DE1537737A1

DE1537737A1 - Halbleiter-UEbertragungseinrichtung

Info

Publication number: DE1537737A1
Application number: DE1967W0044733
Authority: DE
Inventors: Meacham Larned Ames
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1966-09-12
Filing date: 1967-09-07
Publication date: 1969-10-02
Also published as: NL6712366A; US3392344A; GB1203455A; ES345373A1; FR1536613A; DE1762989A1; BE703501A; SE348606B

Description

WESTERN ELECTRIC COMPANY Incorporated 1537737

New York, N.J., 10007, USA

L. A, Meacham

Halbleiter- Übertragungseinrichtung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Halbleiter-Übertragungseinrichtung mit einer ersten Halbleitervorrichtung, die ein Paar Zonen entgegengesetzten Leitungstypus aufweist, und einer angeschalteten Stromquelle zum Hindurchschicken von Strom durch das Zonenpaar.

Mit der Entwicklung der Halbleitertechnik ist die Verwendung von Transistoren in Verstärkerschaltungen allgemein üblich geworden. Die Verwendung von Halbleiterbauelementen mit Übergängen, z. B. Transistoren, in Schaltungen, die äußerst lineare Ve rs tärkungs funktionen erfordern, forderte jedoch allgemein aufwendige und kostspielige Schaltungsmodifikationen, um die solchen Halbleiterbauelementen wegen der logarithmischen Änderung des Übergangs Stroms mit der Spannung eigenen Nichtlinearität zu kompensieren. So ändert sich beispielsweise die Impedanz des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors in nichtlinearer Weise mit den Emitterstromänderungen, die efoem

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Eingangssignal zugeordnet sind. Als Folge dieser nichtlinearen Kennlinie ibst die Übertragung eines Signals durch derartige Halbleiterbauelemente nichtlinear und deshalb begleitet von der Einführung unerwünschter Harmonischer.

Die bisherigen Versuche zur Erhöhung der Linearität von Transistorverstärkern beruhten auf der Verwendung einer Rückkopplungsschaltung und einer selektiven Einstellung des Transistorarbeitspunktes. Der Erfolg dieser Versuche ist aber wegen der hierfür erforderlichen teuren und komplizierten Schaltungsmaßnahmen oder wegen des eingeschränkten Betriebsbereichs nur mäßig gewesen. Ein weiterer, erfolgversprechendere Weg zur Erhöhung der Linearität von Transistor-Verstärker besteht darin, Dioden in einer dem Spannungsverstärkungsverhältnis gleichenden Anzahl als nichtlineare Kollektorlast zu verwenden, um dadurch das ansonst nichtlineare Ansprechverhalten auf das Eingangssignal zu korrigieren. Die vergleichsweise hohe Zahl von Dioden, die nach diesem Lösungsweg benötigt werden, ist jedoch zumindest in bestimmten Anwendungsfällen höchst unerwünscht.

Die vorstehenden Probleme sind e rf indungs gemäß dadurch gelöst, daß zum Eliminieren der Halbleiter-Bauelementen mit Übergängen eigenen Nichtlinearität im Hinblick auf eine praktisch lineare

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Übertragung in der Übertragungseinrichtung der eingangs genannten Art eine zweite Halbleitervorrichtung mit einem Paar Zonen entgegengesetzten Leitungstypes in Serienschaltung mit der Stromquelle und der ersten Halbleitervorrichtung derart vorgesehen ist, daß eines Zone des einen Leitungstypus der ersten Halbleitervorrichtungmit einer Zone des gleichen Halbleitertypus der zweiten Halbleitervorrichtung verbunden ist sowie ein an die Verbindungsstelle der beiden Zonen gleichen Leitungstypus angeschlossener Stromkreis vorgesehen ist, der dafür ausgelegt ist, das Verhältnis der durch die entsprechenden Zonenpaare fließenden Ströme praktisch konstant zu halten.

Im folgenden ist die Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben; es zeigen

Fig. 1 eine Schaltung zur Linearisierung der Impedanzkennlinie einer Übertragungsvorrichtung, die hier durch eine Halbleiterdiode repräsentiert ist;

Fig. 2 eine Schaltung zur Linearisierung der Ansprechkennlinie einer Signalüb'ertragungs-Transistoreinrichtung;

Fig. 3 das Schaltbild einer beispielhaften Negativ-

Impedanz-Schaltung entsprechend der Erfindung;

Fig. 4 die typische Kennlinienform der Schaltung nach Fig. 3;

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Fig, 5 das Schaltbild eines beispielhaften zweistufigen linearen Transistorverstärkers entsprechend der Erfindung.

Nach der Erfindung wird eine einfache Diodenkompensation am Eingang, und nicht am Ausgang, eines Transistorverstärkers eingeführt, um die Linearität des Verstärkers am Eingang zu erhöhen, wo die Nichtlinearitäten auftreten. Entsprechend der

α Erfindung wird die Eingangs-Ausgangs-Be Ziehung eines Transistorverstärkers mit Hilfe einer kompensierenden Spannung wirksam linearisiert, die von einer einzelnen, im Basis-Emitter-Stromweg liegenden Diode abgeleitet wird. Durch Anschließen dieser Diode an die durch den Emitter-Basis-Übergang des Verstärkertransistors gebilddn Diode derart, daß die Durchlaßrichtung dieser Dioden einander entgegengesetzt sind, und durch Vorsehen eines gesonderten Stromweges zum Aufrechthalten proportionaler Ströme durch die entsprechenden Dioden-Übergänge wird die

^^ Spannung an den die Diode und den Basis-Emitter-Übergang um-

sitromfassenden Serienkreis bei einer gegebenen Temperatur dazu gebracht, unabhängig vom Strom einen konstanten Wert anzunehmen. Folglich wird irgendeine sich ändernde Eingangs spannung, die an diese Anschlüsse in Serie mit einer konstanten Impedanz geliefert wird, Änderungen des Emitterstroms erzeugen, die proportional zu den Eingangs Spannungsänderungen sind. Darüber

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hinaus wird der entsprechende Kollektorstromkreis das a-fache (a = Stromverstärkungsfaktor) des Emitterstroms sein. Da a annähernd konstant ist, wird sich der Ausgangsstrom als eine praktisch lineare Wiedergabe des Emitterstroms und damit auch der Eingangs Spannungsänderungen ändern.

Ein noch im einzelnen zu beschreibendes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eine Schaltungsverbesserung einer bekannten Schaltung mit zwei Transistoren, die keine örtliche Speisequelle benötigt und eine praktisch linear über einen definierten Strombereich verlaufende negative Impedanz besitzt. Die Prinzipien der Erfindung werden mit Vorteil in dieser bekannten Negativ-Impedanz-Schaltung dazu verwendet, die Linearität um zumindest eine Größenordnung zu erhöhen.

Entsprechend diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind ein pnp-Transistor und ein npn- Tr ans is tor miteinander so verbunden, daß die Basis eines jeden Transistors mit dem Kollektor des anderen verknüpft ist. Der Vorspannungsstromkreis für jeden Transistor liegt zwischen dessen Basis und Emitter und enthält die Serienschaltung eines Widerstands mit einer Halbleiterdiode, die so gepolt ist, daß ihre Durchlaßrichtung der des Emitterbasis-Übergangs entgegengesetzt ist. Eine gemeinsame Impedanz, die in Serie mit den vorstehend erwähnten Vorspannwiderständen liegt,

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ORIGINAL

ι ι Vf r

dient zur Herstellung eines Stromwegs, der die kontrollierte Vergrößerung des Transistorstroms ermöglicht, um den durch positive Rückkopplung erzeugten Stromzuwachs durch die Transistoren herabzusetzen, wenn einmal ein Stromschwellwert überschritten worden ist. Die negative Eingangsimpedanz zwischen den Emittern der entsprechenden Transistoren ist proportional zu dem Wert dieser gemeinsamen Impedanz, Es ist zu beachten , daß der Kollektorstromkreis des einen Transistors einen Stromweg verfügbar macht, der sicherstellt, daß die Ströme durch den Basis-Emitter-Übergang des anderen Transistors und der zugeordneten Diode immer proportional zueinander sind. Die immer vorhandene Differenz der Sättigungsstromwerte in Sperrichtung für zwei Halbleitermaterialien (z.B. Siliziumtransistoren und Germanium dioden) versorgt jeden Transistor mit einer Gleichvorspannung, die für die Negativ-Impedanzschaltung erforderlich ist. Anhand der Schaltung der Fig. 1 ist insbesondere geeignet, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip zu erläutern. Diese Schaltung weist zwei hintereinandergeschaltete und entgegengesetzt gepolte Dioden 10 und 20 auf. Dieser Serienstromkreis liegt an einer Stromquelle über die Eingangsanschlüsse 16 und 17. Ein den Strom i führender gesonderter Stromweg 15 ist an

den Verbindungspunkt der beiden Dioden angeschaltet. Die Beziehung zwischen der Übergangs spannung und dem Strom einer Halbleiterdiode folgt der allgemein bekannten Gleichung: 9098AO/ 1338

i=I_s ( exp(^)-l] (1)

Hierin bedeuten

i den Strom durch den Diodenübergang,

I den Sättigungsstrom der Diode in Sperrichtung, q die Elektronenladung,

ν die Spannung am Diodenübergang,

k die Boltzmann-Konstante und

T die absolute Temperatur,

Mir den wie dargestellt verbundenen Dioden (Zonen gleichen Leitungstypus oder Donatorenkonzentration miteinander verbunden) ist die Eingangs spannung ν definiert als die arithmetische Differenz zwischen der Spannung ν an der Diode 10 und der Spannung v„ an der Diode 20. Die Diode 10 hat die definierte Übergangsspannung V₁ und einen Übergangs strom i.., während die Diode 20 die definierte Übergangsspannung v_o und einen Übergangsstrom jL hat» Gleichung (1) kann nach der Übergangs spannung aufgelöst werden, die sich für die Diode 10 ergibt zu

ν = KL in ₍ ! ₊ i) (2)

^q si

und die sich für die Diode 20 ergibt zu

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^q s2

Hierin bedeuten I ₁ und I _ die entsprechenden Konstanten Sättigungsströme in Sperrichtung, deren Größe vom die Dioden 10 bzw. 20 bildenden Halbleitermaterial abhängt. Demgemäß kann, wenn man annimmt, daß beide Dioden sich auf gleicher Temperatur befinden, eine angenäherte Beziehung für ν abgeleitet werden, und

zwar genau für die übliche Arbeitsbedingung

L>^ I ₁ und i
Man erhält also

(^ln +¹¹¹

Für eine gegebene Temperatur und für ein gegebenes Diodenpaar ist jede der Größen k, T, q, I ₁ und I „ konstant. Deshalb stellt die durch Gleichung (4) gegebene Beziehung sicher, daß die Span-

nung ν solange konstant bleiben wird, wie die einzelnen Dioden^x

ströme I₁ und i zueinander proportional bleiben. Wenn daher eine geeignete Stromquelle an den Leiter 15 so angeschaltet wird, daß sich für einen ändernden i der Strom i in der richtigen Weise ändert, um sicherzustellen, daß die Ströme i_T und i proportional zueinander bleiben, so bleibt die Arbeitspunkt-Spannung zwischen den Anschlüssen 16 und 17 auf einem konstanten Wert, d.h. die Spannungsänderung ist Null.

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Die Erfindungsprinzipien sind in der in Fig. 2 als Beispiel dargestellten Verstärkerschaltung verkörpert, in der die Diode 10 der Fig. 1 ersetzt ist durch die Basis-Emitter-Diode des Transistors 30, Wenn, wie oben, der Leiter 15 an eine Quelle angeschlossen wird, die einen Strom i liefert, um sicherzustellen, daß der Transistor-Emitter strom i und der Strom i der Diode 20 proportional zueinander bleiben, wird die Spannung zwischen den Anschlüssen 16 und 17 konstant bleiben. Der Anschluß einer Signalquelle mit der Spannung ν und der Ausgangsimpedanz R zwischen diw Anschlüsse 16 und 17 ist daher annähernd äquivalent zu dem. Anschluß dieser Quelle an einen idealen Transistor, dessen Emitterwiderstand gleich Null ist und dessen Basis direkt geerdet ist. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß der Emitterstrom i, nunmehr ausschließlich durch die Parameter der Signalquelle bestimmt ist und nicht mehr durch die Änderungen der Emitterimpedanz als Folge der Signalamplitude. Im einzelnen gehorscht der Emitterstrom L der Beziehung:

v-v

Auf der rechten Seite der Gleichung (5) sind alle Größen konstant

mit Ausnahme ν . Da der Kollektorstrom i„ das Produkt von g 0

I₁ und «λ ist (mit öi gleich dem Verhältnis von Kollektor- zu Emitterstrom), und da die Größe cL eines typischen handelsüblichen Transistors praktisch unabhängig vom Emitterstrom und der 909840/ 1338

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JtO

Kollektor Spannung ist, existiert eine lineare Beziehung zwischen den Strömen i und i_, ebenso wie zwischen der Signalspannung ν und dem Ausgangstrom i ,

In Fig. 3 ist als weiteres Ausführangsbeispiel eine stromgesteuerte Ne gativ-Impedanz-Schaltung dargestellt, in der die Erfindungsprinzipien verkörpert sind. Die Schaltung weist ein Paar Transistoren entgegengesetzten Leitungstypus (pnp-Transistor für Ql und npn-Transistor für Q2) auf, ferner Vorspannwiderstände Rl, R2 und R3, die in Reihenschaltung zwischen den Eingangsanschlüssen 1 und 2 liegen. Der Kollektor eines jeden Transistors ist mit der Basis des anderen verbunden und die beiden Emitter sind mit den Eingangsanschlüssen 1 bzw. 2 verbunden. Der Vorspannstromkreis für den Transistor Ql enthält die Serienschaltung des Widerstands Rl und dee Diode Dl, die zwischen Basis und Emitter liegen. Der Vorspann-Stromkreis des Transistors Q2 weist die Serienschaltung des Transistors R2 und der Diode D2 zwischen Basis und Emitter jenes liegend auf. Wie in Verbindung mit Fig. 2 erläutert, sind die durch den Basis-Emitter-Übergang jedes Transistors gebildete Diode und die zugeordnete außen angeschaltete Kompensationsdiode so miteinander verbunden, daß ihre Durchlassriehtungen entgegengesetzt zueinander sind. Dies erfordert selbstverständlich, daß die Basis des Transistors an eine Zone des gleichen Leitungstypus (d.h. Aktivatorkonzentration)

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der zugeordneten Diode angeschaltet ist. Beispielsweise ist die (aus n-leitendem Material aufgebaute) Basis eines pnp-Transistors mit der η-Zone der Diode verbunden.

Würden die Dioden kurzgeschlossen, "so würde die Schaltung nach Fig. 3 eine Stromspannungskennlinie besitzen, die der in Fig. 4 mit gestrichelten Linien dargestellten entspricht. Die anfängliche, vom Ursprung ab erfolgende Zunahme der Spannung mit dem Strom ist als positive lineare Steigung dargestellt, die durch die Summe der Widerstandswerte der Widerstände Rl, R2 und R3 bestimmt ist. Der Strom durch diese Widerstände nimmt bis zum Erreichen eines Schwellwerts zu, worauf, bei Fehlen des Widerstands R3., die Kollektorströme jedes Transistors regenerativ bis zur Sättigung der Transistoren ansteigen. Die Gegenwart des Widerstands R3 bewirkt jedoch bei einem Wert, der kleiner ist als die Stromquellenimpedanz, eine gesteuerte Stromvergrößerung zwischen den Transistoren, um eine Zone stabiler negativer Steigung in der Kennlinie zu erzeugen. Diese Zone negativer Steigung erstreckt sich über den Strombereich zwischen dem Schwellwert und dem Sättigungspunkt der Transistoren. Der Kennlinienteil negativer Steigung entspricht einer negativen Impedanz zwischen" den Anschlüssen 1 und 2, die proportional zur Größe des Widerstands R3 ist. Dieser Teil negativer Steigung

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I Ό Ο ! I

ist leicht konkav nach unten, und zwar in der Hauptsache wegen der Änderung der Impedanz des Emitter-Basis-Übergangs mit dem Emitterstrom (und nur unbedeutend gegenüber irgendeiner Änderung in OC/mit dem Kollektorstrom). Durch Modifizieren der Schaltung entsprechend den Lehren der Erfindung kann die Linearität der Zone negativer Steigung um zumindest eine Größenordnung erhöht werden, wie dies durch die ausgezogene Kurve in Fig. 4 dargestellt ist.

Die proportionale Beziehung zwischen Emitterstrom jedes Transistors und dem Strom durch seine je zugeordnete Diode in der Schaltung nach Fig, 3 ergibt sich auch der nachstehenden Überlegung in Verbindung mit Fig. 4. Wie beschrieben nimmt der den Anschluß 1 und 2 zugeführte Strom i von Null aus ansteigend, zu, und fließt über den Serienstromkreis Rl, R2, R3 bis der Schwellwert erreicht ist, d.h. bis zu demjenigenPunkt, bei dem die Transistoren durch die an Rl und R2 entwickelten Spannungsabfälle in den leitfähigen Zustand gesteuert werden. Nachdem dieser Schwellwert des Stroms i überschritten worden ist, enthält der Stromkreis für den gesamten weiteren Zuwachs des Stroms i, ausgenommen eines sehr kleinen Bruchteils, effektiv die Anschlußklemme 1, die Emitter-Kollektor-Elektroden des Transistors Ql, die Diode D2, den Widerstand R3, die Diode Dl, die Kollektor-Emitter-Elektroden des Transistors Q2 und den Anschluß 2. Der erwähnte ausgenommene kleine Bruchteil ist

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ι go/ / ο /

der Basisstrom für jeden Transistor der parallel zu einem Teil dieses Stromwegs fließt, und zwar zu oder von der Kollektorelektrode des anderen Transistors. Da der Stromverstärkungsfaktor *ö6 praktisch konstant ist und für die meisten handelsüblichen Transistoren dicht bei 1 liegt, und da der Basisstrom

1- oL

jedes Transistors nur das ■ ■■ fache dessen Emitterstroms ist, leuchtet ein, daß praktisch der gesamte Zuwachs des Stroms i über beide Dioden und die Emitter-Basis-Übergänge beider Transistoren fließt. Die Emitterströme und die zugeordneten Diodenströme sind für sowohl Ql als auch Q2 praktisch gleich, demzufolge auch selbstverständlich praktisch proportional.

Zusammengefaßt: sind die Dioden Dl und D2 unter der richtigen Polarität in Serie mit den entsprechenden Basen der Transistoren Ql und Q2 geschaltet, so liefert der Kollektorstromkreis eines jeden Transistors den Stromweg, der zum Aufrechterhalten der zueinander proportionalen Ströme durch den B as is-Emitter-Üb ergang des je anderen Transistors und den Übergang der zugeordneten Diode, so daß die Schaltung nach Pig. 3 dahingehend wirksam ist, einen extrem linearen Bereich negativen Widerstands zu haben. Die Kennlinie feeigt einen scharfen Übergang (annähernd eine Spitze) von den Bereichen positiven Widerstands auf beiden Seiten des Bereichs negativen Widerstands.

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I 3 J / / O /

Wie im Zusammenhang mit der Schaltung in Fig. 2 erläutert wurde, bleibt die Spannung zwischen den Punkten a und b und zwischen den Punkten c und d in Fig. 3 auf einem konstanten Wert, und zwar unabhängig vom Transistorstrom. Sind die Transistoren Ql und Q2 Siliziümtransistoren und sind die Dioden Dl und D2 Germaniumdioden, so sind die Werte der Sättigungs-

-14 -S

ströme in Sperrichtung I und I annähernd 10 bzw. 10

Sl S^

Ampere. Sind die Ströme i und i gleich und werden die Halbleiterbauelemente bei oder nahe bei Raumtemperatur betrieben, so ist der Wert der Spannung ν der Gleichung (4) bei annähernd 0, 5 V konstant und vom Strom unabhängig (solange der Strom ausreichend größer als 1 Mikroampere ist). Deshalb erhält man durch die Anwendung der materialeigenen Unterschiede zwischen den beiden Halbleitermaterialien (Silizium für den Transistor und Germanium für die Diode) eine konstante Gleichvorspannung für jeden Transistor, der dessen Leitfähigkeit verhindert, solange der Strom i seinen Schwellwert nicht überschreitet, bei dem die SpannungsabfäMe an den Widerständen Rl und R2 gleich dieser Vorspannung ist. Ohne eine derartige Vorspannung würde der Bereich negativen Widerstands bei oder nahe dem Ursprung in Fig. 4 beginnen und könnte daher, wie man ohne weiteres einsieht, sich nicht über einen brauchbaren Strombereich erstrecken.

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Da die Spannung zwischen den Stromkreisansehlüssen 1 und 2 die Summe der Spannungen an den Widerständen Rl, R2 und R3 ist und da die Spannungen an den Widerständen Rl und R2 auf den im vorangegangenen Absatz angegebenen konstanten Wert fixiert sind, hängt die negative Impedanz-Steigung ausschließlich von der Stromänderung im Widerstand R3 ab. Diese Stromänderung steht in linearem Zusammenhang mit dem Eingangstrom. Da die Spannung am und der Strom durch den fixierten Widerstand R3 in linearem Zusammenhang stehen, zeigt die Spannungsänderüng im Bereich negativer Impedanz eine extrem lineare negative Steigung.

Der Widerstand R3 kann durch eine verallgemeinerte Impedanz ersetzt werden, und Emitterrückkopplungswiderstände können zur weiteren Erhöhung der Linearität der Schaltung eingefügt werden. Darüberhinaus kann die Schaltung mit Hilfe eines einzigen pnpn-Halbleiterbauelements aufgebaut werden, um die beiden Transistoren zu ersetzen. In jedem Falle arbeitet die Schaltung als Impedanzwandler, dessen negative Arbeitspunktimpedanz piOportional zu dem Wert der durch R3 dargestellten Impedanz ist.

Fig. 5 zeigt eine weitere beispielhafte Verstärkerschaltung, die nach den Erfindungsprinzipien aufgebaut ist. Ein Paar Germanium-

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Ab

transistoren entgegengesetzten Leitungstypus (Q3 ist ein pnp-Transistor und Q4 ist ein npn-Transistor) sind mit Dioden D3 und D4 entsprechend den Erfindungsprinzipien zusammengeschaltet. Der Transistor Q3 ist in BasisgruiMschaltung geschaltet, seine Diode D3 ist mit ihrer p-Zone an die p-leitende Basis des Transistors Q3 angeschaltet. Der Transistor Q4 ist als Emitterfolgestufe geschattet, seine zugeordnete Diode D4 liefert die erforderliche Kompensation. Die Emitter- und Kollektorströme der beiden Transistoren sind sämtlich praktisch proportional, und der Kollektorstrom eines jeden Transistord läuft über die dem jeweils anderen Transistor zugeordnete Diode. Ein Signalgenerator der Spannung ν und der Ausgangsimpedanz R ist an den Emitter des Transistors Q3 angeschaltet. Bei Aufrechterhaltung der Proportionalität zwischen Dioden- und Emitterstrom ist der Kollektor strom des Transistors Q3 von der Spannung ν

des Signalgenerators linear abhängig, daher ist der Ausgangsspannungsabfall am Widerstand 8 ein line.ar verstärkter Wert der Signalgeneratorspannung ν . Die Spannung am Widerstand 8 dient als Eingangsspannung zum Transistor Q4, der, ähnlich kompensiert, eine Ausgangsspannung am Widerstand 9 erzeugt, die in linearee Beziehung zur Spannung am Widerstand 8 steht. Mit der durch den Transistor Q3 erzeugten Spannungsverstärkung und der durch den Transistor Q4 erzeugten Stromverstärkung ist die am Ausgangsanschluß erzeugte Spannung ein praktisch lineares

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I O J /■ / J / vr '" *■

Duplikat der Signalspannung ν . Es sei bemerkt, daß die

Dioden D3 und D4 entweder Silizium oder Germaniumdioden sein können.

Es ist möglich, auch andere Verstärkerschalungen als die in Fig. 5 dargestellte unter Verwendung der Erfindungsprinzipien aufzubauen. Solange eine Diode mit ihrer Spannung effektiv in Serie mit dem Basis-Emitter-Stromweg liegt und die Diode so gepolt ist, daß ihre Durchlaßrichtung.der des Emitter-Basis-Übergangs entgegengesetzt ist, und solange der Diodenstrom proportional zum Emitterstrom ist, erhält man eine lineare Kompensation dieser Transistorverstärkerschaltung. Verschiedene Kombination von Siliziumbauelementen mit Germaniumbauelementen sünd möglich.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1, Halbleiter-Übertragungseinrichtung mit einer ersten

Halbleitervorrichtung, die ein Paar Zonen entgegengesetzten Leitungstypus aufweist, und einer angeschalteten Stromquelle zum Hindurchschicken von Strom durch die beiden Zonen, dadurch gekennzeichnet,

daß zum Eliminieren der Halbleiterbauelemente mit Übergängen eigenen Nichtlinearität im Hinblick auf eine praktisch lineare Übertragung in der Übertragungseinrichtung eine zweite Halbleitervorrichtung (20) mit einem Paar Zonen entgegengesetzten Leitungstypus in Serienschaltung mit der Stromquelle und der ersten Halbleitervorrichtung derart vorgesehen ist, daß eine Zone des einen Leitungstypus der ersten. Halbleitervorrichtung mit einer Zone des gleichen Leitungstypus der zweiten Halbleitervorrichtung verbunden ist, sowie ein an die Verbindungsstelle der beiden Zonen gleichen Leitungstypus angeschlossener Stromkreis (15) vorgesehen ist, der dafür ausgelegt ist, das Verhältnis der durch die entsprechenden Zonenpaare fließenden Ströme praktisch konstant zu halten.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die erste Halbleitervorrichtung der Emitter-Basis-Übergang

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eines Transistors (30, Fig. 2) ist, der eine Basis, einen Emitter und einen Kollektor aufweist, daß die zweite Halbleitervorrichtung eine Diode (20) ist, die mit der Basis verbunden ist, daß eine Ausgangsschaltung den Kollektor mit einer äußeren Last verbindet, daß die Stromquelle in Serie mit der Diode, der Basis und dem Emitter geschaltet ist und daß der Stromkreis dafür ausgelegt ist, eine proportionale Beziehung zwischen dem durch die Diode und dem zwischen der Basis und dem Emitter fließenden Strom aufrecht zu erhalten.
3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (30) und die Diode (20) aus Halbleitermaterialien mit unterschiedlichen Sättigungsstromwerten in Sperrichtung aufgebaut sind.
4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum Verstärken einer Signalquelle (v , Fig. 5) der erste Transistor (Q3) in Basisgrundschaltung geschaltet ist und daß der Stromweg einen zweiten Transistor (Q4) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor aufweist, der in Emitterfolgeschaltung angeschlossen ist, daß der Kollektor eines jeden Transistors mit der Basis des je anderen Transistors verbunden ist, und daß eine zweite Halbleiter diode (D4) mit der Basis des

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zweiten Transistors sowie in Serie mit der Ausgangsschaltung des ersten Transistor (R8) verbunden ist, wobei die zweite Diode so angeschaltet ist, daß ihre Durchlaßstromrichtung der des Emitter-Basis-Übergangs des zweiten Transistors entgegengesetzt ist.
5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Transistor vom entgegengesetzten Leitungstypus sind und daß der Kollektor Stromkreis eines jeden Transistors einen Stromweg bildet, der die Proportionalität der durch den Basis-Emitter-Übergang des anderen Transistors und der hiermit in Serie geschalteten Diode fließenden Ströme zueinander sicherstellt.
6. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu einer Impedanzübertragung verbesserter Linearität die erste Halbleitervorrichtung einen dreizonigen Abschnitt einer Halbleitervorrichtung (Ql, Fig. 3) umfaßt, daß die zweite Halbleitervorrichtung eine zweizonige Vorrichtung (Dl) umfaßt, und daß die Übertragungseinrichtung weiterhin eine dritte Halbleiter-

vorrichtung (Q2) aufweist, die ebenfalls einen dreizonigen Abschnitt einer Halbleitervorrichtung umfaßt, aber vom entgegengesetzten Leitungstypus gegenüber der ersten Halbleitervorrichtung ist, wobei die dritte Halbleitervorrichtung mit der ersten zum

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Erzeugen einer Stroni-Spannungs-Kennlinie mit negativer Steigung innerhalb eines definierten Bereichs derselben zusammengesehaltet ist, daß Vorspannmittel (Rl₁ R2, R3) die zwischen den Halbleiterabschnitten zum stabilen Vorspannen der Übertragungseinrichtung in den Bereich negativer Steigung gekoppelt sind, und daß der Stromweg die zweite Halbleitervorrichtung (Dl) und eine vierte zweizonige Halbleitervorrichtung (D2) aufweist, wobei die zweite und vierte zweizonige Halbleitervorrichtung so geschaltet sind, daß jede zwischen den Vorspannmittelnund einem verschiedenen einzelnen Abschnitt zur Verbesserung der Linearität der negativen Steigung und damit der Linearität der Impedanzwandlung liegt.
7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

daß jeder der Halbleitervorrichtungsabschnitte einen Hauptstrompfad und einen Steuerstrompfad aufweist, daß der Steuerstrompfad dafür ausgelegt ist, den Strom durch den Hauptstrompfad zu steuern, daß die Halbleitervorrichtungsabschnitte so miteinander verbunden sind, daß der Strom durch den Hauptstrompfad eines jeden Abschnitts durch den Steuerstrompfad des anderen Abschnitts fließt, um eine regenerative Stromzirkulation zu erzeugen, nachdem die Steuerströme einen Schwellwert überschritten haben, daß jede der Zweizonenhalbleitervorrichtungen

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jeweils in Serie mit einem verschiedenen Steuerstrompfad verbunden sind und daß die Vorspannmittel eine Schaltung zum Ableiten von Strom aus dem Hauptstrompfad des einen Halbleitervorrichtungsabschnitts, welcher durch den Steuerstrompfad des anderen Halbleitervorrichtungsabschnitts fließt, in den Hauptstrompfad des anderen Halbleitervorrichtungsabschnittes aufweist, um den Arbeitspunkt der Einrichtung in dem Bereich negativer Steigung stabil zu fixieren.
8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Zone in jeder der beiden zweizonigen Halbleitervorrichtungen von entgegengesetztem Leitungstypus sind, daß die Zonen jeder der dreizonigen Halbleitervorrichtungsabschnitte alternierenden Leitungstypus besitzen, daß jedes dieser Elemente mit seinem individuellen Stromkreisabschnitt gekoppelt ist derart, daß eine Zone in einem zweizonigen Vorrichtungsabschnitt mit einer Zone gleichen Leitungstypus im dreizonigen Vo rrichtungs abschnitt verbunden ist, und wobei jedes der Elemente außerdem mit den Stromableitungsmitteln verbunden ist, so daß praktisch alles über jedes der zweizonigen Elemente abgeleitet wird.
9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleitervorrichtungsabschnitte durch Transistoren entgegengesetzten Leitungstypus und die zweizonigen Halbleitervorrichtungen durch Dioden gebildet sind. 9 0 9 8 4 0/1338

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10. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Dioden einen unterschiedlichen Sättigungsstromwert in. Sperrichtung gegenüber der ersten bzw. dritten Halbleitervorrichtung aufweist, an die sie angeschaltet ist.
11. Einrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Transistoren einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweist, daß der Hauptstrompfad zwischen dem Emitter und dem Kollektor jedes Transi stors verläuft und der Steuerstrompfad über die Basis und den Emitter jedes Transistors, und daß die Stroinpfade so verbunden sind, daß der Kollektor eines jeden Transistors mit der Basis des jeweils anderen verbunden ist, daß die Vorspannungsmittel durch eine jedem Transistor zugeordnete Serienschaltung gebildet sind, in welcher ein Widerstand, eine Diode, eine Basis und ein Emitter liegen, und daß die Stromableitmittel durch eine Impedanz gebildet sind, die in Serie mit jedem der Vorspannwiderstände zwischen dem Emitter jedes der Transistoren liegt.
12. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Transistoren ein Siliziumtransistor ist, und jede der Dioden eine Germaniumdiode, und daß als Impedanz ein Widerstand vorgesehen ist.

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