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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum verpolungssicheren Versorgen einer elektronischen Komponente mit einer Zwischenspannung aus einer Versorgungsspannung, und insbesondere auf eine Vorrichtung zu dem verpolungssicheren Versorgen von halbleitenden Schaltelementen und Anordnungen von halbleitenden Schaltelementen, wie z. B. Chips.
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An die Versorgung elektrischer Komponenten mit elektrischer Energie, und hier insbesondere an die Versorgung von halbleitenden Chips, werden hohe Forderungen gestellt. Eine wichtige Forderung besteht darin, die Energieversorgung verpolungssicher auszuführen. Unter einer „verpolungssicheren Versorgung” einer elektrischen Komponente oder eines Chips wird im Rahmen der vorliegenden Anmeldung eine Versorgung mit einer elektrischen Spannung verstanden, bei der der Eingangswiderstand an einen Anschluss, der beispielsweise für eine positive Spannung ausgelegt ist, bei Anlegen einer negativen Spannung hinreichend hochohmig wird, so dass der resultierende Stromfluß zu keiner thermischen Überlastung führt. Darüber hinaus müssen alle Elemente auch die nötige Spannungsfestigkeit aufweisen.
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Eine erste, mögliche Ausführung einer verpolungssicheren Versorgung einer elektrischen Komponente besteht nun darin, zwischen einer externen Versorgungsspannung Vsup,ext und einer Regelschaltung, die eine interne geregelte Versorgungsspannung Vsup,int bereitstellt, eine Diode oder einen als Diode verschalteten Transistor so zu schalten, dass die Diode bei Anliegen einer positiven Versorgungsspannung Vsup,ext in Durchlassrichtung und im Falle einer negativen externen Versorgungsspannung Vsup,ext in Sperrrichtung betrieben wird. Bei Transistoren wird hierbei im Rahmen der vorliegenden Anmeldung unter einem Quellenanschluss ein Emitteranschluss eines Bipolartransistors oder ein Quellenanschluss bzw. ein Sourceanschluss eines Feldeffekttransistors, unter einem Senkenanschluss ein Kollektoranschluss eines Bipolartransistors und ein Senkenanschluss bzw. Drainanschluss eines Feldeffekttransistors, sowie unter einem Steueranschluss ein Basisanschluss eines Bipolartransistors und ein Steueranschluss bzw. Gateanschluss eines Feldeffekttransistors verstanden.
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2 zeigt eine solche Schaltung einer möglichen Realisierung einer verpolungssicheren Versorgung einer elektrischen Komponente. 2 zeigt eine Serienschaltung eines pnp-Bipolartransistors 800 und eines npn-Bipolartransistors 810, die mit einem Emitteranschluss des pnp-Bipolartransistors 800 an die externe Versorgungsspannung Vsup,ext und mit einem Emitteranschluss des npn-Bipolartransistors 810 an eine geregelte interne Versorgungsspannung Vsup,int angeschlossen sind. Ein Kollektoranschluss des pnp-Bipolartransistors 800 ist hierbei mit einem Kollektoranschluss des npn-Bipolartransistors 810 und einem Basisanschluss des pnp-Bipolartransistors 800 verbunden.
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Ein Basisanschluss des npn-Bipolartransistors 810 ist mit einer Regeleinrichtung verbunden, die nicht in 2 enthalten ist. Die Regeleinrichtung, die nicht in 2 gezeigt ist, regelt aus einer an dem Kollektoranschluss des npn-Bipolartransistors 810 anliegenden Spannung VnetX die interne, geregelte Versorgungsspannung Vsup,int. Die Regeleinrichtung wird in 2 nicht gezeigt, da sie nicht Gegenstand der vorliegenden Anmeldung ist, sondern vielmehr bekannt ist.
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Der npn-Bipolartransistor 810, über den die eigentliche Regelung der internen geregelten Versorgungsspannung Vsup,int erfolgt, ist bezogen auf eine positive externe Versorgungsspannung Vsup,ext allerdings nicht verpolungssicher. Das liegt daran, dass gerade bei integrierten Schaltungen, die auf einem p-dotierten Halbleitersubstrat (p-Substrat) aufgebaut sind, bei Anlegen einer betragsmäßig großen negativen Spannung (z. B. –20 V) an den n-dotierten dotierten Bereich, der den Kollektor des npn-Bipolartransistors 810 bildet (n-Kollektor), die zwischen Kollektor und Substrat ausgebildete Diode in Durchlassrichtung betrieben wird und aufgrund der hohen anliegenden Spannung und des daraus resultierenden Stromflusses zerstört wird.
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Mit anderen Worten wird an den IC (integrierte Schaltung = integrated circuit) die externe Versorgungsspannung Vsup,ext angelegt (z. B. 3 V...30 V), erzeugt sich der IC eine interne, geregelte Spannung Vsup,int (z. B. 2,5 V), indem die Basis des npn-Bipolartransistors 810 geeignet geregelt wird (nicht gezeigt, da Stand der Technik). Dabei fungiert der npn-Bipolartransistor 810 als Längsregler (pass transistor). Der Kollektor des npn-Bipolartransistors 810 ist allerdings nicht verpolfest: d. h. wenn man an den n-Kollektor eine gegenüber dem p-Substrat, das auf Massepotenzial bzw. auf einem Bezugspotenzial liegt, negative Spannung anlegt (z. B. –20 V), so geht die Kollektor-Substrat-Diode auf, zieht viel Strom und wird zerstört.
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Ein möglicher Verpolungsschutz besteht darin, zwischen das externe Versorgungspotenzial Vsup,ext und den Kollektoranschluss des npn-Bipolartransistors 810 eine Diode oder einen als Diode verschalteten pnp-Bipolartransistor 800, wie es 2 zeigt, zu schalten. Eine Verschaltung eines pnp-Bipolartransistors, wie sie 2 für den pnp-Bipolartransistor 800 zeigt, bei dem der Basisanschluss und der Kollektoranschluss durch eine niederohmige Leitung verbunden oder kurzgeschlossen sind, wird auch als Transistordiode bezeichnet. Im Falle einer Verpolung liegt daher an einem p-dotierten Bereich des halbleitenden Substrats, der den Emitter des pnp-Bipolartransistors 800 bildet, eine gegenüber dem Bezugspotenzial negative Spannung, so dass der pnp-Bipolartransistor 800 sperrt.
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Mit anderen Worten wird im Stand der Technik die oben beschriebene Öffnung der Kollektor-Substrat-Diode, das Ziehen eines großen Stroms und die Zerstörung des npn-Bipolartransistors 810, der im weiteren Verlauf auch als Regeltransistor bezeichnet wird, dadurch verhindert, indem man zwischen den Kollektor des npn-Bipolartransistors und dem externen Versorgungspin einen als Diode geschalteten pnp-Transistor 800 legt. Somit liegt an einem externen Versorgungspin der p-Emitter von pnp-Bipolartransistor 800, der bei negativem Potenzial gegenüber dem Substrat sperrt (negative Spannung an p sperrt).
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Der Nachteil dieser Lösung besteht darin, dass die Transistordiode 800 zwischen ihrem Emitteranschluss und ihrem Kollektoranschluss wenigstens eine Potenzialdifferenz einer Flussspannung benötigt, um leitend zu werden. Unter einer Flussspannung wird im Rahmen der vorliegenden Anmeldung eine Potenzialdifferenz zwischen einem Anodenanschluss und einem Kathodenanschluss einer Diode oder zwischen einem Basis- und einem Emitteranschluss eines Bipolartransistors verstanden, die zu einem Stromfluss durch die Diode oder zu einem Kollektorstrom durch den Bipolartransistor von 1 mA führt, wobei die Diode und der Bipolartransistor in Durchlassrichtung betrieben werden. Eine Flussspannung entspricht damit etwa der Spannung, bei der im Fall einer Diodenkennlinie oder der Übertragungskennlinie eines Bipolartransistors ein Knick auftritt.
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Im Fall einer Diode oder einer Transistordiode, die auf Silizium basiert, liegt somit eine Flussspannung typischerweise im Bereich zwischen etwa 500 mV und 800 mV. Da auch bei einem Bipolartransistor über der Strecke zwischen einem Kollektoranschluss und einem Emitteranschluss bei einem Kollektorstrom von 1 mA typischerweise eine Spannung zwischen 20 mV und 250 mV abfällt, die auch als Sättigungsspannung bezeichnet wird und dem Ausgangskennlinienfeld eines typischen Bipolartransistors der Kollektor-Emitter-Spannung entspricht, bei der die Ausgangskennlinien einen Knick aufweisen, erfordert die Schaltung in 2 eine externe Versorgungsspannung Vsup,ext, die wenigstens die interne, geregelte Versorgungsspannung Vsup,int um die Summe einer Flussspannung und einer Sättigungsspannung übersteigt. Dies bedeutet, dass beispielsweise bei einer internen, geregelten Versorgungsspannung Vsup,int von etwa 2,5 V die externe Versorgungsspannung Vsup,ext größer als 3,5 V sein muss.
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Mit anderen Worten liegt der Nachteil der in 2 gezeigten Schaltung darin, dass die Diode 800 zumindest eine Flussspannung braucht, um leitend zu werden. Das heißt, wenn z. B. Vsup,int auf 2,5 V geregelt wird, so funktioniert die Schaltung nur für externe Versorgungsspannungen Vsup,ext von ca. 3,5 V und darüber bei tiefen Temperaturen, da dann nämlich die Basis-Emitter-Spannung von Bipolartransistor 800 ca. 0,9 V groß wird und der npn-Bipolartransistor 810 noch mindestens 0,1 V Sättigungsspannung braucht, um arbeiten zu können.
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Eine weitere Vorgehensweise, einen möglichen Verpolschutz zu realisieren, besteht in der sogenannten „Low-Drop”-Technik. Hierbei wird die Regelung der internen, geregelten Versorgungsspannung Vsup,int aus der externen Versorgungsspannung Vsup,ext nicht mehr über einen npn-Bipolartransistor, wie er in 2 gezeigt ist, vorgenommen, sondern es wird vielmehr ein pnp-Bipolartransistor auch zur Regelung der internen Versorgungsspannung Vsup,int herangezogen. Mit anderen Worten kann man natürlich den npn-Emitterfolger weglassen und alleine mit einem pnp-Bipolartransistor einen Längsregler aufbauen. Dieses Vorgehen löst das Problem der zusätzlich auftretenden Flussspannung, wie es bei einer zusätzlich in Serie geschalteten Diode oder Transistordiode auftritt. In diesem Fall funktioniert die Schaltung, so lange die externe Versorgungsspannung Vsup,ext die interne, geregelte Versorgungsspannung Vsup,int um wenigstens die Sättigungsspannung, also typischerweise zwischen 20 und 250 mV, übersteigt.
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Mit anderen Worten löst dieses Vorgehen das Problem der Drop-Spannung: Die Schaltung funktioniert, so lange die externe Versorgungsspannung Vsup,ext größer ist als die Summe der geregelten, internen Versorgungsspannung Vsup,int und etwa 100 mV. Der Nachteil dieser Lösung liegt darin, dass die interne, geregelte Versorgungsspannung Vsup,int nun an einem Kollektor eines pnp-Bipolartransistors liegt, der wesentlich höherohmiger ist als der Emitter des npn-Bipolartransistors 810 in 2. Der Grund für den höheren Innenwiderstand des Kollektors als jenen des Emitters ist, dass ersterer eine Stromquelle, zweiterer aber eine Spannungsquelle bildet, und liegt in der Steigung der Ice-Uce-Ausgangskennlinie (Ausgangskennlinie Ice-versus-Uce) sowie der Ie-Ube-Eingangskennlinie (Eingangskennlinie Ie-versus-Ube) begründet. Dadurch wird es ungleich schwerer, die Regelschleife der internen, geregelten Versorgungsspannung Vsup,int stabil zu halten, insbesondere wenn die kapazitive Last an Vsup,int noch nicht genau feststeht. Um in diesem Fall die Regelung der internen, geregelten Versorgungsspannung Vsup,int zu gewährleisten, muss die interne, geregelte Versorgungsspannung Vsup,int über einen Stabilisierungs-Verbraucher oder auch Shunt-Pfad auf das Bezugspotenzial oder auch nach Masse belastet werden. Der Strom, der durch den Stabilisierungs-Verbraucher abfließt, wird nur zur Stabilisierung der Regelschaltung herangezogen und reduziert somit die Stromeffizienz einer derartigen Spannungsregelung, wobei die Stromeffizienz als Verhältnis des Stroms, den die Regelung an den eigentlichen daran angeschlossenen Verbraucher abgibt, dividiert durch den Gesamtstromverbrauch, also inklusive des Eigenstromverbrauchs der Regelung, definiert ist.
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Mit anderen Worten muss (im Vergleich zum Gesamtstrombedarf der Schaltung) ein relativ grosser Strom von Vsup,int über einen Shunt-Pfad bzw. Stabilisierungs-Verbraucher nach Masse abgeleitet bzw. gesinkt werden, um die Regelschleife stabil zu halten. Dieser Strom wird nur zur Erzielung der Stabilität verwendet und verschwendet und reduziert die Effizienz einer derartigen Spannungsregelung: Wenn z. B. Vsup,int mit 5 mA belastet wird, so braucht man ca. 1,7 mA zusätzlichen Strom, um den Low-Drop-Regler stabil zu halten. Seine Effizienz ist somit ca. 75%, wohingegen die Effizienz des in 2 gezeigten Emitterfolgers mit ca. 90% ungleich höher ist.
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3 zeigt ein Beispiel für eine solche Low-Drop-Schaltung. Ein pnp-Bipolartransistor 820 ist mit einem Emitteranschluss an die externe Versorgungsspannung Vsup,ext und mit einem Kollektoranschluss an die geregelte, interne Versorgungsspannung Vsup,int angeschlossen. Ein Basisanschluss des pnp-Bipolartransistors 820 ist an eine Regeleinheit angeschlossen, die nicht in 3 enthalten ist, da sie bekannt ist und nicht den Gegenstand der vorliegenden Anmeldung darstellt. Darüber hinaus zeigt 3 einen NMOS-Transistor 830, der zwischen die geregelte, interne Versorgungsspannung Vsup,int und ein Bezugspotenzial geschaltet ist.
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Der pnp-Bipolartransistor 820 dient hier zur Regelung der internen Versorgungsspannung Vsup,int. Der NMOS-Transistor 830 dient zur Belastung der geregelten internen Versorgungsspannung Vsup,int und stellt damit den Stabilitäts-Verbraucher, der weiter oben erläutert wurde, dar. Alternativ kann an Stelle des NMOS-Transistors 830 auch ein PMOS-Transistor als Stabilitäts-Verbraucher verwendet werden. Der Vorteil dieser Lösung ist, dass damit wiederum ein niederohmiger Sourceanschluss an dem Anschluss für Vsup,int liegt und nicht ein hochohmiger Drainanschluss.
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Die
US 5,036,269 A beschreibt einen Spannungsstabilisierer, mit einem sehr niedrigen Spannungsabfall. Der Spannungsstabilisierer umfasst eine Serien-Spannungsregler-Schaltung mit einem ersten PNP-Transistor, der über einen zweiten PNP-Transistor mit einem Eingangsanschluss des Stabilisierers verbunden ist. Der erste PNP-Transistor ist durch einen Kondensator mit Masse verbunden. Der Spannungsstabilisierer umfasst eine Arbeitspunkteinstellungsschaltung und Umschalt-Schaltungen, die zwischen dem Eingangsanschluss, einem Basisanschluss des PNP-Transistors und Masse angeordnet sind.
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Die
DE 197 08 019 A1 beschreibt eine integrierte bipolare Halbleiterschaltung mit einer Schutzschaltung. Die bipolare integrierte Halbleiterschaltung weist einen Transistor auf, über den Gleichstromenergie aus einer externen Gleichstromenergie verschiedenen Elementen der bipolaren integrierten Halbleiterschaltung zugeführt wird. Die Schaltung umfasst ferner eine Konstantstromschaltung zum Einschalten des PNP-Transistors und zur Steuerung des Basisstroms des PNP-Transistors auf einem konstanten Pegel, der ein Arbeiten in einem Sättigungsbereich des PNP-Transistors verursacht.
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Die
US 4,958,251 A beschreibt eine elektronische Schaltung, die vor einer Vertauschung der Polarität der Versorgungsspannung geschützt ist. Die Schaltung umfasst einen MOS-Leistungstransistor, der zwischen einem Anschluss der Batterie und Masse eingeschaltet ist. Der MOS-Transistor ist angeordnet, um eine elektrische Last gegen Masse zu betreiben. Die Schaltung umfasst ferner einen zweiten MOS-Schutztransistor, der zwischen den Pol und den ersten Transistor eingeschaltet ist. Die Transistoren, die beide mit entsprechenden Dioden zwischen dem Source-Anschluss und dem Drain-Anschluss ausgestattet sind, sind so verschaltet, dass die Drain-Anschlüsse der beiden Transistoren miteinander verbunden sind.
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Die
US 5,227,714 A beschreibt ein System zur Regelung einer Ausgangsspannung auf einen bestimmten Wert. Das System umfasst einen Steuer-Transistor, der eine Ausgangsspannung bereitstellt, wenn er durch eine Versorgungsspannung versorgt wird. Ein Spannungsteiler, der durch Transistoren gebildet wird, teilt die Größe der Ausgangsspannung durch ein bestimmtes Verhältnis. Die Transistoren in dem Spannungsteiler sind beispielsweise CMOS-Transistoren. Die geteilte Ausgangsspannung wird einem Komparator zum Vergleich mit einer festgelegten Referenzspannung zugeführt. Der Komparator führt Spannungen einem Komparator-Verstärker zu. Der Komparator-Verstärker umfasst einen Transistor, der Veränderungen eines Stromes entsprechend der geteilten Ausgangsspannung erzeugt. Der Komparator-Verstärker umfasst ferner einen Stromspiegel, der Änderungen des Stromes liefert, die Veränderungen des Stromes durch den Verstärker-Transistor zugeordnet sind. Die Veränderungen des Stromes in dem Stromspiegel verursachen Veränderungen einer durch den Stromspiegel gelieferten Spannung. Diese Spannungsveränderungen werden dem Steuer-Transistor zugeführt, um die Ausgangsspannung auf einem bestimmten Wert zu regeln.
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Ausgehend von diesem Stand der Technik besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ein verbessertes Konzept zur verpolungssicheren Versorgung einer elektronischen Komponente mit einer Zwischenspannung zu schaffen, wobei die Versorgung auch bei einer nur geringfügig höheren äußeren Versorgungsspannung gewährleistet sein soll und eine hohe Stromeffizienz aufweisen soll.
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Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum verpolungssicheren Versorgen einer elektronischen Komponente gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum verpolungssicheren Versorgen einer elektronischen Komponente mit einer Zwischenspannung aus einer Versorgungsspannung umfasst einen ersten Transistor, der zwischen einen Anschluss für die Versorgungsspannung und die elektrische Komponente geschaltet ist, so dass eine Strecke zwischen einem Quellenanschluss und einem Senkenanschluss des ersten Transistors von einem Versorgungsstrom der elektrischen Komponente durchflossen wird;
eine Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung, die so ausgelegt ist, dass sie bei einem steigenden Spannungsabfall über der Strecke zwischen Quellenanschluss und Senkenanschluss des ersten Transistors einen steigenden Antwortstrom erzeugt; und
eine Kopplungseinrichtung, die ausgelegt ist, um in Abhängigkeit von dem Antwortstrom einen zu dem Antwortstrom proportionalen Folgestrom an einem Ausgang der Kopplungseinrichtung bereitzustellen,
wobei der Ausgang der Kopplungseinrichtung mit einem Steueranschluss des ersten Transistors gekoppelt ist;
wobei die Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung einen zweiten Transistor aufweist, der den Antwortstrom liefert; und
wobei die Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung ferner eine Potenzialverschiebungseinrichtung aufweist, die mit dem Senkenanschluss des ersten Transistors und einem Steueranschluss des zweiten Transistors gekoppelt ist und die ausgelegt ist, um an dem Steueranschluss des zweiten Transistors ein von einem Potenzial an dem Senkenanschluss des ersten Transistors abhängiges Potenzial zu erzeugen.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass ein Verpolungsschutz für die Versorgung einer elektronischen Komponente mit einer Zwischenspannung aus einer Versorgungsspannung dadurch realisiert werden kann, dass ein Transistor mit einem Quellenanschluss und einem Senkenanschluss so zwischen die Versorgungsspannung und die elektronische Komponente geschaltet wird, dass ein Versorgungsstrom der elektronischen Komponente durch den Quellenanschluss und den Senkenanschluss des Transistors fließt. Hierbei kann ein Steueranschluss des Transistors durch eine Regelschaltung mit einer Spannung bzw. einem Strom versorgt werden, so dass der Spannungsabfall über der Strecke zwischen dem Quellenanschluss und dem Senkenanschluss des Transistors kleiner als der Spannungsabfall ist, der bei Verschaltung eines Transistors als Diode in Durchlassrichtung auftreten würde. Darüber hinaus ist es möglich, die an den Steueranschluss des Transistors gekoppelte Regelschaltung so auszulegen, dass sie im Vergleich zu dem Strombedarf der elektronischen Komponente eine geringe eigene Stromaufnahme aufweist.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel weist so eine Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung auf, die abhängig von dem Potenzial an dem Senkenanschluss des Transistors einer Kopplungseinrichtung einen Strom zur Verfügung stellt. Durch die Kopplungseinrichtung wird an einem Ausgang der Kopplungseinrichtung ein Folgestrom erzeugt, auf dem basierend der zweite Transistor angesteuert wird.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
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1 ein Schaltbild einer verpolungssicheren Stromversorgungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel;
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2 ein Schaltbild einer ersten möglichen Ausführungsform einer verpolungssicheren Stromversorgungsschaltung, gemäß dem Stand der Technik; und
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3 ein Schaltbild einer zweiten möglichen Ausführungsform einer verpolungssicheren Stromversorgungsschaltung in „Low-Drop”-Technik, gemäß dem Stand der Technik.
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Bezug nehmend auf 1 wird im Folgenden ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur verpolungssicheren Versorgung einer elektronischen Komponente mit einer Zwischenspannung aus einer Versorgungsspannung beschrieben.
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1 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer verpolungssicheren Versorgungsschaltung 100. An eine externe Versorgungsspannung Vsup,ext ist ein erster Transistor 110, der als pnp-Bipolartransistor ausgeführt ist, mit einem Quellenanschluss oder Emitteranschluss gekoppelt. Bei Transistoren wird hierbei im Rahmen der vorliegenden Anmeldung unter einem Quellenanschluss ein Emitteranschluss eines Bipolartransistors oder ein Quellenanschluss bzw. ein Sourceanschluss eines Feldeffekttransistors, unter einem Senkenanschluss ein Kollektoranschluss eines Bipolartransistors und ein Senkenanschluss bzw. Drainanschluss eines Feldeffekttransistors, sowie unter einem Steueranschluss ein Basisanschluss eines Bipolartransistors und ein Steueranschluss bzw. Gateanschluss eines Feldeffekttransistors verstanden. Ein Senkenanschluss oder Kollektoranschluss des ersten Transistors 110, der auch einen Ausgang der verpolungssicheren Versorgungsschaltung 100 darstellt, ist mit einem Kollektoranschluss eines Regeltransistor 120, der als npn-Bipolartransistor ausgeführt ist und auch als Längsregler bezeichnet wird, verbunden. Ein Emitteranschluss des Regeltransistors bzw. des Längsreglers 120 ist mit der internen, geregelten Versorgungsspannung Vsup,int verbunden. Ein Steueranschluss bzw. Basisanschluss des Regeltransistors 120 ist an eine Regelschaltung angeschlossen, die in 1 nicht dargestellt ist, da eine mögliche Lösung bekannt und nicht Gegenstand der vorliegenden Anmeldung ist. An dem Senkenanschluss des ersten Transistors 110 liegt ein Potenzial VnetX an.
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Neben dem ersten Transistor 110 umfasst die Versorgungsschaltung 100 eine Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung 140, die auch als Spannungs-Strom-Wandler oder als V-I-Wandler bezeichnet wird, und eine Kopplungseinrichtung 150. Ein Eingang der Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung 140 ist an die externe Versorgungsspannung Vsup,ext gekoppelt. Ein Ausgang der Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung 140 ist mit einem Eingang der Kopplungseinrichtung 150 verbunden. Der V-I-Wandler 140 umfasst einen ersten Widerstand 130, der einen ersten Anschluss aufweist, der den Eingang des V-I-Wandlers 140 darstellt, einen zweiten Transistor 160, der als pnp-Bipolartransistor ausgeführt ist, und eine Potenzialverschiebungseinrichtung 170. Ein zweiter Anschluss des ersten Widerstands 130 ist mit einem Emitteranschluss des zweiten Transistors 160 des V-I-Wandlers 140 verbunden, der auch den Eingang der Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung 140 darstellt. Ein Kollektoranschluss des zweiten Transistors 160, der auch den Ausgang der Potenzial-zu-Strom-Wandlungseinrichtung 140 darstellt, ist mit einem Eingang der Kopplungseinrichtung 150 verbunden. Ein Steueranschluss des zweiten Transistors 160 ist mit einem Ausgang der Potenzialverschiebungseinrichtung 170 verbunden. Die Potenzialverschiebungseinrichtung 170 umfasst einen dritten Transistor 180 und einen zweiten Widerstand 190. Der dritte Transistor 180 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel als pnp-Bipolartransistor ausgeführt. Zwischen einen Senkenanschluss bzw. Kollektoranschluss des dritten Transistors 180 und ein Bezugspotenzial ist der zweite Widerstand 190 geschaltet. Ein Quellenanschluss bzw. Emitteranschluss des dritten Transistors 180, der einen Eingang der Potenzialverschiebungseinrichtung 170 und einen weiteren Eingang des V-I-Wandlers 140 darstellt, ist mit dem Senkenanschluss bzw. Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 verbunden. Darüber hinaus ist der Kollektoranschluss des dritten Transistors 180 mit einem Steueranschluss bzw. einem Basisanschluss des dritten Transistors 180 über eine niederohmige, leitende Verbindung gekoppelt, was im weiteren Verlauf der vorliegenden Anmeldung auch als kurzgeschlossen bezeichnet wird, so dass der dritte Transistor 180 als Diode betrieben wird. Darüber hinaus sind die beiden Steueranschlüsse bzw. Basisanschlüsse des zweiten Transistors 160 und des dritten Transistors 180 miteinander verbunden. Der zweite Transistor 160 und der dritte Transistor 180 sind also vom gleichen Typ. Das bedeutet allgemein gesprochen, dass beide Transistoren als pnp-Bipolartransistoren, als npn-Bipolartransistoren, als NMOS-Transistoren oder als PMOS-Transistoren ausgelegt sind.
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Ein Ausgang der Kopplungseinrichtung 150 ist einerseits mit dem Steuereingang des ersten Transistors 110 und mit einem ersten Anschluss einer Ansteuerschaltung 200 verbunden. Ein zweiter Anschluss der Ansteuerschaltung 200 ist mit einem weiteren Anschluss an die externe Versorgungsspannung Vsup,ext gekoppelt. Die Ansteuerschaltung 200 umfasst eine Serienschaltung eines dritten Widerstands 210 und eines vierten Transistors 220, der als pnp-Bipolartransistor ausgeführt ist, wobei ein Emitteranschluss des vierten Transistors 220 mit dem dritten Widerstand 210 und ein Kollektoranschluss des vierten Transistors 220 mit dem ersten Anschluss der Ansteuerschaltung 200 einerseits und einem Steueranschluss bzw. Basisanschluss des vierten Transistors 220 andererseits verbunden ist, so dass der vierte Transistor 220 als Diode verschaltet ist.
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Die Kopplungseinrichtung 150 umfasst einen fünften NMOS-Transistor 230 und einen sechsten NMOS-Transistor 240, wobei ein Steueranschluss bzw. Gateanschluss des fünften NMOS-Transistors 230 mit einem Steueranschluss des sechsten NMOS-Transistors 240 sowie mit einem Senkenanschluss oder Drainanschluss des fünften NMOS-Transistors 230, der auch den Eingang der Kopplungseinrichtung 150 darstellt, verbunden ist. Ein Senkenanschluss bzw. Drainanschluss des sechsten NMOS-Transistors 240 stellt den Ausgang der Kopplungseinrichtung 150 dar. Ein Quellenanschluss des fünften NMOS-Transistors 230 und ein Quellenanschluss des sechsten NMOS-Transistors 240 sind mit dem Bezugspotenzial (GND) verbunden. Der fünfte NMOS-Transistor 230 und der sechste NMOS-Transisor 240 bilden somit eine Stromspiegelschaltung.
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Im Folgenden wird die Funktionsweise der oben beschriebenen Schaltungsanordnung näher erläutert, bei der es sich um einen stromeffizienten, verpolgeschützten Low-Drop-Regler handelt. Das erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel, das in 1 gezeigt ist, löst das Problem des Spannungsabfalls, der auch als Drop bezeichnet wird, über den ersten Transistor 110, der bei möglichen Schaltungen infolge der Verschaltung des pnp-Bipolartransistors 800 als Diode auftritt, wie dies in 2 darstellt ist, und das bei möglichen Schaltungen auftretende Problem des zur Stabilisierung der Regelschaltung abgeführten Stroms, der auch als Shunt-Strom bezeichnet wird, wie er im Zusammenhang mit der in 3 dargestellten Schaltung, die eine mögliche Lösung zeigt, erläutert wurde. Diese beiden Probleme werden gelöst, indem das Potenzial an dem Ausgang der verpolungssicheren Versorgungsschaltung 100, und damit an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110, auf einen Wert VnetX geregelt wird, der typischerweise zwischen 20 mV und 500 mV, bevorzugt 50 mV bis 200 mV, unterhalb der externen Versorgungsspannung Vsup,ext liegt. Die Spannung bzw. Potenzialdifferenz VnetX gegenüber dem Bezugspotenzial wird auch als Zwischenspannung und das zugehörige Potenzial auch als Zwischenpotenzial bezeichnet, während Vsup,ext – VnetX die Kollektor-Emitter-Spannung des ersten Transistors 110 ist. Mit anderen Worten löst die Erfindung das Problem des Drops der möglichen Realisierung einer verpolungssicheren Spannungsversorgung in 2 und des Shunt-Stroms der möglichen Realisierung einer verpolungssicheren Spannungsversorgung in 3, indem eine Regelschaltung das Potenzial an einem Knoten an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 auf einen Wert regelt, der ca. 100 mV unterhalb der externen Versorgungsspannung Vsup,ext liegt.
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Zu diesem Zweck wird das Potenzial VnetX, das an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 anliegt, der Potenzialverschiebungseinrichtung 170 als Eingangssignal zur Verfügung gestellt. Aufgrund der an der Serienschaltung aus dem als Diode verschalteten dritten Transistor 180 und dem zweiten Widerstand 190 anliegenden Potenzialdifferenz fließt ein Strom über den Kollektoranschluss und den Emitteranschluss des dritten Transistors 180 und den zweiten Widerstand 190 ab. Aufgrund der Serienschaltung des dritten Transistors 180 und des zweiten Widerstands 190 liegt an dem Ausgang der Potenzialverschiebungseinrichtung 170, also an dem Basisanschluss des dritten Transistors 180, ein Potenzial an, das sich von dem an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 anliegenden Potenzial VnetX etwa um eine Flussspannung eines pn-Übergangs unterscheidet. Typischerweise weicht die Potenzialdifferenz zwischen dem Basiseingang des zweiten Transistors 160 und dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110, also dem Potenzial am Basisanschluss des zweiten Transistors 160 und dem Potenzial VnetX, von einer Flussspannung eines pn-Übergangs um weniger als 50% einer Flussspannung eines pn-Übergangs und bevorzugt um nicht mehr als 20% einer Flussspannung eines pn-Übergangs ab. Unter einer Flussspannung wird im Rahmen der vorliegenden Anmeldung eine Potenzialdifferenz zwischen einem Anoden- und einem Kathodenanschluss einer Diode oder zwischen einem Basisanschluss und einem Emitteranschluss eines Bipolartransistors verstanden, die zu einem Stromfluss durch die Diode oder zu einem Kollektorstrom durch den Bipolartransistor von 1 mA führt, wobei die Diode und der Bipolartransistor in Durchlassrichtung betrieben werden. Eine Flussspannung entspricht damit etwa der Spannung, bei der im Fall einer Diodenkennlinie oder der Übertragungskennlinie eines Bipolartransistors ein Knick auftritt. Im Fall einer Diode oder eines Transistors, die auf Silizium basiert, liegt somit eine Flussspannung typischerweise im Bereich zwischen etwa 500 mV und 800 mV. Als Folge bildet sich so eine Potenzialdifferenz zwischen dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 und dem Basisanschluss des zweiten Transistors 160, der mit dem Ausgang der Potenzialverschiebungseinrichtung 170 verbunden ist, von typischerweise 0,1 bis 1,0 V und bevorzugt von 0,6 bis 0,8 V aus. Mit anderen Worten, das Potenzial an dem Basisanschluss des zweiten Transistors 160 liegt bevorzugt um etwa 0,6 V bis 0,8 V unterhalb des Potenzials an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110.
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Der erste Widerstand 130 und der zweite Widerstand 190 sowie der zweite Transistor 160 und der dritte Transistor 180 sind so ausgelegt, dass in einem Ruhezustand oder Gleichgewichtszustand der Regelschleife bzw. Regelschaltung über dem ersten Widerstand 130 aufgrund eines Emitterstroms des zweiten Transistors 160 für eine externe Versorgungsspannung Vsup,ext, die weniger als 1,5 V über dem Zwischenpotenzial VnetX liegt, eine Spannung abfällt, die um nicht mehr als typischerweise 50%, bevorzugt 20%, von dem Spannungsabfall zwischen dem Emitteranschluss und dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 abweicht. Unter einem Ruhezustand oder Gleichgewichtszustand der Regelschaltung bzw. Regelschleife wird im Rahmen der vorliegenden Anmeldung eine Verteilung von Strömen und Potenzialen bzw. Spannungen verstanden, die in einem idealen System zeitlich konstant sind. In diesem Zusammenhang wird unter einem idealen System im Rahmen der vorliegenden Anmeldung eine Schaltung verstanden, deren Komponenten keine zufälligen Spannungsfluktuationen oder Stromfluktuationen, die im Allgemeinen als Rauschen bezeichnet werden, aufweisen.
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Mit anderen Worten, zur Regelung des Potenzials VnetX auf einen Wert von ca. Vsup,ext – 100 mV wird ein Strom über den dritten Transistor 180 und zweiten Widerstand 190 zu dem Bezugspotenzial (GND) bzw. nach Masse abgeleitet, der an dem Basisanschluss des zweiten Transistors 160 somit ein Potenzial erzeugt, das in einem Ruhezustand der Regelschleife über den ersten Widerstand 130 die gleiche Spannung erzeugt, wie über der Kollektor-Emitter-Strecke des ersten Transistors 110 anliegt. Mit noch anderen Worten, in dem Ruhezustand der Regelschleife wird über den ersten Widerstand 130 eine Spannung erzeugt, die idealerweise gleich der Spannung über der Kollektor-Emitter-Strecke des ersten Transistors 110 ist.
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Mit noch anderen Worten, der erste Widerstand 130 bewirkt ein Emitterpotenzial an dem Emitteranschluss des zweiten Transistors 160, das dem Zwischenpotenzial VnetX entspricht, und bestimmt damit eine Abhängigkeit des an dem Kollektoranschluss des zweiten Transistors 160 abgegebenen Strom und des Zwischenpotenzials VnetX. Ein Widerstandswert R130 des ersten Widerstands 130 legt somit in erster Näherung eine lineare Beziehung zwischen einer Spannung V und einem an dem Ausgang des V-I-Wandlers 140 fließenden Stroms I fest, der in erster Näherung die Abhängigkeit I = V/R130 erfüllt.
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Die Kopplungseinrichtung 150 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel so ausgelegt, dass sie an ihrem Ausgang, also an dem Senkenanschluss bzw. dem Drain-Anschluss des sechsten NMOS-Transistors 240, einen Folgestrom bereitstellt, der von einem Kollektorstrom des zweiten Transistors 160 bzw. dem Antwortstrom des V-I-Wandlers 140 an dem Eingang der Kopplungseinrichtung 150, also an dem Senkenanschluss bzw. Drain-Anschluss des fünften NMOS-Transistors 230, um typischerweise nicht mehr als 30%, bevorzugt um nicht mehr als 10% des Antwortstroms abweicht.
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Durch die Kopplungseinrichtung 150 bzw. durch die Stromspiegelschaltung, die den fünften NMOS-Transistor 230 und den sechsten NMOS-Transistor 240 umfasst, wird ein dem Kollektorstrom des zweiten Transistors 160 proportionaler Folgestrom an dem Ausgang der Kopplungseinrichtung 150 bereitgestellt. Die an ihrem zweiten Anschluss an die externe Versorgungsspannung Vsup,ext angeschlossene Ansteuerschaltung 200, die den dritten Widerstand 210 und den vierten Transistor 220 umfasst und mit ihrem ersten Anschluss an den Basisanschluss des ersten Transistors 110 und den Ausgang der Kopplungseinrichtung 150 angeschlossen ist, weist eine nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinie auf. Aufgrund der Serienschaltung des dritten Widerstandes 210 und des als Diode verschalteten vierten Transistors 220 stellt die Ansteuerschaltung 200 an ihrem ersten Anschluss ein Potenzial bereit, das gegenüber der externen Versorgungsspannung Vsup,ext um eine Potenzialdifferenz kleiner ist, die von einem Strom, der die Ansteuerschaltung 200 durchfließt abhängt und etwa durch eine Summe eines Ohmschen Spannungsabfalls über dem dritten Widerstand 210 und einer Flussspannung eines pn-Übergangs gegeben ist. Somit steht in Abhängigkeit von dem Folgestrom an dem Basisanschluss des ersten Transistors 110 ein Potenzial bereit (bzw. es wird eine Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors 110 bereitgestellt), so dass über der Strecke zwischen dem Emitteranschluss und dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 eine Spannung von typischerweise 20 mV bis 500 mV, bevorzugt von 50 bis 200 mV, in dem Gleichgewichtszustand der Regelung bzw. der Regelungsschaltung abfällt.
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Mit anderen Worten, das Potenzial, das an dem Steuereingang des zweiten Transistors 160 anliegt, erzeugt einen Stromfluss, der über die NMOS-Transistoren 230 und 240 auf einen Strompfad kopiert wird, der den dritten Widerstand 210 und den als Diode verschalteten vierten Transistor 220 umfasst. Ein Teil des von dem sechsten NMOS-Transistor 240 gelieferten Stroms wird ferner dem ersten Transistor 110 als Basisstrom zugeführt.
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Fällt das Potenzial an dem Senkenanschluss (Kollektoranschluss) des ersten Transistors 110, also die Zwischenspannung VnetX, unter den Wert der Zwischenspannung in dem Gleichgewichtszustand, so fließt über den Eingang der Potenzialverschiebungseinrichtung 170, die Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors 180 und den zweiten Widerstand 190 ein geringerer Strom zu dem Bezugspotenzial. Als Folge sinkt das an dem Basisanschluss des Transistors 160 anliegende Potenzial, so dass die Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors 160 ansteigt, was wiederum zur Folge hat, dass der Kollektorstrom durch den zweiten Transistor 160 steigt. Aufgrund der Stromspiegelschaltung, die die beiden NMOS-Transistoren 230 und 240 umfasst, fließt auch ein höherer Folgestrom durch die Ansteuerschaltung 200, so dass an dem Basisanschluss des ersten Transistors 110 ein gegenüber dem Gleichgewichtszustand verringertes Potenzial anliegt. Aufgrund der dadurch ansteigenden Basis-Emitter-Spannung an dem ersten Transistors 110 steigt das Potenzial an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 wieder an, was die Regelschleife schließt.
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Mit anderen Worten, ist das Potenzial VnetX an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 in einem Nicht-Gleichgewichtszustand der Regelschaltung zu klein, d. h. kleiner als in dem Gleichgewichtszustand der Regelschaltung, so steigt der Stromfluss durch den dritten Widerstand 210 an und regelt den ersten Transistor 110 auf, so dass sich ein Betriebspunkt, in dem sich der erste Transistor befindet, derart verschiebt, dass sich eine Kollektor-Emitter-Spannung des ersten Transistors 110 verringert. Entsprechend wird der Kollektoranschluss des ersten Transistors hochgezogen bzw. ein größerer Strom in den Knoten an dem Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 gespeist, was dem gegenüber dem Gleichgewichtszustand erhöhten Spannungsabfall über der Kollektor-Emitter-Strecke des ersten Transistors 110 entgegenwirkt.
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Bei der Auslegung der Versorgungsschaltung 100, also insbesondere bei der Auslegung der Widerstände 130, 190 und 210 sowie der Transistoren 110, 160, 180, 220, 230 und 240, ist das Erzielen einer Differenz zwischen dem Potenzial der externen Versorgungsspannung Vsup,ext und dem Potenzial der Zwischenspannung VnetX von typischerweise 20 mV bis 500 mV und bevorzugt von 50 mV bis 200 mV nur bei Werten der externen Versorgungsspannung Vsup,ext notwendig, die typischerweise um weniger als 1,5 V und bevorzugt um weniger als 300 mV über der internen geregelten Versorgungsspannung Vsup,int der elektronischen Komponente liegt. Bei einer externen Versorgungsspannung, die den Wert der internen geregelten Versorgungsspannung Vsup,int um mehr als die oben genannten Spannungen übersteigt, kann auch ein größerer Spannungsabfall über der Strecke zwischen dem Kollektoranschluss und dem Emitteranschluss des ersten Transistors 110 auftreten, ohne dass die grundsätzliche Funktionsfähigkeit der elektronischen Komponente gefährdet ist. Mit anderen Worten muss diese Regelung nur bei einer minimalen externen Versorgungsspannung Vsup,ext genau sein. Bei größeren externen Versorgungsspannungen Vsup,ext darf die Regelung auch größere Differenzen zwischen der externen Versorgungsspannung Vsup,ext und der Zwischenspannung VnetX von mehr als 100 mV zulassen, da in diesem Fall auch eine größere Spannung zur Verfügung steht. Es ist vielmehr sogar von Vorteil, wenn bei großen externen Versorgungsspannungen Vsup,ext die Spannungsdifferenz Vsup,ext – Vsup,int möglichst gleichmäßig auf die Kollektor-Emitter-Strecken des ersten Transistors 110 und des Regeltransistors 120 aufgeteilt werden, da die beiden Transistoren dann minimal belastet werden und somit die Spannungsfestigkeit der Schaltung steigt.
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Ein weiterer Vorteil, den die in 1 gezeigte Versorgungsschaltung 100 aufweist, ist, dass sie keinen extrem hochohmigen Punkt aufweist, und dass ihr Ausgang, der mit dem Kollektoranschluss von Transistor 110 übereinstimmt, kapazitiv nicht stark belastet ist, so dass ihre Frequenzstabilität im Allgemeinen kein Problem darstellt. Es kann im Einzelfall notwendig sein, eine Frequenzkompensationskapazität zwischen den Basisanschluss und den Kollektoranschluss des ersten Transistors 110 zu schalten.
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Die Schaltung kann darüber hinaus so ausgelegt werden, dass der zusätzliche Strombedarf aufgrund der Transistoren 160, 180 und 220 auf typischerweise weniger als 0,5 mA und bevorzugt auf weniger als 0,2 mA beschränkt werden kann, so dass die Effizienz bzw. die Stromeffizienz der Spannungsregelung nicht merklich verschlechtert wird. Auch der zusätzliche Platzbedarf auf einem Chip ist unwesentlich im Vergleich zu einer Schaltung gemäß 2, die eine mögliche Lösung zeigt, da die Schaltungsanordnung im Vergleich zu der in 2 gezeigten Schaltung nur drei zusätzliche pnp-Bipolartransistoren, drei Widerstände und zwei NMOS-Transistoren aufweist, wobei der Platzbedarf der beiden NMOS-Transistoren im Allgemeinen vernachlässigbar ist.
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Mit anderen Worten wird der Verpolschutz nach wie vor durch einen pnp-Transistor realisiert, jedoch wird dieser nicht, wie die möglichen Lösungen in 2 und 3 zeigen, als Diode beschaltet oder direkt zur Regelung des Low-Drop-Spannungsreglers verwendet, sondern es wird eine eigenständige Regelschleife damit aufgebaut, die das Potenzial an dem Kollektor des npn-Emitterfolgers, der den Längsregler darstellt, auf ca. Vsup,ext – 100 mV regelt. Das lässt sich technisch leichter als übliche Low-Drop-Regler realisieren und braucht weniger Strom und Platz.
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Mit anderen Worten, es wird eine geregelte Versorgungsspannung Vsup,int am Chip bzw. auf einem Chip bereitgestellt werden, die auch bei kleiner externer Versorgungsspannung Vsup,ext = Vsup,int + 0,1 V noch garantiert ist. Dabei beträgt die Stromeffizienz dieser Regelung ca. 90 Außerdem ist die Schaltung verpolgeschützt, d. h. sie wird auch durch Anlegen negativer Spannungen von ca. –20 V an einem Versorgungsspannungspin nicht zerstört. Das in 1 dargestellte Ausführungsbeispiel stellt also eine Stromversorgung mit einem Verpolschutz mit vermindertem Drop und hoher Effizienz dar.
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Obwohl in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Transistoren 110, 120, 160, 180 und 220 als Bipolartransistoren ausgeführt sind, können diese auch als Feldeffekttransistoren ausgeführt werden. Ebenso können die beiden Feldeffekttransistoren 230 und 240, die im bevorzugten Ausführungsbeispiel als NMOS-Transistoren ausgeführt sind, auch als Bipolartransistor ausgeführt werden. Insbesondere kann der Regeltransistor bzw. Längsregler 120 als Depletion-NMOS-Transistor bzw. Verarmungstyp-NMOS-Transistor bzw. selbstleitender NMOS-Transistor ausgeführt werden, da eine Ansteuerung dieses Transistors mit einer Spannung, die unterhalb der internen, geregelten Versorgungsspannung Vsup,int liegt, erfolgen kann. Ebenso gut kann zum Schutz vor Verpolung bei einer negativen externen Versorgungsspannung eine zu der in 1 gezeigten Schaltungsanordnung komplementäre Schaltung verwendet werden, bei der die auftretenden npn-Bipolartransistoren gegen pnp-Bipolartransistoren, die auftretenden NMOS-Transistoren gegen PMOS-Transistoren und jeweils umgekehrt ausgetauscht werden können.
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Darüber hinaus kann eine Frequenzkompensationseinrichtung, beispielsweise eine Miller-Frequenzkompensationskapazität, zwischen den Steueranschluss bzw. Gateanschluss und den Senkenanschluss bzw. Drainanschluss des sechsten NMOS-Transistors 240 geschaltet werden, um die Frequenzstabilität zu verbessern. Ebenso kann zwischen den Basisanschluss bzw. den Steueranschluss und den Kollektoranschluss bzw. den Senkenanschluss des ersten Transistors 110 eine weitere Frequenzkompensationseinrichtung, beispielsweise eine Miller-Frequenzkompensationskapazität, um die Frequenzstabilität zu verbessern.
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Die Kopplungseinrichtung 150, die im erläuterten Ausführungsbeispiel als Stromspiegelschaltung ausgeführt ist, und die die NMOS-Transistoren 230 und 240 umfasst, kann durch eine abweichende Kopplungseinrichtung, bevorzugt eine Stromspiegelschaltung mit oder ohne Skalierung des Stromflusses, ersetzt werden. So sind beispielsweise Skalierungsfaktoren bzw. Spiegelverhältnisse von 1:2 oder auch 2:1 durchaus denkbar. Es kann jedoch prinzipiell auch eine Kopplungseinrichtung 150 mit einem von diesen nur als beispielhaft zu verstehenden Skalierungsfaktoren bzw. Spiegelverhältnissen abweichenden Skalierungsfaktor eingesetzt werden. Ein Spiegelverhältnis von etwa 1:1 ist häufig jedoch günstiger. Eine hierfür mögliche Ausführungsform stellt beispielsweise ein Wilson-Stromspiegel dar, der eine im Vergleich zu der oben beschriebenen Kopplungseinrichtung 150 geringere Abweichung des Folgestroms von dem Antwortstrom gewährleisten kann.
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Auch die im obigen Ausführungsbeispiel erläuterte Ansteuerschaltung 200 und die Potenzialverschiebungseinrichtung 170, die beide im bevorzugten Ausführungsbeispiel aus einem Widerstand 210 bzw. 190 und einem als Diode verschalteten Transistor 220 bzw. 180 aufgebaut sind, können durch eine abweichende Anordnung von Schaltungselementen, wie beispielsweise ohmsche Widerstände, Dioden oder andere elektronische Komponenten, aufgebaut sein.
