Transistors 51, so steht für den Transistor 51 der erforderliche Spitzenbasisstrom zur Verfügung. Auf diese Weise arbeiten die Phasenteilerstufe des Eingangskreises und die mit ihr galvanisch gekoppelten Leistungsendstufen gleichzeitig im B-Betrieb. Die in bekannten Schaltungen erforderliche Vortreiberstufe hoher Leistung in /4-Schaltung wird also vermieden, und die auf der Halbleiterscheibe, auf der sich der Leistungsverstärker befindet, auftretende Verlustleistung ist lediglich von der Ausgangsleistung abhängig, während die Leerlaufverlustleistung, die andernfalls die Betriebsweise der Leistungskreise beeinträchtigen könnte, vernachlässigbar ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schutzschaltung für einen Verstärker mit einem Verstärkertransistor und einem Schutzü ansistor und mit einem Eingangssignalkreis mit zwei Eingangsklemmen, welche mit der Basis und dem Emitter des Verstärkertransistors gekoppelt sind, und zwischen welche der Kollektor-Emitter-Pfad des Schutztransistors geschaltet ist, mit einem zwischen einen Schaltungspunkt mit relativ festem Potential und eine in Reihe mit dem Emitter-Kollektor-Pfad des Verstärkertransistors liegende Strommeßimpedanz geschalteten Spannungsteiler, der einen zwischen die Basis des Schutztransistors und die Strommeßimpedanz geschalteten Teil hat und parallel zum Emitter-Basis-Übergang des Schutztransistcrs eine Ruhevorspannung erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß der Schutztransistor (16) mit dem Verstärkertransistor (11) in an sich bekannter Weise thermisch gekoppelt ist und daß die Ruhevorspannung wenigstens annähernd gleich der Schwel!enspannung des Emitter-Basis-Übergangs des Schutztransistors (16) bei einer oberen Grenztemperatur ist und ihn bei noch höheren Temperaturen im Halbleitermaterial in den Leitzustand steuert.

2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß über den Kollektor-Emitter-Pfad des Verstärkertransistors (11) ein zweiter Spannungsteiler (23, 22) geschaltet ist und ein Teil (22) dieses zweiten Spannungsteilers sich in dem zwischen der Strommeßimpedanz (15) und der Basis des Schutztransistors (16) liegenden Teil des ersten Spannungsteilers befindet.

3. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen der Basis des Schutztransistors (16) und der Strommeßimpedanz (15) liegende Teil (21, 22) des Spannungsteilers ein Widerstandszweig ist und daß die Strommeßimpedanz (15) ein im Emitterkreis des Verstärkertransistors (11) liegender Widerstand ist, der einen im Vergleich mit dem Widerstandszweig kleinen Widerstandswert hat.

4. Schutzschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen einen Punkt im Kollektorkreis des Verstärkertransistors (11) und einen Zwischenpunkt in dem Widerstandszweig (21, 22) ein Widerstand (23) geschaltet ist.