DE2515309B2 - Ingegrierte transistorverstaerkerschaltung - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Transistorverstärkerschaltung nach dem Oberbegriff der Patentansprüche.
Ein p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor wird durch
zwei dicht nebeneinanderliegende, mit Entartungskon· zontration dotierte P+-Bereiche gebildet, die in ein
leicht dotiertes siliciumsubstrat vom N-Typ eindiffunffiert
sind, wobei der eine Bereich die Abflug- oder Drainetektrode und der andere Bereich die Quellen-
oder Sourceelektrode bildet Eine dünne Schicht aus Siliciumdioxidisolierung wird direkt über dem Bereich
ausgebildet, der die beiden Diffusionsbereiche trennt.
Metallkontakte, die gewöhnlich aus Aluminium bestehen, greifen an der Abfluß- und Quellen-Elektrode an,
während die Steuer- oder Gateelektrode direkt über dem Bereich zwischen der Abfluß- und der Quellenelektrode
liegt Der Aufbau eines N-Kanal-MOS-Transistors
ist ähnlich mit der Ausnahme, daß N+-Bereiche in ein Siliciumsubstrat vom P-Typ eindiffundiert werden.
MOS-Transistoren vom P- und N-Typ haben daher Abfluß-, Quellen-, Steuer- und Substratanschlüsse.
Wegen der inhärenten Symmetrie des MOS-Aufbaus gibt es keine körperlichen Unterscheidungsmerkmale
zwischen dem Abfluß- und dem Quellenbereich, wobei die Vorspannungsbedingungen festlegen, welcher Bereich
der Quellenbereich und welcher der Abflußbereich sein soll. Bei einem P-Kanal-MOS-Transistor wirkt der
P+-Bereich mit dem am meisten positiven Potential als Quelle, während die Quelle eines N-Kanaltransistors
der /V+ -Bereich mit dem am meisten negativen Potential ist. Bei den meisten Schaltungsanwendungen
werden das Substrat und der Quellenbereich auf demselben Potential gehalten und sind daher zusammengeschaltet.
Gewöhnlich sind P-Kanal-MOS Transistoren Einrichtungen
vom Anreicherungstyp. Dies bedeutet, daß kein Strom zwischen der Abfluß- und der Quellenelektrode
fließt, wenn eine negative Spannung an der Abflußelektrode relativ zu der Quellenelektrode ansteht,
und die zwischen Steuer- und Quellenelektrode angelegte Spannung ist auf Null eingestellt. Daher ist
kein Leitungskanal an der Siliciumoberfläche in dem Bereich zwischen den beiden P+ -Diffusionsbereichen
bei einer Spannung gleich Null an der Steuerelektrode. Wenn eine negative Spannung zwischen Abfluß- und
Quellenelektrode angelegt wird, fließt kein Querstrom durch die Einrichtung, weil der Übergangsbereich zur
Abflußelektrode in Sperrichtung vorgespannt ist. Wenn jedoch eine große negative Spannung an die Steuerelektrode
bezüglich der Quellenelektrode angelegt wird, wird eine oberflächliche Inversionsschicht vom
P-Typ unmittelbar unterhalb der Steuerelektrode erzeugt, so daß ein Leitungskanal zwischen dem Abfluß-
und dem Quellenbereich gebildet wird und ein örtlicher Strom zwischen den beiden Diffusionsbereichen fließt.
Es ist daher ersichtlich, daß ein P-Kanal-MOS-Transistor
vom Anreicherungstyp normalerweise abschaltet, wenn die Steuerspannung Null ist, und einschaltet, wenn
eine negative Spannung an die Steuerelektrode angelegt wird.
Die Spannung zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode, die zur Erzielung der Oberflächeninversion
und daher der Leitung zwischen dem Abfluß- und dem Quellenbereich erforderlich ist, wird als Schwellenspannung
des Transistors bezeichnet Bei dem normalerweise abgeschalteten MOS-Transistor vom Anreicherungstyp
hat die Schwellenspannung bei P-Kanalanordnungen einen negativen Wert und einen positiven
Wert bei N-Kanalanordnungen. Andererseits sind N-Kanal-MOS-Transistoren, die auf schwach dotierten
Siliciumsubstraten vom P-Typ hergestellt sind, nor-
ilerweise eingeschaltet wenn die Steuerspannung an
Steuerelektrode Null Ist Diese Bauelemente renUren zum Verarmungstyp, weil ihre Leitfähigkeit
!durch herabgesetzt werden kann, daß «ine Spannung It zur Richtung der Spannung entgegengesetzter
jlarität am Abflußbereich an die Steuerelektrode [gelegt wird. Nur das Anlegen einer negativen
nnung zwischen Steuerelektrode und Quellsnelek*
T0Je schaltet einen N-Kanal-MOS-Transistor vom
lerarmungstyp aus. Daher ist die Schwellenspannung
leses Bauelements negativ. N-Kanal-MOS-Transistoin sind oft vom Verarmungstyp, weil eine positive
iChicht mit fester Ladung im Siliciumdioxid nahe bei der
{jHctumoberfläche existiert
[OS-Transistor als spannungssteuerbares Bauelement
id nicht als Stromverstärker wie ein herkömmlicher
,polarer Junctiontransistor, weil letzterer einen kleinen
jasis-Emitter-Strom zur Steuerung eines viel größeren
hohen Eingangsimpedanz an der Steuerelektrode eines
als Halbleiter-Bauelement betrachtet, das einer Trio
denvakuumröhre analog ist.
Der Hauptunterschied zwischen dem MOS-Transi stör und der Triodenröhre besteht jedoch darin, daß die
Steuerelektrode des Transistors die Leitfähigkeit des Halbleiterbereiches zwischen zwei stromführenden
Elektroden (Abfluß- und Quellenbereich) modulier, während das Gitter der Triode ein Bremspotentialfeld
aufbaut, das den Elektronenstrom behindert, der zwischen Kathode und Anode fließt. Die elektrischen
Dreipol-Kennwerte eines MOS-Transistors sind ebenfalls sehr verschieden von den Kennwerten einer
Triodenröhre. So zeigen die Meßkurven für den MOS-Transistor gewöhnlich einen Sättigungsstrom bei
solchen Werten der an der Abflußeiektrode anstehenden Spannung, die näherungsweise gleich der Spannung
an der Steuerelektrode minus der Schwellenspannung ist, wenn der Abflußbereich- oder Drainstrom gegen die
Spannung zwischen Abfluß- und Quellenbereich bei verschiedenen Werten der Spannung zwischen Steuer-
und Quellenelektrode aufgetragen wird. Die Dreipol-Kennlinien eines MOS-Transistors lassen sich in drei
unterschiedliche Bereiche unterteilen. Der erste Bereich kann als Bereich mit variablem Widerstand bezeichnet
werden, da sich der Strom der Abflußelektrode bei einer
konstanten Steuerspannung und Werten der an die Abflußeiektrode angelegten Spannung, die klein genug
sind, um weit unter dem Wert der SteuersDannung minus der Schwellenspannung zu liegen, linear mit
steigender Spannung an der Abflußelektrode erhöht. In diesem Bereich arbeitet der MOS-Transistor wie ein
spannungsvariabler Widerstand, wobei die Spannung zwischen Abflußbereich und Quellenbereich stetig mit
zunehmenden Werten des zwischen Steuer- und Quellenelektrode angelegten Potentials abnimmt.
Wenn die angelegte Spannung zwischen Abfluß und Quellenbereich auf einen Pegel erhöht wird, der größer
als die Steuerspannung minus der Schwellenspannung ist, erreicht der Abflußstrom die Sättigung und wird
verhältnismäßig konstant und unabhängig von der Spannung an der Abflußelektrode. Der MOS-Transistor
arbeitet dann im Bereich des Sättigungsstroms. Bei sehr großen Werten der an die Abflußelektrode angelegten
Spannung tritt ein Lawinendurchbruch an der Abflußoder Draindiode auf, und der Abflußstrom beginnt dann
mit steieender Abflußspannung sehr schnell anzusteigen. Hier handelt es sich demnach um den Lawinenaurchbruchsbereich.
Wie in einem Artikel von Richard M. S w a η s ο η und
James D. Meindl mit dem Titel »Ion-Implanted
Complementary MOS-Transistors in Low-Voltage Circuits« in IEEE Journal of Solid-State Circuits (Band
SC-7, Nr. 2, April 1972) beschrieben ist wurden vor kurzem Verfahren zur Herstellung von Komplementären MOS-Transistoren mit geringen Einschaltspannungen entwickelt die in Schaltungen verwendet werden
können, deren Versorgungsspannungen unter 135 Volt liegen.
Bei einer komplementären MOS-Transistorschaltung ist ein N-Kanaltranslstor vom Anreicherungstyp in
Reihenschaltung mit gemeinsamer Steuerelektrodeneinrichtung mit einem P-Kanaltransistor vom Anreicherungstyp geschaltet Da der P-Kanaltransistor eine
negative Schwellenspannung gegenüber der Quellenelektrode und der N-Kanaltransistor eine positive
Schwellenspannung gegenüber der Quellenelektrode hat, schaltet ein Signal mit O Volt (logische O), das an den
gemeinsamen Eingang angelegt wird, gleichzeitig den P-Kanaltransistor ein und den N-Kanaltransistor aus, so
daß die Ausgangsspannung dann positiv ist (logische 1 ). Wenn die Eingangsspannung an den Steuerelektroden
positiv ist (logische 1), wird die Situation umgekehrt, und die Ausgangsspannung des N-Kanaltransistors liegt auf
Erdpotential (logische 0). In jeder der beiden stabilen Zustände ist ein Transistor in dem durch eine hohe
Impedanz gekennzeichneten »Aus«-Zustand, so daß diese Reihenschaltung der zwei Transistoren nahezu
keinen Ruhestrom zieht.
Wegen der außerordentlich hohen Eingangsimpedanz an der Steuerelektrode bei solch einer MOS-An-Ordnung fließt in den stationären Zuständen auch kein
Strom im Steuerelektrodenkreis. Ein MOS-l.iverter dieser Art verbraucht daher im stationären Zustand
nahezu keinen Strom; ein Strom fließt nur dann, wenn von einem Zustand in den anderen umgeschaltet wird.
Wie in dem obengenannten Artikel von Richard M. S w a η s ο η und James D. Meindl beschrieben wird,
sollte eine komDlementäre MOS-Logikschaltung bei einer möglichst niedrigen Speisespannung betrieben
werden, um die größte Stromeinsparung zu erzielen. Weil MOS-Transistoren nicht abrupt abschalten, sondern bei Steuerelektrodenspannungen unterhalb der
Schwellenspannung schwach invertiert werden, versuchen die Verfasser des genannten Artikels, die minimale
Speisespannung festzustellen, bei der die komplementären Schaltungen arbeiten. Es wird der Schluß gezogen,
daß für ein schnelles Ansprechen die Oberflächen-Zustandsdichte der wichtigste Faktor bei der Bestimmung
der Arbeitsweise von MOS-Transistoren im Bereich schwacher Inversion in der Nähe des Einschaltvorganges ist, und diß CMOS-Transistorschaltungen (eine
CMOS-Transistorschaltung isi eine Schaltung aus
komplementären MOS-Transistoren, wobei ein N-Typ
und ein P-Typ-Kanal-MOS-Transistor kombiniert ist bei Zimmertemperatur theoretisch mit Speisespannun
gen Dis herunter zu 0,2 Volt arbeiten können, wenn di( Oberflächen-Zustandsdichte nur gering genug ist. De
loneneinbau von Bor ist ein praktisches Verfahren, i»n
die Einschaltspannung von MOS-Transistoren s( einzustellen, daß sie mit niedrigen Speisespannungei
betrieben werden können.
Es gibt jedoch gewisse Faktoren, die bei CMOS-Tran sistoren. die im Bereich schwacher Inversion arbeiter
ins Spiel kommen und die zu praktischen Probleme!
und schwerwiegenden Nachteilen führen. Wie in dem obengenannten Artikel beschrieben ist, führen die
üblichen Herstellungsverfahren, bei denen reines Oxid angewendet wird, zu einer Streuung der Einschaltspannungen
in der Größenordnung von 0,2 Volt, so daß die Speisespannung in der Praxis niemals bis auf 0,2 Volt
abgesenkt werden kann. Ferner führen die bekannten Herstellungsverfahren bei CMOS-Transistoren zu
einem sehr hohen Ausschußprozentsatz, weil sich häufig
eine Fehlabstimmung der Kennwerte des komplementären Transistorpaars ergibt.
Wie durch die Gleichungen in dem genannten Artikel belegt wird, hängt die Verstärkung der CMOS-Transistorschaltung,
die in dem schwachen Inversionsbereich arbeitet, exponentiell von der Speisespannung ab.
Folglich erzeugt ein kleiner Abfall in der Speisespannung eine erhebliche Verminderung der Verstärkung.
Da die CMOS-Schaltungen meist durch Batterien betrieben werden, treten häufig kleine Änderungen in
der Speisespannung auf.
Frühere Versuche, MOS-Transistorstufen unabhängig von der Batteriespannung zu machen, haben im
wesentlichen zwei Nachteile: Zum einen werden entweder die erforderlichen Schaltungen sehr kompliziert
und/oder zum anderen der Strombedarf zu groß. Letzteres gilt beispielsweise für MOS-Transistorschaltkreise,
bei denen jeweils zwei Feldeffekttransistoren vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp in Reihe
geschaltet sind, von denen der eine Transistor durch Verbindung der Senkenelektrode des anderen Transistors
mit seiner Steuerelektrode als Lastelemeni geschaltet ist (vgl. etwa DT-OS 14 37 435). Diese
bekannten Komplementären-MOS-Transistorpaare lassen sich zwar mit relativ geringen Herstellungskosten
und hoher Packungsdichte fertigen und auch die Eingangsimpedanz und der Stromverbrauch liegen bei
noch akzeptablen Werten. Jedoch lassen sich diese Komplementäranordnungen nicht bei sehr niedrigen
Betriebsspannungen von weniger als 2 Volt betreiben.
Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, eine integrierbare CMOS-Transistorverstärkerschaltung zu
schaffen, die einfach aufgebaut und billig herstellbar ist und sich durch einen verhältnismäßig geringen Stromverbrauch
und eine Verstärkung auszeichnet, die im wesentlichen unabhängig ist von einer niedrigen, durch
beispielsweise nur eine Battcriezelle lieferbaren Speisespannung.
Die zur Lösung dieser technischen Aufgabe geeignete erfindungsgemaße Transistorvemarkerschaltung weist
die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale auf;
vorteilhafte Weiterbildungen sind in Unteranspruchen gekennzeichnet
Wie insbesondere im folgenden beschrieben wird,
besteht die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung aus
zwei in Reihe geschalteten, ähnlichen (N- oder P-Typs)
MOS-Transistoren, die Im schwachen Invenionsbereich
arbeiten, wobei einer als aktives Element und der andere ab Lastelement wirkt Die AbfluBelektrode des
aktiven Elements ist mit der Steuerelektrode des Lastelements verbundea Die Eingangsspannung wird
an die Steuerelektrode des aktiven Elements angelegt um eint Auegangespannung an der Abflußelektrode des
aktiven Elements zu erzeugen. Die Speisespannung wird zwischen der Abflußelektrode des Lastelements
und der Quellenelektrode des aktiven Element» angelegt, wobei sich bei Änderungen der Batterieipai.-nung der Lastwiderstand der Stufe ändert, um
Änderungen im Oegenwirkleitwert des aktiven Elements als Folge der Batteriespannungsänderungen zu
kompensieren, so daß die Verstärkung der Schaltung auf dem gleichen Wert gehalten wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines Grundelements
eines MOS-Verstärkers gemäß der Erfindung,
Fig. IA eine symbolische Darstellung der Schaltung
von F ig. 1,
,o Fig.2 ein schematisches Schaltbild einer Ergänzungsschaltung
zur Impedanzanpassung für die Schaltung nach F ig. 1,
Fig.3 eine Schaltung eines Verstärkers mit Impedanzanpassung,
Fig.4 eine andere Ausführungsform einer Verstärkerschaltung,
F i g. 5 eine weitere Ausführung eines Verstärkers,
Fig.6 eine Quarz-Oszillatorschaltung mit zugeordnetem
Verstärker mit erfindungsgemäßen Merkmalen, F i g. 7 eine als Inverter für logische Schaltungen
dienende Verstärkungsschaltung und
Fig.8 einen dreistufigen Verstärker mit einer lnverter-Ausgangsstufe.
Zunächst wird der Grundaufbau einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung beschrieben:
F i g. 1 zeigt die Schaltung eines einstufigen Verstärkers, der aus zwei ähnlichen MOS-Transistoren 10 und
11 aufgebaut ist, die jeweils im schwachen Inversionsbereich
nahe der Abschaltspannung arbeiten, wie in dem jo genannten Artikel von Richard M. Swanson und
James D. M e i η d 1 beschrieben ist. Die Transistoren 10 und 11 sind beide N-K.analtransistoren vom Anreicherungstyp.
Derselbe Transistorentyp ist auch in den anderen Figuren gezeigt. Es ist jedoch zu beachten, daß
ein Verstärker mit ähnlichen Eigenschaften auch mit zwei P-Kanal-Transistoren in entsprechender Anordnung
verwirklicht werden kann.
Jeder MOS-Transistor hat eine Quellenelektrode 5 (Source), eine Abflußelektrode D (Drain), eine Steuerelektrode
C (Gate) und eine Substratelektrode Sub, die direkt mit der Quellenelektrode verbunden ist. Die
Transistoren 10 und 11 sind in bezug auf eine Spannungsquelle mit niedriger Spannung in Reihe
geschaltet, deren positiver Anschluß B<- mit der
Abflußelektrode D des Transistors U und deren negativer Anschluß mit der Quellen-Substrat· Elektrode
SSub des Transistors 10 verbunden ist. Die Steuerelektrode C des Transistors 11 ist mit der Quellen-Substrat-Elektrode
S-Sub und die Abflußelektrode D des Transistors 10 ist mit der Quellen-Substrat-Elektrode
S-Sub des Transistors 11 verbunden.
In diesem Verstärker wirkt der Transistor 10 als
aktives Element um die Eingangsspannung Vi zu verstärken, die an der Steuerelektrode O ansteht.
M wodurch eine Ausgangsspannung Vo an der AbfluBelektrode D erzeugt wird. Der Transistor 11 wirkt als
Lastelement für das verstärkende, aktive Element dessen Lastwidersund sich zum Zwecke der Kompensation, wie noch beschrieben wird, ändert
«o Um die MOS-Transistoren im Bereich schwacher Inversion zu betreiben, kann einer von zwei Losungswegen beschriften werden: Einmal kann die Speisespannung in bezug auf den bekannten Wert der Schwellen·
spannung für den MOS-Transistor so abgesenkt ti werden, daß die Steutrelektrodenspannung kleiner als
die Schwellenspannung wird, wodurch die Bedingung für den Betrieb im schwachen Inversionsberelcn
befriedigt wird. Alternativ kann diese Bedingung
andererseits beispielsweise durch Ionenimplantation bei der Herstellung des MOS-Transistors erfüllt werden, um
bei vorgegebener Speisespannung die Schwellenspannung einzustellen.
Die Verstärkung der Verstärkerstufe ist durch ihren Gegenwirkleitwert und ihren Lastwiderstand bestimmt.
Im Falle einer MOS-Transistorstufe, die im schwachen Inversionsbereich arbeitet, wie sie in dem obengenannten
Artikel beschrieben ist, kann man zeigen, daß der Gegenwirkleitwert proportional zum Strom ist. Folglich
ist die Stromstärke eine Funktion der Speisespannung, so daß ein Absinken der Speisespannung eine
Verminderung des Stroms und eine Änderung des Gegenwirkleitwertes zur Folge hat, wodurch die
Verstärkung der Stufe geändert wird. Da die Beziehung zwischen der Verstärkung und der Speisespannung
J1 = I2
my2
exponentiell verläuft, hat ein verhältnismäßig kleiner Abfall dieser Spannung einen groOen Verlust an
Verstärkungsgrad zur Folge.
Erfindungsgemäß wird ein Kompensationseffekt dadurch erzeugt, daß der Widerstand der Stufe in
Abhängigkeit von der Speisespannung geändert wird, wodurch die Abhängigkeit der Stufenverstärkung von
der Speisespannung auf ein Minimum herabgesetzt oder vollständig beseitigt wird.
Der mathematische Ausdruck für die Verstärkung des Verstärkers kann unter Berücksichtigung des darin
fließenden Stromes abgeleitet werden. Zunächst wird verlangt, daß beide Transistoren 10 und 11 im
schwachen Inversionsbereich arbeiten, was zu folgender Gleichung führt:
_ g -m;(ß -ι·,·Λ
_ e m,v„\
wobei
y = "nkt"
/c == Boltzmankonstante
T = Temperatur
q = Eleklronenladung
B = Batteriespannung
/( = Beweglichkeit
C0 = Kapazität der Steuerelektrode pro Einheitsfläche
Kf = Schwellenspannung plus 1/y
Kf = Schwellenspannung plus 1/y
K0 = Spannung zwischen Abfluß- und Substratelektrode
m = Konstante
η = Konstante
m = Konstante
η = Konstante
Durch Umstellung der Terme von Gleichung (1) ergibt sich folgende Gleichung:
ß\ - ftl
ft = /'C0 (-7-) 3S e >
<= A. (-L-J
Durch Differenzieren nach Vi und V0 ergibt sich folgender Ausdruck für die Verstärkung G:
wenn em'1" >
1, dann em'tB " '«'
und e''·' α ^i//ii mit C » —
wenn K1 =» K0 gilt.
Die durch Gleichung (3) gegebene Bedingung wird für einen großen Bereich von 0· Verhältnissen leicht erfüllt.
so daß ersichtlich let, daß die Verstärkung tatsächlich
unabhängig von der Batteriespannung ist Die absoluten Werte von ß\ und ßi bestimmen den Pegel des
Betriobsstromes des Verstärkers und die inhärente
AC-Ansprechseitkonstante. Die anfangliche Annahme,
daß die Stufe Im Bereich schwacher Inversion arbeitet,
schreibt vor, daß V( s Vr tot oder, wenn die Vorspannung vorgegeben tot, daß. Vn die Trenslstorschwellenspannung, größer als (V, - nut Γ/tysein muß.
Schaltung sur Impedantanpastung: In Fig.2 und
iwei MOS-Transistoren 10' und 1Γ geielgt die in Reihe
geschaltet sind und Im Bereich schwacher Inversion arbeiten. Die beiden Transistoren sind In einem Block
tusammengefaßt,der Identisch wie In P i g. 1 ausgebildet
1st mit der Ausnahme, daß der Eingang >ur Steuerelektrode O des aktiven Transistors 10* direkt mit dessen
Abflußelektrode D verbunden ist, so daß Eingang und 4$ Ausgang elektrisch miteinander verbunden sind. Dies
' führt zu einem Schaltungsaufbau als Impedanzwandler,
bei dem die Ausgangsspannung durch geeignete Wahl der Größen der Transistoren auf nahezu jeden
beliebigen Wert zwischen Masse und Speisespannung B+ eingestellt werden kann, so daß eine Transformation su hohen lmpedeiww«rt«n entsteht.
Wie die Gleichung in Fig.2 angibt, ist die
Ausgangsspannung V nur «ine Punktion der grundlegenden Halbleiterpartmeter und der geometrisch
M festgelegten Breiten-Langen·Verhaltnisse (WWLiO
für den Transistor W und WiVL 11 für den Transistor
1Γ) entsprechend einer Inverteranalyse. Dieser Schal· tungsaufbau bietet dem Schaltungeelektroniker ein
tusatxUches Schaltungselement an, das bisher nicht tür
to Verfügung stand. Die funktionsmlßige Abhängigkeit
der Auigangsspannung von der Blngangsspannung wird in dieser Anordnung auf den einzigen Spannungswert
redutiert. der die StromcharekterlaUk der Stufe und die
elektrische Bedingung Vi - V0 befriedigt.
Vorgespannter Verstärker (erste Ausführung): Der Verstärker nach FI g. 3 entspricht der Schattung gemäß
Fig. 1: er weist einen Transistor 10 als aktives Element
und einen Transistor 11 als Lastelement auf. Ein
709 MO/431
Unterschied besteht allerdings darin, daß die Steuerelektrode G des Transistors It nicht direkt mit der
Quellenelektrode S des Transistors 11 verbunden, sondern über eine Schaltung zur Umsetzung einer
Vorspannungsquelle auf hohe Impedanz angekoppelt ist, wie sie in Fig.2 gezeigt ist und die aus den
Transistoren 10' und 11' besteht. Daher wird das Laslelement 11 des Verstärkers durch eine Spannungsquelle hoher Impedanz vorgespannt, so daß sich eine
Spannung zwischen Steuer- und Quellenelektrode für das Lastelement ergibt, der ungleich Null ist. Wenn die
Steuerelektrode direkt mit der Quellenelektrode des als Lastelement dienenden Transistors verbunden wird, wie
in F i g. 1 gezeigt ist, ist die Spannung zwischen Steuer- und Quellenelektrode Null. Diese Vorspannung dient
dazu, den Arbeitspunkt des Verstärkerblockes einzustellen.
Vorgespannte Verstärker (zweite und dritte Ausführung): Bei dem Verstärker nach F i g. 4. der wie in F i g. 1
ausgeführt ist, ist als aktives Element ein Transistor 10 und als Lastelement ein Transistor 11 vorgesehen,
wobei eine Vorspannung, um den Arbeitspunkt des Verstärkers festzulegen, über einen Vorspannungswiderstand 12 zugeführt wird, der zwischen der
Steuerelektrode G und der Abflußelektrode D des Transistors 10 angeschlossen ist.
In F1 g. 5 wird eine Vorspannung an den als aktives
Element wirkenden Transistor 10 des Verstärkers über eine geeignete Vorspannungsquelle 13 angelegt, die
zwischen der Steuerelektrode und Masse angeschlossen ist.
Oszillator: Ein Oszillator besteht im wesentlichen aus einem Verstärker, dessen Ausgang über eine positive
Rückkopplung an den Eingang zurückgeführt ist, um eine Schwingung zu erzeugen. Der erfindungsgemäße
Verstärker kann in vorteilhafter Weise verwendet werden, um eine Kristall-Oszillatorschaltung aufzubauen,
die als Frequenzstandard oder Zeitbasis, beispielsweise in einer elektronischen Uhr, verwendet werden
kann und dabei mit einer sehr geringen Batteriespan· nun|[ arbeitet.
Büi der in F i g. 6 gezeigten Schaltung weist die positive Rückkopplung für das aktive Element einen
piezoelektrischen Kristall, der durch einen Vorspannunijswidcrstand
15 nebengeschlossen ist, einen Eingaii|{skondensator
Cn, der zwischen der Steuerelektrode
O und F.rde angeschlossen ist, und einen Ausgangskondensator
Coi/r auf, der zwischen der Abflußelektrode
D und dem MuaoMuchluU dos aktiven Elementes
angeschlossen Ist Der Aufbau dieses Quarzoszillators $0
entspricht einer Pierce-Schaltung. Die am Ausgangsanschluß 17 erzeugte Spannung weist eine durch den
Quarz bestimmte stabile Frequenz auf. In der Praxis können andere Elemente zur Prequenzfestlegung
zusammen mit dem Verstärker verwendet werden, um μ
einen Prequentgeneraior tu bilden.
Inverter: Wie die P i g. 7 zeigt, kann der grundlegende
Verstlrkeraufbau, der aus einem Transistor Il als
Lastelement zusammengesetzt ist, wobei die Transistoren in dem Bereich schwacher Inversion arbeiten, als to
einfacher Inverter betrieben werden, um in Abhängigkeit
von einem Signal, z. B. entsprechend einer logischen »1«, ein Ausgangssignal entsprechend einer logischen
»0« und für ein Eingangssignal entsprechend einer logischen »0« ein Ausgangssignal entsprechend einer
logischen »1« zu erzeugen.
Die Eigenschaften dieser Stufe, die als Inverter dient,
sind weitgehend dieselben wie die Eigenschaften des Verstärkers oder des oben beschriebenen Oszillators.
Zusätzlich besitzt diese Schaltung jedoch einen Umschaitpunkt, der steuerbar durch die Größe der
Transistoren bestimmt wird. Der Umschaltpunkt ist die Spannung, bei dem die Ausgangsspannung sich von
einem Punkt, der nahe bei Massepotential liegt, zu einem Punkt ändert, der nahe bei der Batteriespannung
liegt.
Da die zu einem Paar zusammengefaßten Transistoren in dem Inverter-Verstärker vom selben Typ sind.
d.h. entweder beide N-Typ- oder beide P-Typ-Transi stören sind, und im Bereich schwacher inversion
arbeiten, ergibt sich keine Abhängigkeit von der Schwellenspannung noch von der Batteriespannung,
sondern nur von den geometrisch festgelegten Längen-Breiten-Verhältnissen. Der erfindungsgemäß aufgebaute
Inverter ermöglicht daher eine Steuerbarkeit der Umschaltepunkte, die bei herkömmlichen Inverterausführungen
nicht zur Verfügung stehen. Dieser Vorteil wird von einer erheblichen Verbesserung in der
Schaltungsausbeute begleitet.
Mehrstufiger Verstärker: Wie F i g. 8 erkennen läßt, können erfindungsgemäße Einzelverstärker in Kaskaden
miteinander verbunden werden, um einen vielstufigen Verstärker aufzubauen, der in dem gezeigten
Ausführungsbeispiel aus drei Verstärkerstufen A. B und C und einer Inverterendstufe D besteht. Rückkopplung
und Vorspannung werden durch Widerstände 18 und 19 geliefert, die den Ausgang der Stuf« C mit dem Eingang
der Stufe A verbinden.
Alle Stufen sind — entsprechend dem erläuterten Grundaufbau einer Verstärkerstufe - aus einem Paar in
Reihe geschalteter N-Kanaltransistoren zusammengesetzt.
Der mehrstufige Verstärker arbeitet nicht nur bei einer geringen Spannung, sondern verbraucht auch
verhältnismäßig wenig Strom. Darüber hinaus ist er im wesentlichen unempfindlich gegen Änderungen in der
Speisespannung.
Erfindungsgemäße Verstärkerschaltungen sind für das Gebiet der elektronischen Uhren mit Halbleiterschaltungen
von besonderem Vorteil, wo Miniatur-Batteriezellen mit niedriger Spannung und integrierte
Schaltungen für einen kompakten Uhrenaufbau verwendet werden. In der US-PS 39 «0 998 ist beispielsweise eine elektronische Uhr mit MOS-Transistorschaltun·
gen mit geringem Stromverbrauch besehrieben, bei der sowohl für das reqeormal al· auch Wr die
nachfolgenden Teilerstufen komplementäre MOS· Transistorschaltungen verwendet werden. Diese Schaltungen kennen in vorteilhafter Weise durch die
erflndungsgemtBen MOS-Verstärker ersetzt werden,
die im Bereich schwacher Inversion arbeiten, wobei die
resultierende Schaltung im wesentlichen unabhängig von der Batteriespannung ist
Hicr/u 2 illiill Λ'κΐιηιπιμν.11
Claims (4)
- Patentansprüche:L Integrierte Transistorverstärkerschaltung mit einem Paar von in einem Halbleitersubstrat s ausgebildeten n- oder p-Kanal MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp mit jeweils zum SubstratenschSuß durchverbundener Quelle, von denen der eine als aktives Verstärkerelement und der andere als passives, variables Lastelement betreibbar ist, wobei der SenkenanschluB des aktiven Elements mit dem Quellenanschluß und der Steuerelektrode des Lasteleraents verbunden ist und die Einspeisung eines Eingangssignals an der Steuerelektrode und der Abgriff eines Ausgangssignals am Senkenanschluß des aktiven Elements vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen dem Senkenanschfuß (D) des Lastelements (It) und dem Quellenanschluß (S) des aktiven Elements (10) anzulegende Versorgungsspannung (B+) niedriger ist als die Schwellenspannung und daß die Transistoren (10,11) in ihrem schwachen Inversionsbereich derart betreibbar sind, daß eine Änderung der Versorgungsspannung zu einer Änderung im Widerstandswert des Lastelements (11) um einen Betrag führt, der die mit der Spannungsänderung verbundene Änderung des Gegenwirkleitwerts des aktiven Verstärkerelements (10) so ausgleicht, daß der Verstärkungsgrad unabhängig von der Versor gungsspannungsänderung konstant bleibt.
- 2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Spannungsquelle, die ausgangsseitig und gegenüber der Steuerelektrode (G) des Lastelements (11) eine hohe Impedanz besitzt und einen dritten sowie einen vierten Transistor (10', XV) umfaßt, die gemeinsam ein zweites Paar ähnlicher MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp bilden, durch eine Verbindung von der Senke des dritten Transistors (11') zu der mit der Senke des Lastelements (11) verbundenen Stromversorgungsklemme (+ B) durch eine Verbindung zwischen der Steuerelektrode und der Quelle des dritten Transistors {XX'), die an die Steuerelektrode des Lastelements (11) angeschlossen ist, durch eine Verbindung von der Quelle des vierten Transistors (10') zur Quelle des Lastelements (11) und zur Senke des aktiven Elements (10) und durch eine an die Steuerelektrode des Lastelements (11) angeschlossene Verbindung zwischen der Steuerelektrode und der Senke des die Kopplung bewirkenden vierten Transistors (10').
- 3. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Widerstand (12), der zwischen der Steuerelektrode und der Abflußelektrode (D) des aktiven Elements (10) angeschlossen ist, um eine Vorspannung an das aktive Element (10) zur Einstellung des Arbeitspunktes des Verstärkerblok kes anzulegen.
- 4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung durch logische Spannungswerte 0 und 1 und die resultierende Ausgangsspannung durch invertierte logische Spannungswerte 1 und 0 gebildet ist.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US459169A US3913026A (en) | 1974-04-08 | 1974-04-08 | Mos transistor gain block |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2515309A1 DE2515309A1 (de) | 1975-10-16 |
DE2515309B2 true DE2515309B2 (de) | 1977-07-28 |
DE2515309C3 DE2515309C3 (de) | 1978-03-16 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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---|---|
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GB (1) | GB1492222A (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19534065A1 (de) * | 1995-09-14 | 1996-07-04 | Telefunken Microelectron | Spannungsverstärkerstufe |
Families Citing this family (30)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3946327A (en) * | 1974-10-23 | 1976-03-23 | Rca Corporation | Amplifier employing complementary field-effect transistors |
US4071830A (en) * | 1975-07-03 | 1978-01-31 | Motorola, Inc. | Complementary field effect transistor linear amplifier |
US4016434A (en) * | 1975-09-04 | 1977-04-05 | International Business Machines Corporation | Load gate compensator circuit |
JPS5931863B2 (ja) * | 1976-01-07 | 1984-08-04 | 株式会社日立製作所 | 電圧出力回路 |
US4093909A (en) * | 1976-07-21 | 1978-06-06 | General Electric Company | Method and apparatus for operating a semiconductor integrated circuit at minimum power requirements |
JPS53148957A (en) * | 1977-05-31 | 1978-12-26 | Nec Corp | Switching circuit |
US4135102A (en) * | 1977-07-18 | 1979-01-16 | Mostek Corporation | High performance inverter circuits |
GB1592800A (en) * | 1977-12-30 | 1981-07-08 | Philips Electronic Associated | Linear amplifier |
US4201947A (en) * | 1978-02-10 | 1980-05-06 | Rca Corporation | Long-tailed-pair connections of MOSFET's operated in sub-threshold region |
US4224539A (en) * | 1978-09-05 | 1980-09-23 | Motorola, Inc. | FET Voltage level detecting circuit |
US4260946A (en) * | 1979-03-22 | 1981-04-07 | Rca Corporation | Reference voltage circuit using nested diode means |
US4275313A (en) * | 1979-04-09 | 1981-06-23 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Current limiting output circuit with output feedback |
US4323846A (en) * | 1979-06-21 | 1982-04-06 | Rockwell International Corporation | Radiation hardened MOS voltage generator circuit |
US4306185A (en) * | 1980-07-01 | 1981-12-15 | Motorola, Inc. | Breakdown voltage protection circuit |
JPS5750109A (en) * | 1980-09-10 | 1982-03-24 | Toshiba Corp | High impedance circuit for integrated circuit |
US4347447A (en) * | 1981-04-16 | 1982-08-31 | Mostek Corporation | Current limiting MOS transistor driver circuit |
WO1982003737A1 (en) * | 1981-04-16 | 1982-10-28 | Proebsting Robert J | Current limiting driver circuit |
JPS5886362U (ja) * | 1981-12-07 | 1983-06-11 | セイコーエプソン株式会社 | オ−トカツタ−装置 |
DE3360366D1 (en) * | 1982-02-26 | 1985-08-14 | Toshiba Kk | Mos switch circuit |
JPS58209206A (ja) * | 1982-05-31 | 1983-12-06 | Seiko Instr & Electronics Ltd | 電子回路 |
JPS59151510A (ja) * | 1983-02-18 | 1984-08-30 | Hitachi Ltd | C−mos負荷型増幅器 |
FR2542526A1 (fr) * | 1983-03-09 | 1984-09-14 | American Telephone & Telegraph | Oscillateur a quartz |
US4614882A (en) * | 1983-11-22 | 1986-09-30 | Digital Equipment Corporation | Bus transceiver including compensation circuit for variations in electrical characteristics of components |
US4667256A (en) * | 1985-11-25 | 1987-05-19 | Eastman Kodak Company | Circuit for electro-optic modulators |
JP3508401B2 (ja) * | 1996-07-12 | 2004-03-22 | 富士通株式会社 | 増幅回路および多段増幅回路 |
US5990744A (en) * | 1997-11-21 | 1999-11-23 | Lucent Technologies Inc. | Wide band process independent gain controllable amplifier stage |
GB2416255A (en) * | 2004-07-12 | 2006-01-18 | Toumaz Technology Ltd | CMOS current mode logic circuits using subthreshold conduction for low power operation |
DE102006008284B3 (de) * | 2006-02-22 | 2007-10-25 | Infineon Technologies Ag | Schaltung mit einer Anordnung zur Detektion einer unterbrochenen Anschlussleitung |
JP2012203528A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-10-22 | Seiko Instruments Inc | ボルテージ・レギュレータ |
FI20150294A (fi) * | 2015-10-23 | 2017-04-24 | Ari Paasio | Matalan tehonkulutuksen logiikkaperhe |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3289093A (en) * | 1964-02-20 | 1966-11-29 | Fairchild Camera Instr Co | A. c. amplifier using enhancement-mode field effect devices |
US3508084A (en) * | 1967-10-06 | 1970-04-21 | Texas Instruments Inc | Enhancement-mode mos circuitry |
US3518584A (en) * | 1968-07-25 | 1970-06-30 | Bell Telephone Labor Inc | Gyrator circuit utilizing a plurality of cascaded pairs of insulated-gate,field effect transistors |
US3823332A (en) * | 1970-01-30 | 1974-07-09 | Rca Corp | Mos fet reference voltage supply |
JPS5211199B1 (de) * | 1970-05-27 | 1977-03-29 | ||
US3638047A (en) * | 1970-07-07 | 1972-01-25 | Gen Instrument Corp | Delay and controlled pulse-generating circuit |
FR2143553B1 (de) * | 1971-06-29 | 1974-05-31 | Sescosem | |
JPS5334701B2 (de) * | 1971-09-30 | 1978-09-21 | ||
US3775693A (en) * | 1971-11-29 | 1973-11-27 | Moskek Co | Mosfet logic inverter for integrated circuits |
US3789246A (en) * | 1972-02-14 | 1974-01-29 | Rca Corp | Insulated dual gate field-effect transistor signal translator having means for reducing its sensitivity to supply voltage variations |
US3806741A (en) * | 1972-05-17 | 1974-04-23 | Standard Microsyst Smc | Self-biasing technique for mos substrate voltage |
-
1974
- 1974-04-08 US US459169A patent/US3913026A/en not_active Expired - Lifetime
-
1975
- 1975-04-02 CA CA223,615A patent/CA1027190A/en not_active Expired
- 1975-04-04 FR FR7510635A patent/FR2275066A1/fr active Granted
- 1975-04-05 CH CH428675A patent/CH588771A5/xx not_active IP Right Cessation
- 1975-04-08 GB GB14433/75A patent/GB1492222A/en not_active Expired
- 1975-04-08 DE DE2515309A patent/DE2515309C3/de not_active Expired
- 1975-04-08 JP JP50042724A patent/JPS50143459A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19534065A1 (de) * | 1995-09-14 | 1996-07-04 | Telefunken Microelectron | Spannungsverstärkerstufe |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB1492222A (en) | 1977-11-16 |
FR2275066B1 (de) | 1978-02-03 |
JPS50143459A (de) | 1975-11-18 |
US3913026A (en) | 1975-10-14 |
DE2515309A1 (de) | 1975-10-16 |
FR2275066A1 (fr) | 1976-01-09 |
DE2515309C3 (de) | 1978-03-16 |
CH588771A5 (de) | 1977-06-15 |
CA1027190A (en) | 1978-02-28 |
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