DE1589707B2 - Temperaturkompensierte Z Diodenanord nung - Google Patents
Temperaturkompensierte Z Diodenanord nungInfo
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Description
Es ist bekannt, daß die Abbruchspannung von Z-Dioden nicht nur stromabhängig, sondern auch
temperaturabhängig ist, und zwar besitzen Z-Dioden mit einer Abbruchspannung unterhalb von etwa 5 V
einen negativen und oberhalb von diesem Wert einen positiven Temperaturkoeffizienten. Ferner ist es bekannt,
den positiven Temperaturkoeffizienten von Z-Dioden mit einer Abbruchspannung von größer als
5 V dadurch zu kompensieren, daß man eine oder mehrere in Flußrichtung betriebene Halbleiterdioden
zu der Z-Diode in Serie schaltet (vgl. zu diesen Sachverhalten »Elektronische Rundschau«, Dezember 1957,
S. 376, rechte Spalte).
Diese Art der Temperaturkompensation ist nur für Abbruchspannungen von wenig mehr als 5 V mit sinnvollem
Aufwand durchführbar. Da die temperaturbezogene Abbruchspannungsänderung mit wachsender
Abbruchspannung steigt, andererseits aber die temperaturbedingte Abbruchspannungsänderung einer in
Flußrichtung betriebenen Silicium-Halbleiterdiode etwa ao —2 mV/°C beträgt, wird für höhere Abbruchspannungen,
insbesondere für solche, die oberhalb von etwa 8 bis 10 V liegen, eine so große Anzahl von Flußdioden
benötigt, daß diese Art der Temperaturkompensation mittels diskreter Bauelemente unwirtschaftlich wird.
So erfordert beispielsweise eine Z-Diode mit einer Abbruchspannung von 15 V sieben Flußdioden.
Es sind auch temperaturkompensierte Z-Dioden von Abbruchspannungen um 8 V im Handel, bei denen
innerhalb eines Gehäuses eine separate Z-Diode und die zur Temperaturkompensation erforderliche Anzahl
von in Flußrichtung geschalteten Halbleiterdioden angeordnet sind (INTERMETALL-Datenbuch Transistoren-Dioden,
1965/66, S. 480 bis 485).
Diese Z-Diodenkombination besitzt jedoch auf Grund ihres aus diskreten einzelnen Halbleiterbauelementen
innerhalb eines Gehäuses untergebrachten Aufbaus noch Abmessungen (z. B. 2,8 cm3), die erheblich
größer sind als die einer einzelnen Z-Diode vergleichbarer Verlustleistung (z. B. 0,02 cm3). Außerdem
wächst der differentielle Widerstand mit zunehmender Abbruchspannung unvorteilhaft hoch an.
Das Bestreben geht nun einerseits dahin, die Größe des temperaturkompensierten Bauelements zu verkleinern,
andererseits aber auch die Temperaturkompensationsgüte sowie den differentiellen Widerstand
noch weiter zu verbessern.
Der Verkleinerung der Abmessungen bietet sich die bekannte Technik der monolithisch integrierten Halbleiterschaltungen
an. So ist beispielsweise aus der USA.-Patentschrift 3 244 949 eine Schaltung zur
Spannungsstabilisierung in Form einer Halbleiterschaltung bekannt, bei der eine zwischen Basis und
Kollektor eines Transistors angeordnete Z-Diode und dieser Transistor in einem gemeinsamen Halbleiterkörper
angeordnet sind.
In dieser Schaltung ist nur eine einzige Z-Diode und nur eine einzige Flußdiode vorhanden, so daß die
Schaltung, wie oben geschildert, eine Abbruchspannung von lediglich etwas mehr als 7 V besitzt.
Tritt nun die Forderung auf, Bauelemente mit wesentlich höheren Abbruchspannungen herzustellen,
so lassen sich mehrere dieser Bauelemente in Reihe schalten. Soll nun eine solche Reihenschaltung in Form
einer Halbleiterschaltung aufgebaut werden, so läßt sich dies aber nur dadurch realisieren, daß jedes einzelne
Bauelement in einer separaten Isolierwanne auf einem gemeinsamen Substrat untergebracht wird. Dies
bedeutet aber eine wesentliche Komplizierung des Herstellverfahrens, da für die Bildung der Isolierwannen
ein weiterer Verfahrensschritt notwendig wird.
Ferner ist aus den USA.-Patentschriften 2 937 963 und 3140 438 bekannt, Z-Diode und Flußdiode
zwecks Temperaturkompensation als ein einziges Bauelement herzustellen, das in seinem Aufbau dem Aufbau
eines Transistors mit einer Zonenfolge von abwechselndem Leitungstyp entspricht, dessen Wirkungsweise
sich jedoch durch die gegenüber einem üblichen Transistor andersartigen Dotierungsverhältnisse der
einzelnen Zonen von der Wirkungsweise eines Transistors unterscheidet.
Die Erfindung betrifft somit eine temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung in Form einer Halbleiterschaltung,
die aus mehreren nichtlinearen und gegebenenfalls linearen, in einem gemeinsamen Halbleiterkörper
des einen Leitungstyps angeordneten, durch aufgebrachte Metallisierungen untereinander
verbundenen Einzelelementen besteht und die mit zwei äußeren Anschlüssen versehen ist.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine temperaturkompensierte
Z-Diodenanordnung in Form einer monolithisch integrierten Halbleiterschaltung, insbesondere mit hoher Abbruchspannung, mit geringem
Aufwand zu schaffen, bei der die Temperaturkompensationseigenschaften und der differentielle
Widerstand gegenüber den bekannten, aus diskreten Bauelementen bestehenden temperaturkompensierten
Z-Diodenanordnungen wesentlich verbessert sind.
Diese Aufgabenstellung findet ihre Lösung erfindungsgemäß darin, daß als Einzelelemente mehr als
zwei Transistorstrukturen dienen, daß der Halbleiterkörper die gemeinsame Kollektorzone aller Transistorstrukturen
darstellt, daß die Basis-Emitter-pn-Ubergänge der Transistorstrukturen bezüglich der
Richtung des im Betrieb fließenden Gesamtstroms derart in Reihe geschaltet sind, daß ein Teil der Basis-Emitter-pn-Übergänge
in Sperrichtung bis ins Abbruchgebiet als Z-Dioden und die restlichen in Flußrichtung
als Flußdioden betrieben sind, daß zur Erniedrigung des dynamischen Innenwiderstands die
Transistorwirkung von mindestens einem Teil der als Flußdioden betriebenen Transistorstrukturen herangezogen
ist und daß der Halbleiterkörper mit dem ersten äußeren Anschluß, sowie entweder die Basis
der letzten Z-Diode oder der Emitter der letzten Flußdiode mit dem zweiten äußeren Anschluß verbunden
ist.
Allgemeine Prinzipien des Aufbaus von Halbleiterschaltungen sind in »Scientia electrica«, 1963, S. 67 bis
91, insbesondere S. 79, 85 und 88, beschrieben. Dort ist angegeben, daß für Dioden und Z-Dioden die
Basis-Kollektor- oder die Basis-Emitter-pn-Übergänge von Transistorstrukturen verwendet werden können.
Diese Angaben beziehen sich jedoch auf Halbleiterfestkörperschaltungen für Verstärker- oder Schaltanwendungen,
sogenannte lineare oder digitale Halbleiterfestkörperschaltungen, bei denen die beabsichtigte
Funktion schon a priori Transistorstrukturen bedingt. Zusätzlich benötigte Dioden oder Z-Dioden werden
dann bei solchen Halbleiterschaltungen in der angegebenen Weise realisiert.
Für einen reinen Zweipol, wie ihn die erfindungsgemäße temperaturkompensierte Z-Diode darstellt, ist
diese Art der Realisierung von Z-Dioden und Halbleiterdioden jedoch nicht naheliegend, da die Verwendung
von Transistorstrukturen für Dioden vom Stand-
punkt der üblichen Schaltungstechnik aus betrachtet aufwendiger ist. Durch den erfindungsgemäßen Aufbau
der temperaturkompensierten Z-Diode ergeben sich auch nicht selbstverständliche vorteilhafte Wirkungen,
die noch näher erläutert werden sollen.
Die Erfindung und weitere vorteilhafte Ausgestaltungen werden nun an Hand der in der Zeichnung
dargestellten Figuren näher erläutert und beschrieben. In den Figuren sind gleiche Teile mit den gleichen
Bezugszeichen versehen.
F i g. 1 zeigt den üblichen bekannten Aufbau einer Halbleiterschaltung mit einer Transistorstruktur und
einer Diodenstruktur;
F i g. 2 zeigt gleichsinnig in Reihe geschaltete Dioden, die sich in einer gemeinsamen Kollektorzone
befinden;
F i g. 3 a ist das elektrische Ersatzschaltbild von in Reihe geschalteten Z-Dioden, angeordnet nach F i g. 2;
F i g. 3 b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild von in Reihe geschalteten Flußdioden, die sich in einer gemeinsamen
Kollektorzone befinden und ebenfalls entsprechend F i g. 2 angeordnet sind;
F i g. 4 zeigt in umgezeichneter Weise die Flußdiodenkette
der Fig. 3b;
F i g. 5 zeigt das durch Emitterwiderstände ergänzte Ersatzschaltbild der Fig. 4;
Fig. 6a zeigt in Reihe geschaltete Z-Dioden und Flußdioden in einer gemeinsamen Kollektorzone;
Fig. 6b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild der
Anordnung nach Fig. 6a;
F i g. 7 zeigt eine vorteilhafte Abwandlung der Anordnung nach den F i g. 6a und 6b;
F i g. 8 zeigt eine andere vorteilhafte Abwandlung der Anordnung nach den Fig. 6a und 6b;
F i g. 9 zeigt in vergrößerter Darstellung einen Ausschnitt aus Fig. 6a;
F i g. 10a zeigt eine unter Verwendung der Teilanordnung nach F i g. 9 aufgebaute vorteilhafte Weiterbildung
der erfindungsgemäßen Z-Diode;
Fig. 10b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild der
Anordnung der F i g. 10 a;
F i g. 11 zeigt eine andere vorteilhafte Weiterbildung der erfindungsgemäßen Z-Diode;
Fig. 12 zeigt eine Weiterbildung der Anordnung
nach F i g. 11;
Fig. 13 zeigt eine andere Weiterbildung der Anordnung
nach Fig. 11.
In F i g. 1 ist der bekannte Aufbau einer Halbleiterschaltung dargestellt, die der Einfachheithalber lediglich
eine Transistorstruktur und eine Diodenstruktur enthält. Als Diodenstruktur wird ebenfalls eine Transistorstruktur
verwendet, wobei der Kollektoranschluß C mit dem Basisanschluß B verbunden ist, so
daß der Kollektor-Basis-pn-Übergang kurzgeschlossen ist. Das Kollektorgebiet nc ist über die gleichzeitig mit
der Emitterzone πε entstandene Kontaktierzone ns
und den Kontaktbelag Al mit dem Kollektoranschluß C verbunden.
Ebenso sind die Basiszone pe und die Emitterzone
riß mit ihrem jeweiligen äußeren Anschluß B
bzw. E über den Kontaktbelag Al verbunden. Durch
die Isolationsdiffusion pj, die sich von der einen Oberfläche
durch die «c-Zone hindurch bis zum Substrat ps erstreckt, werden einzelne, durch pnrÜbergänge voneinander
isolierte Kollektorzonen nc geschaffen. Die Oberfläche ist mit Ausnahme der Kontaktbezirke mit
einer passivierenden Schutzschicht Ss bedeckt.
Die Dioden können als Durchlaß- oder als Sperrdioden,
z. B. als Z-Dioden, in bekannter Weise in Spannungskonstanthalterschaltungen betrieben werden.
Maßgebend für die Abbruchspannung dieser als Referenzspannungsquelle betriebenen Bauelemente
sind jeweils im wesentlichen die Durchlaß- bzw. Abbrucheigenschaften des die Diode bildenden pn-Ubergangs.
Da man bei Halbleiterschaltungen vor allem die Abbruchspannung der pn-Übergänge nur in engen Grenzen
frei wählen kann, ist es oft erforderlich, mehrere Z-Dioden in Reihe zu schalten, um die gewünschte
Abbruchspannung zu erhalten.
Wie oben bereits erwähnt, können die Z-Dioden in bekannter Weise mit Flußdioden in Reihe geschaltet
werden, um den positiven Temperaturkoeffizienten der Abbruchspannung durch den negativen Temperaturkoeffizienten
der Flußspannung zu kompensieren. Alle diese Schaltungen sind auch hier möglich, solange die
Spannungen zwischen den Kollektorbereichen der
ao einzelnen Dioden und dem Substratgebiet sicher unterhalb der Kollektor-Substrat-Abbruchspannung liegen.
Das Substrat ist nämlich der negativste bzw. positivste Punkt der Schaltung, je nach Leitungstyp des Substrats.
In den F i g. 2 und 3 a ist eine Anzahl in Reihe und als Z-Dioden geschalteter Transistorstrukturen dargestellt.
Die maximale Anzahl nmax der in Reihe geschalteten
Z-Dioden ist vom Anschluß des Substrats bzw. des Grundmaterials der Kollektorzone nc abhängig.
Es sind folgende Möglichkeiten des Anschlusses denkbar, die in den F i g. 2 und 3 a durch die entsprechenden
kleinen Buchstaben angegeben sind:
α Das Substrat ist nicht angeschlossen. Da das
Substrat elektrisch keinem Schaltungspotential zugeordnet ist, ist diese Betriebsweise ungünstig.
Für nmax läßt sich folgende Beziehung angeben:
Uc E
nmax = ganze Zahl
< --—·
Ueb
Ueb
wobei Ueb die Abbruchspannung der Emitter-Basis-Dioden und Uce die Abbruchspannung der
Kollektor-Emitter-Strecke der Transistorstrukturen, insbesondere die Kollektor-Lmitter-Abbruchspannung
der Transistorstruktur 1. symbolisiert.
b Das Substrat ist mit dem ersten äußeren Anschluß
I, also mit dem Pluspol einer äußeren Stromquelle verbunden Dies ergibt
>-*rfindungsgemäß die sicherste Betriebsweise. Imc maximale
Anzahl der in Reihe sch.iltbaren Z-Dioden ergibt ■ sich zu:
= ganze Zj η I <
Uch
Ubb
c Das Substrat ist mit dem pß-Gebiet der ersten
Z-Diode in der Kette verbunden. Die->e Anschlußmöglichkeit
ist wie die des Falles α ungünstig.
d, e Diese Anschlußmöglichkeiten erweisen sich als unbrauchbar und sind daher als verboten anzusehen.
d, e Diese Anschlußmöglichkeiten erweisen sich als unbrauchbar und sind daher als verboten anzusehen.
Mit der Möglichkeit nach b kann man Abbruchspannungen
der gesamten Anordnung im Bereich zwischen der Abbruchspannung Uer des Basis-Emitter-pn-Übergangs
und der Abbruchspannung Ucn des
Basis-Kollektor-pn-Übergangs als ganzzahlige Viel-
fache der Basis-Emitter-Abbruchspannung Ubb erhalten.
Die übrigen Eigenschaften der Anordnung unterscheiden sich nicht wesentlich von den Eigenschaften
üblicher Z-Dioden. Das gilt auch für den dynamischen Widerstand, der mit wachsender Anzahl/: steigt,
ebenso wie bei üblichen Z-Dioden der dynamische Widerstand mit wachsender Abbruchspannung steigt.
Im Ersatzschaltbild der F i g. 3a sind von den η als
Z-Dioden wirksamen Transistorstrukturen die zwei ersten und die zwei letzten gezeigt, die mit 1, 2, (n — 1)
und η bezeichnet sind. Der Emitter der Transistorstruktur
1 liegt am ersten äußeren Anschluß 1. Die Basis der Transistorstruktur 1 ist mit dem Emitter der
nächstfolgenden Transistorstruktur 2 verbunden, ebenso die Basis dieser Transistorstruktur mit dem Emitter
der nächstfolgenden usw. bis zum Emitter der letzten Transistorstruktur n. Die Basis dieser letzten Transistorstruktur
liegt am zweiten äuBeren Anschluß U, der mit dem Minuspol einer äußeren Stromquelle verbunden
ist.
Die Fig. 3 b zeigt die den F i g. 2 und 3a entsprechenden,
nun aber in Flußrichtung betriebenen Transistorstrukturen X bis tn. Die maximale Anzahl
mmax der in Reihe geschalteten Flußdioden ist vom
Anschluß des Substrats bzw. vom Anschluß des Grundmaterials der Kollektorzone nc abhängig. Folgende
Möglichkeiten sind für den Anschluß denkbar:
α Das Substrat ist nicht angeschlossen. Dieser Fall ist aus den gleichen Gründen wie der Fall α der
Z-Diodenkette ungünstig. Es gilt folgende Beziehung:
= ganze Zahl <
wobei Uve die Kollektor-Emitter-Abbruchspannung
der letzten .Transistorstruktur _nj und UjIE
die Emitter-Basis-Flußspannung der Transistorstrukturen darstellt.
c Das Substrat ist mit dem Pluspol einer äußeren Spannungsquelle verbunden. Es gilt folgende
Beziehuna:
'maj- ~ ganze Zahl <
Uvr.
Übe
Dies ergibt erfindungsgemäß die sicherste Betriebsweise.
el Das Substrat ist mit dem Emitter der letzten Transistorslruktur./»
verbunden. Diese Anschlußweise ist ähnlich ungünstig wie die unter α geschilderte.
/). c Diese .Anschlüsse erweisen sich als unbrauchbar
und sind daher als verboten anzusehen.
Man kann auf diese Weise Flußspannungen der gesamten Anordnung von ganzzahligen Vielfachen der
Flußspannung eines einzelnen Basis-Emitter-pn-Übergangs erhallen. Die übrigen Eigenschaften der Anordnung
unterscheiden sich jedoch teilweise erheblich von den Eigenschaften in Reihe geschalteter diskreter
Flußdioden. Das gilt vor allem für den dynamischen Widerstand.
Im Ersatzschaltbild der F i g. 3 sind von den m als
Flußdioden wirkenden Transistorstrukturen die beiden ersten und die beiden letzten gezeigt, die mit J_. 2.
(w — 1) und./» bezeichnet sind. Der Emitter der ersten
Tr.'iiisisiorstruktur 1 ist mit dem erslen äußeren Anschluß.
der an den Minuspol einer äußeren Stromquelle angeschlossen isl. verbunden. Hie H;ims dieser
Transistorstruktur ist mit dem Emitter der nächstfolgenden TransistorstrukturJ, verbunden, deren Basis
wieder mit dem Emitter der nächstfolgenden Transistorstruktur verbunden ist usw. bis zum Emitter der
letzten Transistorstruktur m. Die Basis dieser letzten
Transistorstruktur liegt am zweiten äußeren Anschluß II, der am Pluspol der äußeren Spannungsquelle
anzuschließen ist.
In F i g. 4 ist das Ersatzbild der F i g. 3 in umgezeichneter
Weise dargestellt. Verbindet man die Kollektorzone nc mit dem an Plus liegenden äußeren Anschluß
II, so stellt die Flußdiodenkette einen m-fachen DARLINGTON-Verstärker dar. Die jeweiligen Basisströme
der rn Transistorstrukturen sind mit Λ bis
>5 J(m+i) bezeichnet. Der Basisstrom der (m — T)-ten
Transistorstruktur ist gleich dem Emitterstrom der ^w-ten Transistorstruktur.
Der dynamische Widerstand τ dieser Anordnung wird im wesentlichen von den Eigenschaften der Tran-
ao sistorstrukturj, bestimmt, r ist nämlich angenähert
umgekehrt proportional zur Steilheit S1 der TransistorstrukturX
da nahezu der gesamte, durch die Anordnung fließende Strom J über den Kollektor der Transistorstruktur_l_
geführt wird und diese somit als Transistor, d. h. stromverstärkend arbeitet. Der Kollektorstrom
Jei der TransistorstrukturJl_ ist nämlich gleich
dem GeTamtstrom J vermindert um den Emitterstrom J^ der Transistorstruktur 2^ J^ ist aber um den
Stromverstärkungsfaktor B^ der Transistorstruktur_l
kleiner, so daß Jc, ungefähr gleich J ist.
Durch eine geeignete geometrische Ausbildung der Transistorstruktur 1 kann dafür gesorgt werden, daß
auch bei sehr hohen Strömen die günstigen Eigenschaften erhalten bleiben.
Der DARLINGTON-Verstärker wird vom Potential des äußeren Anschlusses I gesteuert. Als Flußspannung
der Anordnung stellt sich, wie oben beschrieben, die Summe der Flußspannungen der Basis-Emitler-pn-Übergänge
ein. Der Transistoreffekt der TransistorstrukturenJ, bis rn_wird also ausgenutzt.
Die Schaltung der F i g. 4 kann hinsichtlich der weiteren Erniedrigung des dynamischen Widerstandes
r verbessert und weitergebildet werden, indem die mit wachsender Ordnungszahl geringer werdenden
Basisströme der als Emitterfolger wirkenden Transistorstrukturen 2 bis in erhöht werden, so daß auch
weitere Transistorstrukturen einen Arbeitspunkt erhalten, in dem die stromverstärkende Transistorwirkung
auftritt. Der Kollektor der Transistorstruktur_1_
führt nahezu den gesamten Strom J. Für die Emitterströme JEm, gilt näherungsweise bei hinreichend großen
Stromverstärkungsfaktoren Bm, daß der_/w4e Emitterstrom
gleich ist dem Gesamtstrom J dividiert durch das Produkt der ersten m Stromverstärkungsfaktoren
B„,. Damit nimmt aber auch die Flußspannung
i/jn der Flußdioden mit wachsender Ordnungszahl m
ab, da U111 proportional dem natürlichen Logarithmus
des Quotienten aus dem_w-ten Emitterstrom und dem zugehörigen Emitterreststrom ist. Auch steigt mit
kleiner werdendem Emitierstrom der Betrag des relativen und absoluten Temperaturkoeffizienten an, und
die Stromverstärkung Bm sinkt ebenfalls ab. ,
Man kann die Emitterströme Jem in gewissen Grenzen
frei wählen, wenn man der Anordnung nach I" i g. 4 in Weiterbildung der Erfindung vorteilhafterweise
Wirkwiderstiinde einfügt, wie in Fig. 5 gezeigt
ist.
In die Cmiuer/uleitiing jeder der Transistorstruk-
türen 2_ bis rn ist je ein Wirkwiderstand R. bis A2, eingefügt,
deren emitterfernes Ende mit dem zweiten äußeren Anschluß II verbunden ist. Der Emitter der
Transistorstruktur χ führt den Strom J', während der Basisstrom der Transistorstrukturjw mit J(m+j) bezeichnet
ist.
Die Wirkwiderstände können mit in die Halbleiterschaltung einbezogen werden, und zwar können sie
beispielsweise durch die ^B-Diffusion gebildet und in
das den gemeinsamen Kollektor der Flußdioden 1, bis m_ darstellenden /ic-Grundmaterial eingebettet
werden. Da die Basis-Kollektor-pn-Ubergänge dieser Wirkwiderstände stets in Sperrichtung vorgespannt
sind, ergibt sich der für die Einfachheit der Halbleiterfestkörperschaltung
sehr wesentliche Vorteil, daß keine weiteren Isolationsinseln nötig sind. Die Wirkwiderstände
können aber auch auf dem Halbleiterkörper in Form von Widerstandsschichten aufgebracht sein. Ein
weiterer wesentlicher Vorteil des Einfügens der Wirkwiderstände ist darin zu sehen, daß der Temperaturkoeffizient
der Flußspannung der Anordnung in Grenzen frei wählbar ist, da er stromabhängig ist und
durch den Widerstandswert fein eingestellt werden kann.
Die F i g. 6 a und 6 b zeigen nun die Reihenschaltung der oben getrennt betrachteten Z-Diodenkette und
Flußdiodenkette, η Z-Dioden und m Flußdioden mit
den zugehörigen Emitterwiderständen R2 bis Ä« sind
in die gemeinsame Kollektorzone nc eingelassen. Der
zum Einstellen des durch die Z-Diodenkette fließenden Stromes benötigte Wirkwiderstand Rn wird vorteilhafterweise
ebenfalls in der gemeinsamen Kollektorzone angeordnet.
Die gemeinsame Kollektorzone kann wieder in unterschiedlicher Weise angeschlossen werden. Von
den drei eingezeichneten Möglichkeiten a, b, c ist die Verbindung nach b zu bevorzugen, da in diesem Fall,
entsprechend der Anordnung nach F i g. 4, wieder der größte Anteil des Gesamtstroms durch die Transistorstruktur
J_ fließt. Die Verbindungen α und c sind dagegen
ungünstiger.
Der dynamische Widerstand r dieser Anordnung ist im Falle der Verbindung b angenähert umgekehrt proportional
zur Steilheit S, der Transistorstruktur 1; dieser Wert ist aber klein gegen den dynamischen
Widerstand von üblichen Z-Dioden.
Die Anzahl der Flußdioden wird so gewählt, daß der Temperaturkoeffizient ihrer Basis-Emitter-Flußspannung
den Temperaturkoeffizienten der Abbruchspannung der η Z-Dioden gerade kompensiert.
Eine feine Einstellung der Kompensation erreicht man in Weiterbildung der Erfindung durch entsprechende
Wahl der Emitterströme der Flußdioden mittels des Wertes der Wirkwiderstände i^bis Rm.
Den durch die Z-Dioden fließenden Strom wählt man mittels Rn zweckmäßig so, daß das Rauschen der
Z-Dioden möglichst klein wird.
Es ist nicht notwendig, daß die Z-Dioden und die Flußdioden jeweils in zusammengehörenden Gruppen
in Reihe geschaltet werden. Beispielsweise läßt sich nach F i g. 7 ein Teil der Flußdioden vor und ein Teil
hinter die Z-Dioden schalten, was fertigungstechnische Vorteile mit sich bringen kann.
Im Beispiel nach F i g. 7 bestimmt der Wirkwiderstand
Λ, den Strom durch die Transistorstruktur JS,
der Wirkwideretand R^ den Strom durch die Transistorstruktur
4_ und der Wirkwiderstand R2 den Strom
durch die Z-Dioden J. 2 und die Transistorstruktiir 3.
Alle Wirkwiderstände sind dabei relativ niederohmig,
also besonders günstig innerhalb der Kollektorzone ohne großen Platzbedarf unterzubringen.
In F i g. 8 ist ein weiterer vorteilhafter Aufbau einer temperaturkompensierten Z-Diode gezeigt. Durch eine
gegenüber der Anordnung nach F i g. 7 andere Aufteilung der Wirkwiderstände erhalten diese für Halbleiterschaltungen
noch günstigere, d. h. niedrigere Widerstandswerte. Anstatt das emitterferne Ende jedes
ίο einzelnen Emitterwiderstandes mit dem zweiten äußeren
Anschluß II zu verbinden, schaltet man die Emitterwiderstände so, daß das emitterferne Ende mit dem
Emitter der vorherigen Transistorstruktur in Weiterbildung der Erfindung verbunden ist. So ist beispiels-
t5 weise der zur Flußdiode der Transistorstruktur 2 gehörende
Wirkwiderstand A2 mit dem Emitter der vorherigen
Transistorstruktur T verbunden.
Der Wirkwiderstand R„ stellt den Vorwiderstand
für die Z-Dioden der Transistorstruktur 1 bis η dar;
ao er liegt zwischen Emitter und Basis der letzten Transistorstruktur/n
der Flußdioden-Kette. Rn kann vorteilhaft durch den Wirkwiderstand Rn ersetzt werden,
der die Basis der letzten Flußdiodejm direkt mit dem
äußeren Anschluß II verbindet. Somit fließt der unter
as Umständen große Querstrom der Z-Dioden nicht
durch die Kette der Emitterwiderstände, was günstigere Eigenschaften ergeben kann.
In der Anordnung nach Fig. 6b sind die Basiszuleitungen
der Transistorstrukturen η und «t. miteinander
verbunden. Deshalb können die beiden zugehörigen Emitterzonen in ein gemeinsames Basisgebiet,
wie in F i g. 6a gezeigt, eingebracht werden.
In Fig. 9 ist diese Anordnung vergrößert dargestellt.
Die so gebildete Doppeldiode stellt einen lateralen npn-Transistor dar, da die rechte np-Diode in
Durchlaßrichtung, also mit Injektion, die linke pn-Diode in Sperrichtung und im Abbruchgebiet betrieben
wird.
Solche lateralen Transistoren und ihre Eigenschaften sind zwar aus »Proceedings of the IEEE«, Dezember 1964, S. 1491 bis 1495, und aus »Solid State Electronics«, 1967, S. 225 bis 234, bekannt. Die Anwendung auf die erfindungsgemäße temperaturkompensierte Z-Diode erbringt jedoch insofern eine überraschende Wirkung, als die Eigenschaften der Z-Diode durch Wahl des Stromverstärkungsfaktors zweckmäßig und vorteilhaft beeinflußt werden können. So nimmt beispielsweise die Abbruchspannung mit geringer werdender Basisweite Xs ab. Ist dieser Effekt unerwünscht, so wird Xb groß gemacht, bei den üblichen Planarstrukturen sind hierzu Werte von Xb > 30 bis 50 μηι ausreichend. Durch den Stromverstärkungsfaktor lassen sich der dynamische Innenwiderstand, die Güte der Temperaturkompensation und die Rauscheigenschaften der temperaturkompensierten Z-Diode beeinflussen. Die Verwendung der Doppelstrukturen ist bei der temperaturkompensierten Z-Diode nach der Erfindung besonders vorteilhaft, weil auf Grund des mit Injektion betriebenen einen
Solche lateralen Transistoren und ihre Eigenschaften sind zwar aus »Proceedings of the IEEE«, Dezember 1964, S. 1491 bis 1495, und aus »Solid State Electronics«, 1967, S. 225 bis 234, bekannt. Die Anwendung auf die erfindungsgemäße temperaturkompensierte Z-Diode erbringt jedoch insofern eine überraschende Wirkung, als die Eigenschaften der Z-Diode durch Wahl des Stromverstärkungsfaktors zweckmäßig und vorteilhaft beeinflußt werden können. So nimmt beispielsweise die Abbruchspannung mit geringer werdender Basisweite Xs ab. Ist dieser Effekt unerwünscht, so wird Xb groß gemacht, bei den üblichen Planarstrukturen sind hierzu Werte von Xb > 30 bis 50 μηι ausreichend. Durch den Stromverstärkungsfaktor lassen sich der dynamische Innenwiderstand, die Güte der Temperaturkompensation und die Rauscheigenschaften der temperaturkompensierten Z-Diode beeinflussen. Die Verwendung der Doppelstrukturen ist bei der temperaturkompensierten Z-Diode nach der Erfindung besonders vorteilhaft, weil auf Grund des mit Injektion betriebenen einen
pn-Übergangs das Rauschen wesentlich vermindert wird. Ferner kann der positive Temperaturkoeffizient
der Abbruchspannung der Z-Diode unabhängig von der durch die Flußdioden gegebenen Temperaturkompensation weiter reduziert werden. Ebenso wird
der dynamische Widerstand reduziert und einstellbar gemacht, so daß auch der dynamische Widerstand der
Gesamtanordnung vermindert wird.
Die F i g. 10a und 10b zeigen den Aufbau einer be-
009 586/282
sonders vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Z-Diode. Es sind nämlich alle als Z-Dioden
vorgesehenen Transistorstrukturen mit je einer als Flußdiode wirkenden Transistorstruktur zu einer demzufolge
aus zwei Transistorstrukturen bestehenden Doppelstruktur zusammengefaßt, so daß die Doppelstrukturen
1' bis ρ entstehen. Diese sind so untereinander verbunden, daß der Emitter der als Z-Diode
wirkenden Teilstruktur der Doppelstruktur 1' mit dem äußeren Anschluß I, also dem Pluspol einer äußeren
Spannungsquelle verbunden ist, während der Emitter der als Flußdiode wirkenden Teilstruktur von Γ mit
dem zur Z-Diode gehörenden Emitter der nächsten Doppelitruktur 2' verbunden ist. Der Emitter der
Flußdiode von 2' führt dann wieder zum Emitter der Z-Diode der nächsten Doppelstruktur und so fort bis
zur Doppelstruktur p. Der Emitter der Flußdiode der Doppelstruktur ρ kann gegebenenfalls mit der ersten
Basis einer zusätzlichen Flußdiodenkette, entsprechend dem Anschluß II der Anordnung nach Fig. 3, verbunden
sein; von dieser Flußdiodenkette ist die erste Transistorstruktur JL in den Fig. 10 a und 10 b gezeigt.
Durch die in die Kollektorzone nc ebenfalls einbringbaren
Wirkwiderstände Rbi> bis Rbp, die mit der
Basis der zugehörigen Doppelstruktur verbunden sind, können die in den Z-Dioden fließenden Ströme gewählt
werden. Durch die ebenfalls in die Kollektorzone nc einbringbaren Wirkwiderstände Re^ bis Rep,
die zu den zur jeweiligen Flußdiode gehörenden Emittern der Doppelstrukturen führen, werden die Emitterströme
der als Flußdioden wirksamen Teilstrukturen der Doppelstrukturen eingestellt.
Die Wirkwiderstände Rbi' bis Rbp und A^1' bis Re?
sind also erfindungsgemäß ebenfalls in die gemeinsame Kollektorzone nc eingelassen, so daß keine isolierten
anderen «c-Gebiete benötigt werden.
Unter Ausnutzung der an Hand der F i g. 10a und 10 b erläuterten Prinzipien und unter Heranziehung der
bei der Erläuterung der F i g. 5, 7 und 8 gemachten Erwägungen kann die Anordnung der Fig. 10a und
10 b noch weiter in vorteilhafter Weise abgeändert und
vereinfacht werden. Dies zeigt F i g. 11.
Die Emitter der Doppelstrukturen 1' bis 8 sind in der bei Erläuterung der F i g. 10a angegebenen Weise
miteinander verbunden. Dem Emitter der als Flußdiode wirksamen Teilstruktur der Doppelstruktur ρ
folgt noch die Flußdiodenkette X bis m, von der die
beiden Transistorstrukturen X und.m gezeichnet sind.
Die Wirkwiderstände Rb-i bis Rb'p bilden eine Serienschaltung,
wobei ihr Anfang, nämlich das eine Ende von Rb'i mit der Basis der Doppelstruktur 1' verbunden
ist, während ihr Ende am zweiten äußeren Anschluß II liegt.
An jedem Verbindungspunkt 22 bis pp zweier aufeinanderfolgender
Wirkwiderstände der Kette /?βί
bis Rb'p ist die Basis der entsprechenden nächsten
Doppelstruktur angeschlossen, also z. B. am Verbindungspunkt 22 von Rb'i und Rb'2 die Basis der
Doppelstruktur 2'. Ferner führt von diesen Verbindungspunkten je ein Wirkwiderstand Αεί bis Re'{V-\)
zu den Emittern der als Flußdioden wirksamen Teilstrukturen der zugehörigen Doppelstrukturen. So
liegt etwa der Wirkwiderstand Re'i zwischen dem
Flußdiodenemitter der Doppelstruktur Γ und dem Verbindungspunkt 22 von Κβί und Äs-a, also auch an
der Basis der Doppelstruktur 2'. Der letzte Wirkwiderstand Rs'p der Äg-Reihe führt im Gegensatz dazu
vom Flußdiodenemitter der Doppelstruktur p, der auch mit der Basis der Flußdiode der Transistorstruktur
rn verbunden ist, zum Emitter der Transistorstruktur rn und zur Basis der nächstniederen Flußdioden-Transistorstruktur, hier also zur Basis der
Transistorstruktur 1. Zwischen der Basis der nächstniederen Transistorstruktur und deren Emitter liegt der
Widerstand/C
In den F i g. 12 und 13 sind weitere Möglichkeiten gezeigt, wie die Doppelemitterstrukturen hintereinandergeschaltet
werden können. Es ergibt sich eine Einsparung von Wirkwiderständen.
So zeigt die F i g. 12 eine Anordnung, bei der die die Basis mit dem Flußdiodenemitter der vorhergehenden
Doppelemitterstruktur verbindenden Wirkwiderstände Re'i bis Re'ip-i) durch einen Kurzschluß ersetzt sind,
d. h. durch eine direkte leitende Verbindung. Ferner ist der Wirkwiderstand Rev des Flußdiodenemitters
der letzten Doppelemitterstruktur mit dem zweiten äußeren Anschluß II verbunden. Ebenso liegt der
so Widerstand Rm, der in die Emitterleitung der letzten
der nachfolgenden Flußdiodenkette eingefügt ist, am äußeren Anschluß II. Auch die Emitterwiderstände
weiterer Flußdioden können am äußeren Anschluß II angeschlossen sein, wie schon in der F i g. 5 gezeigt
as wurde.
Eine andere Weiterbildung der Anordnung nach Fig. 11 ergibt sich, wenn zusätzlich zu den nach
Fig. 12 getroffenen Maßnahmen die Reihenschaltung
der Wirkwiderstände Rb>\ ■ ■ ■ Rb'p durch Weglassen
der diese Wirkwiderstände verbindenden Leitungen oder Leitbahnen aufgelöst wird. Auch hier können an
den Emitter der Z-Diode der letzten Doppelstruktur ρ wieder Flußdioden angefügt werden, die in Fig. 13
jedoch der Anschaulichkeit halber nicht mehr gezeichnet sind.
Die in den Figuren gezeigten Möglichkeiten der Anordnung der einzelnen Wirkwiderstände sind noch
weiter abwandelbar und können der jeweilig geforderten Güte der temperaturkompensierten Z-Diode angepaßt
werden.
Claims (12)
1. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung in Form einer Halbleiterschaltung, die aus mehreren
nichtlinearen und gegebenenfalls linearen, in einem gemeinsamen Halbleiterkörper des einen
Leitungstyps angeordneten, durch aufgebrachte Metallisierungen untereinander verbundenen Einzelelementen
besteht und die mit zwei äußeren An-Schlüssen versehen ist, dadurch gekennzeichnet,
daß als Einzelelemente mehr als zwei Transistorstrukturen dienen, daß der Halbleiterkörper
die gemeinsame Kollektorzone (nc) aller Transistorstrukturen darstellt, daß die Basis-Emitter-pn-Ubergänge
der Transistorstrukturen bezüglich der Richtung des im Betrieb fließenden
Gesamtstroms (/) derart in Reihe geschaltet sind, daß ein Teil der Basis-Emitter-pn-Übergänge in
Sperrichtung bis ins Abbruchgebiet als Z-Dioden und die restlichen in Flußrichtung als Flußdioden
betrieben sind, daß zur Erniedrigung des dynamischen Innenwiderstands die Transistorwirkung von
mindestens einem Teil der als Flußdioden betriebenen Transistorstrukturen herangezogen ist
und daß der Halbleiterkörper mit dem ersten äußeren Anschluß (I), sowie entweder die Basis der
letzten als Z-Diode wirkenden Transistorstruktur oder der Emitter der letzten als Flußdiode wirken-
den Transistorstruktur mit dem zweiten äußeren Anschluß (H) verbunden ist.
2. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß zum Einstellen des über einzelne pn-Übergänge fließenden Stromes Wirkwiderstände entweder
in der gemeinsamen Kollektorzone (nc) als den dem Leitungstyp des Halbleiterkörpers entgegengesetzten
Leitungstyp besitzende Zonen oder auf dem Halbleiterkörper als aufgebrachte Wider-Standsschichten
angeordnet sind.
3. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein
Teil der Wirkwiderstände zum Einstellen des über die als Z-Dioden wirkenden pn-Übergänge fließenden
Stromes dient.
4. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet,
daß zur weiteren Erniedrigung des dynamischen Innenwiderstandes ein Wirkwider- ao
stand (Rj^... Rm) in die Emitterzuleitung jeder, mit
Ausnahme der letzten Flußdiode der Kette einge-• schaltet ist und daß das emitterferne Ende des
Wirkwiderstandes bzw. der Emitter der letzten Flußdiode mit dem zweiten äußeren Anschluß (II)
verbunden sind.
5. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das
emitterferne Ende jedes in der zu einer Flußdiode (2 ... jm) gehörenden Emitterzuleitung angeordneten
Wirkwiderstands (R^ ... R^) mit dem Emitter
der vorherigen Flußdiode (1 ... m —■ I) verbunden
ist und daß der Emitter der ersten Flußdiode (1) der Kette direkt mit dem zweiten äußeren Anschluß (II)
verbunden ist (F i g. 8).
6. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß je eine als Z-Diode wirkende Transistorstruktur und je eine als Flußdiode wirkende
Transistorstruktur zu einer Doppelstruktur (I' ... p) zusammengefaßt und in einer gemeinsamen,
als Basiszone wirkenden Zone vom dem Leitungstyp des Halbleiterkörpers entgegengesetzten
Leitungstyp dadurch angeordnet sind, daß in die Basiszone von der einen Oberfläche des Halbleiterkörpers
her nebeneinander zwei als Emitter wirksame Zonen (ηε) vom Leitungstyp des Halbleiterkörpers
eingelassen sind (Fi g. 9).
7. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
durch den Stromverstärkungsfaktor des von den nebeneinander in die Basiszone eingelassenen
Emitterzonen (nB) gebildeten lateralen Transistors der dynamische Innenwiderstand, die Temperaturkompensationsgüte,
minimales Rauschen und die Abbruchspannung der Z-Diode eingestellt ist.
8. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach den Ansprüchen 6 und/oder 7, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Anzahl Doppelstrukturen (Γ ... p) und gegebenenfalls weitere als Flußdioden
wirksame Transistorstrukturen (1... ja)
derart hintereinandergeschaltet sind, daß der zur Z-Diode gehörende Emitter der ersten Doppelstruktur
(Γ) mit dem ersten äußeren Anschluß (I), der zur Flußdiode gehörende Emitter der ersten
Doppelstruktur (1') mit dem Z-Diodenemitter der nächsten Doppelstruktur (2') usw. bis zur letzten
Doppelstruktur (p) verbunden ist, wobei der Flußdiodenemitter
der letzten Doppelstruktur (p) entweder am zweiten äußeren Anschluß (I I) oder an der
Basis der letzten Transistorstruktur im) der Flußdiodenkette
angeschlossen ist, daß ferner zwischen der Basis der ersten Doppelstruktur (Γ) und dem
zweiten äußeren Anschluß (II) eine Reihenschaltung aus Wirkwiderständen (R βί ... Rb'p)
liegt, an deren Verbindungspunkte (22 ... pp) die Basis der nächsten Doppelstruktur (2' ... p) sowie
je ein weiterer Wirkwiderstand (Re'i ■.. Re'(p-i))
angeschlossen sind, der jeweils zum Flußdiodenemitter der vorhergehenden Doppelstruktur
(V ... ρ — 1) führt, daß ferner im Falle weiterer als Flußdioden vorgesehener Transistorstrukturen
(1_... nt) vom Flußdiodenemitter der letzten Doppelstruktur (p) und der Basis der letzten Flußdioden-Transistorstruktur
(m) ein Wirkwiderstand (Re'p) zum Emitter dieser Flußdiodenstruktur (m)
führt und daß der Emitter und die Basis der ersten als Flußdiode wirksamen Transistorstruktur (1)
durch einen Wirkwiderstand (R1J1) überbrückt ist
(Fig. 11). -
9. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die
die Basis und den Flußdiodenemitter der vorhergehenden Transistorstruktur verbindenden Wirkwiderstände
(Rb'i ... Re-(p-i)) durch eine direkte
leitende Verbindung ersetzt sind und daß die in den Emitterzuleitungen der nachfolgenden als Flußdioden
wirkenden Transistorstrukturen (1 ...jn) gegebenenfalls angeordneten Wirkwiderstände
(Äs ... Rm) direkt mit dem zweiten äußeren AnscHIuß
(II) verbunden sind (F i g. 12).
10. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die die Basis und den Flußdiodenemitter der vorhergehenden Transistorstruktur verbindenden
Wirkwiderstände (Re-i ■ ■ Rb'(p-v durch eine
direkte leitende Verbindung ersetzt sind, daß die leitende Verbindung zwischen den Wirk widerständen
(Rb'i · ■ ■ Rb'p) der Reihenschaltung unterbrochen
ist und daß Basis und Flußdiodenemitter jeder Doppelstruktur mit je einem dieser Wirkwiderstände
(Rb'i . ■ ■ Rb'p) überbrückt ist (F i g.
13).
11. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperaturkompensation durch Wahl des Widerstandswertes
der Emitterwiderstände (R2 ... R2)
optimal eingestellt ist. ~
12. Temperaturkompensierte Z-Diodenanordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß minimales Rauschen durch Wahl des Widerstandswertes
des den durch die Z-Dioden fließenden Strom bestimmenden Wirkwiderstandes (An) eingestellt
ist.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
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DE1764251B2 (de) | 1979-09-27 |
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E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) |