DE1487398B1 - Mehrstufiger Verstaerker mit Feldeffekttransistoren - Google Patents

Mehrstufiger Verstaerker mit Feldeffekttransistoren

Info

Publication number
DE1487398B1
DE1487398B1 DE19661487398 DE1487398A DE1487398B1 DE 1487398 B1 DE1487398 B1 DE 1487398B1 DE 19661487398 DE19661487398 DE 19661487398 DE 1487398 A DE1487398 A DE 1487398A DE 1487398 B1 DE1487398 B1 DE 1487398B1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
stage
amplifier
channel
transistors
stages
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DE19661487398
Other languages
English (en)
Inventor
Gibson John James
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
RCA Corp
Original Assignee
RCA Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by RCA Corp filed Critical RCA Corp
Publication of DE1487398B1 publication Critical patent/DE1487398B1/de
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
    • H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
    • H03K19/018507—Interface arrangements
    • H03K19/018521—Interface arrangements of complementary type, e.g. CMOS
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
    • H01L27/08—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind
    • H01L27/085—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including field-effect components only
    • H01L27/088—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including field-effect components only the components being field-effect transistors with insulated gate
    • H01L27/092—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including field-effect components only the components being field-effect transistors with insulated gate complementary MIS field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
    • H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
    • H03F3/345—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H03K17/6872—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor using complementary field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/01—Shaping pulses
    • H03K5/02—Shaping pulses by amplifying
    • H03K5/023—Shaping pulses by amplifying using field effect transistors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft einen mehrstufigen Verstärker, der in jeder Stufe mindestens einen Feldeffekttransistor mit einer Quellen- und einer Abflußelektrode, die durch einen stromführenden Kanal getrennt sind, sowie mit einer Steuerelektrode zum Steuern der Leitfähigkeit dieses Kanals enthält, insbesondere betrifft die Erfindung einen digitalen Verstärker, der Für die Aussteuerung großer kapazitiver Lasten oder Verbraucher geeignet ist.
Digitale Verstärker werden häufig dazu verwendet, ein und dasselbe digitale Signal gleichzeitig einer Vielzahl von gleichartigen Halbleiterschaltungen einer digital arbeitenden Anlage zuzuleiten. Selbstverständlich soll der digitale Verstärker diese Aufgabe mit minimaler Verzögerung des digitalen Signals erfüllen. Dies wird aber durch die Eingangskapazitäten der anzusteuernden Halbleiterschaltungen, die eine beträchtliche kapazitive Belastung darstellen, erschwert. Durch die erzielten Fortschritte in der Technologie der integrierten Halbleiterschaltungen ist es möglich geworden, eine große Anzahl der gleichartigen Halbleiterschaltungen in integrierter Form aufzubauen. Es ist daher erstrebenswert, daß die diese Schaltungen aussteuernden digitalen Verstärker sich ebenfalls in integrierter Bauweise herstellen lassen. Im Hinblick auf geringen Leistungsverlust, hohe Arbeitsgeschwindigkeit und leichte Herstellbarkeit ist es außerdem wünschenswert, daß solche digitale Verstärker lediglich aus aktiven Halbleiterbauelementen aufgebaut sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Verstärker zu schaffen, der mit minimaler Verzögerung des Eingangssignals arbeitet. Insbesondere soll ein digitaler Halbleiterverstärker geschaffen werden, bei dem die Halbleiterbauelemente in jeder Stufe konstruktiv so ausgebildet sind, daß die Verzögerung des den Verstärker durchlaufenden digitalen Signals so klein wie möglich wird, der ferner lediglich aktive Schaltungselemente enthält und der sich ohne weiteres in integrierter Bauweise herstellen läßt.
Diese Aufgabe wird, kurz gesagt, bei einem w-stufigen digitalen Verstärker, der in jeder Stufe mindestens einen Feldeffekttransistor mit Quellen- und Abflußelektrode, die durch einen stromführenden Kanal getrennt sind, sowie mit Steuerelektrode zum Steuern der Leitfähigkeit dieses Kanals enthält, gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Kanal des Transistors in der ersten Stufe eine gegebene Breite hat und die Kanalbreiten der Transistoren in den nächstfolgenden Stufen von Stufe zu Stufe zunehmend größer werden.
Gemäß einer Ausgestaltung entspricht dem Transistor der ersten Stufe ein Transistor in jeder nachgeschalteten Stufe, während gemäß einer anderen Ausgestaltung dem Transistor der ersten Stufe mehrere Transistoren in jeder nachgeschalteten Stufe entsprechen.
In den Zeichnungen, in denen gleiche Elemente jeweils mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt
F i g. 1 ein Ausführungsbeispiel eines erlindungsgemäßen digitalen Verstärkers,
Fi g. 2 eine gegenüber Fi g. 1 abgewandelte Ausführungsform der Erfindung,
Fi g. 3 eine lange Kette von digitalen Verstärkern nach Fi g. 1, die der Erläuterung der Verzögerungsund Verstärkungsverhältnisse dient,
F i g. 4 ein Diagramm, das die optimale Verstärkung pro Stufe für eine minimale Verzögerung für den Verstärker wiedergibt,
F i g. 5 einen Grundriß eines konstruktiven Ausführungsbeispiels des Verstärkers nach Fig. 1 in integrierter Schaltungsbauweise und
F i g. 6 einen Schnitt entlang der Linie 6-6 in Fig. 5.
Als aktive Bauelemente für die vorliegenden Veistärker werden vorzugsweise sogenannte isolierte Feldeffekttransistoren verwendet. Der isolierte Feldeffekttransistor kann allgemein als ein unipolar, also mit Majoritätsträgerleitung arbeitendes Fcldeffektbauelement bezeichnet werden, bei dem in einem Körper oder Substrat aus Halbleitermaterial ein stromführender Kanal vorgesehen ist, der an seinem einen Ende durch ein Quellengebiet und an seinem anderen Ende durch ein Abflußgebiet begrenzt ist. Eine Toroder Steuerelektrode überlagert mindestens einen Teil des Kanals und ist von diesem durch eine Schicht aus Isoliermaterial getrennt. Die Leitfähigkeit des Kanals wird durch die Wirkung eines Feldes gesteuert, das durch der Steuerelektrode zugeführte Signal- oder Steuerspannungen erzeugt wird.
Zwei bekannte Arten des isolierten Feldeffekttransistors sind der Dünnschicht-Transistor (TFT) und der Metall-Oxyd-Halbleiter-Transistor (MOS). Beide Transistorarten können entweder vom stromerregenden oder vom stromdrosselnden Typ sein, wobei der stromerregende Typ im vorliegenden Falle von besonderem Interesse ist. Bei einem isolierten Feldeffekttransistor vom stromerregenden Typ ist, wenn Steuerelektrode und Quellenelektrode das gleiche Potential führen, der Widerstand des Kanals sehr groß. Durch ein zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode gelegtes Signal geeigneter Polarität wird dann der Widerstand des Kanals entsprechend erniedrigt. Beim stromdrosselnden Typ ist dagegen der Widerstand des Kanals verhältnismäßig klein, wenn die Spannungen an der Steuerelektrode und der Quellenelektrode gleich sind. Durch zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode gelegte Eingangssignale entsprechender Polarität wird in diesem Fall der Widerstand des Kanals vergrößert.
Je nach dem Leitungstyp des Materials des Halbleiterkörpers kann ein isolierter Feldeffekttransistor entweder vom p-Typ oder vom η-Typ sein. Beim p-Typ sind die Majoritätsladungsträger Löcher, während sie beim η-Typ Elektronen sind.
Der in Fig. 1 gezeigte digitale Verstärker ist aus »ι Verstärkerstufen von im wesentlichen identischer Schaltungsweise aufgebaut. Die einzelnen Schaltungselemente in den verschiedenen Stufen sind mit zweistelligen Bezugszeichen versehen, von denen jeweils die erste Stelle die betreffende Stufe und die zweite Stelle das betreffende Schaltungselement bezeichnet. Da, wie gesagt, die einzelnen Stufen im wesentlichen identisch ausgelegt sind, wird hier nur die erste Stufe im einzelnen beschrieben.
6Q Die erste Verstärkerstufe enthält einen Transistor 11 vom p-Typ und einen Transistor 12 vom η-Typ, die als Inverter oder Polaritätsumkehrer geschaltet sind. Zu diesem Zweck sind die beiden Steuerelektroden 11 </ und I2(i gemeinsam an einen Eingang 13 angeschlos-
6S sen. Die Abflußelektroden 11 d und 12</ sind gemeinsam an einen Ausgang 14 angeschlossen. Die Quellenelektrode Ils ist an den positiven Pol einer Vorspannungsquelle, dargestellt als Batterie Vh, ange-
1 487 3$8
schlossen, deren negativer Pol mit Masse verbunden ist. Die Quellenelektrode 12s liegt ebenfalls an Masse. Der Eingang 13 ist mit der Klemme 2 einer Signali]ucHc 1 verbunden, deren andere Klemme 3 an Masse liegt. Die Signalquelle 1 enthält eine Schaltungsanordnung, die zwischen den Klemmen 2, 3 digitale Signale von der durch den Signal verlauf 4 veranschaulichten Form zu erzeugen vermag. Dabei führt die Klemme 2 entweder den niedrigen digitalen Spannungspegel 5 oder den hohen digitalen Spannungspegel 6, und die Signalquelle kann zwischen diesen beiden Pegeln 5, 6 umschalten. In einem digitalen System kann z. B. der höhere Pegel einem Spannungswert von + Vh Volt und der niedrige Pegel einem Spannungswert von 0 Volt entsprechen. Die Signalquelle 1 ist durch die gestrichelt eingezeichnete Eingangskapazität C,„ zwischen dem Eingang 13 der ersten Stufe und Masse belastet. Die Eingangskapazität C,„ ist wirksame Kapazität, wenn man die erste Stufe vom Eingang 13 aus betrachtet.
Der Ausgang 14 der ersten Stufe ist an den Eingang 23 der zweiten Stufe angeschlossen, deren Ausgang 24 wiederum an den Eingang der nicht dargestellten dritten Stufe angeschlossen ist. Der Ausgang der {in - 1 )-ten Stufe ist an den Eingang ;;i3 der Hi-tcn Stufe angeschlossen, deren Ausgang ;;;4 mit einer Lastkapazität C1 verbunden ist, welche die anzusteuernde Last- oder Verbraucherkapazität darstellt. Die Lastkapazität C1 ist erheblich größer als die Eingangskapazität C,„.
Im stationären Betrieb, wenn der digitale Eingangssignalpegel den Wert + V1, Volt hat, ist die Eingangskapazität C,„ auf + V1, Volt aufgeladen. Die Steuerelektroden-Quellenspannung des p-Transistors 11 beträgt annähernd 0 Voll, so daß dieser Transistor gesperrt ist. Die Sleuerelektroden-Quellenspannung des n-Transistors 12 beträgt + V1, Volt, so dai3 dieser Transistor voll geöffnet ist. Der Ausgang 14 führt daher einen digitalen Pegel von annähernd 0 Volt.
Wenn andererseits die Eingangsspannung den Wert 0 Volt hat, ist die Spannung an der Eingangskapazität C;„ 0 Volt. Die Steuerelektroden-Quellenspannung des p-Transistors 11 beträgt dann annähernd — Vh Volt, während die Steuerelektroden-Quellenspannung des n-Transistors 12 annähernd OVoIt beträgt. Der p-Transistor 11 ist somit voll geöffnet, während der n-Transistor 12 gesperrt ist. Der Ausgang 14 führt unter diesen Voraussetzungen einen digitalen Pegel von ungefähr + V1, Volt. Die erste Verstärkerstufe liefert also an ihrem Ausgang 14 eine umgekehrte Version der digitalen Pegel + Vh Volt bzw. 0 Volt an ihrem Eingang 13.
Ebenso wie die erste Stufe arbeitet auch die zweite, dritte usw. und m-te Stufe jeweils als Umkehrverstärker. Wenn die Anzahl m der Stufen geradzahlig ist, arbeitet die gesamte Anordnung als Nichtumkehr-, also Direktverstärker, während, wenn »ι ungeradzahlig ist, sie als Umkehrverstärker arbeitet.
Während des Überganges, d. h. wenn die Signalquelle 1 vom einen auf den anderen der beiden digitalen Pegel 5 und 6 umschaltet, wird die Eingangskapazität C11, aufgeladen bzw. entladen. Daraufhin erfolgt eine Aufladung bzw. Entladung der Lastkapazität C,, und zwar mit einer durch die Laufzeit der gesamten digitalen Verstärkeranordnung gegebenen Verzögerung. Bei dem vorliegenden Verstärker wird diese Verzögerung durch den geometrischen Aufbau der Transistorkanäle sowie durch die Bemessung der Anzahl m der Verstärkerstufen so klein wie möglich gemacht.
Die geometrische Beschaffenheit der Transistorkanäle ist so gewählt, daß die Abstände zwischen Quelle und Abfluß bei sämtlichen Transistoren des Verstärkers gleich sind, während sich die Breite der Kanäle von Stufe zu Stufe ändert. Die Breite eines Kanals wird in Richtung quer zur kürzesten Verbindungslinie zwi.jhen Quelle und Abfluß und parallel
ίο zur Ebene der Steuerelektrode gemessen. Die Breiten der Kanäle der Transistoren 11 und 12 in der ersten Stufe sind im Minblick auf diejenige Kapazität gewählt, welche die Signalquelle ohne wesentliche Beeinträchtigung der Anstiegs- oder Abfallzeit des
is Signalüberganges oder Pegelsprunges aussteuern kann. Die Eingangskapazität einer Stufe ist im wesentlichen der Breite der Kanäle der Transistoren der betreffenden Verstärkerstufe proportional, wobei die Proportionalilätskonstante durch die Art der Herstellung bestimmt
ίο ist. Es können somit für eine gegebene Eingangskapazilät C11, die Breiten der Kanäle der Transistoren H und 12 der ersten Stufe ohne weiteres bestimmt werden.
Für eine gegebene Stufenzahl m und eine gegebene
2s I.astkapazität C, vergrößern sich die Kanalbreiten der Transistoren in den folgenden Stufen entsprechend einer geometrischen Reihe um den Faktor k, der durch die folgende Gleichung gegeben ist:
c,.
Wenn also für die erste Stufe eine Kanalbreite w zulässig ist, beträgt die Kanalbreite in der zweiten Stufe Au-. in der dritten Stufe A'n- usw. und schließlich in der letzten Stufe km~ V
Vorstehend wurde vorausgesetzt, daß die Kanalbreiten des p-Transistors und des n-Transistors in den einzelnen Stufen jeweils gleich sind. Wenn der p-Transistor und der η-Transistor der ersten Stufe unterschiedliche Kanalbreiten wp und \v„ haben, vergrößern sich die Kanalbreiten der entsprechenden p- und η-Transistoren in den folgenden Stufen entsprechend geometrischen Reihen jeweils um den Faktor k.
Der digitale Verstärker läßt sich auch anders ausführen. Bei der Anordnung nach F i g. 2 sind beispielsweise mehrere p-n-Invertcrschaltungen parallel geschaltet. Man kann an sich eine beliebige Anzahl solcher Schaltungen parallelschalten, im vorliegenden Beispiel sind drei solcher Inverterschaltungen pro Stufe vorhanden. Die Eingänge 23«, 23b und Weder drei Inverterschaltungen sind gemeinsam an den Eingang 23 der zweiten Stufe angeschlossen. Die Quellenelektroden der Transistoren 21«, 21/) und 21 c sind sämtlich an den positiven Pol der Batterie V1, angeschlossen, während die Quellenelektroden der Transistoren 22«. 22b und 22c sämtlich an Masse
fo liegen. Die Summe der Kanalbreiten der p-Transistoren 21«, 21 h und 21t- ist gleich kwr Die Summe der
Kanalbreiten der n-Transistoren 22«, 22b und 22c beträgt kw„.
Wie ersichtlich, sind in der Schaltung nach F i g. 2
f>5 die Spannungspegel an den Ausgangspunkten 24«, 24b und 24c der zweiten Stufe sämtlich gleich. Man kann daher diese Ausgänge direkt entweder an getrennte Eingänge der nächstfolgenden Stufe oder an
die Vcrbraucherschaltiing anschließen. Man kann aber auch die Ausgänge 24«, 24/> und 24c zu einem gemeinsamen Ausgang 24 der zweiten Stufe zusammenschalten, wie durch die gestrichelten Verbindungen in F-" i g. 2 angedeutet ist.
Um der besseren Übersichtlichkeit willen sind in Fi g. 2 nur zwei Sturen des digitalen Verstärkers gezeigt. Die nachfolgenden Verstärkers!ufen können ebenfalls jeweils mehrere p-n-Invertcrschaltungen enthalten, die ähnlich wie in der zweiten Stufe parallel geschaltet sind.
Um deutlicher zu machen, was mit »Vcrstäjkungsverzögerung« gemeint ist. soll in I- i g. 3 der /«-stufige digitale Verstärker 100 betrachtet werden. Wie der digitale Verstärker in F i g. I hat dieser Verstärker 100 eine Eingangskapazität (",„ und eine Lastkapazität C1. Der Verstärker 100 wird durch eine lange Kette von ähnlichen /»-stufigen Verstärkern 101, 102. 103 usw. ausgesteuert. Die Transistorkanalbrciten des unmittelbar vorausgehenden Verstärkers 101 sind um den Faktor
die Transistorkanalbreiten des diesem vorausgehenden Verstärkers 102 entsprechend um den Faktor
IO
40
verkleinert und so fort, wobei die Verkleinerung sich entsprechend einer geometrischen Reihe nach rückwärts fortsetzt.
Unter diesen Voraussetzungen ist nun offensteht11 " daß ein digitales Signal, welches vom einen , ·_ ■ anderen der beiden digitalen Pegel umschaltet, an den verschiedenen Ausgangspunkten 200. 202. 204 usw. im wesentlichen die gleiche Signalform hat. wobei jedoch der Signaliibergang am Ausgangspunkt 200 um eine bestimmte Zeitspanne 2 D gegenüber dem Signal am Ausgangspunkt 200 verzögert ist. das seinerseits gegenüber dem Signal am Ausgangspunkt 204 um die Zeitspanne 2 D verzögert ist, und so fort. Der Grund für diese gleichen Signalspannungsformen liegt darin, daß sowohl die Kapazitäten als auch die Ströme am Ausgangspunkt 202 denen am Ausgangspunkt 200 ähnlich sind, mit einem Abweichungsfaktor von
Tatsächlich hat dieser Signalübergang bei seiner Fortpflanzung durch den /»-stufigen Verstärker 100 an beliebigen zwei Punkten des Verstärkers, zwischen denen sich zwei Invertcrstufen befinden, die gleiche Form, wobei jedoch das Signal am Ausgang des betreffenden Inverterstufenpaares gegenüber dem am (>o Eingang dieses Paares um die Zeitspanne 2 d verzögert ist. Es beträgt also die Verzögerung pro Stufenpaar 2 d, die Verzögerung pro Stufe J. und die Gesamtverzögerung des Verstärkers 100 ist D.
In Fi g. 3 ist die Geschwindigkeit der Aufladung bzw. Entladung der Lastkapazität C,. am Ausgangspunkt 200 im wesentlichen die gleiche wie bei der Kapazität am Ausgangspunkt 202, die um den Faktor Ir kleiner ist als die Lastkapazität C1, wobei
Fs ergibt sich folglich vom Ausgangspunkt 202 zum Ausgangspunkt 200 eine effektive Verstärkung von G2. IXt Verstärkungsgrad, Gewinn oder »fan out« G des hier betrachteten Verstärkers beträgt daher
G =
c, ■
ι rf Der Verstärkungsgrad pro Stufe des digitalen Verstärkers ist dann der Faktor k. Die Gleichung (1) läßt sich wie folgt umschreiben:
k = "\G. (4)
Löst man nach in auf. so ergib! sich
log G
HI =
log k '
Bei gleichen Verzögerungen in den verschiedenen Stufen ist die Gesamtverzögerung D des Verstärkers gleich der Verzögerung d pro Stufe multipliziert mit der Anzahl der Stufen
I) = nul.
Die Verzögerung ti pro Stufe ist im allgemeinen eine Funktion des Verstärkungsgrades k pro Stufe, der sich durch eine Taylorsche Reihe der folgenden Form ausdrücken läßt:
d{k)
k2
Sehr oft ergeben schon die ersten beiden Termc der Taylorschen Reihe eine gute Annäherung der Funktion ilik), besonders Tür Bauelemente mit kapazitivem Hingang wie z. B. Feldeffekttransistoren. Der Faktor <H") ist der effektiven Ausgangskapazität pro Einheil der Kanalbreite der steuernden Transistorstufe proportional. Der Faktor il'(") ist der Eingangskapazität pro Einheit der Kanalbreitc der gesteuerten Transistorstufe proportional.
Setzt man in Gleichung (6) die Gleichung (5) und die beiden ersten Tenne der Taylorschen Reihe ein. so erhält man für die Verzögerung D
D =
log G
logT
D =
d_ io)
log λ
d'(o\ log G ,
(9)
Der Klammerausdruck der Gleichung (9) ist im Diagramm nach F i g. 4 längs der Ordinate in linearem Maßstab aufgetragen, während der Verstärkungsgrad k pro Stufe längs der Abszisse in logarithmischem Maßstab aufgetragen ist. Das Ver-
d(o)
hältnis ~~ dient als Parameter für die Erzeugung
der Kurvenschar 7. Die gestrichelte Kurve 8 repräsentiert den Ort des Minimums des Klammerausdrucks (der im wesentlichen der Verzögerung D proportional ist) Für einen optimalen »fan out« oder Verstärkungsgrad k.
Es ist ersichtlich, daß Tür einen gegebenen Wert von
,,,°. ein optimaler Wert von k existiert, der ein
Minimum für die Verzögerung D ergibt. Dieser optimale Wert von k bestimmt zugleich die optimale Anzahl m der Stufen aus der Gleichung (5). Da die Anzahl m der Stufen eine ganze Zahl sein muß, wird für m im Falle eines Umkehrverstärkers die dem errechneten Wert am nächsten kommende ungerade Zahl und im Falle eines Direktverstärkers die dem errechneten Wert am nächsten kommende gerade Zahl gewählt.
In manchen Fällen kann ein digitaler Verstärker mit einer geringeren als der optimalen Anzahl von Stufen eine größere Verzögerung D liefern als ein digitaler Verstärker mit der optimalen Stufenanzahl. Es soll beispielsweise der Fall betrachtet werden, daß in einem speziellen digitalen System die Lastkapazität CL den Wert 2560 pF und die Eingangskapazität C,„ eines nicht umkehrenden, also Direktverstärkers den Wert 10 pF haben, wobei entsprechend einer speziellen
Herstellungsweise der Transistoren die Größe den Wert 1 haben soll. Gemäß F i g. 4 schneiden sich die Kurve für = 1 und die Kurve 8 bei
einem Wert für A von ungefähr 3,6. Im Falle eines Direktverstärkers sollte für die Stufenanzahl m diejenige ganze Zahl gewählt werden, die dem aus Gleichungen (3) und (5) errechneten Wert für m, der 4,38 beträgt, am nächsten kommt. Für m ist also der Wert 4 zu wählen. In Gleichungen (2) und (4) beträgt der Verstärkungsgrad k pro Stufe ebenfalls 4. Setzt man diese Werte in Gleichung (9) ein, so wird die Verzögerung D gleich 20 d' (σ).
Wählt man andererseits für m den Wert 2, so ist der Verstärkungsgrad k pro Stufe 16. Durch Einsetzen dieser Werte in Gleichung (9) erhält man eine Verzögerung D von 34 </'(»). Daraus folgt, daß die optimale Stufenanzahl eine kleinere Verzögerung liefert als eine geringere Anzahl von Stufen.
Der in F i g. 1 dargestellte digitale Verstärker läßt sich ohne weiteres als integrierte Schaltung mit entweder Dünnschicht - Transistoren oder Metall-Oxyd - Halbleiter-Transistoren (MOS-Transistoren) aufbauen. Beispielsweise zeigen F i g. 5 und 6 eine konstruktive Ausführungsform eines integrierten dreistufigen Verstärkers mit Dünnschicht-Transistoren. Die integrierte Schaltung ist auf einem isolierenden Systemträger oder Substrat 300, beispielsweise aus Glas, aufgebaut. Auf der Oberfläche des Substrats 300 befindet sich ein Steg 301, von dem die Quellenelektroden Ils, 215 und 31s nach außen vorstehen. Ferner befindet sich auf der Oberfläche des Substrats 300 ein Steg 302, von dem die Quellenelektroden 12s, 22s und 32s nach außen in Richtung gegen die Quellenelektroden Ils, 21s und 31s vorstehen. Die Abflußelektroden 11b und 12f> sind von den Quellenelektroden Ils und 12s durch spaltartige Zwischenräume 15 bzw. 16 getrennt. Die Abflußelektroden Ud und Hd sind mit dem Ausgangsanschluß 14 der ersten Stufe verbunden. Die Abfluß-
elektroden 21 d und 22d sind von den Quellenelektroden 21 s und 22s durch Zwischenräume 25 bzw. 26 getrennt. Die Abflußelektroden 21 d und 22d sind mit dem Ausgangsanschluß 24 der zweiten Stufe verbunden. Die Abflußelektroden 31 d und 32d sind von den Quellenelektroden 31 s und 32s durch Zwischenräume 35 bzw. 36 getrennt. Die Abflußelektroden 31 d und 32 d sind mit dem Ausgangsanschluß 34 der dritten Stufe verbunden. Die Quellen- und
ίο Abflußelektroden sowie die Ausgangsanschlüsse bestehen zweckmäßigerweise aus einem Metall wie
' Gold. Die Zwischenräume 15, 16, 25, 26, 35 und 36 sowie die dazugehörigen Quellen- und Abflußelektroden werden von Dünnschichten 17, 18, 27, 28, 37 bzw. 38 aus Halbleitermaterial überbrückt. Beispielsweise überbrückt die Halbleiterdünnschicht 17 den Kanal 15 sowie die Quellenelektrode Ils und die Abflußelektrode 11 d. Die Schichten 17, 27 und 37 bestehen aus ρ-leitendem Halbleitermaterial wie Tellur. Die Dünnschichten 18, 28 und 38 bestehen aus η-leitendem Halbleitermaterial, wie Cadmiumsulfid oder Cadmiumselenid.
Die Halbleiterschichten 17, 18, 27, 28, 37 und 38 werden von Schichten 10, 19, 20, 29, 30 bzw. 39 aus Isoliermaterial überlagert. Für diese Isolierschichten verwendet man zweckmäßigerweise Siliciummonoxyd, Siliciumdioxyd, Calciumfluorid, Aluminiumoxyd, Zinksulfid u. dgl. Auf die Isolierschichten 10, 19, 20, 29, 30 und 39 sind die Steuerelektrode^! 1#, \2g, 21 g, 22g, 31 g bzw. 32g aufgebracht. Die Steuerelektroden Ug, 12g, 21 g, 22g, 3\g und 32g überlagern die den Kanälen entsprechenden Zwischenräume 15, 16, 25, 26, 35 bzw. 36 und reichen etwas über die dazugehörigen Quellen- und Abflußelektroden. Die Steuerelektroden Mg und \2g sind an die Eingangsklemmen 13 angeschlossen. Die Eingangsklemme 23 der zweiten Stufe verbindet die Steuerelektroden 21 g und 22g mit dem Ausgang 14 der ersten Stufe. Die Eingangsklemme 33 der dritten Stufe verbindet die Steuer- elektroden 31 g und 32g mit dem Ausgang 24 der zweiten Stufe.
Die Abfluß- und Quellenelektroden sowie die Steuerelektroden können auf das isolierende Substrat 300 bzw. die Isolierschichten 10, 19, 20, 29, 30 und 39 nach üblichen Fertigungsmethoden, beispielsweise durch Aufdampfen im Vakuum mittels einer Maske, aufgebracht werden.
In F i g. 5 und 6 entspricht der Abstand zwischen einer Quellenelektrode und der dazugehörigen Abflußelektrode der Strecke oder Länge des betreffenden Kanals, während die Abmessung in Richtung senkrecht hierzu der Breite des Kanals entspricht. Wie man in F i g. 5 sieht, sind die Breiten der Kanäle der p- und η-Transistoren in jeder Stufe gleich. Dagegen sind die Breiten der Kanäle der Transistoren 21 und 22 der zweiten Stufe k mal so groß wie die Breiten der Kanäle der Transistoren 11 und 12 der ersten Stufe, wobei k der Verstärkungsgrad pro Stufe ist. Entsprechend sind die Breiten der Kanäle der Tran-
sistoren 31 und 32 der dritten Stufe k2 mal so groß wie die Breiten der Kanäle der Transistoren 11 und 12 der ersten Stufe.
Die vorstehend beschriebene Anordnung mit Dünnschicht-Transistoren ist lediglich beispielsweise aufzufassen und kann konstruktiv auch anders ausgebildet sein. Beispielsweise kann man für die Abfluß- und Quellenelektroden eine ineinandergreifende kamm- oder gabelartige Anordnung verwenden.
909540/99

Claims (7)

Patentansprüche:
1. Mehrstufiger Verstärker, der in jeder Stufe mindestens einen Feldeffekttransistor mit einer Quellen- und einer Abflußelektrode, die durch einen stromführenden Kanal getrennt sind, sowie mit einer Steuerelektrode zum Steuern der"Leitfähigkeit dieses Kanals enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Kanal des Transistors in der ersten Stufe eine gegebene Breite hat und die Kanalbreiten der Transistoren in den nächstfolgenden Stufen von Stufe zu Stufe zu.-nehmend größer werden.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalbreite in den aufeinanderfolgenden Stufen entsprechend einer geometrischen Reihe zunimmt.
3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die erste Stufe (11, 12) folgenden Stufen jeweils mehrere Feldeffekttransistoren (21, 22, ml, ml) mit jeweils einem eigenen, durch eine Steuerelektrode(21 g, 22g, mlg, mlg) in seiner Leitfähigkeit steuerbaren stromführenden Kanal enthalten, wobei die gesamte Kanalbreite in einer Stufe gleich der Summe der Breite der einzelnen Kanäle dieser Stufe ist.
4. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe mindestens zwei ergibt.
Feldeffekttransistoren (11, 12; 21, 22, ml, ml) mit je einem stromführenden Kanal enthält und daß in jeder Stufe-die Kanäle zweier Transistoren mit ihrem einen Ende (14,24) gemeinsam an die Steuerelektrodenanordnung der nächstfolgenden Stufe angeschlossen und mit ihrem anderen Ende elektrisch getrennt beschaltet sind.
5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (11, 12; 21, 22) in jeder Stufe jeweils vom entgegengesetzten Leitungstyp sind.
6. Verstärker nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die gesamte Kanalbreite in aufeinanderfolgenden Stufen jeweils um den Faktor ic zunimmt, wobei
G der Verstärkungsgrad des Verstärkers und m die Anzahl der Stufen des Verstärkers sind.
7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe eine Verzögerung von d(k) aufweist, wobei k einen Wert hat, der im wesentlichen ein Minimum der Gesamtverzögerung D des Verstärkers in der Gleichung
log G
log*
d(k)
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
DE19661487398 1965-12-13 1966-12-13 Mehrstufiger Verstaerker mit Feldeffekttransistoren Pending DE1487398B1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US513292A US3378783A (en) 1965-12-13 1965-12-13 Optimized digital amplifier utilizing insulated-gate field-effect transistors

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE1487398B1 true DE1487398B1 (de) 1969-10-02

Family

ID=24042650

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19661487398 Pending DE1487398B1 (de) 1965-12-13 1966-12-13 Mehrstufiger Verstaerker mit Feldeffekttransistoren

Country Status (4)

Country Link
US (1) US3378783A (de)
DE (1) DE1487398B1 (de)
FR (1) FR1505004A (de)
GB (1) GB1152394A (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0055795A1 (de) * 1980-12-20 1982-07-14 Deutsche ITT Industries GmbH Schnelle MOS-Treiberschaltung für Digitalsignale

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3493812A (en) * 1967-04-26 1970-02-03 Rca Corp Integrated thin film translators
US3541353A (en) * 1967-09-13 1970-11-17 Motorola Inc Mosfet digital gate
US3476991A (en) * 1967-11-08 1969-11-04 Texas Instruments Inc Inversion layer field effect device with azimuthally dependent carrier mobility
US3763379A (en) * 1970-12-07 1973-10-02 Hitachi Ltd Semiconductor device for scanning digital signals
GB1380427A (en) * 1970-12-07 1975-01-15 Hitachi Ltd Apparatus for scanning the signals applied to an array of semiconduc tor devices
JPS4890447A (de) * 1972-03-02 1973-11-26
US4016431A (en) * 1975-12-31 1977-04-05 International Business Machines Corporation Optimal driver for LSI
JPS52146274A (en) * 1976-05-31 1977-12-05 Toshiba Corp Output circuit
US4344002A (en) * 1978-02-22 1982-08-10 Supertex, Inc. Detection circuit and structure therefor
WO1982004364A1 (en) * 1981-05-26 1982-12-09 Proebsting Robert James Split load circuit
US4430583A (en) * 1981-10-30 1984-02-07 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Apparatus for increasing the speed of a circuit having a string of IGFETs
USRE32515E (en) * 1981-10-30 1987-10-06 American Telephone And Telegraph Company At&T Bell Laboratories Apparatus for increasing the speed of a circuit having a string of IGFETS
FR2524714B1 (fr) * 1982-04-01 1986-05-02 Suwa Seikosha Kk Transistor a couche mince
JP2564787B2 (ja) * 1983-12-23 1996-12-18 富士通株式会社 ゲートアレー大規模集積回路装置及びその製造方法
US4742254A (en) * 1985-10-07 1988-05-03 Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha CMOS integrated circuit for signal delay
EP0253914A1 (de) * 1986-07-23 1988-01-27 Deutsche ITT Industries GmbH Isolierschicht-Feldeffekttransistor-Gegentakttreiberstufe mit Kompensierung von Betriebsparameterschwankungen und Fertigungsstreuungen
JPH061817B2 (ja) * 1986-11-20 1994-01-05 富士電機株式会社 相補型電界効果トランジスタ
JPS63299513A (ja) * 1987-05-29 1988-12-07 Toshiba Corp 出力回路
EP0596864A3 (en) * 1988-06-24 1994-06-08 Nat Semiconductor Corp Speed enhancement technique for cmos circuits
US4985643A (en) * 1988-06-24 1991-01-15 National Semiconductor Corporation Speed enhancement technique for CMOS circuits
US4916337A (en) * 1989-03-07 1990-04-10 Integrated Device Technology, Inc. TTL to CMOS logic level translator
US5030853A (en) * 1990-03-21 1991-07-09 Thunderbird Technologies, Inc. High speed logic and memory family using ring segment buffer
US6552589B1 (en) * 1999-10-21 2003-04-22 International Business Machines Corporation Method and apparatus for process independent clock signal distribution

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3265981A (en) * 1963-12-02 1966-08-09 Hughes Aircraft Co Thin-film electrical networks with nonresistive feedback arrangement

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0055795A1 (de) * 1980-12-20 1982-07-14 Deutsche ITT Industries GmbH Schnelle MOS-Treiberschaltung für Digitalsignale

Also Published As

Publication number Publication date
GB1152394A (en) 1969-05-14
FR1505004A (fr) 1967-12-08
US3378783A (en) 1968-04-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE1487398B1 (de) Mehrstufiger Verstaerker mit Feldeffekttransistoren
DE2515309C3 (de) Ingegrierte Transistorverstärkerschaltung
DE2312414C2 (de) Verfahren zur Herstellung von integrierten MOSFET-Schaltkreisen
DE2607940A1 (de) Mehrschichtiges halbleiterbauelement
DE1235990B (de) Impulsfolgegenerator
DE2653688A1 (de) Betriebsschaltung fuer ladungstraegergekoppelte halbleiterbauelemente
DE2144235B2 (de) Verzögerungsanordnung
DE2941285A1 (de) Konstantstrom-schaltung
DE3240189A1 (de) Aus feldeffekttransistoren mit isoliertem gate bestehender (igfet)-schaltkreis
EP0010149B1 (de) Referenzquelle auf einem integrierten FET-Baustein sowie Verfahren zum Betrieb der Referenzquelle
DE2740203A1 (de) Ladungsuebertragungsanordnung
DE3300690A1 (de) Mos-schaltung mit fester verzoegerung
DE3926944A1 (de) Mosfet mit darin enthaltenem stromspiegel-fet
DE2835692B2 (de) Binäres logisches ODER-Glied für programmierte logische Anordnungen
DE2415098B2 (de) Amplitudendetektorschaltung
DE2729656A1 (de) Feldeffekttransistor mit extrem kurzer kanallaenge
DE1182293B (de) Elektronische Festkoerperschaltung mit Feldeffekt-Transistoren mit isolierter Steuerelektrode
WO1995008190A1 (de) Halbleiter(detektor)struktur
DE2124635A1 (de) Verfahren zur Steuerung eines Bereiches hoher elektrischer Feldstarke in Halblei tem
EP0753754A2 (de) Integrierte Komparatorschaltung
DE2630085C3 (de) CCD-Transversalfilter
DE2422717A1 (de) Analogrechenverfahren zum bestimmen des quadrates einer differenz
DE1953478A1 (de) Integrierter logischer Kreis
DE2520608B2 (de) Halbleiteranordnung zum Digitalisieren eines analogen elektrischen Eingangssignals
EP0081208A2 (de) Statische Speicherzelle