DE112013006487T5 - Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente und Halbleitervorrichtigung - Google Patents

Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente und Halbleitervorrichtigung Download PDF

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Abstract

Die vorliegende Erfindung schafft eine Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements und eine Halbleitervorrichtung, die das Halbleiterelement beim Auftreten eines Kurzschlusses schnell schützen kann. Die Vorrichtung zum Ansteuern des Halbleiterelements ist mit einem Ansteuerschaltungsabschnitt, einem Ladeschaltungsabschnitt und einem Abschalt-Schaltungsabschnitt versehen. Der Ladeschaltungsabschnitt ist mit einer externen Schaltung, die mit einer Diode und mit einem kapazitiven Element versehen ist, elektrisch verbunden. Das Halbleiterelement weist eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode und einen Steueranschluss auf. Der Ansteuerschaltungsanschluss steuert das Halbleiterelement an, indem er aus einem Eingangssignal ein Ansteuersignal erzeugt und das Ansteuersignal dem Steueranschluss zuführt. Die Katode der Diode ist mit der ersten Elektrode verbunden. Einer der Anschlüsse des kapazitiven Elements ist mit der Katode der Diode verbunden und der andere Anschluss ist mit der zweiten Elektrode verbunden. Der Ladeschaltungsabschnitt ermöglicht, dass das kapazitive Element nach einem Zeitpunkt, zu dem die Spannung an dem kapazitiven Element gleich einer Sättigungsspannung wird, mit einer höheren Rate geladen wird, falls das Eingangssignal ein Ein-Signal ist. Wenn die Spannung an dem kapazitiven Element einen Schwellenwert erreicht, schaltet der Abschalt-Schaltungsabschnitt die Zufuhr des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss von dem Ansteuerschaltungsabschnitt ab.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente und auf einer Halbleitervorrichtung.
  • Stand der Technik
  • Herkömmlich ist eine Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente, die eine Möglichkeit einer Beschädigung an einem Halbleiterelement, die durch einen Überstrom wegen eines Kurzschlusses verursacht wird, bewältigen kann, bekannt und ist z. B. in dem japanischen offengelegten Patent Nr. 2002-208847 offenbart. Dadurch, dass in einem Halbleiterelement wie etwa einem IGBT ein Kollektorstrom detektiert wird, wird z. B. zum Zeitpunkt der Detektion eines Überstroms eine Gate-Abschaltung ausgeführt, die ein Schutzbetrieb ist.
  • Es wird eine Detektion eines Kollektorstroms in einem Halbleiterelement aus einer mit einer Diode detektierten Kollektor-Emitter-Spannung VCE ausgeführt. Dieses Kollektorstromdetektionsverfahren wird bei der genauen Detektion des Kollektorstroms aus dem VCE-Detektionswert in einer Zeitdauer von mehreren Mikrosekunden vom Einschalten bis zum Eintritt in einen stationären Zustand für unwirksam gehalten. Andererseits fließt sofort nach dem Einschalten des Halbleiterelements ein hoher Strom (Kurzschlussstrom), falls wegen einer bestimmten Ursache ein Lastkurzschluss oder dergleichen auftritt. Es ist bevorzugt, dies schnell zu detektieren und einen Schutzbetrieb schnell auszuführen.
  • In dem oben beschriebenen herkömmlichen Gebiet ist eine Technik offenbart worden, um zu veranlassen, dass die Kollektor-Emitter-Spannung VCE schnell auf eine Sättigungsspannung konvergiert, wenn das Gate eingeschaltet wird. ”Sättigungsspannung” bezieht sich auf einen Abfall der Spannung zwischen der Kollektor- und der Emitterelektrode, wenn der Abfall der Spannung zwischen der Kollektor- und der Emitterelektrode abzunehmen aufhört, während der Basisstrom erhöht wird. Dadurch wird eine schnelle Erfassung des Kollektorstroms mit der VCE nach dem Einschalten ermöglicht. Im Ergebnis wird eine frühe Ausführung eines Schutzbetriebs nach dem Einschalten ermöglicht.
  • Liste der Entgegenhaltungen
  • Patentliteratur
    • Patentliteratur 1: japanisches offengelegtes Patent Nr. 2002-208847
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Technisches Problem
  • Es ist ein Fall denkbar, in dem selbst während des Betriebs in einem eingeschalteten Zustand eines Halbleiterelements nach dem Einschalten des Halbleiterelements wegen einer bestimmten Ursache ein Kurzschluss auftritt. Normalerweise wird die Kollektor-Emitter-Spannung eines Halbleiterelements während des Betriebs in einem eingeschalteten Zustand in einem Zustand gehalten, in dem sie auf eine Sättigungsspannung verringert ist. Allerdings wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE, wenn sie auf die Sättigungsspannung verringert worden ist, erhöht, wenn durch einen Kurzschluss ein hoher Strom verursacht wird. Im Ergebnis wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE zu einer Spannung, die keine Sättigungsspannung (d. h. eine ”Nicht-Sättigungs-Spannung”) ist. Somit kann das Auftreten eines Kurzschlusses durch Detektieren des Auftretens einer solchen Nicht-Sättigungs-Spannung während des Betriebs des Halbleiterelements in dem eingeschalteten Zustand detektiert werden und kann ein Schutzbetrieb wie etwa eine Gate-Abschaltung ausgeführt werden. Eine Folge von Funktionen zum Detektieren einer solchen Nicht-Sättigungs-Spannung wird auch ”Entsättigungsdetektionsfunktion” genannt. In einigen Fällen ist eine Entsättigungsdetektionsschaltung zum Verwirklichen der Entsättigungsfunktion in eine Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente (in eine Gate-Treiber-IC als ein tatsächliches Komponententeil) integriert.
  • Nach dem Einschalten wird die Kollektor-Emitter-Spannung nicht sofort auf die Sättigungsspannung verringert. Das heißt, es dauert eine Zeit, damit die Kollektor-Emitter-Spannung die Sättigungsspannung erreicht. Somit gibt es selbst sofort nach dem Einschalten eine Zeitdauer, in der eine Nicht-Sättigungs-Spannung erscheint. Das heißt, es gibt einen normalen Nicht-Sättigungs-Spannungs-Zustand, wenn das Halbleiterelement normal angesteuert wird. Die obenerwähnte Patentliteratur enthält ebenfalls eine Beschreibung in Bezug auf diesen Punkt. Die fehlerhafte Detektion durch die Entsättigungsdetektionsfunktion wie etwa einer Nicht-Sättigungs-Spannung sofort nach dem Einschalten im Ergebnis des Auftretens eines Kurzschlusses sollte vermieden werden. Somit weist die herkömmliche Entsättigungsdetektionsfunktion eine ”Austastzeit” auf, die in der Entsättigungsdetektionsfunktion eingestellt ist. Es wird ein Mechanismus bereitgestellt, so dass die Detektion einer Nicht-Sättigungs-Spannung nicht sofort als das Auftreten eines Kurzschlusses erkannt wird; falls eine Zeitdauer, während der eine Nicht-Sättigungs-Spannung in dem eingeschalteten Zustand nach dem Einschalten detektiert wird, die Austastzeit übersteigt, wird bestimmt, dass das Auftreten eines Kurzschlusses erfasst wird.
  • Diese Austastzeiteinstellung ermöglicht, die fehlerhafte Detektion des normalen Nicht-Sättigungs-Spannungs-Zustands sofort nach dem Einschalten zu vermeiden. Allerdings hat diese Austastzeit ebenfalls einen Einfluss, selbst wenn während des Betriebs in dem eingeschalteten Zustand des Halbleiterelements, nachdem die Sättigungsspannung nach dem Einschalten einmal erreicht ist, ein Kurzschluss auftritt. Obwohl es erwünscht ist, eine Nicht-Sättigungs-Spannung wegen eines Kurzschlusses sofort zu detektieren und den Schutzbetrieb sofort auszuführen, wird die Detektion der Nicht-Sättigungs-Spannung (d. h. die Detektion des Kurzschlusses) wegen der Austastzeit unvermeidlich verzögert, da die Austastzeit dazu führt, dass der Schutzbetrieb, der beim Auftreten des Kurzschlusses ausgeführt werden soll, in einer frühen Phase nicht ausgeführt wird.
  • Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um das oben beschriebene Problem zu behandeln, wobei eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Schaffung einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente und einer Halbleitervorrichtung, die ein Halbleiterelement beim Auftreten eines Kurzschlusses sofort schützen können, ist.
  • Lösung des Problems
  • Eine Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements enthält:
    einen Ansteuerschaltungsabschnitt, der mit einem Halbleiterelement, das eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode und einen Steueranschluss, mit dem eine Umschaltung zwischen Leitung und Abschaltung zwischen der ersten und der zweiten Elektrode ausgeführt wird, enthält, elektrisch verbunden ist, wobei der Ansteuerschaltungsabschnitt das Halbleiterelement durch Empfangen eines Eingangssignals, Erzeugen eines Ansteuersignals aus dem Eingangssignal und Zuführen des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss ansteuert;
    einen Ladeschaltungsabschnitt, der mit einer externen Schaltung, die eine Diode, deren Katode mit der ersten Elektrode verbunden ist, und ein kapazitives Element, dessen einer seiner zwei Anschlüsse mit der Anode der Diode verbunden ist und dessen anderer seiner Anschlüsse mit der zweiten Elektrode verbunden ist, enthält, elektrisch verbunden ist, wobei der Ladeschaltungsabschnitt das kapazitive Element auf der Grundlage des Eingangssignals oder des Ansteuersignals lädt, wobei der Ladeschaltungsabschnitt eine Ladespannung detektiert, bei der das kapazitive Element geladen wird, einem Verbindungspunkt zwischen der Anode und dem einen der zwei Anschlüsse einen konstanten Strom mit einem ersten Wert zuführt, wenn die Ladespannung niedriger als die Sättigungsspannung des Halbleiterelements ist, falls das eine der Signale ein Ein-Signal ist, und nach einem Zeitpunkt, bei dem die Ladespannung gleich der Sättigungsspannung des Halbleiterelements geworden ist, dem Verbindungspunkt einen konstanten Strom mit einem zweiten Wert, der größer als der erste Wert ist, zuführt; und
    einen Abschalt-Schaltungsabschnitt, der die Zufuhr des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss von dem Ansteuerschaltungsabschnitt abschaltet, wenn die Ladespannung einen Schwellenwert erreicht.
  • Eine Halbleitervorrichtung enthält:
    ein Halbleiterelement, das eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode und einen Steueranschluss, mit dem eine Umschaltung zwischen Leitung und Abschaltung zwischen der ersten und der zweiten Elektrode ausgeführt wird, enthält;
    einen Ansteuerschaltungsabschnitt, der mit dem Halbleiterelement elektrisch verbunden ist, wobei der Ansteuerschaltungsabschnitt das Halbleiterelement durch Empfangen eines Eingangssignals, Erzeugen eines Ansteuersignals aus dem Eingangssignal und Zuführen des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss ansteuert;
    einen Ladeschaltungsabschnitt, der mit einer externen Schaltung, die eine Diode, deren Katode mit der ersten Elektrode verbunden ist, und ein kapazitives Element, dessen einer seiner zwei Anschlüsse mit der Anode der Diode verbunden ist und dessen anderer seiner Anschlüsse mit der zweiten Elektrode verbunden ist, enthält, elektrisch verbunden ist, wobei der Ladeschaltungsabschnitt das kapazitive Element auf der Grundlage des Eingangssignals oder des Ansteuersignals lädt, wobei der Ladeschaltungsabschnitt eine Ladespannung detektiert, bei der das kapazitive Element geladen wird, einem Verbindungspunkt zwischen der Anode und dem einen der zwei Anschlüsse einen konstanten Strom mit einem ersten Wert zuführt, wenn die Ladespannung niedriger als die Sättigungsspannung des Halbleiterelements ist, falls das eine der Signale ein Ein-Signal ist, und nach einem Zeitpunkt, bei dem die Ladespannung gleich der Sättigungsspannung des Halbleiterelements geworden ist, dem Verbindungspunkt einen konstanten Strom mit einem zweiten Wert, der größer als der erste Wert ist, zuführt; und
    einen Abschalt-Schaltungsabschnitt, der die Zufuhr des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss von dem Ansteuerschaltungsabschnitt abschaltet, wenn die Ladespannung einen Schwellenwert erreicht.
  • Vorteilhafte Wirkung der Erfindung
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das kapazitive Element nach einem Zeitpunkt, zu dem die Spannung über das kapazitive Element gleich der Sättigungsspannung des Halbleiterelements wird, schnell geladen, wodurch ermöglicht wird, dass das Halbleiterelement beim Auftreten eines Kurzschlusses sofort geschützt wird.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist eine schematische Darstellung, die die Konfiguration einer Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 2 ist ein Stromlaufplan, der eine Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 3 ist ein Stromlaufplan, der einen Abschnitt der Konfiguration der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung, d. h. eine vergrößerte Darstellung von Abschnitten der internen Schaltung der HVIC 20a und der Schaltung an deren Peripherie, zeigt.
  • 4 zeigt beispielhaft eine Längsschnittansicht eines Halbleiterchips für den IGBT 30, der durch die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung angesteuert wird, wobei sie die Struktur eines IGBT-Einheitselements 90A darstellt.
  • 5 ist ein Diagramm, das eine Ausgangskennlinie des IGBT, der durch die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung angesteuert wird, zeigt.
  • 6 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb in einer normalen Situation in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 7 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 8 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt.
  • 9 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 10 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt.
  • 11 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 12 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt.
  • 13 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 14 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt.
  • 15 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 16 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt.
  • 17 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 18 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt.
  • 19 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb in einer normalen Situation in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 20 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 21 ist eine schematische Darstellung, die eine Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß einem Vergleichsbeispiel für die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 22 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß dem Vergleichsbeispiel für die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • Beschreibung von Ausführungsformen
  • Ausführungsform 1
  • [Konfiguration der Vorrichtung und der Schaltung in Ausführungsform 1]
  • 1 ist eine schematische Darstellung, die die Konfiguration einer Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 ist eine Wechselrichtervorrichtung 10. Die Wechselrichtervorrichtung 10 ist ein Dreiphasen-Wechselstrom-Wechselrichter mit drei Zweigschaltungen. Jede Zweigschaltung weist zwei Isolierschicht-Bipolartransistoren (IGBTs) auf.
  • Insgesamt weist die Wechselrichtervorrichtung 10 sechs IGBTs (die IGBTs 30, 31, 32, 33, 34 und 35) auf. Die sechs IGBTs weisen zueinander gleiche Konfigurationen auf und weisen jeweils eine Freilaufdiode auf. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Die Wechselrichtervorrichtung 10 kann ein Wechselrichter mit einer oder mit zwei Zweigschaltungen sein. Die Kollektoren der IGBTs 30, 32 und 34 auf einer hohen Seite sind mit einem gemeinsamen Bus verbunden; die Emitter der IGBTs 31, 33 und 35 auf einer tiefen Seite sind mit einem gemeinsamen Bus verbunden und zwischen den zwei Bussen ist ein Glättungstransistor 12 eingefügt.
  • Die Wechselrichtervorrichtung 10 ist mit drei Ansteuerschaltungen (den Ansteuerschaltungen 14a, 14b und 14c) versehen. Jede der Ansteuerschaltungen 14a, 14b und 14c enthält eine Gate-Treiber-HVIC, die eine Gate-Ansteuerschaltung enthält. Die Ansteuerschaltungen 14a, 14b und 14c sind in einer eineindeutigen Beziehung mit den Zweigschaltungen verbunden.
  • (Ansteuerschaltung 14a)
  • 2 ist ein Stromlaufplan, der eine Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung und eine mit der Ansteuerschaltung für Halbleiterelemente verbundene externe Schaltung zeigt. 2 veranschaulicht die Ansteuerschaltung 14a. Die Ansteuerschaltung 14a enthält eine HVIC 20a, die eine Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 ist, und ein kapazitives Austastelement CB1 und eine Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit, die mit der HVIC 20a elektrisch verbunden sind. Das kapazitive Austastelement CB1 und die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit sind zweckmäßig als ”externe Schaltung” bezeichnet. 2 veranschaulicht die Ansteuerschaltung 14a und die durch die Ansteuerschaltung 14a angesteuerten IGBTs 30 und 31. Abgesehen von dem IGBT, der angesteuert werden soll, weisen die Ansteuerschaltungen 14b und 14c jeweils dieselbe Konfiguration wie die Ansteuerschaltung 14a auf. Somit ist die Darstellung der Ansteuerschaltungen 14b und 14c weggelassen.
  • Die Ansteuerschaltung 14a enthält eine Entsättigungsdetektionsfunktion. Die Entsättigungsdetektionsfunktion, die eine der IGBT-Überstromdetektionsfunktionen ist, ist eine Funktion zum Detektieren einer Nicht-Sättigung (eines Kurzschlusses) durch Überwachen der Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT, wenn der IGBT eingeschaltet ist. In der Wechselrichtervorrichtung 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist diese Entsättigungsdetektionsfunktion durch die HVIC 20a, durch das kapazitive Austastelement CB1 und durch die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit verwirklicht.
  • Wie in 2 gezeigt ist, ist die Wechselrichterschaltung 10 mit der HVIC 20a versehen und werden die IGBTs 30 und 31 durch die HVIC 20a angesteuert. Mit den IGBTs 30 bzw. 31 sind Freilaufdioden FWD1 und FWD2 verbunden. An der Peripherie der HVIC 20a sind eine Bootstrap-Schaltung 16, kapazitive Austastelemente CB1 und CB2 und Dioden DHV1 und DHV2 mit hoher Spannungsfestigkeit vorgesehen.
  • Die HVIC 20a ist mit einem Leistungsversorgungsanschluss VCC, mit einem Anschluss HIN, mit einem Anschluss LIN, mit einem Anschluss VB, mit einem Anschluss VS, mit einem Anschluss HO, mit einem Anschluss LO, mit einem Masseanschluss GND und mit Entsättigungsanschlüssen VDSH und VDSL versehen. Der Leistungsversorgungsanschluss VCC ist mit einer Leistungsversorgung 13 verbunden.
  • Der Anschluss HIN ist ein Eingangssignalanschluss, dem ein in das Schalthalbleiterelement (IGBT 30) der hohen Seite einzugebendes Signal zugeführt wird. Der Anschluss LIN ist ein Eingangssignalanschluss, dem ein in das Schalthalbleiterelement (IGBT 31) der tiefen Seite einzugebendes Signal zugeführt wird. Diese Anschlüsse HIN und LIN sind mit einer externen Steuerschaltung (mit einem Mikrocontroller oder dergleichen für die Steuerung) verbunden. Bei der Ausführung einer Pulsbreitenmodulationssteuerung (PWM-Steuerung) werden den Anschlüssen HIN und LIN Impulssignale zugeführt und werden die Impulsbreiten dieser Signale geändert (werden die Tastgrade geändert).
  • Der Anschluss HO ist ein Ausgangssignalanschluss, von dem ein Ansteuersignal für das Schalthalbleiterelement (IGBT 30) der hohen Seite ausgegeben wird. Der Anschluss LO ist ein Ausgangssignalanschluss, von dem ein Ansteuersignal für das Schalthalbleiterelement (IGBT 31) der tiefen Seite ausgegeben wird.
  • Der Entsättigungsanschluss VDSH ist ein Anschluss zum Detektieren einer Nicht-Sättigungs-Spannung in Bezug auf die Kollektor-Emitter-Spannung VCE in dem IGBT der hohen Seite. Der Entsättigungsanschluss VDSL ist ein Anschluss zum Detektieren einer Nicht-Sättigungs-Spannung in Bezug auf die Kollektor-Emitter-Spannung VCE in dem IGBT der tiefen Seite.
  • Zunächst wird die Schaltungskonfiguration auf der hohen Seite beschrieben. Der Anschluss HO ist mit dem Gate des IGBT 30 verbunden. Der Anschluss VS ist mit dem Emitter E1 des IGBT 30 verbunden. Der Kollektor C1 des IGBT 30 ist mit einem Hochspannungs-HV verbunden und eine Katode der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit ist mit einem Zwischenpunkt dazwischen verbunden. Eine Anode der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit ist mit dem Entsättigungsanschluss VDSH verbunden. Einer der zwei Anschlüsse des kapazitiven Austastelements CB1 ist mit einem Zwischenpunkt zwischen dem Entsättigungsanschluss VDSH und der Anode der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit verbunden. Der andere Anschluss des kapazitiven Austastelements CB1 ist mit einem Zwischenpunkt zwischen dem Emitter E1 des IGBT 30 und dem Anschluss VS verbunden. Wie in 2 gezeigt ist, ist einer der zwei Anschlüsse eines Bootstrap-Kondensators CBTS mit einem Zwischenpunkt zwischen dem Emitter E1 des IGBT 30 und mit dem Anschluss VS verbunden und benachbart zu dem anderen Anschluss des kapazitiven Austastelements CB1. In dieser Schaltungskonfiguration ist die Anschluss-Anschluss-Spannung über das kapazitive Austastelement CB1 gleich der Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT 30. Somit kann eine Nicht-Sättigungs-Spannung in Bezug auf die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30 durch Überwachen des Potentials an dem Entsättigungsanschluss VDSH detektiert werden.
  • Nachfolgend wird die Schaltungskonfiguration auf der tiefen Seite beschrieben. Der Anschluss LO ist mit dem Gate des IGBT 31 verbunden. Der Masseanschluss GND ist mit dem Emitter E2 des IGBT 31 verbunden. Der Kollektor C2 des IGBT 31 ist mit dem Emitter E1 des IGBT 30 verbunden und eine Katode der Diode DHV2 mit hoher Spannungsfestigkeit ist mit einem Zwischenpunkt dazwischen verbunden. Eine Anode der Diode DHV2 mit hoher Spannungsfestigkeit ist mit dem Entsättigungsanschluss VDSL verbunden. Einer der zwei Anschlüsse des kapazitiven Austastelements CB2 ist mit einem Zwischenpunkt zwischen dem Entsättigungsanschluss VDSL und der Anode der Diode DHV2 mit hoher Spannungsfestigkeit verbunden. Der andere Anschluss des kapazitiven Austastelements CB2 ist mit einem Zwischenpunkt zwischen dem Emitter E2 des IGBT 31 und dem Massenanschluss GND verbunden. In dieser Schaltungskonfiguration ist die Anschluss-Anschluss-Spannung über das kapazitive Austastelement CB2 gleich der Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT 31. Somit kann eine Nicht-Sättigungs-Spannung in Bezug auf die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 31 durch Überwachen des Potentials an dem Entsättigungsanschluss VDSL detektiert werden.
  • (Bootstrap-Schaltung)
  • Die Bootstrap-Schaltung 16 enthält eine Bootstrap-Diode DBTS und den Bootstrap-Kondensator CBTS. Eine Anode der Bootstrap-Diode DBTS ist mit einem Zwischenpunkt zwischen der Leistungsversorgung und dem Anschluss VCC verbunden. Eine Katode der Bootstrap-Diode DBTS ist mit dem anderen Anschluss des Bootstrap-Kondensators CBTS verbunden. Ein Zwischenpunkt zwischen der Bootstrap-Diode DBTS und dem anderen Anschluss des Bootstrap-Kondensators CBTS ist mit dem Anschluss VB verbunden.
  • Im Allgemeinen erfordert das Ansteuern eines Schalthalbleiterelements auf der hohen Seite das Erhöhen einer Leistungsversorgung für eine Ansteuerschaltung auf der hohen Seite, um dieses Schaltelement um ein bestimmtes Potential von einem Potential an dem Schalthalbleiterelement auf der hohen Seite (Source-Potential im Fall eines MOSFET oder Emitterpotential im Fall eines IGBT) anzusteuern. Als eines der Verfahren zum Anlegen dieser Spannung ist ein Bootstrap-Schaltungs-Verfahren bekannt.
  • Außerdem erfordert das Ansteuern des IGBT 30 auf der hohen Seite in der vorliegenden Ausführungsform das Erhöhen der Leistungsversorgung für die Ansteuerschaltung auf der hohen Seite um ein vorgegebenes Potential von dem Potential an dem Emitter des IGBT 30. In der in 2 gezeigten Schaltung wird der Bootstrap-Kondensator CBTS über die Bootstrap-Diode DBTS geladen. Das hohe Potential zum Ansteuern des IGBT 30 kann durch diese Ladespannung erzeugt werden.
  • 3 ist ein Stromlaufplan, der einen Abschnitt der Konfiguration der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung, d. h. eine vergrößerte schematische Darstellung von Abschnitten der internen Schaltung der HVIC 20a und der Schaltung an der Peripherie der HVIC 20a, zeigt. In 3 ist die Konfiguration auf der hohen Seite (die Konfiguration um den IGBT 30 auf der hohen Seite) vergrößert. Anhand von 3 ist der Entsättigungsanschluss VDSH über die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit mit dem Kollektor C1 des IGBT 30 verbunden und ist, wie oben anhand von 2 beschrieben wurde, zwischen den Entsättigungsanschluss VDSH und den Anschluss VS das kapazitive Austastelement CB1 eingefügt.
  • (Ansteuerschaltungsabschnitt)
  • 3 zeigt einen in die HVIC 20a integrierten HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50. Der HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 ist mit dem Gate G1 des IGBT 30 verbunden. Der HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 empfängt von dem Anschluss IN über einen Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 ein Eingangssignal IN. Der HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 erzeugt aus dem Eingangssignal IN ein Ansteuersignal HO und führt das Ansteuersignal HO dem Gate Gl zu und steuert dadurch den IGBT 30 an (schaltet ihn ein/aus).
  • (Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt)
  • 3 zeigt einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 22. Der Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 22 ist eine Schaltung, um durch Zusammenwirken mit dem kapazitiven Austastelement CB1 und mit der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit die ”Entsättigungsdetektionsfunktion” zu erzielen. Das heißt, es ist ein Fall denkbar, in dem wegen einer bestimmten Ursache während des Betriebs in dem eingeschalteten Zustand, nachdem der IGBT 30 eingeschaltet worden ist, ein Kurzschluss auftritt. In normalen Fällen wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30 während des Betriebs in dem eingeschalteten Zustand auf die Sättigungsspannung verringert. Wenn allerdings in einem solchen Fall durch einen Kurzschluss ein hoher Strom verursacht wird, wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30, wenn sie verringert worden ist, auf eine andere Spannung als die Sättigungsspannung (d. h. auf eine ”Nicht-Sättigungs-Spannung”) erhöht. Das Auftreten eines Kurzschlusses kann durch Detektieren des Auftretens einer solchen Nicht-Sättigungs-Spannung während des Betriebs des IGBT 30 in dem eingeschalteten Zustand detektiert werden, was somit einen Schutzbetrieb wie etwa eine Gate-Abschaltung ermöglicht. Eine Folge von Funktionen zum Detektieren einer solchen Nicht-Sättigungs-Spannung wird auch ”Entsättigungsdetektionsfunktion” genannt.
  • Der Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 22 weist die folgenden Komponenten auf.
    • • Interne Schaltung der HVIC 20a (Ladeschaltungsabschnitt 24 und Abschalt-Schaltungsabschnitt 28)
    • • Externe Schaltungsanordnung (Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit und kapazitives Austastelement CB1).
  • (Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit)
  • Die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit weist eine Anode und eine Katode auf. Die Katode ist mit dem Kollektor C1 des IGBT 30 verbunden. Die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit fungiert dafür, die Anschluss-Anschluss-Spannung über das kapazitive Austastelement CB1 auf einen Pegel der Sättigungsspannung zu klemmen, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30 die Sättigungsspannung ist.
  • Das heißt, eine Zufuhr von Strom von einer Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 zu dem kapazitiven Austastelement CB1 veranlasst eine Zunahme der Anschluss-Anschluss-Spannung über das kapazitive Austastelement CB1. Andererseits fällt die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30 nach dem Einschalten auf die Sättigungsspannung. Danach wird die Ladespannung über das zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 30 parallelgeschaltete kapazitive Austastelement CB1 auf denselben Pegel wie die Sättigungsspannung des IGBT 30 geklemmt. Zu dieser Zeit fließt der konstante Strom von der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 über die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit zu dem IGBT 30.
  • Andererseits ist die Ladespannung über das kapazitive Austastelement CB1 nicht auf die Sättigungsspannung geklemmt, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30 zu einer Nicht-Sättigungs-Spannung wird. Das heißt, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE zu einer Nicht-Sättigungs-Spannung wird, wird das Potential auf der Katodenseite der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit dementsprechend erhöht und fließt der konstante Strom von der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 zur Seite des kapazitiven Austastelements CB1. Während der konstante Strom zugeführt wird, wird das kapazitive Austastelement CB1 weiter geladen. Wenn das kapazitive Austastelement CB1 danach einen konstanten Wert übersteigt, wird das Auftreten eines Kurzschlusses detektiert. Der konstante Wert ist der Wert einer später beschriebenen Entsättigungsschwellenspannung VDSTH. In einigen Fällen wird der Wert der Entsättigungsschwellenspannung VDSTH zur Erleichterung der Beschreibung durch das Symbol VDSTH dargestellt.
  • (Kapazitives Austastelement CB1)
  • Einer der zwei Anschlüsse des kapazitiven Austastelements CB1 ist mit der Katode der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit verbunden und der andere Anschluss ist mit dem Emitter E1 des IGBT 30 verbunden.
  • Das kapazitive Austastelement CB1 fungiert zum Erzeugen einer ”Austastzeit”. Der Grund dafür, eine Austastzeit einzustellen, ist, dass eine fehlerhafte Detektion einer Nicht-Sättigungs-Spannung in einer Zeitdauer, während der der IGBT 30 ausgeschaltet ist, während das Eingangssignal IN hoch ist, vermieden werden sollte. Das heißt, die Kollektor-Emitter-Spannung wird nicht sofort nach dem Einschalten auf die Sättigungsspannung verringert; es dauert eine bestimmte Zeit, bis die Kollektor-Emitter-Spannung die Sättigungsspannung erreicht. Somit gibt es selbst sofort nach dem Einschalten eine Zeitdauer, in der eine Nicht-Sättigungs-Spannung vorhanden ist. Genauer erscheint eine Nicht-Sättigungs-Spannung in einer in 6, auf die später Bezug genommen wird, gezeigten Zeitdauer (b). Das heißt, es gibt einen normalen Nicht-Sättigungs-Zustand, wenn der IGBT 30 normal angesteuert wird. Die fehlerhafte Detektion durch die Entsättigungsdetektionsfunktion wie etwa einer Nicht-Sättigungs-Spannung sofort nach dem Einschalten im Ergebnis des Auftretens eines Kurzschlusses sollte vermieden werden. Somit wird in der Entsättigungsdetektionsfunktion eine ”Austastzeit” eingestellt. Es ist ein Mechanismus vorgesehen, so dass die Detektion einer Nicht-Sättigungs-Spannung nicht sofort als das Auftreten eines Kurzschlusses erkannt wird; falls eine Zeitdauer, während der in dem eingeschalteten Zustand nach dem Einschalten eine Nicht-Sättigungs-Spannung detektiert wird, die Austastzeit übersteigt, wird bestimmt, dass das Auftreten eines Kurzschlusses erfasst wird. Diese Austastzeiteinstellung ermöglicht, eine fehlerhafte Detektion des normalen Nicht-Sättigungs-Spannungs-Zustands sofort nach dem Einschalten zu vermeiden.
  • Die Austastzeit ist durch den Kapazitätswert des kapazitiven Austastelements CB1, durch den Größe des konstanten Stroms, der dem kapazitiven Austastelement CB1 zugeführt wird, (d. h. durch die Laderate) und durch die später beschriebene Entsättigungsschwellenspannung bestimmt. Die Austastzeit ist die Zeitdauer vom Beginn des Ladens des kapazitiven Austastelements CB1 durch den konstanten Strom bis zu dem Zeitpunkt, zu dem die Entsättigungsschwellenspannung erreicht ist (d. h. die Grenzzeit).
  • (Ladeschaltungsabschnitt 24)
  • Der Ladeschaltungsabschnitt 24 in Ausführungsform 1 weist die im Folgenden gezeigten Komponenten auf.
    • • Transistor MOSB
    • • Komparator cmP1
    • • Konstantstromversorgungsabschnitt 26
  • Der Transistor MOSB ist ein MOS-Transistor. An dem Gate wird ein mit dem Eingangssignal in den Anschluss HIN synchronisiertes Signal zugeführt. Die Source und der Drain des Transistors MOSB sind zu dem kapazitiven Austastelement CB1 parallelgeschaltet. In der vorliegenden Ausführungsform sind der Anschluss HIN und das Gate des Transistors MOSB über eine NICHT-Schaltung 42 und über eine ODER-Schaltung 46, die in dem Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 vorgesehen sind, elektrisch miteinander verbunden. Der Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 wird später ausführlich beschrieben. Wenn das Eingangssignal in den Anschluss HIN ein Ein-Signal (hohe Spannung) ist, ist die Spannung an dem Gate des Transistors MOSB wegen der Vermittlung durch die NICHT-Schaltung 42 niedrig und ist der Transistor MOSB ausgeschaltet. Außerdem ist die Spannung an dem Gate des Transistors MOSB wegen der Vermittlung durch die NICHT-Schaltung 42 hoch und ist der Transistor MOSB eingeschaltet, wenn das Eingangssignal in den Anschluss HIN ein Aus-Signal (niedrige Spannung) ist. Der Transistor MOSB kann gemäß dem mit dem Eingangssignal in den Anschluss HIN synchronisierten Signal ein- und ausgeschaltet werden.
  • Wenn das Eingangssignal in den Anschluss HIN eine hohe Spannung ist, ist der Transistor MOSB ausgeschaltet und ist die Leitung zwischen den zwei Anschlüssen des kapazitiven Austastelements CB1 abgeschaltet. Das heißt, wenn das Eingangssignal in den Anschluss HIN eine hohe Spannung ist, kann das kapazitive Austastelement CB1 durch Zuführen eines Stroms zu dem kapazitiven Austastelement CB1 geladen werden. Wenn das Eingangssignal in das Gate zu einer niedrigen Spannung wird, wird der Transistor MOSB eingeschaltet und werden die zwei Anschlüsse des kapazitiven Austastelements CB1 kurzgeschlossen (wird eine Leitung hergestellt). Das heißt, wenn das Eingangssignal in den Eingangsanschluss HIN in einer Situation, in der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, zu einer niedrigen Spannung wird, wird der Transistor MOSB eingeschaltet und wird das kapazitive Austastelement CB1 dadurch entladen. Der auf diese Weise arbeitende Transistor MOSB fungiert als ein Kondensatorladetransistor.
  • Der Komparator cmP1 weist zwei Anschlüsse (einen positiven Anschluss, einen negativen Anschluss) auf, in die miteinander zu vergleichende Spannungen eingegeben werden. Mit dem positiven Anschluss des Komparators cmP1 ist eine Spannungsquelle einer Referenzspannung verbunden. Diese Referenzspannungsquelle führt dem IGBT 30 eine Spannung Vsat gleich der Sättigungsspannung zu. Mit dem negativen Anschluss des Komparators cmP1 ist der Entsättigungsanschluss VDSH verbunden. Wenn die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH (d. h. die Spannung, bei der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird) die Spannung Vsat erreicht, gibt der Komparator cmP1 eine hohe Spannung als ein Ausgangssignal aus.
  • Der Konstantstromversorgungsabschnitt 26 enthält zwei Konstantstromquellen und einen Schalterabschnitt SW. Die zwei Konstantstromquellen sind die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 und eine Schnelllade-Konstantstromquelle IC2. Diese zwei Konstantstromquellen werden über den Schalterabschnitt SW alternativ mit dem Anschluss VB verbunden. Die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 erzeugt aus der Spannung an dem Anschluss VB einen konstanten Strom mit einem ersten Wert. Die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 erzeugt aus der Spannung an dem Anschluss VB einen konstanten Strom mit einem zweiten Wert. Der konstante Strom mit dem zweiten Wert ist größer als der konstante Strom mit dem ersten Wert. Als die Schaltungskonfiguration jeder Konstantstromquelle kann irgendeine verschiedener gut bekannter Konstantstromschaltungen verwendet werden.
  • Der Schalterabschnitt SW ist mit dem Komparator cmP1 verbunden und verbindet auf der Grundlage der Ausgabe von dem Komparator cmP1 alternativ die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 oder die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 mit dem kapazitiven Austastelement CB1. Genauer ändert der Schalterabschnitt SW, wie im Folgenden in (1) und (2) beschrieben ist, den Verbindungszustand gemäß der Ausgabe von dem Komparator cmP1.
    • (1) Spannung am Anschluss VDSH (Spannung, bei der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird) < Vsat
  • In diesem Fall ist die Ausgabe von dem Komparator cmP1 eine niedrige Spannung. Wenn die Ausgabe von dem Komparator cmP1 die niedrige Spannung ist, verbindet der Schalterabschnitt SW den Anschluss VB mit der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1. Im Ergebnis erzeugt die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 den konstanten Strom mit dem ersten Wert, wobei dieser konstante Strom über den Entsättigungsabschnitt VDSH einem im Folgenden beschriebenen Verbindungspunkt 15 zugeführt wird.
    • (2) Spannung am Anschluss VDSH (Spannung, bei der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird) ≥ Vsat
  • Wenn die Spannung an dem Anschluss VDSH (die Spannung, bei der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird) Vsat erreicht, wird die Ausgabe von dem Komparator cmP1 zu der hohen Spannung. Wenn die Ausgabe von dem Komparator cmP1 die hohe Spannung ist, verbindet der Schalterabschnitt SW den Anschluss VB mit der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2. Im Ergebnis erzeugt die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 den konstanten Strom mit dem zweiten Wert, wobei dieser konstante Strom über den Entsättigungsanschluss VDSH dem im folgenden beschriebenen Verbindungspunkt 15 zugeführt wird.
  • (Verbindungspunkt 15)
  • Es wird der ”Verbindungspunkt 15” beschrieben. Der Verbindungspunkt 15 ist ein Zwischenverbindungspunkt, an dem die Anode der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit und einer der zwei Anschlüsse des kapazitiven Austastelements CB1 miteinander verbunden sind. Der Verbindungspunkt 15 ist mit dem Anschluss VDSH elektrisch verbunden und ist außerdem mit dem Konstantstromversorgungsabschnitt 26 verbunden.
  • Der Konstantstromversorgungsabschnitt 26 kann mit dem oben beschriebenen Schalterabschnitt SW den dem Verbindungspunkt 15 zuzuführenden Strom zwischen dem konstanten Strom mit dem ersten Wert und dem konstanten Strom mit dem zweiten Wert ändern. Diese Änderung ist wie im Folgenden beschrieben. Wenn der Komparator cmP1 nicht die hohe Ausgangssignalspannung ausgibt, wird der konstante Strom mit dem ersten Wert als der dem Verbindungspunkt 15 zuzuführende Strom verwendet. Wenn der Komparator cmP1 andererseits die hohe Ausgangssignalspannung ausgibt, wird der konstante Strom mit dem zweiten Wert als der dem Verbindungspunkt 15 zuzuführende Strom verwendet.
  • Wenn die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, kleiner als Vsat (= Sättigungsspannung) ist, wird dem Verbindungspunkt 15 der konstante Strom mit dem ersten Wert zugeführt, falls das Eingangssignal die Ein-Spannung (hohe Spannung) ist. Zu oder nach der Zeit, zu der die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, gleich Vsat (= Sättigungsspannung) wird, wird dem Verbindungspunkt 15 der konstante Strom mit dem zweiten Wert zugeführt, falls das Eingangssignal das Ein-Signal (die hohe Spannung) ist.
  • Wie oben beschrieben wurde, ist der konstante Strom mit dem zweiten Wert höher als der konstante Strom mit dem ersten Wert. Der konstante Strom mit dem ersten Wert ist der konstante Strom von der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1, während der konstante Strom mit dem zweiten Wert der konstante Strom von der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 ist.
  • Die Richtung, in der der dem Verbindungspunkt 15 zugeführte konstante Strom fließt, wird wie im Folgenden beschrieben bestimmt.
  • Das heißt, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE auf die Sättigungsspannung fällt, wird die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, wie oben beschrieben auf denselben Pegel wie die Sättigungsspannung des IGBT 30 geklemmt. Zu dieser Zeit fließt der konstante Strom von dem Konstantstromversorgungsabschnitt 26 über die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit in den IGBT 30.
  • Wenn andererseits die Kollektor-Emitter-Spannung VCE zu einer Nicht-Sättigungs-Spannung wird, wird das Katodenpotential an der Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit dementsprechend erhöht. Der konstante Strom von dem Konstantstromversorgungsabschnitt 26 fließt in Übereinstimmung mit der Zunahme des Katodenpotentials zur Seite des kapazitiven Austastelements CB1. Im Ergebnis wird das kapazitive Austastelement CB1 weiter geladen.
  • (Abschalt-Schaltungsabschnitt 28)
  • Der Abschalt-Schaltungsabschnitt 28 enthält einen Komparator cmP2 und den Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40.
  • Ein positiver Anschluss des Komparators cmP2 ist mit dem Entsättigungsanschluss VDSH verbunden. Der Komparator cmP2 empfängt über seinen positiven Anschluss die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird. Ein negativer Anschluss des Komparators cmP2 ist mit der Entsättigungs-Schwellenspannungsquelle VDSTH verbunden. Die Entsättigungs-Schwellenspannungsquelle VDSTH erzeugt eine Schwellenspannung, die als ein Entsättigungsschwellenwert dient. Die Spannung der Entsättigungs-Schwellenspannungsquelle VDSTH ist höher als die Sättigungsspannung und höher als Vsat, d. h. als die Referenzspannung für den Komparator cmP1. Wenn die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH die Entsättigungsschwellenspannung (VDSTH) erreicht, gibt der Komparator cmP2 eine hohe Spannung als ein Ausgangssignal aus. Die von dem Komparator cmP2 ausgegebene hohe Spannung dient als ein ”Kurzschlussdetektionssignal”.
  • Der Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 ist mit dem Komparator cmP2 verbunden. Wenn das Ausgangssignal von dem Komparator cmP2 zu der hohen Spannung wird (d. h., wenn das Kurzschlussdetektionssignal ausgegeben wird), schaltet der Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 die Zufuhr des durch den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 erzeugten Ansteuersignals ab. Der Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 enthält eine NICHT-Schaltung 42, eine NOR-Schaltung 44, die ODER-Schaltung 46 und eine Zwischenspeicherschaltung 48.
  • Es werden die Verbindungen dieser Logikschaltungen beschrieben. Zunächst ist der Anschluss HIN mit einem Eingang der NICHT-Schaltung 42 verbunden. Die NOR-Schaltung 44 empfängt eine Ausgabe von der NICHT-Schaltung 42 und eine Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 und gibt das Ergebnis einer NICHT-Logikoperation an diesen Werten aus. Die ODER-Schaltung 46 empfängt die Ausgabe von der NOR-Schaltung 44 und die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 und gibt das Ergebnis einer ODER-Logikoperation an diesen Werten aus.
  • Die Ausgabe von der NOR-Schaltung 44 wird in den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 eingegeben. Das Eingangssignal in das Gate G1 des IGBT 30 wird aus der Signalform des Ausgangssignals von der NOR-Schaltung 44 über den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 erzeugt. Wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 eine niedrige Spannung ist (der Logikwert null ist), gibt die NOR-Schaltung 44 eine Ausgabe aus, die durch Invertieren des Ausgangssignals von der NICHT-Schaltung 42 gebildet wird. In diesem Fall wird der Normalbetrieb ausgeführt, in dem die Eingabe in den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 gemäß der Signalform der Eingabe in den Anschluss HIN geändert wird. Andererseits hält die NOR-Schaltung 44 ihre Ausgabe unabhängig von dem Wert der Eingabe in die NICHT-Schaltung 42 auf einer niedrigen Spannung (ist der Logikwert null), wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 eine hohe Spannung ist (der Logikwert 1 ist). In diesem Fall wird die Eingabe in den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 unabhängig von der Signalform der Eingabe in den Anschluss HIN auf der niedrigen Spannung gehalten. Somit wird ”das Gate-Signal schaltet den Schutzbetrieb an dem IGBT 30 ab” verwirklicht.
  • Die Ausgabe von der ODER-Schaltung 46 wird in das Gate des Transistors MOSB eingegeben. Wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 die niedrige Spannung ist (der Logikwert null ist), gibt die ODER-Schaltung 46 dieselbe Ausgabe wie das Ausgangssignal von der NICHT-Schaltung 42 aus. In diesem Fall wird der Betrieb zum Ein-/Ausschalten des Gates des Transistors MOSB gemäß der Signalform der Eingabe in den Anschluss HIN (der Betrieb zum Laden/Entladen des kapazitiven Austastelements CB1) ausgeführt. Das heißt, wenn die Spannung an dem Anschluss HIN hoch ist, ist die Spannung an dem Gate des Transistors MOSB tief und ist der Transistor MOSB ausgeschaltet. Wenn die Spannung an dem Anschluss HIN tief ist, ist die Spannung an dem Gate des Transistors MOSB hoch und ist der Transistor MOSB eingeschaltet. Andererseits hält die ODER-Schaltung 46 ihre Ausgabe unabhängig von dem Wert der Eingabe in die NICHT-Schaltung 42 auf einer hohen Spannung (ist der Logikwert 1), wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 die hohe Spannung ist (der Logikwert 1 ist). In diesem Fall wird das Gate des Transistors MOSB unabhängig von der Signalform der Eingabe in den Anschluss HIN auf der hohen Spannung gehalten, wodurch das kapazitive Austastelement CB1 in einem entladenen Zustand gehalten wird.
  • Die Zwischenspeicherschaltung 48 empfängt über ihren Anschluss S das Ausgangssignal von dem Komparator cmP2 und ändert die Ausgabe Q. Es ist angenommen, dass die Spannung an einem Anschluss R der Zwischenspeicherschaltung 48 normal tief ist (der Logikwert null ist). Wie oben beschrieben wurde, wird die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 in die NOR-Schaltung 44 und in die ODER-Schaltung 46 eingegeben. Während der Zeitdauer, während der die Ausgabe von dem Komparator cmP2 die niedrige Spannung ist, hält die Zwischenspeicherschaltung 48 die Ausgabe Q auf der niedrigen Spannung. Andererseits hält die Zwischenspeicherschaltung 48 die Ausgabe Q auf der hohen Spannung, wenn die Ausgabe von dem Komparator cmP2 die hohe Spannung ist (d. h., wenn das Kurzschlussdetektionssignal ausgegeben wird). Im Ergebnis des somit ausgeführten Betriebs wird die Spannung der Ausgabe Q hoch und wird die Ausgabe von der NOR-Schaltung 44 auf der niedrigen Spannung gehalten, so dass ”der Gate-Signal-Abschaltschutzbetrieb an dem IGBT 30” ausgeführt wird, wenn die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH den Entsättigungsschwellenwert (VDSTH) erreicht und wenn der Komparator cmP2 die hohe Ausgangssignalspannung ausgibt.
  • Der Anschluss R der Zwischenspeicherschaltung 48 ist mit einem an der HVIC 20a vorgesehenen Anschluss Rset verbunden. Nachdem ”der Gate-Signal-Abschaltschutzbetrieb an dem IGBT 30” ausgeführt worden ist, wird der IGBT 30 unabhängig von dem Eingangssignal in den Anschluss HIN in dem ausgeschalteten Zustand gehalten. Zur Freigabe aus diesem Zustand kann die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 durch Eingeben der hohen Spannung (der Logikwert ist 1) in den Anschluss Rset auf die niedrige Spannung (der Logikwert ist null) zurückgesetzt werden.
  • Das Folgende ist eine Zusammenfassung des Obigen.
    • (a) Wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 die niedrige Spannung ist
  • Das Eingangssignal in den Anschluss HIN wird in die NICHT-Schaltung 42 eingegeben. Wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 eine niedrige Spannung ist (der Logikwert null ist), gibt die NOR-Schaltung 44 eine durch Invertieren des Ausgangssignals von der NICHT-Schaltung 42 gebildete Ausgabe aus. Im Ergebnis wird in den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 ein Impulssignal mit derselben Breite wie das Eingangssignal (Impulssignal) in den Anschluss HIN eingegeben und wird gemäß dem Eingangssignal das Gate-Ansteuersignal erzeugt. Dies ist der Normalbetrieb.
    • (b) Wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 die hohe Spannung ist
  • Wenn die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 eine hohe Spannung ist (der Logikwert 1 ist), hält die NOR-Schaltung 44 unabhängig von dem Wert der Eingabe in die NICHT-Schaltung 42 ihre Ausgabe auf einer niedrigen Spannung (ist der Logikwert null). In diesem Fall wird die Eingabe in den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 unabhängig von der Signalform der Eingabe in den Anschluss HIN auf der niedrigen Spannung gehalten, so dass ”der Gate-Signal-Abschaltschutzbetrieb an dem IGBT 30” verwirklicht wird.
  • Auf der tiefen Seite ist grundsätzlich dieselbe Schaltungskonfiguration (die Diode DHV2 mit hoher Spannungsfestigkeit, das kapazitive Austastelement CB2, der Ladeschaltungsabschnitt 24, der Abschalt-Schaltungsabschnitt 28) wie die in 3 gezeigte Schaltungskonfiguration auf der hohen Seite vorgesehen. Unterschiede zwischen der tiefen Seite und der hohen Seite liegen in den Anschlüssen für die Verbindung, während die Schaltungskonfigurationen der Entsättigungsdetektionsschaltungen auf der tiefen Seite und auf der hohen Seite zueinander gleich sind. Das heißt, die Entsättigungsdetektionsschaltung kann ebenfalls auf der tiefen Seite vorgesehen sein, indem in derselben Schaltungskonfiguration wie dem in 3 gezeigten Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 22 ”IGBT 30 und Freilaufdiode FWDI” durch ”IGBT 31 und Freilaufdiode FWD2” ersetzt sind, der Anschluss HIN durch den Anschluss LIN ersetzt ist, der Anschluss VB durch den Anschluss VCC ersetzt ist, der Entsättigungsanschluss VDSH durch den Entsättigungsanschluss VDSL ersetzt ist, der Anschluss HO durch den Anschluss LO ersetzt ist und der Anschluss VS durch den Masseanschluss GND ersetzt ist. Um den Schaltungsbetrieb der Entsättigungsdetektionsschaltung auf der tiefen Seite zu verstehen, kann die oben gegebene Beschreibung für den Schaltungsbetrieb des Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitts 22 in Bezug auf die oben beschriebenen Anschlussersetzungen nochmals gelesen werden. Somit können die Entsättigungsdetektionsfunktionen und der Schutzbetrieb sowohl an dem IGBT 30, der das Schaltelement auf der hohen Seite ist, als auch an dem IGBT 31, der das Schaltelement auf der tiefen Seite ist, getrennt ausgeführt werden.
  • 4 zeigt beispielhaft die Längsschnittansicht eines Halbleiterchips für den IGBT 30, der durch die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung angesteuert wird, wobei sie die Struktur eines IGBT-Einheitselements 90A darstellt. Das heißt, in der vorliegenden Ausführungsform ist der IGBT 30 ein Halbleiterchip (nicht dargestellt) und sind in einem Halbleiterchip mehrere in 4 dargestellte IGBT-Einheitselemente 90A vorgesehen.
  • In dem in 4 gezeigten Beispiel enthält der Halbleiterchip ein Halbleitersubstrat (im Folgenden einfach als ”Substrat”) 100A bezeichnet, wobei in dem Halbleitersubstrat 100A eine Driftschicht 110, eine Ladungsträgeransammlungsschicht 120, eine Basisschicht 130, eine Emitterschicht 140, eine Nut (d. h. ein Graben) 150, ein Gate-Isolierfilm 160, eine Gate-Elektrode 170, eine Pufferschicht 190 und eine Kollektorschicht 200A gebildet sind.
  • Das Halbleitersubstrat 100A ist ein Substrat, das durch Ausführen verschiedener Behandlungen an einem Halbleitersubstrat als ein Ausgangsmaterial (z. B. einem Siliciumsubstrat, einem Siliciumcarbidsubstrat oder dergleichen) erhalten wird.
  • Es wird ein Fall dargestellt, dass der Leitungstyp der Driftschicht 110 ein N-Typ ist, genauer ein Fall, dass die Driftschicht 110 eine N-Schicht (N–-Schicht) mit einer Störstellenkonzentration ist, die in einem normalerweise ein Bereich niedriger Konzentration genannten Bereich eingestellt ist. Es wird ein Fall dargestellt, dass der Leitungstyp der Ladungsträgeransammlungsschicht 120 ein N-Typ ist, genauer ein Fall, dass die Ladungsträgeransammlungsschicht 120 eine N-Schicht (N+-Schicht) mit einer höheren Störstellenkonzentration als die Driftschicht 110 ist und in einem normalerweise ein Bereich hoher Konzentration genannten Bereich eingestellt ist.
  • Der im Folgenden beschriebene Emitter 140 ist in einem Abschnitt der Basisschicht 130 gebildet. Es ist hier ein Fall dargestellt, dass der Leitungstyp der Basisschicht 130 ein P-Typ ist. Da die Basisschicht 130 eine Halbleiterschicht ist, in der in einer Metall-Isolator-Halbleiter-Struktur (MIS-Struktur) wie im Folgenden beschrieben ein Kanal gebildet ist, kann die Basisschicht 130 auch eine ”Kanalausbildungs-Halbleiterschicht 130” genannt werden.
  • Die Emitterschicht 140 ist ebenfalls in der Weise eingestellt, dass sie einen Abschnitt des Gebiets der Basisschicht 130 belegt. Die Emitterschicht 140 ist für jedes IGBT-Einheitselement 90A getrennt vorgesehen. Es ist hier ein Fall dargestellt, dass der Leitungstyp der Emitterschicht 140 ein N-Typ ist, genauer ein Fall, dass die Emitterschicht 140 eine N+-Schicht mit einer höheren Störstellenkonzentration als in der Driftschicht 110 ist.
  • Die Nut 150 ist von der Hauptoberfläche 101 des Substrats 100A in Richtung einer anderen Hauptoberfläche 102 des Substrats 100A gebildet, wobei sie durch die Emitterschicht 140, die Basisschicht 130 und die Ladungsträgeransammlungsschicht 120 in der Driftschicht 110 eine vorgegebene Tiefe erreicht. Die Nut 150 ist für jedes IGBT-Einheitselement 90A getrennt vorgesehen.
  • Der Gate-Isolierfilm 160 ist auf den Innenoberflächen der Nut 150 (genauer auf den Seitenoberflächen und auf einer unteren Oberfläche) vorgesehen, füllt die Nut 150 aber nicht. Der Gate-Isolierfilm 160 kann z. B. aus einem Siliciumoxid oder aus einem Siliciumnitrid gebildet sein. Die Gate-Elektrode 170 ist auf dem Gate-Isolierfilm 160 angeordnet, um die Nut 150 zu füllen. Die Gate-Elektrode 170 kann z. B. aus polykristallinem Silicium oder aus irgendwelchen verschiedener Metallmaterialien gebildet sein. Die Gate-Elektrode 170 ist an einer nicht dargestellten Stelle herausgeführt und mit einer nicht dargestellten Gate-Anschlussfläche verbunden.
  • Es ist hier ein Fall dargestellt, dass der Leitungstyp der Pufferschicht 190 ein N-Typ ist, genauer ein Fall, dass die Pufferschicht 190 eine N+-Schicht mit einer höheren Störstellenkonzentration als in der Driftschicht 110 ist. Außerdem ist ein Fall dargestellt, dass der Leitungstyp der Kollektorschicht 200A ein P-Typ ist.
  • In dem in 4 gezeigten Beispiel enthält der Halbleiterchip für den IGBT 90A ferner eine Isolierschicht 206, eine Emitterelektrode 204 und eine Kollektorelektrode 202. Die Emitterelektrode 204 und die Kollektorelektrode 202 verlaufen durch die mehreren IGBT-Einheitselemente und sind unter den Einheitselementen gemeinsam genutzt.
  • Nachfolgend wird der Betrieb des IGBT 90A dargestellt.
  • Zunächst wird der eingeschaltete Zustand des IGBT 90A beschrieben. Der eingeschaltete Zustand wird durch Anlegen einer vorgegebenen Gate-Spannung (VGE > 0) zwischen der Emitterelektrode 204 und der Gate-Elektrode 170, während zwischen der Emitterelektrode 204 und der Kollektorelektrode 202 eine vorgegebene Kollektorspannung (VCE > 0) angelegt wird, verwirklicht. In der Spannungsanlegebetriebsart ist in der Nähe der Gate-Elektrode 170 in der Basisschicht 130 ein N-Kanal gebildet. Die Ausbildung dieses Kanals zwischen der Emitterschicht 140 und der Ladungsträgeransammlungsschicht 120 bedeutet, dass Elektronen von der Emitterelektrode 204 durch den Kanal in die Driftschicht 110 injiziert werden können. Zwischen der Driftschicht 110 und der Kollektorschicht 200A wird durch die injizierten Elektronen ein in Durchlassrichtung vorgespannter Zustand hergestellt und von der Kollektorschicht 200A werden in die Driftschicht 110 positive Löcher injiziert. Dadurch wird veranlasst, dass in dem IGBT 90A zwischen der Kollektorelektrode 202 und der Emitterelektrode 204, mit anderen Worten, in einer Dickenrichtung 103 in dem Substrat 100A, ein Strom (z. B. auch ein Kollektorstrom, ein Ein-Strom oder ein Hauptstrom genannt) fließt.
  • Nachfolgend wird der Aus-Zustand des IGBT beschrieben. Der Aus-Zustand wird dadurch verwirklicht, dass Gate-Spannung VGE ≤ 0 erfüllt wird. In dieser Spannungsanlegebetriebsart verschwindet der oben beschriebene Kanal und werden keine Elektronen von der Emitterelektrode 204 in die Driftschicht 110 injiziert. Da keine Elektronen injiziert werden, werden auch keine positiven Löcher von der Kollektorschicht 200A injiziert. Im Ergebnis fließt kein Strom.
  • Die Mehrschichtstruktur, die aus der Gate-Elektrode 170, aus dem Gate-Isolierfilm 160 und aus der Basisschicht 130 gebildet ist (von der erkannt wird, dass sie in der Schnittansicht aus 4 gesehen in einer Richtung senkrecht zu der Substratdickenrichtung 103 gestapelt ist), bildet eine sogenannte MIS-Struktur. Insbesondere wird die MIS-Struktur eine Metalloxid-Halbleiterstruktur (MOS-Struktur) genannt, falls der Gate-Isolierfilm 160 ein Oxidfilm ist. Wie aus der oben gegebenen Darstellung des Betriebs zu verstehen ist, ist in der so gebildeten MIS-Struktur in der Basisschicht 130 ein Kanal gebildet, der veranlasst, dass in dem IGBT 90A ein Strom fließt, wobei der Strom dadurch, dass der Kanal nicht gebildet ist, abgeschaltet wird. Das heißt, durch die Aufnahme der MIS-Struktur ist in dem IGBT 90A ein Schaltelement 180 zum Steuern des Ein-/Ausschaltens des Stroms gebildet.
  • Wie aus der oben beschriebenen Konstruktion zu verstehen ist, ist das Schaltelement 180 für jedes IGBT-Einheitselement getrennt vorgesehen. Die Gate-Elektroden 170 der mehreren Schaltelemente 180 sind an einer nicht dargestellten Stelle zusammengeschaltet (mit anderen Worten zueinander parallelgeschaltet). Somit werden die Schaltelemente 180 miteinander synchron betreiben.
  • Alternativ kann eine Struktur angenommen werden, die die Ladungsträgeransammlungsschicht 120 nicht aufweist. Allerdings ist es aus einem Grund in folgender Hinsicht bevorzugt, die Ladungsträgeransammlungsschicht 120 vorzusehen. Das heißt, da die Störstellenkonzentration in der Ladungsträgeransammlungsschicht 120 wie oben beschrieben höher als in der Driftschicht 110 ist, ist das enthaltene Potential an dem Übergang zwischen der Ladungsträgeransammlungsschicht 120 und der Basisschicht 130 höher als das enthaltene Potential an dem Übergang zwischen der Driftschicht 110 und der Basisschicht 130 in der Struktur, die die Ladungsträgeransammlungsschicht 120 nicht aufweist. Ein solches höheres enthaltenes Potential kann eine Sperre sein, die verhindert, dass von der Kollektorschicht 200A in die Driftschicht 110 injizierte positive Löcher auf die Emitterseite gehen. Somit werden positive Löcher in der Ladungsträgeransammlungsschicht 120 angesammelt. Dadurch wird die Ladungsträgerkonzentration auf der Emitterseite erhöht, so dass der Widerstand des Ein-Stroms (d. h. der Ein-Widerstand) verringert wird. Außerdem wird die Kollektorspannung VCE, wenn der Ein-Strom fließt, (d. h. die Ein-Spannung) verringert.
  • Die Pufferschicht 190 ist vorgesehen, um eine Durchgreif-Erscheinung zu verhindern, in der in dem Aus-Zustand, d. h. in dem Spannungsfestigkeits-Haltezustand, eine Verarmungsschicht die Kollektorschicht 200A erreicht. 4 veranschaulicht eine Struktur vom Durchgreif-Typ (PT-Typ). Alternativ kann eine Struktur vom Nicht-Durchgreif-Typ (NPT-Typ) angenommen werden, die die Pufferschicht 190 nicht aufweist.
  • [Betrieb der Vorrichtung und der Schaltung in Ausführungsform 1]
  • (Nicht-Sättigungs-Spannung wegen Kurzschluss)
  • Wegen einer der im Folgenden beschriebenen Ursachen (Kurzschlussarten) besteht die Möglichkeit, dass in der Wechselrichterschaltung 10 ein Kurzschlussstrom fließt. Im Ergebnis des Auftretens einer dieser Arten fließt in dem IGBT ein Kurzschlussstrom (hoher Strom, Überstrom).
    • (Ursache 1) Das Auftreten eines Kurzschlusses als ein Zweigkurzschluss im Ergebnis der Zerstörung des IGBT (z. B. eines der IGBTs 30 und 31) auf einer Seite der Zweigschaltung oder der Zerstörung der Freilaufdiode FWD1 oder FWD1
    • (Ursache 2) Das Auftreten eines Zweigkurzschlusses im Ergebnis des Einschaltens beider der zwei IGBTs, die die Armschaltung bilden (z. B. des IGBT 30 und des IGBT 31), was durch eine Störung der Gate-Ansteuerschaltung oder eines Steuersignals verursacht wird
    • (Ursache 3) Ausgabekurzschlussstörung
    • (Ursache 4) Massestörung
  • 5 ist ein Diagramm, das eine Ausgangskennlinie des durch die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung angesteuerten IGBT zeigt. Wie in dieser Ausgangskennlinie gezeigt ist, nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung VCE zunächst mit einer Zunahme des Kollektorstroms IC nach dem Einschalten ab und fällt schließlich auf eine Sättigungsspannung VCESAT. Danach ist in einem Normalgebiet TA sowohl die Kollektor-Emitter-Spannung VCE als auch der Kollektorstrom IC konstant. Allerdings nimmt zum Zeitpunkt tA, zu dem ein Überstrom zu fließen beginnt, der Kollektorstrom IC zu und fließt ein hoher Strom. Außerdem steigt die VCE, nachdem sie gleich der Sättigungsspannung geworden ist, und wird sie zu einer Nicht-Sättigungs-Spannung.
  • Die Entsättigungsdetektionsfunktion gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist eine Funktion zum Detektieren der Erzeugung eines Kurzschlussstroms durch Detektieren einer Nicht-Sättigungs-Spannung, die auftritt, nachdem sie nach dem Einschalten vorübergehend zu der Sättigungsspannung geworden ist. Im Folgenden wird eine Folge von Entsättigungsdetektionsbetrieben während des Normalbetriebs und zur Zeit der Entsättigungsdetektion (beim Auftreten eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet wird) beschrieben.
  • (Normalbetrieb)
  • 6 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb in einer Normalsituation in der Ansteuerschaltung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Zeitablaufplan in 6 zeigt Änderungen zwischen Hoch H und Tief L in dem Signal an dem Anschluss IN, das Ein- und Ausschalten des Transistors MOSB, Änderungen des Werts der Spannung an dem Entsättigungsanschluss, Änderungen zwischen Hoch H und Tief L in dem Signal an dem Anschluss HO und Änderungen des Werts der Kollektor-Emitter-Spannung VCE. In der vorliegenden Ausführungsform wird der Betrieb der Anordnung auf der hohen Seite beschrieben. Allerdings wird mit der Anordnung auf der tiefen Seite derselbe Betrieb ausgeführt. Dasselbe kann ebenfalls in Bezug auf den Betrieb sowohl in der Ausführungsform 2 als auch in den anderen nachfolgenden Ausführungsformen gesagt werden.
  • • Zeitdauer (a)
  • Die in 6 gezeigte Zeitdauer (a) ist eine Zeitdauer, während der das Eingangssignal dem Eingangsanschluss HIN der HVIC 20a nicht zugeführt wird, d. h. während der die Spannung an dem Anschluss HIN tief ist. Während dieser Zeitdauer ist der Transistor MOSB eingeschaltet, ist das kapazitive Austastelement CB1 entladen und ist das Potential an dem Entsättigungsanschluss VDSH eine niedrige Spannung. Außerdem ist die Kollektor-Emitter-Spannung VCE eine Nicht-Sättigungs-Spannung.
  • • Zeitdauer (b)
  • Die in 6 gezeigte Zeitdauer (b) ist eine Zeitdauer, während der dem Eingangsanschluss HIN der HVIC 20a das Eingangssignal zugeführt wird, d. h. eine Zeitdauer sofort nach einem Anstieg der hohen Spannung an dem Anschluss HIN. Während dieser Zeitdauer wird das durch Invertieren des dem Anschluss HIN zugeführten Signals (hohe Spannung) erzeugte Signal (niedrige Spannung) synchron mit dem Signal in den Anschluss HIN in das Gate des Transistors MOSB eingegeben. Dadurch, dass das Gate auf die niedrige Spannung eingestellt wird, wird der Transistor MOSB ausgeschaltet. Im Ergebnis wird das Laden des kapazitiven Austastelements CB1 durch den durch die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 erzeugten konstanten Strom begonnen. Nach Verstreichen einer Verzögerungszeitdauer wird die Ausgabe des Ausgangssignals mit der hohen Spannung von dem Anschluss HO der HVIC 20a begonnen. Der IGBT 30 wird gemäß der hohen Spannung an dem Anschluss HO eingeschaltet und die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 30 nimmt auf die Sättigungsspannung (Vsat) ab. Während dieses Übergangs gibt es eine Zeitdauer, während der der IGBT 30 ausgeschaltet ist, während das Eingangssignal hoch ist. Während dieser Zeitdauer ist die Kollektor-Emitter-Spannung VCE eine Nicht-Sättigungs-Spannung.
  • • Zeitdauer (c)
  • Die Zeitdauer (c) ist eine Zeitdauer nach dem Anstieg der Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH auf Vsat, der dadurch verursacht wird, dass das kapazitive Austastelement CB1 nach dem Anstieg der Spannung an dem Anschluss HIN auf die hohe Spannung geladen wird. Während dieser Zeitdauer wird die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH durch die Diode DHV1 mit hoher Spannungsfestigkeit auf die Spannung Vsat geklemmt.
  • Das Bezugszeichen TB in 6 repräsentiert die oben beschriebene Austastzeit. Wie oben beschrieben wurde, wird die durch den konstanten Strom und durch die Austastkapazität bestimmte Austastzeit mit dem kapazitiven Austastelement CB1 verwirklicht. Das heißt, zu Beginn der Zeitdauer (b) wird das Laden über den Entsättigungsanschluss VDSH begonnen. Während das Laden mit einem Gradienten (einer Rate) ausgeführt wird, der in 6 durch eine punktierte Linie angegebenen ist, dauert es die in 6 durch TB angegebene Austastzeit, bis die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH durch Laden die Entsättigungsschwellenspannung (VDSTH) erreicht. Die Austastzeit ist eine Grenzzeit, bevor die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH durch Laden die Entsättigungsschwellenspannung (VDSTH) erreicht.
  • In der Zeitdauer (b) ist das Eingangssignal IN die hohe Spannung, wobei der IGBT 30 aber abgeschaltet ist oder dabei ist einzuschalten, so dass die Sättigungsspannung von der Kollektor-Emitter-Spannung VCE noch nicht erreicht ist. Um eine fehlerhafte Detektion der Nicht-Sättigungs-Spannung in der Zeitdauer (b) als eine Nicht-Sättigungs-Spannung wegen eines Kurzschlusses zu vermeiden, wird eine Einstellung der Austastzeit vorgenommen.
  • • Zeitdauer (c')
  • Die Zeitdauer (c') ist eine Zeitdauer nach einem Abfall des Eingangssignals an dem Anschluss HIN auf die niedrige Spannung. Der Transistor MOSB wird in Übereinstimmung mit dem Abfall des Eingangssignals eingeschaltet, wodurch das kapazitive Austastelement CB1 entladen wird. Das Ausgangssignal an dem Anschluss HO fällt gemäß dem Abfallen des Eingangssignals ebenfalls ab, so dass die Kollektor-Emitter-Spannung VCE von der Sättigungsspannung auf eine Nicht-Sättigungs-Spannung ansteigt.
  • (Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses)
  • 7 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuerschaltung für Halbleiterelemente gemäß der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt. In der Beschreibung der vorliegenden Ausführungsform wird der Betrieb der Anordnung auf der hohen Seite beschrieben. Allerdings kann derselbe Betrieb mit der Anordnung auf der tiefen Seite ausgeführt werden. Dasselbe kann ebenfalls in Bezug auf den Betrieb sowohl in der Ausführungsform 2 als auch in den anderen nachfolgenden Ausführungsformen gesagt werden.
  • Der Betrieb in den Zeitdauern (a), (b) und (c) ist derselbe wie in der in 6 gezeigten Normalsituation.
  • • Zeitpunkt t1
  • Der Zeitpunkt t1 ist eine Zeit, die der Grenze zwischen der Zeitdauer (b) und der Zeitdauer (c) entspricht.
  • Mit der Anordnung des Ladeschaltungsabschnitts 24 gemäß Ausführungsform 1 kann dem Verbindungspunkt 15 während der Zeitdauer (b), während der die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, niedriger als Vsat (= Sättigungsspannung) ist, der konstante Strom von der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 zugeführt werden.
  • Wie oben beschrieben wurde, enthält die Anordnung des Ladeschaltungsabschnitts 24 gemäß Ausführungsform 1 den Konstantstromversorgungsabschnitt 26. Der Konstantstromversorgungsabschnitt 26 kann die Stromquelle zum Zuführen von Strom zu dem Verbindungspunkt 15 von der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 zu der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 ändern, wenn die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, gleich Vsat (= Sättigungsspannung) wird. Diese Änderung wird zu dem Zeitpunkt t1 ausgeführt.
  • Nach dem Zeitpunkt t1, zu dem die Spannung, mit der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, gleich Vsat (= Sättigungsspannung) wird, d. h. in der Zeitdauer (c), kann der konstante Strom von der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 dem Verbindungspunkt 15 zugeführt werden. Allerdings wird die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH weiter auf Vsat geklemmt, auch nachdem die Stromquelle für die Versorgung mit Strom für den Verbindungspunkt 15 auf die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 in dem Ladeschaltungsabschnitt 24 geändert worden ist, falls der IGBT 30 eine Nicht-Sättigungs-Spannung besitzt.
  • • Zeit (d)
  • Die Zeit (d) repräsentiert eine Zeit, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE im Ergebnis des Auftretens eines Kurzschlusses, während der IGBT 30 in dem eingeschalteten Zustand ist, zu einer Nicht-Sättigungs-Spannung wird. Wenn während des eingeschalteten Zustands des IGBT 30 ein Kurzschluss auftritt, wird die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT 30 vergrößert. Das heißt, die Kollektor-Emitter-Spannung VCE steigt auf eine Nicht-Sättigungs-Spannung, wie sie in 7 in einem von einer Strichlinie umgebenen Gebiet Entsättigung angegeben ist. Zu dieser Zeit wird die auf Vsat geklemmte Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH freigegeben.
  • • Zeitdauer (e)
  • Die Zeitdauer (e) ist eine Zeitdauer, während der das kapazitive Austastelement CB1 mit dem konstanten Strom von der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 weiter geladen wird. Zum Zeitpunkt t1 wird die Zufuhr von Strom zu dem Verbindungspunkt 15 wie oben beschrieben in der Weise geändert, dass der Strom durch die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 erzeugt wird. Wie in 7 gezeigt ist, wird das kapazitive Austastelement CB1 in der Zeitdauer (e) somit mit einer höheren Rate (einem steileren Gradienten) als in der Zeitdauer (b) geladen und steigt die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH weiter an.
  • • Zeitdauer (f)
  • Die Zeitdauer (f) ist eine Zeitdauer, in der die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH den Wert der Entsättigungsschwellenspannung übersteigt. In diesem Fall bestimmt der oben beschriebene Abschalt-Schaltungsabschnitt 28, dass in dem IGBT 30 eine Nicht-Sättigungs-Spannung detektiert worden ist, und schaltet das von dem Anschluss HO ausgegebene Signal ab (d. h. verringert das ausgegebene Signal zwangsläufig auf die niedrige Spannung).
  • (Funktionen und Vorteile der Ausführungsform 1)
  • In dem Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 22 wird die Austastzeit mit dem kapazitiven Austastelement CB1 eingestellt. Der Mechanismus unter Verwendung der Austastzeit ist derart, dass die Detektion einer Nicht-Sättigungs-Spannung nicht sofort als das Auftreten eines Kurzschlusses erkannt wird; falls eine Zeitdauer, während der nach dem Einschalten eine Nicht-Sättigungs-Spannung in dem eingeschalteten Zustand detektiert wird, die Austastzeit übersteigt, wird bestimmt, dass das Auftreten eines Kurzschlusses erfasst wird.
  • Diese Austastzeiteinstellung ermöglicht die Vermeidung einer fehlerhaften Detektion des normalen Nicht-Sättigungs-Spannungs-Zustands sofort nach dem Einschalten. Allerdings hat diese Austastzeit ebenfalls einen Einfluss, auch wenn ein Kurzschluss während des Betriebs in dem eingeschalteten Zustand des IGBT 30, nachdem die Sättigungsspannung nach dem Einschalten einmal erreicht worden ist, auftritt.
  • Allerdings wird in der vorliegenden Ausführungsform diesbezüglich eine Zunahme der Kollektor-Emitter-Spannung VCE von der Sättigungsspannung (Nicht-Sättigung), wenn die Sättigungsspannung erreicht ist, durch die Kollektor-Emitter-Spannung VCE als Folge eines Kurzschlusses angesehen, wodurch ermöglicht wird, dass das kapazitive Austastelement CB1 mit der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 früher geladen wird. In diesem Fall wird das kapazitive Austastelement CB1 dadurch, dass es mit einer höheren Rate geladen wird, schnell auf den Entsättigungsschwellenwert (VDSTH) heraufgezogen, was eine frühere Abschaltung des IGBT 30 im Fall eines Kurzschlusses ermöglicht. Mit anderen Worten, die Austastzeit kann verkürzt werden. Im Ergebnis kann der Schutz des IGBT 30 beim Auftreten eines Kurzschlusses schnell ausgeführt werden.
  • [Vergleichsbeispiel für die Ausführungsform]
  • 21 ist eine schematische Darstellung, die eine Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß einem Vergleichsbeispiel für die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Abgesehen von einer anderen Schaltungskonfiguration des Ladeschaltungsabschnitts 24 weist die Ansteuerschaltung gemäß dem Vergleichsbeispiel dieselbe Konfiguration wie die Ansteuerschaltung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 auf.
  • Die in 21 gezeigte Ansteuerschaltung gemäß dem Vergleichsbeispiel unterscheidet sich von Ausführungsform 1 dadurch, dass der Komparator cmP1, die Schnelllade-Konstantstromquelle IC1 und der Schalterabschnitt SW nicht vorgesehen sind. Das heißt, in der Ansteuerschaltung gemäß dem Vergleichsbeispiel wird das Laden des kapazitiven Austastelements CB1 nur mit einer Konstantstromquelle ausgeführt. Es ist angenommen, dass die Konstantstromquelle in dem Vergleichsbeispiel die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 ist und dass das Laden des kapazitiven Austastelements CB1 nur mit dem konstanten Strom mit dem ersten Wert ausgeführt wird.
  • 22 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß dem Vergleichsbeispiel für die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Es wird ein Vergleich zwischen der Zeitdauer (e) in 22 und der Zeitdauer (e) in 7 vorgenommen. Es ist dann selbstverständlich, dass die Zeitdauer (e) in der in 7 gezeigten Ausführungsform 1 kürzer ist. In Ausführungsform 1 wird der dem Verbindungspunkt 15 in der Zeitdauer (e) zugeführte Strom durch die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 erzeugt, so dass das Laden in der Zeitdauer (e) mit einer höheren Rate als in der Zeitdauer (b) ausgeführt wird.
  • An der oben beschriebenen Ausführungsform 1 können die im Folgenden beschriebenen Änderungen vorgenommen werden.
  • In der oben beschriebenen Ausführungsform 1 ist ein IGBT als ein Schaltelement verwendet. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Alternativ kann ein MOSFET als ein Schaltelement verwendet werden. Dasselbe kann ebenfalls in Bezug auf die nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen gesagt werden.
  • Der Abschalt-Schaltungsabschnitt 28 gemäß Ausführungsform 1 schaltet das Eingangssignal in den HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 ab, wenn die Spannung, bei der das kapazitive Austastelement CB1 geladen wird, die Entsättigungsschwellenspannung erreicht. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Zum Beispiel kann die Anordnung alternativ derart sein, dass das Ausgangssignal von dem Komparator cmP2 dem Äußeren des Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitts 22 zugeführt wird und dass eine Host-Vorrichtung wie etwa ein Mikrocontroller zur Steuerung, die dieses Ausgangssignal empfängt, den Inhalt der den Anschlüssen HIN und LIN zuzuführenden Eingangssignale auf niedrigen Spannungen hält. Durch ein solches Verfahren kann ”der Gate-Signal-Abschaltschutzbetrieb an dem IGBT 30” ausgeführt werden. Dasselbe kann ebenfalls in Bezug auf die nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen gesagt werden.
  • Ausführungsform 2
  • 8 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuerschaltung für Halbleiterelemente zeigt. Die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 ist die HVIC 220a. Die HVIC 220a und die externe Schaltung bilden einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 222. Abgesehen von der Konstruktion eines Ladeschaltungsabschnitts 224 (insbesondere eines Konstantstromversorgungsabschnitts 226) weist der Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 222 dieselbe Konfiguration wie der Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 22 gemäß Ausführungsform 1 auf.
  • Es ist angenommen, dass mit Ausnahme der oben beschriebenen Unterscheidungspunkte eine Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 dieselbe Konfiguration wie die Halbleitervorrichtung (die Wechselrichtervorrichtung 10) gemäß Ausführungsform 1 aufweist und dass die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 dieselbe Konfiguration wie die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente (die Ansteuerschaltung 14a) gemäß Ausführungsform 1 aufweist.
  • Der Konstantstromversorgungsabschnitt 226 enthält die Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 und einen Transistor MOS2. Der Transistor MOS2 ist ein MOS-Transistor, der zu der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 parallelgeschaltet ist. Das Gate des Transistors MOS2 ist mit dem Ausgangsanschluss des Komparators cmP1 verbunden. Der Transistor MOS2 kann dem kapazitiven Austastelement CB1 dadurch, dass er eingeschaltet wird, zusätzlich einen Strom zuführen. Dadurch kann der konstante Strom mit einem zweiten Wert in Ausführungsform 1 erzeugt werden. Das heißt, der Transistor MOS2 fungiert anstelle der Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 dafür, den konstanten Strom zu dem Verbindungspunkt 15 auf den zweiten Wert zu erhöhen. Anstelle des Transistors MOS2 können eine kleine Konstantstromquelle, die einen Betrag an konstantem Strom erzeugt, der der Differenz zwischen dem zweiten Wert und dem ersten Wert entspricht, und ein Schalter zum Einschalten der kleinen Konstantstromquelle, wenn das Ausgangssignal von dem Komparator cmP1 hoch wird, vorgesehen sein.
  • 9 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuerschaltung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 9 ist grundsätzlich dieselbe wie der in 7 gezeigte Zeitablaufplan, wobei sie aber angibt, dass es von dem Zeitpunkt t1 bis zum Ende der Zeitdauer eine Schnelllade-MOS-ein-Zeitdauer gibt. Während dieser Schnelllade-MOS-ein-Zeitdauer Ton ist der Transistor MOS2 eingeschaltet.
  • In Ausführungsform 2 ist anstelle der Anordnung zum Auswählen einer Stromquelle zum Laden des kapazitiven Austastelements CB1 aus mehreren Stromquellen eine Schaltung (ein Transistor MOS2) zum Addieren eines konstanten Stroms zu der Normalbetriebs-Konstantstromquelle IC1 vorgesehen, wodurch ermöglicht wird, dass der Schaltungsmaßstab im Vergleich zur Ausführungsform 1 verringert wird, wenn der Stromwert für die Schnellladung derselbe Wert ist. Der Ladestrom braucht kein konstanter Strom zu sein.
  • Ausführungsform 3
  • 10 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung und Komponenten am Umfang der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt. Die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 ist die HVIC 320a. Die HVIC 320a und die externe Schaltung bilden einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 322. Abgesehen von der Konfiguration eines Ladeschaltungsabschnitts 324 weist die HVIC 320a dieselbe Konfiguration wie die HVIC 220a gemäß Ausführungsform 2 auf. Abgesehen von einem für den Komparator cmP1 ersetzten hysteretischen Komparator cmPH weist der Ladeschaltungsabschnitt 324 dieselbe Konfiguration wie der Ladeschaltungsabschnitt 224 auf.
  • Es ist angenommen, dass mit Ausnahme der oben beschriebenen Unterscheidungspunkte eine Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 dieselbe Konfiguration wie die Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 aufweist und dass mit denselben Ausnahmen die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 dieselbe Konfiguration wie die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 aufweist.
  • 11 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt. In Ausführungsform 3 ist 11 grundsätzlich dieselbe wie der in 7 gezeigte Zeitablaufplan, wobei der Komparator cmP1 aber durch den hysteretischen Komparator cmPH ersetzt ist. Die Verwendung des hysteretischen Komparators stellt sicher, dass die Schnellladung (das Aufrechterhalten des Transistors MOS2 in dem eingeschalteten Zustand) auch dann fortgesetzt werden kann, wenn die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH z. B. durch Rauschen vorübergehend niedriger als Vsat gemacht wird. Auf diese Weise kann im Vergleich zu dem Ladeschaltungsabschnitt 224 gemäß Ausführungsform 2 die Rauschfestigkeit verbessert werden. Durch die Hysterese des Komparators wird die Ein-Zeitdauer Ton, während der der Transistor MOS2 zur Schnellladung dient, im Vergleich zur Ausführungsform 2 erhöht.
  • Die Anordnung gemäß Ausführungsform 3 nimmt die Anordnung gemäß Ausführungsform 2 an und weist anstelle des Komparators cmP1 den hysteretischen Komparator cmPH auf. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Der Komparator cmP1 kann in der Anordnung gemäß Ausführungsform 1 (3) durch den hysteretischen Komparator cmPH ersetzt werden. Das heißt, der Konstantstromversorgungsabschnitt 226 kann durch den Konstantstromversorgungsabschnitt 26 ersetzt werden.
  • Ausführungsform 4
  • 12 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt. Die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 4 ist die HVIC 420a. Die HVIC 420a und die externe Schaltung bilden einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 422. Abgesehen von der Konstruktion eines Ladeschaltungsabschnitts 424 weist die HVIC 420a dieselbe Konfiguration wie die HVIC 320a gemäß Ausführungsform 3 auf. Abgesehen von der Bereitstellung eines Anhalte-Schaltungsabschnitts 425 zwischen dem hysteretischen Komparator cmPH und dem Transistor MOS2 weist der Ladeschaltungsabschnitt 424 dieselbe Konfiguration wie der Ladeschaltungsabschnitt 324 auf.
  • Es ist angenommen, dass mit Ausnahme der oben beschriebenen Unterscheidungspunkte eine Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 dieselbe Konfiguration wie die Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 aufweist und dass mit denselben Ausnahmen die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 3 dieselbe Konfiguration wie die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 aufweist.
  • Wie oben beschrieben wurde, enthält der Abschalt-Schaltungsabschnitt 28 den Komparator cmP2 und den Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40. Der Komparator cmP2 stellt sein Ausgangssignal auf die hohe Spannung ein, wenn die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH die Entsättigungsschwellenspannung (VDSTH) erreicht. Wie oben beschrieben wurde, dient die hohe Spannung als ”Kurzschlussdetektionssignal”. Der Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt 40 empfängt das Kurzschlussdetektionssignal von dem Komparator cmP2 und schaltet die Eingabe des Eingangssignals von der Seite des Anschlusses HIN zu dem HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 ab.
  • Der Anhalte-Schaltungsabschnitt 425 ist eine Schaltung, in der eine NICHT-Schaltung 300 und eine NOR-Schaltung 302 aufeinanderfolgend in Reihe geschaltet sind. Die NICHT-Schaltung 300 empfängt eine Eingabe von einem Ausgangsanschluss des hysteretischen Komparators cmPH und gibt ein invertiertes Signal in die NOR-Schaltung 302 ein. Die NOR-Schaltung 302 empfängt die Ausgabe von der NICHT-Schaltung 302 und die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 und gibt das Ergebnis einer NICHT-Logikoperation an den Werten dieser Ausgaben an das Gate des Transistors MOS2 aus.
  • Wenn die Ausgabe von dem Komparator cmP2 die hohe Spannung wird (d. h., wenn das Kurzschlussdetektionssignal ausgegeben wird), wird die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 auf der hohen Spannung gehalten. Daraufhin wird die Ausgabe von der NOR-Schaltung 302 unabhängig davon, ob das Ausgangssignal von dem hysteretischen Komparator cmPH die hohe Spannung oder die niedrige Spannung ist, auf der niedrigen Spannung gehalten und der Transistor MOS2 ausgeschaltet. Das heißt, der Anhalte-Schaltungsabschnitt 425 kann den Transistor MOS2 unabhängig von dem Ausgangssignal von dem hysteretischen Komparator cmPH ausschalten, um die Zunahme des Stroms zu dem Verbindungspunkt 15 anzuhalten, wenn das Kurzschlussdetektionssignal ausgegeben wird.
  • 13 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt. Grundsätzlich ist 13 dieselbe wie der in 11 gezeigte Zeitablaufplan, wobei aber die ”Schnelllade-MOS-ein-Zeitdauer” kürzer als die in 11 Gezeigte ist. Die ”Schnelllade-MOS-ein-Zeitdauer” ist eine Zeitdauer, während der der Transistor MOS2 eingeschaltet ist. In 11, d. h. in dem Zeitablaufplan in Ausführungsform 3, erstreckt sich die ”Schnelllade-MOS-ein-Zeitdauer” bis zu einem Punkt in der Zeitdauer (f). Im Gegensatz dazu endet in 13, d. h. in dem Zeitablaufplan in 4, die ”Schnelllade-MOS-ein-Zeitdauer” am Ende der Zeitdauer (e).
  • Wie oben beschrieben wurde, kann in Ausführungsform 4 das Kurzschlussdetektionssignal als ein Signal zum Ausschalten des Transistors MOS2 für die Schnellladung verwendet werden, so dass der Transistor MOS2 sofort nach Detektion eines Kurzschlusses ausgeschaltet werden kann. Somit kann die Ein-Zeitdauer des Transistors MOS2 verkürzt werden, um den Schaltungsstrom im Vergleich zu Ausführungsform 3 zu verringern.
  • Die Anordnung gemäß Ausführungsform 4 nimmt die Anordnung gemäß Ausführungsform 3 an und weist den Anhalte-Schaltungsabschnitt 425 auf, der zwischen dem hysteretischen Komparator cmPH und dem Transistor MOS2 vorgesehen ist. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Der Anhalte-Schaltungsabschnitt 425 kann in der Anordnung gemäß Ausführungsform 2 (8) zwischen dem Komparator cmP1 und dem Transistor MOS2 vorgesehen sein.
  • Außerdem kann der Konstantstromversorgungsabschnitt 226 durch den Konstantstromversorgungsabschnitt 26 ersetzt sein.
  • Ausführungsform 5
  • 14 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt. Die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 ist die HVIC 520a. Die HVIC 520a und die externe Schaltung bilden einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 522. Abgesehen von der Konfiguration eines Ladeschaltungsabschnitts 524 weist der Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 522, die HVIC 520a dieselbe Konfiguration wie die HVIC 220a gemäß Ausführungsform 2 auf. Abgesehen von der Bereitstellung eines Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitts 525 zwischen dem Komparator cmP1 und dem Transistor MOS2 weist der Ladeschaltungsabschnitt 524 dieselbe Konfiguration wie der Ladeschaltungsabschnitt 224 auf. In der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 wird das Kurzschlussdetektionssignal wie in Ausführungsform 4 als ein Schnelllade-MOS-aus-Signal (d. h. als ein Signal zum Zurücksetzen des Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitts 525) verwendet.
  • Es ist angenommen, dass mit Ausnahme der oben beschriebenen Unterscheidungspunkte eine Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 5 dieselbe Konfiguration wie die Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 aufweist und dass mit denselben Ausnahmen die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 dieselbe Konfiguration wie die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 2 aufweist.
  • Der Ausgangsanschluss des Komparators cmP1 ist mit einem Anschluss S' des Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitts 525 verbunden. Die Ausgabe Q von der Zwischenspeicherschaltung 48 wird in einen Anschluss R' des Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitts 525 eingegeben. Der Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt 525 stellt eine Ausgabe Q' beim Empfang des Ausgangssignals von dem Komparator cmP1 auf eine hohe Spannung ein. Wenn die Ausgabe Q' von dem Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt 525 hoch gehalten wird, ist der Transistor MOS2 in dem eingeschalteten Zustand, was ermöglicht, dass der Konstantstromversorgungsabschnitt 226 den ”Zustand des Zuführens des konstanten Stroms mit einem zweiten Wert” aufrechterhält.
  • 15 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung zeigt. 15 ist grundsätzlich dieselbe wie der in 13 gezeigte Zeitablaufplan. Die Verwendung des Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitts 525 stellt sicher, dass der Transistor MOS2 für die Schnellladung von dem Zeitpunkt t1, zu dem die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH vorübergehend auf Vsat steigt, in dem eingeschalteten Zustand gehalten werden kann. Im Vergleich mit Ausführungsform 4 kann dadurch die Rauschfestigkeit verbessert werden.
  • Die Anordnung gemäß Ausführungsform 5 nimmt die Anordnung gemäß Ausführungsform 2 an und weist den zwischen dem Komparator cmP1 und dem Transistor MOS2 vorgesehenen Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt 525 auf. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Der Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt 525 kann zwischen dem hysteretischen Komparator cmPH und dem Transistor MOS2 in der Anordnung gemäß Ausführungsform 3 (10) vorgesehen sein.
  • Außerdem kann der Konstantstromversorgungsabschnitt 226 durch den Konstantstromversorgungsabschnitt 26 ersetzt sein.
  • Ausführungsform 6
  • 16 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt. Die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 ist die HVIC 620a. Die HVIC 620a und die externe Schaltung bilden einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 622. Abgesehen von der Konfiguration eines Ladeschaltungsabschnitts 624 weist die HVIC 620a dieselbe Konfiguration wie die HVIC 420a gemäß Ausführungsform 4 auf. Abgesehen davon, dass die Eingangsspannung in den positiven Anschluss des hysteretischen Komparators cmPH (Referenzspannung) auf Vsat' geändert ist, weist der Ladeschaltungsabschnitt 624 dieselbe Konfiguration wie der Ladeschaltungsabschnitt 424 auf. Diese Referenzspannung Vsat ist niedriger als die Sättigungsspannung des IGBT 30 eingestellt und ist niedriger als die Spannung Vsat in den Ausführungsformen 1 bis 5 eingestellt.
  • Es ist angenommen, dass mit Ausnahme der oben beschriebenen Unterscheidungspunkte eine Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 6 dieselbe Konfiguration wie die Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 aufweist und dass mit denselben Ausnahmen die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 dieselbe Konfiguration wie die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 4 aufweist.
  • 17 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung zeigt. In der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 6 ist die Zeiteinstellung zum Erhöhen der Laderate des kapazitiven Austastelements CB1 (die Zeiteinstellung zum Erhöhen des dem Verbindungspunkt 15 zugeführten Stroms) ein Zeitpunkt t' geringfügig nach dem Ende der Zeitdauer (e). Diesbezüglich unterscheidet sich die Ausführungsform 6 von den Ausführungsformen 1 bis 5.
  • Die Schwellenspannung, bei der eine Umschaltung zur Schnellladung erfolgt, kann durch Eingeben von Vsat' (Vsat > Vsat') in den positiven Anschluss des hysteretischen Komparators cmPH auf einen höheren Wert als die Sättigungsspannung (Vsat) und auf einen niedrigeren als die Sättigungsschwellenspannung (VDSTH) eingestellt werden. Somit wird der Transistor MOS2 für die Schnellladung auch in dem Aus-Zustand gehalten, nachdem der Entsättigungsanschluss VDSH auf die Spannung Vsat geklemmt worden ist. Im Fall der Detektion eines Kurzschlusses wird der Transistor MOS2 für die Schnellladung in dem Aus-Zustand gehalten, während sich die Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH von Vsat auf Vsat' ändert. Somit ist die Laderate des kapazitiven Austastelements CB1 verringert und die Kurzschlussdetektionszeit verzögert. Falls dagegen Vsat' auf einen Wert nahe Vsat eingestellt ist, ist es möglich, die Ein-Zeit für den Transistor MOSB für die Schnellladung zu verkürzen, während im Wesentlichen dieselbe Kurzschlussdetektionsgeschwindigkeit aufrechterhalten wird. Somit kann die Ein-Zeitdauer des Transistors MOSB verkürzt werden, um den Schaltungsstrom im Vergleich zu den Ausführungsformen 1 bis 5 zu verringern.
  • Ein geändertes Beispiel der vorliegenden Ausführungsform ist derart, dass der Wert von Vsat z. B. gleich oder kleiner als Vsat 2' in 17 eingestellt werden kann. Vsat 2' ist ein ”Zwischenspannungswert zwischen Vsat und der Entsättigungsschwellenspannung”. Außerdem kann der Wert von Vsat' gleich oder kleiner als Vsat 4' in 17 eingestellt werden. Vsat 4' ist ein ”Spannungswert, der durch Multiplizieren der Summe von Vsat und der Entsättigungsschwellenspannung mit 1/4 erhalten wird”.
  • Die Anordnung gemäß Ausführungsform 6 nimmt die Anordnung gemäß Ausführungsform 4 an und ihre Eingangsspannung in den positiven Anschluss des hysteretischen Komparators cmPH (Referenzspannung) ist auf Vsat' geändert. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Die Eingangsspannung in den positiven Anschluss des hysteretischen Komparators cmPH (Referenzspannung) in der Anordnung gemäß Ausführungsform 3 (10) kann auf Vsat' geändert werden.
  • Außerdem kann der Konstantstromversorgungsabschnitt 226 durch den Konstantstromversorgungsabschnitt 26 ersetzt werden.
  • Ausführungsform 7
  • 18 ist ein Stromlaufplan, der die Konfiguration einer Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung und Komponenten an der Peripherie der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente zeigt. Die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 ist die HVIC 720a. Die HVIC 720a und die externe Schaltung bilden einen Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt 722.
  • Die mit dem Gate des Transistors MOSB in der HVIC 720a verbundene Schaltungsanordnung gemäß Ausführungsform 7 unterscheidet sich von der in Ausführungsform 1. In der HVIC 720a gemäß Ausführungsform 7 wird eine Ausgabe von einer NICHT-Schaltung 700 in die ODER-Schaltung 46 eingegeben. Die Ausgabe von dem HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 wird in die NICHT-Schaltung 700 eingegeben. In dieser Anordnung wird ein mit dem Anstieg der Signalausgabe von dem HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50 synchronisiertes Signal über die NICHT-Schaltung 700 und über die ODER-Schaltung 46 in das Gate des Transistors MOSB eingegeben. Im Ergebnis kann der Transistor MOSB gemäß dem mit dem an dem Anschluss HO erscheinenden Signal (d. h. dem Ausgangssignal von dem HO-Ansteuerschaltungsabschnitt 50) synchronisierten Signal ein- und ausgeschaltet werden.
  • Dies unterscheidet sich vom Ein- und Ausschalten des Transistors MOSB gemäß dem Eingangssignal zu dem Anschluss HIN in Ausführungsform 1. In der HVIC 20a gemäß Ausführungsform 1 wird das Ausgangssignal von der ODER-Schaltung 46 in das Gate des Transistors MOSB in dem Ladeschaltungsabschnitt 24 eingegeben.
  • Es ist angenommen, dass mit Ausnahme der oben beschriebenen Unterscheidungspunkte eine Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 7 dieselbe Konfiguration wie die Halbleitervorrichtung (Wechselrichtervorrichtung 10) gemäß Ausführungsform 1 aufweist und dass mit denselben Ausnahmen die HVIC 20a, d. h. die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7, dieselbe Konfiguration wie die HVIC 20a, d. h. die Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1, aufweist.
  • 19 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb in einer Normalsituation in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt. In der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 wird der Transistor MOSB zu einem anderen Zeitpunkt als im Fall der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1 ausgeschaltet.
  • In der Schaltungsanordnung gemäß Ausführungsform 1 erfolgt der Wechsel zwischen dem Ein- und dem Aus-Zustand des Transistors MOSB synchron zu dem Eingangssignal in den Anschluss HIN. Andererseits erfolgt in der Schaltungsanordnung gemäß Ausführungsform 7 der Wechsel zwischen dem Ein- und dem Aus-Zustand des Transistors MOSB synchron zu dem Ausgangssignal an dem Anschluss HO. Somit wird der Wechsel zwischen dem Ein- und dem Aus-Zustand des Transistors MOSB in Ausführungsform 7 relativ zu der Ausführungsform 1 verzögert. Mit dieser Verzögerung werden der Zeitpunkt, zu dem das Laden des kapazitiven Austastelements CB1 begonnen wird, und der Anstieg der Spannung an dem Entsättigungsanschluss VDSH ebenfalls relativ verzögert.
  • In anderer Hinsicht sind die Konfiguration und der Betrieb dieselben wie in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 1. 20 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb beim Auftreten eines Kurzschlusses (im Fall eines Kurzschlusses, wenn der IGBT eingeschaltet ist) in der Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente gemäß Ausführungsform 7 der vorliegenden Erfindung zeigt. Das heißt, in der Anordnung gemäß Ausführungsform 7 kann die Schnellladung ebenfalls durch Wechsel der Stromquelle für die Zufuhr von Strom zu dem Verbindungspunkt 15 auf die Schnelllade-Konstantstromquelle IC2 zum Zeitpunkt t1 verwirklicht werden.
  • In Ausführungsform 7 ist die Schaltungsanordnung (3) gemäß Ausführungsform 1 angenommen. Allerdings ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt. Auf Ausführungsform 7 ist jede der Anordnungen gemäß den Ausführungsformen 2 bis 6 anwendbar. Das heißt, in der in 18 gezeigten HVIC 720a sind die im Folgenden beschriebenen Änderungen möglich. Wie in Ausführungsform 2 kann der Konstantstromversorgungsabschnitt 26 durch den Konstantstromversorgungsabschnitt 226 ersetzt sein. Der Komparator cmP1 kann wie in Ausführungsform 3 durch den hysteretischen Komparator cmPH ersetzt sein. Wie in Ausführungsform 4 kann zwischen dem hysteretischen Komparator cmPH und dem Transistor MOS2 der Anhalte-Schaltungsabschnitt 425 vorgesehen sein. Wie in Ausführungsform 5 kann zwischen dem Komparator cmP1 und dem Transistor MOS2 der Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt 525 vorgesehen sein. Wie in Ausführungsform 6 kann die Eingangsspannung in den positiven Anschluss des hysteretischen Komparators cmPH (Referenzspannung) auf Vsat' geändert sein.
  • Bezugszeichenliste
    • 10 Wechselrichtervorrichtung, 12 Glättungskondensator, 14a Ansteuerschaltung, 14b Ansteuerschaltung, 15 Verbindungspunkt, 16 Bootstrap-Schaltung, 20a HVIC, 22 Entsättigungsdetektions-Schaltungsabschnitt, 24 Ladeschaltungsabschnitt, 26 Konstantstromversorgungsabschnitt, 28 Abschalt-Schaltungsabschnitt, 30, 31, 32, 33, 34, 35 IGBT, 40 Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt, 50 Ansteuerschaltungsabschnitt, CB1, CB2 kapazitives Austastelement, CBTS Bootstrap-Kondensator, cmP1, cmP2 Komparator, cmPH hysteretischer Komparator, DBTS Bootstrap-Diode, DHV1, DHV2 Diode mit hoher Spannungsfestigkeit, MOS2, MOSB Transistor, SW Schaltabschnitt, VDSH, VDSL Entsättigungsanschluss

Claims (16)

  1. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements, wobei die Vorrichtung umfasst: einen Ansteuerschaltungsabschnitt, der mit einem Halbleiterelement, das eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode und einen Steueranschluss, mit dem eine Umschaltung zwischen Leitung und Abschaltung zwischen der ersten und der zweiten Elektrode ausgeführt wird, enthält, elektrisch verbunden ist, wobei der Ansteuerschaltungsabschnitt das Halbleiterelement durch Empfangen eines Eingangssignals, Erzeugen eines Ansteuersignals aus dem Eingangssignal und Zuführen des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss ansteuert; einen Ladeschaltungsabschnitt, der mit einer externen Schaltung, die eine Diode, deren Katode mit der ersten Elektrode verbunden ist, und ein kapazitives Element, dessen einer seiner zwei Anschlüsse mit der Anode der Diode verbunden ist und dessen anderer seiner Anschlüsse mit der zweiten Elektrode verbunden ist, enthält, elektrisch verbunden ist, wobei der Ladeschaltungsabschnitt das kapazitive Element auf der Grundlage des Eingangssignals oder des Ansteuersignals lädt, wobei der Ladeschaltungsabschnitt eine Ladespannung detektiert, bei der das kapazitive Element geladen wird, einem Verbindungspunkt zwischen der Anode und dem einen der zwei Anschlüsse einen konstanten Strom mit einem ersten Wert zuführt, wenn die Ladespannung niedriger als die Sättigungsspannung des Halbleiterelements ist, falls das eine der Signale ein Ein-Signal ist, und nach einem Zeitpunkt, bei dem die Ladespannung gleich der Sättigungsspannung des Halbleiterelements geworden ist, dem Verbindungspunkt einen konstanten Strom mit einem zweiten Wert, der größer als der erste Wert ist, zuführt; und einen Abschalt-Schaltungsabschnitt, der die Zufuhr des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss von dem Ansteuerschaltungsabschnitt abschaltet, wenn die Ladespannung einen Schwellenwert erreicht.
  2. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach Anspruch 1, wobei der Ladeschaltungsabschnitt enthält: einen Komparator, der ein Ausgangssignal ausgibt, wenn die Ladespannung eine Referenzspannung erreicht; einen Konstantstromversorgungsabschnitt, der sowohl den konstanten Strom mit einem ersten Wert als auch den konstanten Strom mit einem zweiten Wert erzeugt und der den dem Verbindungspunkt zugeführten Strom in der Weise ändert, dass der dem Verbindungspunkt zugeführte Strom der konstante Strom mit einem ersten Wert ist, wenn der Komparator das Ausgangssignal nicht ausgibt, und dass der dem Verbindungspunkt zugeführte Strom der konstante Strom mit einem zweiten Wert ist, wenn der Komparator das Ausgangssignal ausgibt; und einen Kondensatorladetransistor, der über einen Steueranschluss ein mit dem Eingangssignal oder mit dem Ansteuersignal synchronisiertes Signal empfängt, der zu dem kapazitiven Element parallelgeschaltet ist, der zwischen dem einen und dem anderen der Anschlüsse des kapazitiven Elements eine Leitung herstellt, wenn das eine der Signale ein Aus-Signal ist, und der die Leitung zwischen dem einen und dem anderen der Anschlüsse des kapazitiven Elements abschaltet, wenn das eine der Signale ein Ein-Signal ist.
  3. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach Anspruch 2, wobei der Konstantstromversorgungsabschnitt enthält: eine erste Konstantstromquelle, die den konstanten Strom mit einem ersten Wert erzeugt; eine zweite Konstantstromquelle, die den konstanten Strom mit einem zweiten Wert erzeugt; und einen Schalterabschnitt, der auf der Grundlage der Ausgabe von dem Komparator die erste Konstantstromquelle oder die zweite Konstantstromquelle alternativ mit dem kapazitiven Element verbindet.
  4. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach Anspruch 2, wobei der Konstantstromversorgungsabschnitt enthält: eine Normalbetriebs-Konstantstromquelle, die den konstanten Strom mit einem ersten Wert erzeugt; und einen Transistor, der zu der Normalbetriebs-Konstantstromquelle parallelgeschaltet ist, wobei der Transistor eingeschaltet wird, um dem kapazitiven Element einen zusätzlichen Strom zuzuführen und dadurch den konstanten Strom mit einem zweiten Wert zu erzeugen, und wobei das Ausgangssignal von dem Komparator in einen Steueranschluss des Transistors eingegeben wird und wobei der Transistor durch das Ausgangssignal von dem Komparator eingeschaltet wird.
  5. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei der Komparator ein hysteretischer Komparator ist.
  6. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach Anspruch 5, wobei der Abschalt-Schaltungsabschnitt enthält: einen Komparator, der die Ladespannung über einen ersten Anschluss empfängt und ein Detektionssignal ausgibt, wenn die Spannung an dem ersten Anschluss eine Spannung an einem zweiten Anschluss erreicht; und einen Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt, der die Eingabe des Eingangssignals in die Ansteuerschaltung durch Empfang des Detektionssignals abschaltet, und wobei der Ladeschaltungsabschnitt einen Anhalte-Schaltungsabschnitt enthält, der die Erhöhung des Stroms zu dem kapazitiven Element unabhängig von dem Ausgangssignal von dem hysteretischen Kompensator anhält, wenn ein Detektionssignal ausgegeben wird.
  7. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach Anspruch 3, die ferner einen Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt umfasst, der zwischen den Komparator und den Konstantstromversorgungsabschnitt eingefügt ist, wobei der Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt veranlasst, dass der Konstantstromversorgungsabschnitt den Zustand zum Zuführen des konstanten Stroms mit einem zweiten Wert aufrechterhalt, wenn das Ausgangssignal von dem Komparator empfangen wird.
  8. Vorrichtung zum Ansteuern eines Halbleiterelements nach einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei die Referenzspannung niedriger als die Sättigungsspannung ist.
  9. Halbleitervorrichtung, die umfasst: ein Halbleiterelement, das eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode und einen Steueranschluss, mit dem eine Umschaltung zwischen Leitung und Abschaltung zwischen der ersten und der zweiten Elektrode ausgeführt wird, enthält; einen Ansteuerschaltungsabschnitt, der mit dem Halbleiterelement elektrisch verbunden ist, wobei der Ansteuerschaltungsabschnitt das Halbleiterelement durch Empfangen eines Eingangssignals, Erzeugen eines Ansteuersignals aus dem Eingangssignal und Zuführen des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss ansteuert; einen Ladeschaltungsabschnitt, der mit einer externen Schaltung, die eine Diode, deren Katode mit der ersten Elektrode verbunden ist, und ein kapazitives Element, dessen einer seiner zwei Anschlüsse mit der Anode der Diode verbunden ist und dessen anderer seiner Anschlüsse mit der zweiten Elektrode verbunden ist, enthält, elektrisch verbunden ist, wobei der Ladeschaltungsabschnitt das kapazitive Element auf der Grundlage des Eingangssignals oder des Ansteuersignals lädt, wobei der Ladeschaltungsabschnitt eine Ladespannung detektiert, bei der das kapazitive Element geladen wird, einem Verbindungspunkt zwischen der Anode und dem einen der zwei Anschlüsse einen konstanten Strom mit einem ersten Wert zuführt, wenn die Ladespannung niedriger als die Sättigungsspannung des Halbleiterelements ist, falls das eine der Signale ein Ein-Signal ist, und nach einem Zeitpunkt, bei dem die Ladespannung gleich der Sättigungsspannung des Halbleiterelements geworden ist, dem Verbindungspunkt einen konstanten Strom mit einem zweiten Wert, der größer als der erste Wert ist, zuführt; und einen Abschalt-Schaltungsabschnitt, der die Zufuhr des Ansteuersignals zu dem Steueranschluss von dem Ansteuerschaltungsabschnitt abschaltet, wenn die Ladespannung einen Schwellenwert erreicht.
  10. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 9, wobei der Ladeschaltungsabschnitt enthält: einen Komparator, der ein Ausgangssignal ausgibt, wenn die Ladespannung eine Referenzspannung erreicht; einen Konstantstromversorgungsabschnitt, der sowohl den konstanten Strom mit einem ersten Wert als auch den konstanten Strom mit einem zweiten Wert erzeugt und der den dem Verbindungspunkt zugeführten Strom in der Weise ändert, dass der dem Verbindungspunkt zugeführte Strom der konstante Strom mit einem ersten Wert ist, wenn der Komparator das Ausgangssignal nicht ausgibt, und dass der dem Verbindungspunkt zugeführte Strom der konstante Strom mit einem zweiten Wert ist, wenn der Komparator das Ausgangssignal ausgibt; und einen Kondensatorladetransistor, der über einen Steueranschluss ein mit dem Eingangssignal oder mit dem Ansteuersignal synchronisiertes Signal empfängt, der zu dem kapazitiven Element parallelgeschaltet ist, der zwischen dem einen und dem anderen der Anschlüsse des kapazitiven Elements eine Leitung herstellt, wenn das eine der Signale ein Aus-Signal ist, und der die Leitung zwischen dem einen und dem anderen der Anschlüsse des kapazitiven Elements abschaltet, wenn das eine der Signale ein Ein-Signal ist.
  11. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 10, wobei der Konstantstromversorgungsabschnitt enthält: eine erste Konstantstromquelle, die den konstanten Strom mit einem ersten Wert erzeugt; eine zweite Konstantstromquelle, die den konstanten Strom mit einem zweiten Wert erzeugt; und einen Schalterabschnitt, der auf der Grundlage der Ausgabe von dem Komparator die erste Konstantstromquelle oder die zweite Konstantstromquelle alternativ mit dem kapazitiven Element verbindet.
  12. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 10, wobei der Konstantstromversorgungsabschnitt enthält: eine Normalbetriebs-Konstantstromquelle, die den konstanten Strom mit einem ersten Wert erzeugt; und einen Transistor, der zu der Normalbetriebs-Konstantstromquelle parallelgeschaltet ist, wobei der Transistor eingeschaltet wird, um dem kapazitiven Element einen zusätzlichen Strom zuzuführen und dadurch den konstanten Strom mit einem zweiten Wert zu erzeugen, und wobei das Ausgangssignal von dem Komparator in einen Steueranschluss des Transistors eingegeben wird und wobei der Transistor durch das Ausgangssignal von dem Komparator eingeschaltet wird.
  13. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei der Komparator ein hysteretischer Komparator ist.
  14. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 13, wobei der Abschalt-Schaltungsabschnitt enthält: einen Komparator, der die Ladespannung über einen ersten Anschluss empfängt und ein Detektionssignal ausgibt, wenn die Spannung an dem ersten Anschluss eine Spannung an einem zweiten Anschluss erreicht; und einen Entsättigungs-Schutzschaltungsabschnitt, der die Eingabe des Eingangssignals in die Ansteuerschaltung durch Empfang des Detektionssignals abschaltet, und wobei der Ladeschaltungsabschnitt einen Anhalte-Schaltungsabschnitt enthält, der die Erhöhung des Stroms zu dem kapazitiven Element unabhängig von dem Ausgangssignal von dem hysteretischen Kompensator anhält, wenn ein Detektionssignal ausgegeben wird.
  15. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 11, die ferner einen Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt umfasst, der zwischen den Komparator und den Konstantstromversorgungsabschnitt eingefügt ist, wobei der Zwischenspeicher-Schaltungsabschnitt veranlasst, dass der Konstantstromversorgungsabschnitt den Zustand zum Zuführen des konstanten Stroms mit einem zweiten Wert aufrechterhält, wenn das Ausgangssignal von dem Komparator empfangen wird.
  16. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, wobei die Referenzspannung niedriger als die Sättigungsspannung ist.
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