DE10257453A1

DE10257453A1 - Treiberschaltung

Info

Publication number: DE10257453A1
Application number: DE10257453A
Authority: DE
Inventors: Akira Ohmichi; Keiichiro Numakura
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-02-18
Filing date: 2002-12-09
Publication date: 2003-09-04
Also published as: US6885225B2; US20030156439A1; JP2003244966A

Abstract

Eine Treiberschaltung weist folgendes auf: eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (11) und einem unteren Zweig (12), eine Vor-Treiberschaltung (74) mit einem Oberer-Zweig-Treiber (72) und einem Unterer-Zweig-Treiber (73), und eine Versorgungsspannungs(VCC)verstärkungs-Versorgungsschaltung (69). Die VCC-Verstärkungs-Versorgungsschaltung (69) hat eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (67), die den oberen Zweig verstärkt, und eine Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (68), die eine Spannung einer VCC-Spannungsversorgung (65) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt.

Description

Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung, die eine Last auf der Basis der von einer Energieversorgung wie etwa einer Batterie erhaltenen Energie antreibt, wobei die Speisespannung stark veränderlich ist.
Fig. 67 zeigt eine herkömmliche Treiberschaltung. In Fig. 67 bezeichnet 1 eine Treiberschaltung-Energieversorgung wie etwa eine Batterie, 2 ist ein Batteriespannungsanschluß VB, 3 ist ein Takteingangsanschluß CLK, 4 ist ein Erdungsanschluß GND, 5 ist ein Steuersignaleingang IT eines oberen Arms, 6 ist ein Steuersignaleingang IB eines unteren Zweigs, 7 ist eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, 8 ist eine Vor-Treiberschaltung zum Treiben einer Totem-Pole-Endstufe der nächsten Stufe, 9 ist ein Oberer- Zweig-Treiber zum Treiben eines NMOS-Transistors 11 (nachstehend als Oberer- Zweig-Transistor oder einfach oberer Zweig bezeichnet), der in der Totem-Pole- Endstufe der Vor-Treiberschaltung 8 vorgesehen ist, 10 ist ein Unterer-Zweig- Treiber zum Treiben eines NMOS-Transistors 12 (nachstehend als Unterer- Zweig-Transistor oder einfach unterer Zweig bezeichnet), der in der Totem-Pole- Endstufe der Vor-Treiberschaltung 8 vorgesehen ist, und 13 ist ein mit einer Last verbundener Ausgang.
Es wird nun ein Fall erläutert, bei dem die Treiberschaltung-Energieversorgung 1, die mit dem VB-Anschluß 2 und dem GND-Anschluß 4 verbunden ist, eine Batterieversorgung ist, die die mit dem Anschluß 13 verbundene Last auf der Basis der Impulsdauermodulation bzw. PDM antreibt. Was die Funktion der Endstufe betrifft, so kann die Richtung eines Stroms, der durch die mit dem Ausgang 13 verbundene Last fließt, dadurch gesteuert werden, daß ein Strom an den Ausgang abgegeben (geliefert, aufgedrückt) wird, wenn der obere Arm 11 aktiv und der untere Zweig 12 inaktiv ist, und der Strom absorbiert (gezogen) wird, wenn der obere Zweig inaktiv und der untere Zweig 12 aktiv ist.
Im Fall einer Stromquelle, bei der der obere Zweig 11 aktiv und der untere Zweig 12 inaktiv ist, steigt die Spannung am Ausgang 13 auf die Versorgungsspannung (Batteriespannung) VB an. Zu diesem Zeitpunkt ist daher VB + Vgs als Gate-Hochspannung des oberen Zweigs 11 erforderlich, wobei Vgs eine Gate-Source-Spannung ist, die erforderlich ist, um den NMOS-Transistor 11 zu treiben. Anders ausgedrückt wird eine Versorgungsspannung erforderlich, die höher als die Batteriespannung V8 ist. Deshalb ist die Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 7 vorgesehen.
Ein Ladungspumpschaltkreis, der ein Takteingangssignal oder einen Aufwärtsumsetzer benötigt, wird als die Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 7 verwendet. Eine darin verstärkte Spannung wird als Energieversorgung des Treibers 9 des oberen Zweigs in der Vor-Treiberschaltung 8 verwendet. Eine Ausgangsspannung der Treiberschaltung-Energieversorgung 1 wird typischerweise von dem VB-Anschluß 2 als eine Speisespannung des . Treibers 10 des unteren Zweigs geliefert.
Ein konkreteres Schaltungsbeispiel auf der Basis von Fig. 67 ist in Fig. 68 gezeigt. Als Beispiel der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 7 ist ein Ladungspumpschaltkreis gezeigt, der eine Spannung auf der Basis der Speisespannung VB als Referenzspannung doppelt verstärkt. 40 und 41 bezeichnen Gleichrichterdioden, 43 ist ein Überhöhungskondensator zum Verstärken, 45 ist ein Entkopplungskondensator für eine verstärkte Ausgangsspannung, 46 ist ein PMOS-Transistor, und 47 ist ein NMOS-Transistor. Diese Komponenten bilden einen Inverter zum Laden des Kondensators 43.
Die Vor-Treiberschaltung 8 umfaßt eine Steuereinheit 51 für den oberen Zweig und eine Steuereinheit 52 für den unteren Zweig. Die Steuereinheit 51 für den oberen Zweig empfängt ein Oberer-Zweig-Steuersignal von dem IT-Eingang 5 und aktiviert einen Inverter des oberen Zweigs, bestehend aus einem PMOS- Transistor 57 und einem NMOS-Transistor 58. Die Steuereinheit 52 des unteren Zweigs empfängt ein Unterer-Zweig-Steuersignal von dem IB-Eingang 6 und aktiviert einen Treiberinverter des unteren Zweigs, bestehend aus einem PMOS- Transistor 59 und einem NMOS-Transistor 60. Widerstände 61 und 62 sind Gate- Widerstände zum Einstellen der Umschaltgeschwindigkeiten des oberen Zweigs 11 bzw. des unteren Zweigs 12.
Es soll angenommen werden, daß die Speisespannung VB 20 V ist und daß mindestens 20 V als Drain-Source-Stehspannung der Endstufentransistoren 11 und 12 erforderlich sind. Da die Speisespannung des Treibers des unteren Zweigs VB ist, wird mindestens 20 V als die Stehspannung der Transistoren 59 und 60 sowie der Steuereinheit 52 des unteren Zweigs benötigt. Hinsichtlich des Treibers für den oberen Zweig wird als Spannungsversorgung die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 7 verwendet, die einen Ausgangswert des Ladungspumpschaltkreises abgibt, der die Spannung auf das doppelte erhöht. Wenn man die Spannungsverluste in Schaltungselementen unberücksichtigt läßt, wird die Ausgangsspannung der Ladungspumpe 40 V. Daher werden als die Stehspannung der Steuereinheit 51 des oberen Zweigsund. der Transistoren 57 und 58 mindestens 40 V notwendig.
Typischerweise ist in MOS-Transistoren, die jeweils eine hohe Stehspannung haben, die Gate-Source-Stehspannung im Vergleich mit der Drain-Source- Stehspannung klein. Um einen Gate-Source-Überspannungsdurchbruch der Transistoren zu verhindern, die jeweils eine Stehspannung von 20 V oder 40 V haben, sind Z-Dioden 53 bis 56, 63 und 64 erforderlich. Aus dem gleichen Grund sind Z-Dioden 505 und 506 zum Gate-Source-Schutz auch für die Transistoren 46 und 47 notwendig, die einen Inverter in der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 7 bilden.
Die in den Fig. 67 und 68 gezeigte herkömmliche Treiberschaltung hat die nachstehend aufgeführten Nachteile.
Erstens kann, wenn eine Energieversorgung wie etwa eine Batterie, bei der sich eine Speisespannung stark ändert ("große Schwankungen der Versorgungsspannung"), verwendet wird und die Speisespannung absinkt, die Ausgangsstromtreiberfähigkeit des unteren Zweigs nicht hinreichend zum Tragen kommen. Wenn beispielsweise eine 12-V-Batterie als Energieversorgung verwendet wird, wird die Spannung zu ungefähr 16 V, wenn die Batterie vollständig aufgeladen ist, und die Spannung wird zu ungefähr 6 V, wenn die Batteriespannung geringer geworden ist. Eine solche Schwankung der Betriebsversorgungsspannung muß in Betracht gezogen werden. Wenn beispielsweise die Batteriespannung gefallen ist, wird die hohe Gateeingangsspannung des unteren Zweigs zu 6 V. Eine Spannung im Bereich von ungefähr 8 bis 10 V wird typischerweise als die Gate-Source-Spannung benötigt, obwohl dies auch von dem Ausgangsstrom und der Charakteristik des NMOS-Transistors 12 abhängt. Wenn daher die Batteriespannung 6 V ist, wird der Einschaltwiderstand des Transistors des unteren Zweigs niedriger, und ein erforderlicher Ausgangsziehstrom kann nicht erhalten werden.
Ein zweites Problem ist folgendes: Wenn eine Energieversorgung mit großer Speisespannungsschwankung wie etwa eine Batterieversorgung verwendet wird, wird es erfordert ich, eine Schaltung zu verwenden, die unter Berücksichtigung einer maximalen Versorgungsspannung ausgelegt ist, und an das Ausgangsgate wird manchmal eine größere Spannung angelegt, als notwendig ist.
Beispielsweise liegt die Gate-Source-Spannung, die zum Treiben jedes der Endstufentransistoren erforderlich ist, im Bereich von ungefähr 8 bis 10 V, obwohl sie auch von dem Ausgangsstrom und der Charakteristik des NMOS- Transistors abhängig ist. Wenn in der Schaltung von Fig. 68 eine Energieversorgung von beispielsweise VB = 24 V verwendet wird, wird die Versorgungsspannung des Treibers 9 des oberen Zweigs bzw. die Versorgungsspannung des Treibers 10 des unteren Zweigs zu 48 V bzw. 24 V, wobei die Spannungsverluste in dem Ladungspumpschaltkreis nicht berücksichtigt sind. Die Speisespannungen werden somit sehr groß im Vergleich mit der erforderlichen Treiberspannung im Bereich von 8 bis 10 V der Endstufentransistoren.
Insbesondere ist eine Treiberversorgungsspannung des oberen Zweigs von 24 V + 10 V = 34 V bei Betrachtung der Zahlenwerte ausreichend. Tatsächlich wird jedoch die Treiberversorgungsspannung des oberen Zweigs zu einer unnötig überhöhten Spannung von 48 V.
Wenn die Speisespannung übermäßig groß wird, nimmt auch das während des Schaltungsbetriebs erzeugte Rauschen zu. Wenn die Speisespannung größer als notwendig gemacht wird, tritt der Einfluß des Energieversorgungsrauschens und des GND-Rauschens beim Schaltungsbetrieb oder der Einfluß von Strahlungsrauschen an der externen elektrischen Schaltung leicht auf, was unerwünscht ist. Da die Stehspannung der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 7 und der Vor-Treiberschaltung 8 von der Speisespannung VB abhängig sind, müssen als die meisten Elemente, die die Schaltung bilden, Elemente verwendet werden, die jeweils eine der Maximalspannung VB entsprechende Stehspannung haben. Außerdem wird es auch erforderlich, Schutzschaltungen wie etwa die Gate-Schutzschaltungen vorzusehen.
Diese resultieren nachteiligerweise in erhöhten Herstellungskosten, weil sie die Layoutstrukturflächen von Einzelelementen in integrierten Schaltungen erweitern und Einheitspreise von Elementkomponenten in elektrischen Schaltungen, die aus diskreten Komponenten gebildet sind, erhöhen.
Drittens besteht ferner das Problem, daß ein Einfluß einer Änderung der Schaltungscharakteristiken, die durch eine Änderung der Speisespannung bedingt ist, in dem Endstufenbetrieb auftritt, wenn eine Energieversorgung mit großer Schwankung der Speisespannung verwendet wird.
Konkret wird die Operationsverzögerung des Treibers 9 des oberen Zweigs oder des Treibers 10 des unteren Zweigs durch die Speisespannungsschwankung geändert. Infolge einer Änderung des Einschaltwiderstands der Transistoren 57 bis 60, die den oberen Zweig 11 und den unteren Zweig 12 treiben und als Endstufentransistoren dienen, ist die Schaltgeschwindigkeit der Endstufentransistoren veränderlich. Um die Schwankung der Charakteristik zu verhindern, muß eine weitere Schaltung hinzugefügt werden, was in einem vergrößerten Schaltungsumfang und erhöhten Fertigungskosten resultiert.

Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung einer Treiberschaltung, die eine Last auf der Basis einer von einer Energieversorgung wie etwa einer Batterie erhaltenen Energie treibt, wobei die Speisespannung stark veränderlich ist.

Die Treiberschaltung gemäß einem Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Speisespannungsverstärkungs- bzw. VCC-Verstärkungs-Versorgungsschaltung. Diese VCC-Verstärkungs- Versorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Verstärkungs- Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, und eine Unterer-Zweig- Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung einer VCC- Spannungsquelle verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt.

Die Treiberschaltung gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor- Treiberversorgungsschaltung. Diese Vor-Treiberversorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Treiber-Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine Batteriespannung- bzw. VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung- Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, und eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor- Treiberversorgungsschaltung. Diese Vor-Treiberversorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung und eine Halteschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die verhindert, daß ein Ausgang der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung in bezug auf die Spannung ansteigt.

Die Treiberschaltung gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiberspeiseschaltung. Diese Vor-Treiberspeiseschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung zur Verstärkung des oberen Zweigs, eine VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung, eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht, und eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals der Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung zuzuführen ist.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor- Treiberversorgungsschaltung. Diese Vor-Treiberversorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung, eine Überwachungsschaltung der verstärkten Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht, und eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals der Überwachungsschaltung der verstärkten Versorgungsspannung zuzuführen ist.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiber- Versorgungsschaltung. Diese Vor-Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung, eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht, einen Filterschaltkreis und eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung gemäß einem Ausgangssignal des Filterschaltkreises zuzuführen ist.

Die Treiberschaltung nach noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vortreiber- Versorgungsschaltung. Diese Vor-Treiber-Versorgungsschaltung hat eine Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine veränderliche Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt und einen Umschaltanschluß hat, eine Unterer- Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung und eine Überwachungsschaltung für die Unterer-Zweig-Treiberversorgungsspannung, die ein Signal an den Umschaltanschluß nach Maßgabe eines Ausgangs der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung ausgibt, um eine Ausgabefähigkeit der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung zu ändern. Die Vor-Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt ebenfalls eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht, einen Filterschaltkreis und eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises zuzuführen ist.

Die Treiberschaltung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiber- Versorgungsschaltung. Diese Vor-Treiber-Versorgungsschaltung hat eine Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine veränderliche Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt und einen Umschaltanschluß hat, und eine Unterer- Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung. Die Vor-Treiber- Versorgungsschaltung umfaßt ferner eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht und ein Signal an den Umschaltanschluß nach Maßgabe eines Ausgangs der Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung ausgibt, um eine Ausgabefähigkeit der veränderlichen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung zu ändern, einen Filterschaltkreis und eine CLK- Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises zuzuführen ist.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiber- Versorgungsschaltung. Diese Vor-Treiber-Versorgungsschaltung hat eine Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, und eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung. Die Vor- Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt ferner eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Speisespannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht, einen Filterschaltkreis, eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises zuzuführen ist, und eine Überwachungsschaltung der Oberer- Zweig-Treiber-Verstärkungs-Versorgungsspannung, die einen Ausgang der Oberer-Zweig-Treiber-Verstärkungs-Versorgungsschaltung empfängt und eine Ausgabefähigkeit der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung ändert.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltung-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiber- Versorgungsschaltung. Diese Vor-Treiber-Versorgungsschaltung hat eine Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine veränderliche Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltung-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt und einen Umschaltanschluß hat, und eine Unterer- Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung. Die Vor-Treiber- Versorgungsschaltung umfaßt ferner eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht und ein Signal an den Umschaltanschluß ausgibt, um eine Ausgabefähigkeit der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung zu ändern. Die Vor-Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt ferner einen Filterschaltkreis, eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises zuzuführen ist, und eine Überwachungsschaltung der Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannung, die einen Ausgang der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung empfängt und eine Ausgabefähigkeit der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung ändert.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltungs-Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig- Treiber, der den unteren Zweig treibt, eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung mit einem Oberer-Zweig-Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einem Unterer-Zweig-Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiber- Versorgungsschaltung. Diese Vor-Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, und eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung. Die Vor- Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt ferner eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Versorgungsspannung, die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht, einen Filterschaltkreis, eine CLK-Steuereinheit, die ein Taktsignal steuert, das der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises zuzuführen ist, und eine Überwachungsschaltung für die Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannung, die einen Ausgang der Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung empfängt und eine Ausgabefähigkeit des Oberer-Zweig-Treibers ändert.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine erste Treiberschaltungs-Energieversorgung, eine zweite Treiberschaltungs- Energieversorgung, eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig und einem unteren Zweig, eine Vor-Treiberschaltung mit einem Oberer-Zweig- Treiber, der den oberen Zweig treibt, und einen Unterer-Zweig-Treiber, der den unteren Zweig treibt, und eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung. Diese Vor- Treiber-Versorgungsschaltung umfaßt eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung, die den oberen Zweig verstärkt, eine VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung, die eine Spannung der ersten Treiberschaltungs- Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, und eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung. Die zweite Treiberschaltungs-Energieversorgung ist mit der Vor-Treiberschaltung verbunden.

Die Treiberschaltung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltungs-Energieversorgung, eine Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung, einen Stoßstromsteuerschalter, der zwischen der Treiberschaltungs-Energieversorgung und der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung vorgesehen ist, und eine Überwachungsschaltung für die verstärkte Ausgangsspannung, die einen Ausgang der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung überwacht und ein Signal an den Stoßstromsteuerschalter ausgibt, wenn der Ausgang der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung eine fest vorgegebene Spannung unterschreitet.

Die Treiberschaltung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltungs-Energieversorgung, eine Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung, einen Stoßstromsteuerschalter, der zwischen der Treiberschaltungs-Energieversorgung und der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung vorgesehen ist, und eine Überwachungsschaltung für den verstärkten Ausgangsstrom, die einen Ausgangsstrom der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung überwacht und an den Stoßstromsteuerschalter ein Signal ausgibt, wenn der Ausgangsstrom der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung einen fest vorgegebenen Strom überschreitet.

Die Treiberschaltung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltungs-Energieversorgung, eine Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung, einen Stoßstromsteuerschalter, der zwischen der Treiberschaltungs-Energieversorgung und der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung vorgesehen ist, und eine Verzögerungsschaltung, die ein Signal an den Stoßstromsteuerschalter ausgibt, wenn die Energieversorgung gestartet wird.

Die Treiberschaltung gemäß noch einem anderen Aspekt der Erfindung umfaßt eine Treiberschaltungs-Energieversorgung, eine Spannungsverstärkurigs- Versorgungsschaltung, einen Stoßstromsteuerschalter, der zwischen der Treiberschaltungs-Energieversorgung und der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung vorgesehen ist, und eine IEinschalt-Rücksetzschaltung, die außerhalb der Treiberschaltung vorgesehen ist und ein Signal ausgibt. Der Stoßstromsteuerschalter wird auf der Basis des Signals gesteuert, das von der Einschalt-Rücksetzschaltung ausgegeben wird, wenn die Energieversorgung gestartet wird.

Die Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer Merkmale und Vorteile anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Diese zeigen in:
Fig. 1 ein Blockbild, das eine erste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Schaltbild, das eine bürstenlose Drehstrommotorlast und eine Endstufe in der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 3 ein Schaltbild, das eine Spulenlast und eine Endstufe in der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 4 ein Schaltbild, das einen Treiber des oberen Zweigs in der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 5 ein Schaltbild, das eine Treiberschaltung in der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 6 ein Schaltbild, das einen Ladungspumpschaltkreis und ein Lastmodell in der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 7 ein Diagramm von Charakteristiken, das eine Beziehung zwischen einer Ausgangsspannung und einem Ausgangsstrom bei der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 8 ein Diagramm von Charakteristiken, das eine Gate-Ladecharakteristik eines Ausgangs-NMOS-Transistors bei der ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 9 ein Schaltbild, das eine Treiberschaltung bei einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 10 ein Schaltbild, das eine Treiberschaltung bei einer dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 11 ein Blockbild, das eine vierte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 12 ein Schaltbild einer doppeltverstärkenden Ladungspumpschaltung für eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine fünfte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 13 ein Schaltbild einer dreifach verstärkenden Ladungspumpschaltung für eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine sechste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 14 ein Schaltbild einer dreifach verstärkenden Ladungspumpschaltung für eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine siebte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 15 ein Schaltbild einer Ladungspumpschaltung für eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine achte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 16 ein Schaltbild einer Ladungspumpschaltung unter Verwendung von Endstufentransistoren für eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine neunte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 17 ein Schaltbild einer Aufwärtswandlerschaltung für eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine zehnte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 18 ein Schaltbild einer Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung unter Verwendung von Endstufentransistoren und einer Spulenlast, die eine elfte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 19A und 19B Schaltbilder zur Erläuterung des PDM-Betriebs zum Zeitpunkt des langsamen Abklingens, wobei der konkrete Verstärkungsbetrieb der elften Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 20A und 20B Schaltbilder zur Erläuterung des PDM-Betriebs zum Zeitpunkt des raschen Abklingens, wobei der konkrete Verstärkungsbetrieb der elften Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 21 ein Schaltbild einer Konstantspannungsschaltung mit Verwendung eines NPN-Transistors für eine Konstantspannungsschaltung zum Treiben des unteren Zweigs als Endstufe, wobei eine zwölfte Ausführungsform der Erfindung gezeigt wird;
Fig. 22 ein Schaltbild einer Konstantspannungsschaltung unter Verwendung eines NMOS-Transistors für eine Konstantspannungsschaltung zum Treiben des unteren Zweigs als Endstufe, wobei eine dreizehnte Ausführungsform der Erfindung gezeigt wird;
Fig. 23 ein Schaltbild einer Konstantspannungsschaltung zum Treiben des - unteren Zweigs, wobei eine vierzehnte Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 24 ein Schaltbild einer Konstantspannungsschaltung zum Treiben des unteren Zweigs, wobei eine fünfzehnte Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 25 ein Schaltbild eines Verstärkers, das die fünfzehnte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 26 ein Schaltbild einer Konstantspannungsschaltung zum Treiben des unteren Zweigs, wobei eine sechzehnte Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 27 ein Schaltbild einer Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung zum Treiben des oberen Zweigs, wobei eine siebzehnte Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 28 ein Schaltbild einer Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung zum Treiben des oberen Arms, wobei eine achtzehnte Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 29 ein Blockschaltbild einer neunzehnten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 30 ein Schaltbild einer Halteschaltung für eine verstärkte Versorgungsspannung, wobei eine zwanzigste Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 31 ein Schaltbild, das eine Z-Diode der neunzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 32 ein Schaltbild einer Überwachungsschaltung einer verstärkten Versorgungsspannung und einer CLK-Steuereinheit, wobei die zwanzigste Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist;
Fig. 33 ein Schaltbild eines Komparators, das die zwanzigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 34 ein Schaltbild einer Überwachungsschaltung einer verstärkten Versorgungsspannung, das eine einundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 35 ein Blockschaltbild einer zweiundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 36 ein Schaltbild eines Filterschaltkreises der zweiundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 37 ein Schaltbild eines Filters in einer dreiundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 38 ein Schaltbild eines Filters in der dreiundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 39 ein Schaltbild eines Filters in der dreiundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 40 ein Schaltbild eines Digitalfilters in einer vierundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 41 ein Schaltbild eines Digitalfilters in der vierundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 42 ein Schaltbild eines Komparators in einer fünfundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 43 ein Blockschaltbild, das eine sechsundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 44 ein Schaltbild einer siebenundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 45 ein Schaltbild einer achtundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 46 ein Schaltbild einer neunundzwanzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 47 ein Schaltbild einer dreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 48 ein Schaltbild einer einunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 49 ein Blockschaltbild einer zweiunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 50 ein Blockschaltbild einer dreiunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 51 ein Blockschaltbild, das die dreiunddreißigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 52 ein Schaltbild einer vierunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 53 ein Schaltbild einer fünfunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 54 ein Blockschaltbild einer sechsunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 55 ein Blockschaltbild einer siebenunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 56 ein Blockschaltbild einer achtunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 57 ein Schaltbild, das die achtunddreißigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 58 ein Blockschaltbild der achtunddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 59 ein Blockschaltbild einer neununddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 60 ein Schaltbild der neununddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 61 ein Schaltbild der neununddreißigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 62 ein Blockschaltbild, das die neununddreißigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 63 ein Blockschaltbild, das eine vierzigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 64 ein Schaltbild der vierzigsten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 65 ein Blockschaltbild, das die vierzigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 66 ein Blockschaltbild, das eine einundvierzigste Ausführungsform der Erfindung zeigt;
Fig. 67 ein Schaltbild einer herkömmlichen Treiberschaltung; und
Fig. 68 ein Schaltbild einer herkömmlichen Treiberschaltung.
Ausführungsformen der Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert.
Nachstehend wird eine erste Ausführungsform der Erfindung erläutert. Fig. 1 zeigt eine Treiberschaltung der ersten Ausführungsform der Erfindung. Die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 7 von Fig. 67 ist durch eine VCC- Verstärkungs-Versorgungsschaltung 69 ersetzt. Die Vor-Treiberschaltung 8 von Fig. 67 ist durch eine Vor-Treiberschaltung 74 ersetzt. Abgesehen von den vorstehenden unterschiedlichen Bezugszeichen sind gleiche Bezugszeichen wie in Fig. 67 für die gleichen Komponenten vorgesehen.
Die VCC-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 69 umfaßt eine Verstärkungsversorgungsschaltung 67 für den Oberer-Zweig-Treiber und eine Verstärkungsversorgungsschaltung 68 für den Unterer-Zweig-Treiber. Die Vor- Treiberschaltung 74 umfaßt einen Oberer-Zweig-Treiber 72 und einen Unterer- Zweig-Treiber 73. Außerdem ist eine VCC-Speisespannung 65 mit der Verstärkungsversorgungsschaltung 68 für den Unterer-Zweig-Treiber als Spannungsverstärkungsversorgung über einen VCC-Anschluß 66 verbunden.
Eine mit dem Ausgang 13 verbundene Last wird nachstehend erläutert.
Die Treiberschaltung der Erfindung kann zweckmäßig verwendet werden, um eine Wicklungslast wie etwa einen Motor oder einen elektromotorischen Betätiger zu treiben. Beispielsweise gibt es ein System, eine elektrische Servolenkung (EPS), ein elektromotorisches Ventil, ein elektromotorisches Fenster und ein Klimaanlagen-Automatikgebläse, die in Fahrzeugen angebracht sind und Motoren und elektromotorische Betätiger verwenden. Konkrete Beispiele der Last sind in den Fig. 2 und 3 gezeigt. Fig. 2 zeigt ein Beispiel eines bürstenlosen Drehstrommotors 26. Der bürstenlose Drehstrommotor 26, der drei Wicklungen 27, 28 und 29 in Sternschaltung aufweist, stellt eine tatsächliche Last dar. Totem-pole-verbundene NMOS-Transistoren 17 bis 22 bezeichnen Endstufentransistoren. Anders ausgedrückt entsprechen die Transistoren 17 bis 19 des oberen Zweigs dem Transistor 11 des oberen Zweigs von Fig. 1. Die Transistoren 20 bis 22 des unteren Zweigs entsprechen dem Transistor 12 des unteren Zweigs von Fig. 1. Ausgänge 23 bis 25 entsprechen dem Ausgang 13 (OUT) von Fig. 1. Ferner bezeichnet 14 in Fig. 2 eine Energieversorgung, 15 ist ein Versorgungsanschluß VB und 16 ein Masseanschluß GND.
In Fig. 2 sind daher drei der in Fig. 1 gezeigten Vor-Treiberschaltungen 74 erforderlich.
Fig. 3 zeigt einen elektromotorischen Betätiger, der einen Gleichstrommotor, einen VCM-Wicklungsmotor oder ein Solenoid verwendet. Eine Wicklung 39 bezeichnet die Last. Endstufentransistoren 33 bis 36 in Totem-Pole-Schaltung sind Endstufentransistoren, die die Wicklung 39 tatsächlich treiben. Anders ausgedrückt entsprechen die Transistoren 33 und 34 des oberen Zweigs dem oberen Zweig 11 von Fig. 1. Die Transistoren 35 und 36 des unteren Zweigs entsprechen dem unteren Zweig 12 von Fig. 1. Ausgänge 37 und 38 entsprechen dem Ausgang 13 von Fig. 1. Ferner bezeichnet in Fig. 3 das Bezugszeichen 30 eine Energieversorgung, 31 ist ein Versorgungsanschluß VB, und 32 ist ein Masseanschluß GND. Daher sind in diesem Fall insgesamt zwei Vor- Treiberschaltungen 74 von Fig. 1 notwendig. Sowohl in Fig. 2 als auch in Fig. 3 liefert die eine Endstufe in Totem-Pole-Schaltung ihren Ausgangsstrom, und eine andere Endstufe in Totem-Pole-Schaltung zieht ihren Ausgangsstrom. Infolgedessen ist die Richtung des durch die Wicklungslast fließenden Ausgangsstroms gesteuert, und der Motor oder elektromotorische Betätiger wird angetrieben.
Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 1 wird nachstehend der Betrieb erläutert.
Energie wird von der VCC-Energieversorgung 65 über den VCC-Anschluß 66 der in der VCC-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 69 vorgesehenen Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68 des unteren Zweigs zugeführt. Die VCC-Energieversorgung 65 ist eine Konstantspannungsquelle, die eine Konstantspannung für eine Maschinensteuereinheit bzw. MCU und ein DSP erzeugt, die in dem System für die Durchführung der Signalsteuerung und die Berechnung einer Treiberschaltungs-Versorgungsspannung VB vorgesehen sind. Daher gibt es in dem elektrischen Schaltungssystem, das die MCU und das DSP verwendet, die VCC-Energieversorgung 65, die eine Spannung im Bereich von ungefähr 3,3 V bis 5 V ausgibt. Da die Energieversorgung für die Anwendung genutzt wird, ist die Spannungsschwankung sehr klein und liegt typischerweise in dem Bereich von ungefähr ±3 bis 10%.
In Fig. 1 verstärkt die Verstärkungsversorgungsschaltung 68 des Unterer-Zweig- Treibers eine VCC-Spannung (nachstehend einfach VCC) VCC in einem Bereich von beispielsweise 3,3 V bis 5 V auf eine Spannung in einem Bereich von 10 bis 15 V und gibt die verstärkte Spannung an einen Ausgang VGB der Verstärkungsversorgungsschaltung 68 des Unterer-Zweig-Treibers aus. Diese Spannung dient als Versorgungsspannung des Unterer-Zweig-Treibers 73 der Vor-Treiberschaltung 74. Die Verstärkungsversorgungsschaltung 67 des Unterer- Zweig-Treibers überhöht die Spannung an einem VGB-Anschluß 71 (nachstehend einfach VGB) über eine Spannung an einem VB-Anschluß (nachstehend einfach VB) und erzeugt eine Spannung VB + VGB, d. h. eine Spannung an einem VGT-Anschluß 70 (nachstehend einfach VGT). Die Spannung VGT wird als Energieversorgung des Oberer-Zweig-Treibers 72 genutzt.
Die VCC-Energieversorgung 66 ist mit dem Oberer-Zweig-Treiber 72 und dem Unterer-Zweig-Treiber 73 als deren Energieversorgung verbunden. Der Grund hierfür wird nun erläutert. Signale, die von einem Steuereingangssignalanschluß IT5 des oberen Zweigs und einem Steuereingangssignalanschluß IB6 des unteren Zweigs eingeführt werden, sind Signale, die von der MCU und dem DSP geliefert werden. Anders ausgedrückt ist die Amplitude des Eingangssignals in einem Bereich von 0 bis 5 V. Tatsächlich umfaßt daher jeder von dem Oberer- Zweig-Treiber 72 und dem Unterer-Zweig-Treiber 73 eine Schaltung, die eine Pegelumsetzung an beispielsweise einem 0-5-V-Signal vornimmt, um ein Signal zu liefern, das einen Endstufentransistor 11 oder 12 treibt. Dies gilt auch in Fig. 67 und Fig. 68, die den Stand der Technik zeigen. Zur Vereinfachung der Erläuterung ist jedoch diese Darstellung in den Fig. 67 und 68 nicht vorhanden.
Der Oberer-Zweig-Treiber 72 ist sowohl an GND als auch an VB geerdet, weil eine erforderliche Elementstehspannung dadurch niedrig gemacht wird, daß ein Teil der Schaltung des Oberer-Zweig-Treibers 72 in einem Spannungsbereich von VGT bis VB getrieben wird. Als konkretes Beispiel zeigt Fig. 4 ein internes Schaltbild des Oberer-Zweig-Treibers 72.
Die Schaltungskonfiguration von Fig. 4 umfaßt einen Steuereingangssignalprozessor 75 des oberen Zweigs, der an einem Steuersignal IT des oberen Zweigs, das eine Eingangsamplitude zwischen VCC und GND hat, eine Operation ausführt, und einen Pegelumsetzer 76, der den Pegel eines Ausgangssignals des Steuereingangssignalprozessors 75 des oberen Zweigs so umsetzt, daß dadurch eine Amplitude zwischen VGT und VB bereitgestellt wird. Die Schaltungskonfiguration umfaßt ferner einen Oberer-Zweig-Ausgangstreiber 77, der das pegelumgesetzte Signal in ein Treibersignal des oberen Zweigs 11 umwandelt, und eine Vor-Endstufenschaltung 607, die ein Signal, das eine Amplitude zwischen VGT und VG hat und von dem Oberer-Zweig- Ausgangstreiber 77 ausgegeben wird, empfängt und den Transistor 11 des oberen Zweigs 11 treibt.
Die Vor-Endstufenschaltung 507 umfaßt PMOS-Transistoren 78 und 82, NMOS- Transistoren 79 und 83, einen Gatewiderstand 84 und Z-Dioden 80, 81 und 85 für die Gate-Source-Schutzbegrenzung von NMOS-Elementen. Die VB-Erdung des Oberer-Zweig-Treibers gemäß Fig. 1 repräsentiert die Erdung des in Fig. 4 gezeigten Oberer-Zweig-Ausgangstreibers 77.
Nachstehend wird erläutert, wie die Probleme des Stands der Technik in Fig. 1 verbessert werden.
Das erste Problem, d. h. das Problem, daß die Treiberleistung des unteren Zweigs abfällt, wenn die Versorgungsspannung sinkt, wird dadurch verbessert, daß zum Treiben des unteren Zweigs 12 die Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 68 verwendet wird. Auch wenn VB bis zur Untergrenze abfällt (6 V, wenn die Batterieversorgung von 12 V verwendet wird), kann die Gate-Treiberspannung von 10 V des Unterer-Zweig-Transistors gewährleistet werden durch Verwendung einer Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung auf der Basis von VCC mit der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 68 als Energieversorgung des Unterer-Zweig-Treibers 73. Dies ist der Grund für die Verbesserung.
Das zweite Problem, d. h. daß die Treiberspeisespannung jedes des Oberer- Zweig-Treibers 72 und des Unterer-Zweig-Treibers 73 im Vergleich mit der zum Treiben des Gates erforderlichen Spannung zu hoch wird, wird verbessert durch Verwendung der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68, die die VCC-Spannung nutzt.
Es soll beispielsweise angenommen werden, daß VCC = 5 V und ein Ladungspumpkreis, der eine Dreifachverstärkung ausführt, in der Unterer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68 verwendet wird und daß die Spannungsverluste in der Schaltung vernachlässigt werden; dann folgt, daß VGB = 15 V und VGT = VB + VGB = VB + 15 V. Zu diesem Zeitpunkt wird die erforderliche Stehspannung des Unterer-Zweig-Treibers 73 mindestens 15 V. Die Stehspannung des Oberer-Zweig-Treibers 72 wird zu mindestens 5 V in dem Steuereingangssignalprozessor 75 des oberen Zweigs, der in der internen Konfiguration des Oberer-Zweig-Treibers 72 in Fig. 4 vorgesehen ist, zu mindestens der VGT-Spannung ( = VB + 15 V) in dem Pegelumsetzer 76, zu mindestens 15 V in dem Oberer-Zweig-Ausgangstreiber 77 und zu mindestens der VGT-Spannung (= VB + 15 V) in der Vor-Endstufenschaltung 507. Die Stehspannung wird zu mindestens der VB-Spannung in den Endstufentransistoren 11 und 12.
Schaltungsblöcke, in denen die Stehspannung der Elemente geändert werden muß, um dem VB-Spannungswert zu entsprechen, umfassen nur den Pegelumsetzer 76, die Vor-Endstufenschaltung 507, die Endstufentransistoren 11und 12 und die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 67 in Fig. 1. Jeder Block umfaßt mehrere Elemente. Auch wenn sich die VB-Spannung steil ändert, wird eine Zunahme der Elementgröße auf ein Minimum unterdrückt, und es wird möglich, eine Erhöhung der Fertigungskosten zu vermeiden.
Das dritte Problem, daß nämlich die Schaltcharakteristiken des oberen Zweigs 11 und des unteren Zweigs 12, die als die Endstufentransistoren dienen, durch die Änderung der Speisespannung VB geändert werden, wird aus dem gleichen Grund verbessert, denn es wird möglich, den Einfluß einer Änderung der VB-Speisespannung auf die Gate-Treiberversorgungsspannung des oberen Zweigs 11 und des unteren Zweigs 12, die als Endstufentransistoren dienen, dadurch auf einem Minimum zu halten, daß die Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 68 auf der Basis der VCC-Spannung und die Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung auf der Basis von VGB und VB verwendet werden, die jeweils eine geringe Spannungsänderung aufweisen.
Als weiteres Beispiel der ersten Ausführungsform zeigt Fig. 5 ein detaillierteres Schaltbild. In der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68, die in der VCC-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 69 vorgesehen ist, weist eine Ladungspumpschaltung, die eine Dreifachverstärkung der VCC-Spannung ausführt, Elemente 86 bis 96 auf. Die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 67 umfaßt Elemente 97 bis 102 und überhöht die VGB- Spannung über die VB-Spannung, um eine Energieversorgung für das Oberer- Zweig-Treiben zu bilden. Die Vor-Treiberschaltung 74 umfaßt eine Oberer-Zweig- Steuereinheit 103 (was eine allgemeine Bezeichnung für den Steuersignaleingangsprozessor 75 des oberen Zweigs, den Pegelumsetzer 76, den Oberer-Zweig-Ausgangstreiber 77 und die Elemente 78 bis 81 in Fig. 4 ist), Elemente 82 bis 85, eine Unterer-Zweig-Steuereinheit 104 und Elemente 106 bis 109.
Unter kurzer Abweichung vom Hauptthema wird nachstehend im einzelnen der Betrieb der Ladungspumpschaltung erläutert, weil sie für die Erläuterung des Betriebs der in Fig. 5 gezeigten Treiberschaltung erforderlich ist.
Fig. 6 ist ein einfaches Modellschema zur Erläuterung der Ladungspumpschaltung und ihrer Last. Wie Fig. 5 zeigt, umfaßt eine von Schaltungsgruppen Gleichrichterdioden 86 und 87, einen Verstärkungskondensator 89 und einen Inverter, bestehend aus einem PMOS- Transistor 92 und einem NMOS-Transistor 93. Eine andere der Schaltungsgruppen umfaßt Gleichrichterdioden 87 und 88, einen Verstärkungskondensator 90, einen Entkopplungskondensator 91 und einen Inverter, bestehend aus einem PMOS-Transistor 94 und einem NMOS-Transistor 95. Ferner umfaßt eine andere der Schaltungsgruppen Gleichrichterdioden 97 und 98, einen Verstärkungskondensator 99, einen Entkopplungskondensator 100 und einen Inverter, bestehend aus einem PMOS-Transistor 101 und einem NMOS-Transistor 102. Jede Schaltungsgruppe entspricht einer Ladungspumpspannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die in Fig. 6 mit 120 bezeichnet ist. Ein Lastkreis 124, der ein Modell der Last ist, bildet das Treiben des Gates des Oberer-Zweig-Transistors 11 oder des Unterer-Zweig- Transistors 12 ab.
Zuerst wird nun der Schaltungsbetrieb der Ladungspumpe 120 erläutert. Ein Inverter aus einem PMOS-Transistor 116 und einem NMOS-Transistor 117 wird von einem einem Takteingang 112 (CLK) zugeführten Takteingangssignal aktiviert. Wenn der NMOS-Transistor 117 eingeschaltet ist, lädt eine einem Anschluß 110 zugeführte VDD-Spannung den Verstärkungskondensator 118 durch die Gleichrichterdiode 114 auf. Wenn man eine Durchlaßspannung über der Gleichrichterdiode 114 mit VF bezeichnet, wird somit eine Spannung über dem Kondensator 118 zu VDD-VG, wenn er vollständig geladen ist. Wenn der PMOS-Transistor 116 eingeschaltet ist, wird die Ladespannung über dem Kondensator 118 über die VCC-Spannung, die einem Eingang 111 zugeführt wird, erhöht. Wenn man einen Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über einer Gleichrichterdiode 115 mit VF bezeichnet, ist also eine Spannung (Vcpout), die an einen Ladungspumpschaltungsausgang 113 (CPOUT) durch die Gleichrichterdiode 115 angelegt wird, durch die Gleichung (1) repräsentiert.

Vcpout = (VDD - VF) + VCC - VF = VCC + VDD-2.VF (1)
Ein Kondensator 119 ist ein Entkopplungskondensator, der die Ausgangsspannungswelligkeit des Ladungspumpausgangs (CPOUT) 113 entfernt. Wenn man eine Frequenz des Takteingangs (CLK) 112 mit fclk, den Einschaltwiderstand des NMOS-Transistors 117 mit Ron und die Kapazität des Kondensators 118 mit Cb bezeichnet und davon ausgeht, daß die Taktfrequenz ein Tastverhältnis von 50% hat, kann die Ladespannung Vcb am Kondensator 118 durch die Gleichung (2) ausgedrückt werden:
Typischerweise ist die Schaltungsauslegung derart, daß der Kondensator 118 (Cb) vollständig auf die Ladespannung (VDD-Vf) während des Zeitraums geladen wird, in dem der NMOS-Transistor 117 eingeschaltet ist. Wenn man daher den Ausdruck (3) in die Gleichung (2) einfügt, folgt daraus, daß P ∼ 1.
Ein Spannungsabfall der Ausgangsspannung der Ladungspumpe, der durch die Last verursacht wird, soll nunmehr betrachtet werden. Wenn dem Ausgang der Ladungspumpe ein Laststrom zugeführt wird, wird die Ladung des vollständig geladenen Verstärkungskondensators 118 verbraucht. Wenn man einen Spannungsabfall der Ladungspumpenausgangsspannung (CPOUT) aufgrund der Last mit Vdrop und den Laststrom mit Icpout bezeichnet, sind das Einkommen und die Ausgaben von Ladungen, die innerhalb einer Taktperiode verbraucht werden, durch die Gleichung (4) bezeichnet.

Cb - Vdrop = Icpout/fclk (4)
Aus den Gleichungen (3) und (4) erhält man die Gleichung (5).

Vdrop = -2.Ron.{In(1-P)}.Icpout (5)
Aus den Gleichungen (1) und (5) kann somit die Ladungspumpenausgangsspannung einschließlich der Zeitdauer, in der die Last vorhanden ist, durch die Gleichung (6) wiedergegeben werden.

Vcpout = VCC + VDD - 2.VF + 2.Ron{In(1-P)}.Icpout (6)
Da P ∼ 1, wie vorstehend erläutert wurde, wird die Ladungspumpenausgangsspannung (Vcpout) eine lineare Funktion des Laststroms (Icpout) und ist durch eine Vollinie 532 in Fig. 7 repräsentiert. Vcpo in Fig. 7 entspricht VCC + VDD-2.VF der Gleichung (6). Die Neigung der Geraden entspricht -2.Ron.1n(1-P).
Nachstehend wird eine tatsächliche Ladungspumpenlast erläutert. Die Ladungen, die durch die Gateladung der Endstufen-NMOS-Transistoren 11 und 12 von Fig. 5 verbraucht werden, nehmen den größten Teil der Ladungspumpenlast ein. Wenn in den Endstufentransistoren 11 und 12 ein großer Strom fließt, wird die Größe der Transistoren ebenfalls groß. Daher wird auch die Eingangskapazität größer, und infolgedessen wird der Laststrom zu der Ladungspumpe für das Treiben des Gates groß.
Es soll angenommen werden, daß das Lastmodell 124 von Fig. 6 den Endstufentransistor 11 oder 12 darstellt. Wenn ein Treiben mit hoher Spannung und großem Strom durchgeführt wird, wird häufig ein PDM-Treiben angewandt, um den Energieverbrauch zu verringern. Dabei wiederholen Endstufentransistoren einen Ein-/Aus-Betrieb in einer bestimmten festgelegten Periode. Unter Bezugnahme auf das Lastmodell 124 ist der Betrieb durch Umschalten eines Schalters 121 mit der festgelegten Periode repräsentiert. Ein Widerstand 122 repräsentiert die Summe eines Einschaltwiderstandswerts des Einschalt-PMOS-Transistors 82 des oberen Zweigs und des Widerstandswerts des Gatewiderstands 84 oder die Summe eines Einschaltwiderstandswerts des Einschalt-PMOS-Transistors 106 des unteren Zweigs und des Widerstandswerts des Gatewiderstands 108 in Fig. 5. Ein Kondensator 123 bezeichnet einen Eingangskondensator des Endstufentransistors 11 oder 12.
Ein tatsächlicher Endstufen-NMOS-Transistor hat eine Gateladecharakteristik entsprechend einer Vollinie 125 in Fig. 8. Wenn man eine Gate-Source- Spannung, die für einen bestimmten Ausgangsstrom erforderlich ist, als Vg1 bezeichnet, werden die für den Strom erforderlichen Ladungen Qg1. Ein Bereich I bezeichnet einen Gate-Source-Kapazitätsladebereich, in dem ein erforderlicher Drainstrom erhalten wird.
Ein Bereich 11 repräsentiert einen Ladebereich des Gate-Drain-Kondensators (Miller-Kondensators). Ein Bereich III repräsentiert einen Zustand, in dem die Eingangskapazität des Endstufentransistors auf mehr als die erforderlichen Ladungen geladen wurde. Unter den typischen Gebrauchsbedingungen wird der Endstufen-NMOS-Transistor in einem Zustand verwendet, der mit einer Toleranz unter Berücksichtigung der Verteilung einer Ladungsmenge Qg1, die für den Ausgangsstrom notwendig ist, versehen ist. Dieser Zustand bezeichnet eine Gate-Source-Spannung Vg2 und Ladungen Qg2, die in den Eingangskondensator geladen sind. Vgs = 8 bis 10 V, was zum Treiben des Endstufen-NMOS-Transistors erforderlich ist, entspricht Vg2 von Fig. 8. Angenommen, daß dQ/dV = Cg, dann ist die Beziehung zwischen der Gatetreiberspannung (Vgs) und erforderlichen Ladungen (Qg) in dem Bereich III durch den folgenden näherungsweisen Ausdruck (7) repräsentiert.

Qg ≍ Cg.Vgs (7)
Die Ladungen, die zum Treiben des Gates erforderlich sind, werden in einer Periode der PDM-Frequenz verbraucht. Um es kurz zu machen, wird daher nun ein gemittelter Ladungspumplaststrom betrachtet. Wenn man den gemittelten Laststrom mit Iave und die PDM-Frequenz des Endstufentransistors mit fpwm bezeichnet, wird die Gleichung (8) erhalten.

Iave = Qg.fpwm (8)
Tatsächlich ist die Zahl von gleichzeitig getriebenen Endstufentransistoren nicht auf einen wie in der Erläuterung des tatsächlichen Gebrauchsbeispiels unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 beschränkt. Wenn eine Gatetreiber- Energieversorgung verwendet wird, könnte eine maximale Gesamtzahl von drei Endstufentransistoren des oberen oder unteren Zweigs gemäß Fig. 2 gleichzeitig in derselben PDM-Periode einschalten, und eine maximale Gesamtzahl von zwei Endstufentransistoren des oberen oder unteren Zweigs gemäß Fig. 3 könnte gleichzeitig in derselben PDM-Periode einschalten. Wenn man die Zahl von Endstufentransistoren jedes von dem oberen und unteren Zweig, die in einer PDM-Periode einschalten, mit n bezeichnet, kann die Gleichung (8) als Gleichung (9) neu geschrieben werden.

Iave = n.Qg.fpwm (9)
Aus den Gleichungen (7) und (9) kann der mittlere Laststrom gemäß der Gleichung (10) repräsentiert werden.

Iave = n.Cg.Vgs.fpwm (10)
Die Gatetreiberspannung (Vgs) ist exakt die Ausgangsspannung (Vcpout) der Ladungspumpe. Der mittlere Laststrom (Iave) wird zum Ausgangsstrom (Icpout) der Ladungspumpe. Daher wird auch der zum Treiben der Endstufentransistoren erforderliche mittlere Strom durch eine lineare Gleichung repräsentiert. Infolgedessen wird eine Charakteristik erhalten, wie sie durch eine Strichlinie 533 in Fig. 7 dargestellt ist.
Was die verstärkte Ausgangsspannung der Ladungspumpe betrifft, so ist aus der vorstehenden Überlegung ersichtlich, daß ein Schnittpunkt der Ladungspumpenlastcharakteristik 532 von Fig. 7 und der mittleren Stromcharakteristik 533, die zum Treiben der Endstufentransistoren erforderlich ist, die tatsächliche Ausgangsspannung der Ladungspumpe ist. Wenn man Vcpout = Vgs und Icpout = Iave in den Gleichungen (6) und (8) sein läßt, wird als Zahlenausdruck die Gleichung (11) erhalten.
Bis hierher wurde der Grundbetrieb der Ladungspumpschaltung erläutert. Durch Anwendung dieser Denkweise werden nun die Gatetreiberspannung des oberen Zweigs und des unteren Zweigs in der konkreten Schaltung von Fig. 5 abgeleitet. Es ist zu beachten, daß der Unterer-Zweig-Treiber ein Ladungspumpschaltkreis ist, der eine Dreifachverstärkung ausführt, und daß der Oberer-Zweig- Treiberlaststrom zu dem Laststrom der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 68 addiert wird, weil die Unterer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsspannung (VGB) als eine Referenz- Verstärkungsspannung der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsspannung (VGT) dient. Angenommen, daß die Endstufentransistoren 11 und 12 gleiche Transistoren sind, und unter Bezeichnung des gemittelten Treiberlaststroms des oberen Zweigs mit Igt und des gemittelten Treiberlaststroms des unteren Zweigs mit Igb werden aus der Gleichung (10) die Gleichungen (12) und (13) erhalten.

Igb = n.Cg.VGB.fpwm (12)

Igt = n.Cg.(VGT-VB).fpwm (13)
Wenn man die Durchlaßspannung der Gleichrichterdioden 86 bis 88, 97 und 98 mit VF bezeichnet und den Einschaltwiderstand der Inverterausgangs-NMOS- Transistoren 93, 94 und 102 mit Ron bezeichnet, können die Treiberspannungen des oberen und unteren Zweigs zum Zeitpunkt der Lastströme durch die Gleichungen (14) und (15) ausgedrückt werden.

VGB = 3.VCC - 3.VF + 2.(2.Ron){In(1-P)}.(Igb + Igt) (14)

VGT-VB = VGB - 2.VF + 2.Ron.{In(1-P)}Igt (15)
Daher erhält man aus den Gleichungen (12) bis (15) die Gleichungen (16) und (17). α ist jedoch ein in Gleichung (18) verwendeter Ausdruck.
Die Gleichungen (16) bis (18) sind Ergebnisse der Ableitung der Ladungspumpausgangsspannung (Vcpol), die die Oberer- und Unterer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsspannungen (VGB und VGT) der Treiberschaltung von Fig. 5 bezeichnet, d. h. die ein Schnittpunkt der Ladungspumplast-Charakteristik 532 und der Laststrom-Charakteristik 533 ist, die erforderlich ist, um die in Fig. 7 gezeigten Endstufentransistoren zu treiben.
Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 5 der ersten Ausführungsform werden nun Ausgangsspannungen der Spannungsverstärkungs-Energieversorgung unter konkreten Bedingungen und tatsächlicher Anwendung der Gleichungen errechnet. Was den Wert von n betrifft, der die Zahl der Endstufentransistoren betrifft, die innerhalb einer PDM-Periode einschalten, wird nun davon ausgegangen, daß zwei Transistoren jedes von dem oberen und dem unteren Zweig innerhalb einer PDM-Periode in der Anwendung gemäß Fig. 3 einschalten und eine Spannungsverstärkungs-Energieversorgungsschaltung mit jedem Transistor als jede von den Gatetreiber-Energieversorgungen des oberen und unteren Zweigs verbunden ist.
Anders ausgedrückt wird davon ausgegangen, daß eine Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung zwei Endstufentransistoren des oberen Zweigs in einer PDM-Periode treibt und eine Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung des unteren Zweigs zwei Endstufentransistoren des unteren Zweigs in einer PDM-Periode treibt. In diesem Fall folgt also, daß n = 2. Wenn ein Ausgangsstrom von ungefähr einigen A bis 10 A erforderlich ist, wird ein Wert von Cg ungefähr 0,5 bis 2,0 nC/V. Der Wert von Cg bezeichnet die Gateladungscharakteristik, die durch die Charakteristik der Endstufentransistoren bestimmt ist. Daher wird Cg bestimmt als Cg = 2,0 nC/V. Dieser Wert ist jedoch auch von einer bei den Endstufentransistoren angewandten Waferbearbeitung abhängig, und somit sind diese Werte ungefähre Werte.
Der Einschaltwiderstand der NMOS-Transistoren des Inverterausgangs ist gleich Ron = 10 Ω vorgegeben. Da die als die PDM-Frequenz genutzte Frequenz mehrere zehn kHz ist, ist fpwm gleich fpwm = 20 kHz vorgegeben. Was P betrifft, das die Ladungsrate des Verstärkungskondensators betrifft, so ist typischerweise P ∼ 1, wie oben erläutert wurde. Wenn jedoch P gleich P = I vorgegeben wird, kann die Berechnung in den Gleichungen nicht durchgeführt werden. Daher wird P gleich P = 0,99 vorgegeben. Da die VCC-Spannung, die als die Speisespannung des MCU und DSP genutzt wird, VCC = 3,3 bis 5,0 V gemäß der obigen Erläuterung ist, ist VCC gleich VCC = 5 V vorgegeben. Die Durchlaßspannung der Gleichrichterdiode ist mit VF = 0,7 V vorgegeben, was ein typischer Durchlaßspannungswert einer PN-Flächendiode unter Verwendung eines Si- Wafers ist.
Wenn man die Oberer- und Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsspannungen VGB und VGT von Fig. 5 aus den Gleichungen (16), (17) und (18) unter Verwendung dieser Werte berechnet, sind die Resultate VGB = 12,6 V und VGT-VB = 11,1 V. Angenommen, daß eine Spannung im Bereich von 8 bis 10 V als die Gate-Source-Spannung der Endstufentransistoren unter den angegebenen Bedingungen gefordert wird, ist es möglich, eine Gate- Treiberspannung von mindestens 10 V bei der vorliegenden Ausführungsform auch dann zu gewährleisten, wenn die Speisespannung beispielsweise VB = 8 V ist.
Gemäß der ersten Ausführungsform wird es möglich, die Endstufentransistoren in Totem-Pole-Schaltung auf stabile Weise mit einer Energieversorgung mit großer Spannungsänderung wie etwa einer Batterie auch dann zu treiben, wenn die Speisespannung sinkt. Aufgrund einer solchen Konfiguration, bei der die Zahl von Elementen verringert ist, denen die Speisespannung direkt zugeführt wird, wird es möglich, den Einfluß infolge einer Änderung der Versorgungsspannungen auf die Gate-Treiber-Charakteristik der Endstufentransistoren zu verringern, eine Zunahme der Elementgröße auf ein Minimum zu unterdrücken und eine Erhöhung der Fertigungskosten zu vermeiden.
Nachstehend wird eine zweite Ausführungsform der Erfindung beschrieben. In Fig. 9 ist die in Fig. 5 gezeigte Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 68 durch eine Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 68A ersetzt. Ein Ziel dieser Ausführungsform ist die Verringerung der Spannungswelligkeit und des Schaltrauschens in der Ausgangsspannung der Ladungspumpverstärkungs-Versorgungsschaltung zum Treiben eines unteren Zweigs durch Hinzufügen eines Entkopplungskondensators 513.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 9 eine konkrete Schaltungskonfiguration und die Grundfunktion beschrieben. Ein Schaltung umfaßt Gleichrichterdioden 508 und 509, Kondensatoren 512 und 513, einen PMOS-Transistor 516 und einen NMOS-Transistor 518. Diese Schaltung ist ein Ladungspumpschaltkreis, der die VCC-Spannung auf das Doppelte verstärkt. Eine weitere Schaltung umfaßt Gleichrichterdioden 510 und 511, Kondensatoren 514 und 515, einen PMOS-Transistor 517 und einen NMOS-Transistor 519. Diese Schaltung überhöht die VCC-Spannung über die doppelt verstärkte Spannung, d. h. sie verstärkt die VCC-Spannung um das Dreifache. Die Unterer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68A wird eine Ladungspumpverstärkungs-Versorgungsschaltung zum Treiben eines unteren Zweigs und dient als die Gate-Treiber-Energieversorgung des unteren Zweigs 12 und als die Referenz-Verstärkungsspannung der Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 67.
Im Vergleich mit der Schaltung von Fig. 5 sind ein Entkopplungskondensator 513 und eine Gleichrichterdiode hinzugefügt. Der Entkopplungskondensator 513 ist wirksam bei der Verringerung der Welligkeit der Ausgangsspannung der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 68A. Die zusätzliche Gleichrichterdiode wird benötigt, um den Entkopplungskondensator 513 hinzuzufügen.
Auf die gleiche Weise wie bei der ersten Ausführungsform ist der genaue Rechenwert der Ausgangsspannung durch die folgende Gleichung (19) repräsentiert. Eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 67 entspricht derjenigen von Fig. 5, und die Gleichung (15) kann hierauf angewendet werden.
Indem die Berechnung unter Anwendung der Gleichungen (12) und (13) auf die gleiche Weise wie bei der ersten Ausführungsform durchgeführt wird, erhält man die Gleichungen (20) und (21). Die durch die Gleichungen erhaltenen Werte werden die obere und untere Gate-Treiberspannung der Schaltungskonfiguration von Fig. 9.
Die Definition von α folgt der Gleichung (18). Durch Berechnen konkreter Werte unter der gleichen Bedingung wie bei der ersten Ausführungsform werden VGB = 11,9 V und VGT-VG = 10,4 V erhalten. Daher gelten die Gleichungen (22) und (23). Im Vergleich mit der ersten Ausführungsform fallen die verstärkten Ausgangsspannungen für den oberen und den unteren Zweig jeweils in der Schaltungskonfiguration der zweiten Ausführungsform.
Das Ergebnis ist durch den Einfluß der Hinzufügung einer Gleichrichterdiode bedingt. Die verstärkte Ausgangsspannung fällt jedoch nicht notwendigerweise aus dem folgenden Grund.
Die Versorgungsspannung des Ladungspumpinverters zur Dreifachverstärkung in der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68A ist infolge der Änderung der Schaltungskonfiguration geändert. Anders ausgedrückt heißt das, daß von der Inverter-Energieversorgung, die 94 und 95 von Fig. 5 aufweist, und der Inverter-Energieversorgung, die 517 und 519 von Fig. 9 aufweist, die erstere die VCC-Spannung erzeugt und die letztere eine verstärkte Spannung erzeugt, die durch die Doppelverstärkung an VCC erhalten ist. Wenn der Pegel des Invertereingangs hoch ist, d. h. der Inverter-NMOS (95 von Fig. 5 oder 519 von Fig. 9) eingeschaltet ist, wird die Gate-Source-Spannung beim letzteren größer. Daher sinkt der Einschaltwiderstand. In den Gleichungen nimmt der Wert von Ron ab, und die Ladungspumpausgangsspannung wird hoch.
Gemäß der zweiten Ausführungsform kann eine Treiberschaltung mit der gleichen Wirkung und Funktion wie die erste Ausführungsform erhalten werden. Diese Treiberschaltung kann die Welligkeit der Ausgangsspannung und das Schaltrauschen der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung verringern.
Nachstehend wird eine dritte Ausführungsform der Erfindung erläutert. Fig. 10 zeigt eine Schaltung, die die Welligkeit und das Schaltrauschen der Ausgangsspannung (VGB, VGT) der in Fig. 5 gezeigten VCC-Verstärkungs- Versorgungsschaltung 69 verringern kann und die Ausgangsstrombelastbarkeit verbessert.
Fig. 10 unterscheidet sich von Fig. 5 dadurch, daß ein Inverter der ersten Stufe mit einem PMOS-Transistor 528 und einem NMOS-Transistor 530 einen Verstärkungskondensator 524 mit der VCC-Spannung durch eine Gleichrichterdiode 520 lädt und die Ladespannung über die VCC-Spannung überhöht, um die Zweifachverstärkung auszuführen. Die zweifach verstärkte Spannung wird sowohl als Speisespannung für einen Inverter einer zweiten Stufe mit einem PMOS-Transistor 529 und einem NMOS-Transistor 531 durch eine Gleichrichterdiode 521 als auch als Ladespannung für den Verstärkungskondensator 526 durch eine Gleichrichterdiode 522 verwendet. Anders ausgedrückt wird eine doppelte Verstärkung an der doppeltverstärkenden Energieversorgung ausgeführt. Daher wird eine durch Vierfachverstärkung der VCC-Spannung erhaltene Spannung zu einer Ausgangsspannung (VGB) einer Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68B. Es wird somit möglich, die Ausgangsspannung mit der gleichen Zahl von Elementen wie in Fig. 9 zu erhöhen. Außerdem repräsentiert 523 in der Versorgungsschaltung 68B eine Gleichrichterdiode, und 527 ist ein Kondensator. Die Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 67 hat die gleiche Konfiguration wie diejenige der Fig. 5 und 9.
Durch Berechnen der Ausgangsspannungen auf die gleiche Weise wie bei der ersten und der zweiten Ausführungsform werden die Gleichungen (24) und (15) erhalten. Bei Durchführung der Berechnung unter Anwendung der Gleichungen (12) und (13) erhält man die Gleichungen (25) und (26). Die Definition von α folgt der Gleichung (18) auf die gleiche Weise wie bei der ersten und zweiten Ausführungsform.

VGB = 4.VCC - 3.VF + 2.(2.Ron).{In(1-P)}.(Igb + Igt) (24)
Bei der ersten und der zweiten Ausführungsform ist davon ausgegangen worden, daß zwei Transistoren (n = 2) jedes von dem oberen und dem unteren Zweig in der Endstufe von Fig. 3 in einer PDM-Periode einschalten und ein Strom im Bereich von ungefähr einigen A bis 10 A durch die Ausgangslast von Fig. 3 fließt. Es wird jedoch nun davon ausgegangen, daß die Endstufenform und Ausgangslast gemäß Fig. 2 verwendet werden und ein Strom im Bereich von ungefähr 10 A bis 50 A durch die Ausgangslast fließt.
Zum Treiben des Drehstrommotors gemäß Fig. 2 gibt es erstens drei Endstufentransistoren in jedem von dem oberen und dem unteren Zweig. Ein Maximum von drei Transistoren schaltet in einer PDM-Periode ein, obwohl dies auch von dem PDM-System abhängig ist. Daraus folgt, daß n = 3.
Um einen Ausgangsstrom im Bereich von 10 A bis 50 A zum Fließen zu bringen, wird ein Endstufentransistor benötigt, bei dem Cg im Bereich von 2 bis 10 nC als Gateladecharakteristik vorliegt. Daher ist Cg gleich Cg = 10 nC/V vorgegeben. Andere Variablen sind mit Ron = 10 Ω, fpwm = 20 kHz, P = 0,99, VCC = 5 V und VF = 0,7 V vorgegeben, wie dies auch bei der ersten und zweiten Ausführungsform der Fall ist. In der Schaltungsform der ersten Ausführungsform werden VGB = 10,7 V und VGT-VB = 8,8 V erhalten. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden auf die gleiche Weise aus den Gleichungen (25) und (26) VGB = 14,9 V und VGT-VB = 12,7 V erhalten. Auch unter der Bedingung, daß eine Gatetreiberspannung des oberen Zweigs von mindestens 10 V bei der ersten und zweiten Ausführungsform nicht gewährleistet werden kann, kann bei der vorliegenden Ausführungsform eine Gatetreiberspannung von mindestens 10 V sicher erhalten werden.
Gemäß der Schaltungskonfiguration der dritten Ausführungsform kann daher eine Treiberschaltung, die hinsichtlich der Ausgangsstrombelastbarkeit der Spannungsverstärkungs-Energieversorgungen verbessert ist, mit der gleichen Zahl von Elementen wie bei der zweiten Ausführungsform erhalten werden, d. h. mit der gleichen Schaltungsgröße wie bei der zweiten Ausführungsform.
Nachstehend wird eine vierte Ausführungsform der Erfindung erläutert. Bei der dritten Ausführungsform wurde davon ausgegangen, daß der Ausgangsstrom als Beispiel einer konkreten Bedingung im Bereich von 10 A bis 50 A war. Wenn jedoch angenommen wird, daß ein Strom im Bereich von ungefähr 50 A bis zu einigen hundert A zum Fließen kommt, ist ein Wert von Cg, das die Gateladungs- Charakteristik der Endstufentransistoren bezeichnet, mindestens ein Zahlenwert im Bereich von ungefähr 10 bis 25 nC/V. Unter der Annahme, daß Cg = 25 nC/V und die übrigen Bedingungen gleich Werten sind, die bei der Berechnung der dritten Ausführungsform angewandt wurden (d. h. n = 3, Ron = 10 Ω, fpwm = 20 kHz, P = 0,99, VCC = 5 V und VF = 0,7 V), werden bei der Schaltung nach Fig. 10 gemäß der dritten Ausführungsform aus den Gleichungen (25) und (26) VGB = 12,0 V und VGT-VB = 9,3 V erhalten. Die Gatetreiberspannung des oberen Zweigs fällt somit unter 10 V. Wenn also der Ausgangsstrom groß wird, wird die Fähigkeit der Spannungsverstärkungs-Energieversorgung zum Treiben des Gates manchmal auch in der Treiberschaltung der dritten Ausführungsform unzureichend.
Fig. 11 zeigt eine Treiberschaltung der vierten Ausführungsform, die dieses Problem lösen soll. In Fig. 11 umfaßt die Treiberschaltung eine Vor-Treiber- Versorgungsschaltung 136, eine Vor-Treiberschaltung 74a und Endstufentransistoren 144 und 145 in Totem-Pole-Schaltung. Die Vor-Treiber- Versorgungsschaltung 136 umfaßt eine VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132, eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 und eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 135. Die VB- Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 wird von einem CLK-Signal aktiviert, das von einem Takteingang 130 zugeführt wird, und nutzt die VB- Speisespannung an einem Anschluß 127 als Referenzspannung. Die Unterer- Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 nutzt einen verstärkten Ausgang (VCP) der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 als Speisespannung. Die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 135 nutzt eine Unterer- Zweig-Gatetreiber-Versorgungsspannung, die von der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 ausgegeben wird, als VGB und überhöht die Unterer-Zweig-Treiberversorgungsspannung VGB an einem Anschluß 139 über die VB-Speisespannung. Die Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136 nutzt eine Ausgangsspannung der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 135 als eine Oberer-Zweig-Treiber-Gatespeisespannung VGT an einem Anschluß 137.
Die Vor-Treiberschaltung 74a hat die gleiche Schaltungskonfiguration wie diejenige der Ausführungsformen eins bis drei. Die Vor-Treiberschaltung 74a umfaßt einen Oberer-Zweig-Treiber 141 und einen Unterer-Zweig-Treiber 142. Der Oberer-Zweig-Treiber 141 nutzt VCC und VGT als seine Energiequellen und nutzt VB und GND 131 als seine Masse. Der Unterer-Zweig-Treiber 142 nutzt VCC und VGB als seine Energiequellen und GND 131 als seine Masse. Ferner bezeichnet 138 einen Steuersignaleingang IT des oberen Zweigs, 140 einen Steuereingang IB des unteren Zweigs und 146 einen Ausgangsanschluß.
Die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 wird nur als Energiequelle der Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 verwendet. Daher kann die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 nur mindestens eine Versorgungsspannung gewährleisten, bei der die Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 eine Konstantspannung ausgeben kann, wenn die Last infolge des Treibens des Gates des oberen und unteren Zweigs 144 und 145 angelegt wird. Anders ausgedrückt sollte die Ausgangsspannung VCP der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 mindestens die Konstantspannung als die Ausgangsspannung VGB der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 auch dann sein, wenn die Last anliegt. Wenn die Ausgangsspannung VCP der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 gleich einer ausreichend hohen Spannung vorgegeben ist und die Unterer-Zweig- Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 die Konstantspannung auch dann aufrechterhält, wenn davon ausgegangen wird, daß eine Spannung abfällt, wenn die Gatetreiberlastströme des oberen und unteren Zweigs angelegt werden, dann ändert sich VGB wenig. Durch Verwendung der Konstantspannung als Referenz-Verstärkungsspannung der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 135 wird die Gatetreiber-Energieversorgungsfähigkeit verbessert.
Indem also die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung verwendet wird, um die Gatetreiber-Speisespannungen VGB und VGT ebenso wie bei der ersten bis dritten Ausführungsform zu erzeugen, wird es möglich zu verhindern, daß die Gatetreiberspannung der Endstufentransistoren abfällt, wenn die Speisespannung abfällt. Indem ferner die Konstantspannungsquelle als Unterer- Zweig-Gatetreiberversorgung verwendet wird und die Spannungsverstärkungs- Energieversorgung als die Oberer-Zweig-Treiberversorgung auf der Basis der Konstantspannung als Referenzspannung verwendet wird, wird es ferner möglich zu verhindern, daß sich die Schaltcharakteristiken der Endstufentransistoren durch eine Änderung der Speisespannung ändern. Die Vor-Treiberschaltung 74a ist eine Schaltung ähnlich derjenigen der ersten bis dritten Ausführungsformen. Daher ist die Zahl der Elemente, denen die Speisespannung direkt zugeführt wird, verringert, und somit sind die Fertigungskosten verringert, wie unter Bezugnahme auf die erste Ausführungsform erläutert wird. Infolgedessen wird eine Schaltung erhalten, die mit einem großen Bereich von Speisespannungen anwendbar ist.
Hinsichtlich der konkreten Schaltungsausbildungen der VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung 132, der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 und der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 135 gibt es verschiedene Wahlmöglichkeiten in Abhängigkeit von den Charakteristiken, Treiberbedingungen und der Versorgungsspannung (VB) der Endstufentransistoren 144 und 145. Daher werden individuelle konkrete Beispiele als fünfte bis achtzehnte Ausführungsform nachstehend erläutert. Um die Leistungsfähigkeit mit der vierten Ausführungsform zu vergleichen, wird nun eine konkrete Berechnung in einem Schaltungsbeispiel unter den gleichen Bedingungen wie bei der detaillierten Berechnung der vierten Ausführungsform durchgeführt. Es wird nunmehr davon ausgegangen, daß ein Schaltungsbeispiel gemäß Fig. 13 als die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 dient, ein Schaltungsbeispiel gemäß Fig. 21 als die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 dient und ein Schaltungsbeispiel gemäß Fig. 27 als die Oberer-Zweig-Verstärkungs- Versorgungsschaltung dient.
Das Schaltungsbeispiel von Fig. 13 wird eine Ladungspumpschaltung zur Dreifachverstärkung einer Spannung auf die gleiche Weise wie die Unterer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68 (Fig. 5) der ersten Ausführungsform. Daher ist der Ausgangswert (VCP) der Spannungsverstärkungs-Energieversorgung als Gleichung (27) repräsentiert.

VCP = 3.VB - 3.VF + 2.(2.Ron).{In(1-P)}.(Igb + Igt) (27)
Igb und Igt entsprechen den Beschreibungen in den Gleichungen (12) und (13). Unter der Annahme, daß eine Gatetreiberspannung von 10 V sowohl für den oberen Zweig 144 als auch den unteren Zweig 145 aufrechterhalten werden kann, folgt, daß VGB = 10 V und VGT-VB = 10 V. Angenommen, daß den Bedingungswerten, die angewandt werden, wenn die Leistungsfähigkeit der Schaltung in der dritten Ausführungsform zu Beginn der Erläuterung der vorliegenden Ausführungsform berechnet wird, genügt ist, d. h. n = 3, Cg = 25 nC/V, Ron = 10 Ω, fpwm = 20 kHz, P = 0,99 und VF = 0,7 V, und daß die Speisespannung VB auf 8 V gefallen ist, wird VCP = 16,4 V aus den Gleichungen (12), (13) und (27) erhalten.
Das Beispiel der Konstantspannungsschaltung von Fig. 21 ist eine Schaltung, die eine Konstantspannung erzeugt, die von der Konstantspannung einer Z-Diode durch eine Emitter-Basis-Spannung eines NMOS-Transistors verringert wird. Wenn beispielsweise angenommen wird, daß eine Z-Spannung VZ = 14 V und die Versorgungsspannung VCP = 16,4 V wie oben berechnet ist, kann die Z-Diode einschalten. Angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannung des NMOS- Transistors Vbe = 0,7 V, wird somit VGB = 13,3 V erhalten.
Schließlich hat das Schaltungsbeispiel von Fig. 27 die gleiche Schaltungskonfiguration wie die unter Bezugnahme auf Fig. 6 erläuterte doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung. Daher kann aus der Gleichung (11) die Gleichung (28) erhalten werden. Zu diesem Zeitpunkt wird VGT-VB = 11,1 V erhalten.
Bei der dritten Ausführungsform sind die Treiberspannungen des oberen und unteren Zweigs VGB = 12,0 V bzw. VGT-VB = 9,3 V. Andererseits werden durch Anwendung der Treiberschaltung der vierten Ausführungsform die Gatetreiberspannungen des oberen und unteren Zweigs VGB = 13,3 V bzw. VGT-VB = 11,1 V. Daher ist ersichtlich, daß die Leistungsfähigkeit weiter verbessert ist.
Gemäß der vierten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die ähnliche Auswirkungen wie die erste Ausführungsform erzielt und hinsichtlich der Ausgangsspannungsleistung der Gatetreiber- Energieversorgungen des oberen und unteren Zweigs im Vergleich mit der dritten Ausführungsform verbessert ist.
Eine fünfte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Durch Anwenden der doppeltverstärkenden Ladungspumpschaltung von Fig. 12 bei der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 von Fig. 11 werden ähnliche Auswirkungen wie bei der vierten Ausführungsform erhalten.
Die genaue Funktionsweise der doppeltverstärkenden Ladungspumpschaltung wurde unter Bezugnahme auf die erste Ausführungsform erläutert. Eine detaillierte Erläuterung entfällt daher. Es ist zu beachten, daß 149 ein Kondensator und 150 ein PMOS-Transistor ist.
Nachstehend wird eine sechste Ausführungsform der Erfindung erläutert. Durch Anwendung der dreifach verstärkenden Ladungspumpschaltung von Fig. 13, die ähnlich der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68 (Fig. 5) der ersten Ausführungsform ist, bei der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 von Fig. 11 können gleiche Auswirkungen wie bei der fünften Ausführungsform erhalten werden.
Die vorliegende Ausführungsform hat die Wirkung, daß eine Ausgangsspannung (VCP), die weit höher als die der fünften Ausführungsform ist, durch Anwendung der Dreifachverstärkungs-Versorgungsschaltung erhalten wird. Die genaue Funktionsweise der Dreifachverstärkungs-Ladungspumpschaltung wurde unter Bezugnahme auf die erste Ausführungsform erläutert, und daher entfällt eine genaue Beschreibung.
Eine siebte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Durch Anwendung einer Dreifachverstärkungs-Ladungspumpschaltung von Fig. 14, die zu der Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68A (Fig. 9) der zweiten Ausführungsform äquivalent ist, bei der VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung 132 von Fig. 11 ist es möglich, eine Schaltung zu erhalten, bei der Spannungswelligkeiten und Schaltrauschen der verstärkten Ausgangsspannung (VCP) gegenüber der vierten Ausführungsform weiter verringert sind. Die genaue Funktionsweise von Fig. 14 wurde unter Bezugnahme auf die zweite Ausführungsform erläutert, daher entfällt eine detaillierte Beschreibung.
Eine achte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Durch Anwendung einer Ladungspumpschaltung von Fig. 15, die zu der Unterer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 68B (Fig. 10) der dritten Ausführungsform äquivalent ist, bei der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 von Fig. 11 ist es möglich, eine Schaltung zu erhalten, die gegenüber der siebten Ausführungsform hinsichtlich der Ausgangsleistung weiter verbessert ist. Die genaue Funktionsweise von Fig. 15 wurde in Verbindung mit der dritten Ausführungsform erläutert, und daher entfällt eine detaillierte Beschreibung.
Nachstehend wird eine neunte Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Jede von den Ladungspumpschaltungen der fünften bis achten Ausführungsform braucht einen Inverter, der durch das Taktsignal (CLK) aktiviert wird und den Verstärkungskondensator lädt und die Spannungsüberhöhung durchführt. Wie unter Bezugnahme auf die erste bis vierte Ausführungsform erläutert wurde, beeinflußt der Einschaltwiderstand (Ron) des NMOS-Transistors des Inverters die Lastcharakteristik der Ladungspumpschaltung. Um eine große Ausgangsleistung zu erhalten, muß daher der Einschaltwiderstand kleiner gemacht werden. In einer integrierten Schaltung resultiert das in einer Erweiterung einer Bauelementfläche des NMOS-Transistors. Bei einer aus diskreten Komponenten gebildeten elektrischen Schaltung resultiert das in einer Erhöhung des Einheitspreises des NMOS-Transistors. Daher ergibt sich eine Erhöhung der Fertigungskosten.
Fig. 16 zeigt eine Schaltung, bei der die Oberer- und Unterer-Zweig-Transistoren an der Endstufe als Ersatz für den Inverterschaltkreis in der Ladungspumpe vorgesehen sind. Wenn die Endstufentransistoren den PDM-Treibervorgang ausführen, führen der obere Zweig 144 und der untere Zweig 145 einen Inverterbetrieb in der PDM-Periode aus. Es wird daher möglich, eine doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung zu bilden, indem Gleichrichterdioden 178 und 179, ein Verstärkungskondensator 180 und ein Entkopplungskondensator 181 hinzugefügt werden.
Fig. 16 zeigt eine doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung. Die dreifach verstärkende Ladungspumpschaltung der sechsten bis achten Ausführungsform kann jedoch ebenfalls in einer Form implementiert werden, in der die Endstufentransistoren auf die gleiche Weise genutzt werden.
Gemäß der neunten Ausführungsform werden die Oberer- und Unterer-Zweig- Transistoren in der Endstufe somit als Verstärkungsinverter der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der vierten Ausführungsform genutzt. Infolgedessen kann eine Treiberschaltung erhalten werden, die größenmäßig verringert ist.
Eine zehnte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Als die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 von Fig. 11 kann ein Aufwärtswandler, der eine Wicklung verwendet, gemäß Fig. 17 angewandt werden. In Fig. 17 wird ein NMOS-Transistor 184 in Abhängigkeit von einem Takteingangssignal (CLK) ein- und ausgeschaltet. Wenn der NMOS-Transistor 184 eingeschaltet ist, fließt ein Strom von der Stromversorgung (VB) zu dem Transistor 184 durch eine Wicklung 182. Wenn der NMOS-Transistor 184 ausgeschaltet ist, fließt über der Wicklung gespeicherte Magnetenergie durch eine Gleichrichterdiode 183 als Strom. Somit wird die VB-Spannung plus die Spannung über der Wicklung, d. h. eine verstärkte Spannung, an einem Ausgang VCP ausgegeben.
Gemäß der zehnten Ausführungsform können gleiche Auswirkungen wie bei der vierten Ausführungsform auch erhalten werden durch Nutzung der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, d. h. eines die Wicklung verwendenden Aufwärtswandlers als Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung der vierten Ausführungsform. Eine elfte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Die. zehnte Ausführungsform ist die Treiberschaltung, die die Verstärkung unter Nutzung einer Wicklung ausführt. Wenn die Wicklungslast an eine Schaltung angelegt wird, die PDM-Treiben wie im Hintergrund der Erfindung erläutert durchführt, ist jedoch die elfte Ausführungsform vorgesehen, um die Ausgangswicklungslast anstelle der Verstärkungswicklung der zehnten Ausführungsform vorzusehen. Die Auswirkungen gleichen denen der zehnten Ausführungsform. Fig. 18 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel der Ausführungsform.
Fig. 18 ist ein Schaltbild einer Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die eine Spule zum Verstärken auf die gleiche Weise wie Fig. 17 nutzt. In Fig. 18 wird jedoch die Ausgangsspulenlast, in Fig. 3 gezeigt, als die Spule verwendet. Bei einem MOS-Transistor, der ein mit seiner Source verbundenes rückwärtiges Gate hat, ist typischerweise eine parasitäre Diode wie 186, 188, 190 oder 192, die in Fig. 18 gezeigt sind, zwischen seine Source und sein Drain in der Transistorstruktur hinzugefügt, obwohl dies in Fig. 3 weggelassen ist. Dioden 546, 547, 196 und 197 sind Gleichrichterdioden, die einen Ladeweg gewährleisten, der zum Laden eines Verstärkungskondensators 198 von der Spule dient. Ein Kondensator 199 ist ein Entkopplungskondensator eines verstärkten Ausgangs. Ferner bezeichnen in Fig. 18 die Bezugszeichen 185, 187, 189 und 191 Endstufentransistoren, und 193 ist eine Spule.
Nachstehend wird die Funktionsweise im einzelnen erläutert.
Gemäß dem PDM-System ist der Ladungsweg zu dem Verstärkungskondensator 198 verschieden. Als Beispiele sind daher zwei PDM-Systeme in den Fig. 19A, 19B und 20A, 20B gezeigt.
Fig. 19A zeigt die Schaltung zum Zeitpunkt der PDM-Leitung, d. h. wenn ein Strom durch die Spulenlast fließt. Wenn der Oberer-Zweig-Transistor 185 eines Ausgangs 194 eingeschaltet und der Unterer-Zweig-Transistor 191 eines Ausgangs 195 eingeschaltet ist, fließt ein Ausgangsstrom (Iout) 200 durch die Spulenlast 193 von dem Ausgang 194 zu dem Ausgang 195. Im Zustand der PDM-Rezirkulationsphase wird der Ausgangszustand in den Zustand gemäß Fig. 19B umgeschaltet, und ein Unterer-Zweig-Transistor 191 des Ausgangs 195 wird abgeschaltet. Über die Spule gespeicherte Energie wird durch einen Stromweg 201 (Irec) rezirkuliert. Daher wird der Verstärkungskondensator 198 geladen, und die verstärkte Spannung wird an einem VCP-Ausgang 133 abgegeben.
Die Endstufe, die den PDM-Betrieb ausführt, wird von dem Leitungszustand von Fig. 19A in den Rezirkulationszustand von Fig. 19B innerhalb einer PDM-Periode umgeschaltet. Beim Beginn der nächsten PDM-Periode wird die Endstufe in den Zustand von Fig. 19A umgeschaltet. Daher wird das Laden des Kondensators 198 zum Zeitpunkt der Rezirkulation wiederholt. Im Prinzip rezirkuliert das PDM- Rezirkulationssystem der Fig. 19A und 19B die Spulenenergie durch Kurzschließen über die Spule zum Zeitpunkt der Rezirkulation. Somit ist die Rezirkulationsgeschwindigkeit niedriger als diejenige des Systems, das in den Fig. 20A und 20B gezeigt ist und noch erläutert wird. Daher wird das System von Fig. 19A und 19B als System mit langsamem Abklingen bezeichnet.
Ein Zustandsdiagramm zum Zeitpunkt der PDM-Leitung, das in Fig. 20A gezeigt ist, ist vollkommen gleich wie Fig. 19A. Zum Zeitpunkt der Rezirkulation gemäß Fig. 20B werden die Endstufentransistoren 185 und 191, die zum Zeitpunkt des Leitens gemäß Fig. 20A im Einschaltzustand waren, abgeschaltet, und die Endstufentransistoren 189 und 187, die zum Leitungszeitpunkt gemäß Fig. 20A im Ausschaltzustand waren, werden eingeschaltet. Infolgedessen fließt ein rezirkulierter Strom durch einen Stromweg 202 (Irec), und der Verstärkungskondensator 198 wird geladen. Infolgedessen wird eine verstärkte Spannung an einen VCP-Ausgang auf die gleiche Weise wie in Fig. 19B ausgegeben. Prinzipiell ist das PDM-Rezirkulationssystem eines, das die Spulenenergie dadurch rezirkuliert, daß Spannungen verschiedener Polaritäten an beide Enden der Spule zum Zeitpunkt der Rezirkulation angelegt werden. Daher ist die Rezirkulationsgeschwindigkeit höher als die des Systems der Fig. 19A und 19B. Somit wird das System der Fig. 20A und 20B als System mit raschem Abklingen bezeichnet.
Wie erläutert wurde, wird die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die den PDM-Rezirkulationsstrom verwendet, entsprechend Fig. 18. Fig. 18 und die vorhergehende Erläuterung basieren auf der Endstufenkonfiguration unter Annahme eines Gleichstrommotors unter Bezugnahme auf Fig. 3. Eine gleichartige Schaltung als Endstufenkonfiguration unter der Annahme eines bürstenlosen Drehstrommotors kann jedoch ebenfalls bei der Konfiguration gemäß Fig. 2 angewandt werden.
Bei der elften Ausführungsform können ähnliche Auswirkungen wie bei der vierten Ausführungsform erhalten werden durch Verwendung einer Ausgangsspulenlast und von Endstufentransistoren als Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung der vierten Ausführungsform und durch Nutzung der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die die Verstärkung ausführt, indem die PDM-Rezirkulation angewandt wird. Außerdem kann eine größenmäßig kleinere Treiberschaltung erhalten werden.
Nachstehend wird eine zwölfte Ausführungsform der Erfindung erläutert. Eine Konstantspannungsschaltung, die einen NMOS-Transistor 205 als Endstufentransistor verwendet, wie Fig. 21 zeigt, kann bei der Unterer-Zweig- Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 von Fig. 11 verwendet werden. Eine Z-Diode 204 von Fig. 21 wird dazu verwendet, eine Konstantspannung zu erzeugen. Die Z-Diode 204 kann durch eine Konstantspannungsschaltung mit geringer Ausgangsstromleistung wie etwa eine Bandabstandschaltung ersetzt werden. Ein Widerstand 203 ist ein Begrenzungswiderstand, der einen Strom bestimmt, der durch die Z-Diode 204 fließt, die als ein Konstantspannungserzeugungsabschnitt dient. Dieser Widerstand 203 kann durch eine Konstantstromquelle ersetzt werden. Der Endstufentransistor 205 erzeugt die Konstantspannung, die durch die Emitter-Basis-Spannung verringert ist, an einem VGB-Ausgang.
Gemäß der zwölften Ausführungsform kann die Treiberschaltung erhalten werden, die einen NMOS-Transistor als Endstufentransistor der Unterer-Zweig- Treiber-Konstantspannungsschaltung in der vierten Ausführungsform verwendet.
Eine dreizehnte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Wenn der NMOS-Transistor 205 als der Endstufentransistor bei der zwölften Ausführungsform verwendet wird, muß immer ein Basisstrom in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom und der Charakteristik (hfe) des NMOS-Transistors zugeführt werden, um einen Strom auszugeben. Da der Ausgang (VCP) der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung als die Stromversorgung der Konstantspannungsschaltung genutzt wird, wird der Basisstrom an die VB- Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 als Ausgangslaststrom angelegt. Wenn die Schaltung der zwölften Ausführungsform verwendet wird, wird daher der Strom der Konstantspannungsschaltung von Fig. 12 zusätzlich zu der Gatesteuerung der Endstufentransistoren des oberen und unteren Zweigs als die Last angelegt.
In der Schaltung von Fig. 22 ist der Endstufentransistor der Konstantspannungsschaltung durch einen NMOS-Transistor 206 ersetzt. Durch Anwendung dieser Schaltung bei der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 von Fig. 11 kann eine Treiberschaltung erhalten werden, deren Laststrom zu der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 verringert ist.
Eine vierzehnte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Bei der Implementierung der zwölften oder dreizehnten Ausführungsform als integrierte Schaltung ist der Z-Diodentyp, der verwendet werden kann, durch den Waferbearbeitungsprozeß begrenzt. Daher kann manchmal eine erforderliche Konstantspannung nicht erhalten werden. In Fig. 23 ist der Konstantspannungsschaltung von Fig. 21 eine Diode 207 für den Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt hinzugefügt. Dadurch wird die Durchlaßspannung der Diode zu der Z-Spannung addiert. Es wird nun beispielsweise angenommen, daß als eine Konstantspannung für die Steuerung des unteren Zweigs 12 V gewünscht werden, wenn nur eine Z-Diode mit einer Z-Spannung VZ = 10 V verwendet werden kann. Dabei ist die Zahl der Dioden 207 mit vier vorgegeben. Unter der Annahme, daß die Durchlaßspannung jeder Diode VF = 0,7 V ist und die Emitter-Basis-Spannung des NMOS-Transistors 205 Vbe = 0,7 V ist, kann VGB = 12,1 V erhalten werden.
Gemäß der vierzehnten Ausführungsform kann somit die Treiberschaltung erhalten werden, die imstande ist, eine feinjustierte Konstantspannung zu erzeugen, indem der Schaltung von Fig. 21 Dioden hinzugefügt werden, wie Fig. 23 zeigt. Der Endstufentransistor 205 kann auf die gleiche Weise wie in Fig. 22 durch einen NMOS-Transistor ersetzt werden.
Nachstehend wird eine fünfzehnte Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Eine Konstantspannungsschaltung, die einen PNP-Transistor oder einen PMOS- Transistor als Endstufentransistor entsprechend Fig. 24 verwendet, kann bei der Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 von Fig. 11 angewandt werden.
Die fünfzehnte Ausführungsform ist vorgesehen zur Verwendung einer Konstantspannungsschaltung mit Rückführung. Wie Fig. 24 zeigt, wird einem invertierenden Eingang eines Verstärkers 210 eine an REF1 eines Anschlusses 208 eingeführte Referenzspannung zugeführt. Da ein nichtinvertierender Eingang mit dem VGB-Ausgang über einen Widerstand 213 verbunden ist, wird eine Konstantspannung an VGB ausgegeben, die durch ein Widerstandsverhältnis zwischen einem Widerstand 214 und dem Widerstand 213 bestimmt ist. Der Verstärker 210 zieht einen Basisstrom eines Endstufen-PNP-Transistors 212 entsprechend einem Ausgangslaststrom, und dadurch wird die Rückführung ausgeführt. Ein Widerstand 209 ist ein Offsetspannungs-Korrekturwiderstand, und ein Widerstand 211 ist ein Ableitungstrennwiderstand des PNP-Transistors 212. Da der Verstärker 210 die Operation ausführt, kann ein Verstärker verwendet werden, der nur die Ziehleistung hat. Beispielsweise zeigt Fig. 25 eine Differentialverstärkerschaltung, die vorteilhaft verwendbar ist. In Fig. 25 bezeichnet 215 eine Konstantstromquelle, 216, 217, 222, 223 und 224 sind Transistoren, 218 ist ein invertierender Eingang, 219 ist ein nichtinvertierender Eingang, und 221 ist ein Ausgang.
Auf die gleiche Weise wie bei der Erläuterung der dreizehnten Ausführungsform wird jedoch der Schaltungsstrom des Verstärkers 210 zu der Last der VB-Verstärker-Versorgungsschaltung 132. Daher muß der Strom der Verstärkerschaltung verringert werden. Der Endstufen-PNP-Transistor 212 kann durch einen PMOS-Transistor ersetzt werden.
Gemäß der fünfzehnten Ausführungsform ist es möglich, die Treiberschaltung zu erhalten, bei der die Konstantspannungsschaltung, die einen PNP-Transistor oder einen PMOS-Transistor als den Endstufentransistor verwendet, als die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung der vierten Ausführungsform verwendet wird.
Eine sechzehnte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Eine Konstantspannungsschaltung, die einen Operationsverstärker 228 gemäß Fig. 26 verwendet, kann bei der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 von Fig. 11 verwendet werden. Bei der in Fig. 26 gezeigten Schaltung wird eine Referenzspannung (REF1) einem invertierenden Verstärker zugeführt, der aus Widerständen 225, 226 und 227 und dem Operationsverstärker 228 gebildet ist. Die Schaltung erzeugt einen Konstantspannungsausgang (VGB), der durch ein Widerstandswertverhältnis zwischen den Widerständen 225 und 226 bestimmt ist. Auf die gleiche Weise wie bei der fünfzehnten Ausführungsform wird der Strom des Operationsverstärkers 228 zu der Last der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132. Daher ist es notwendig, den Strom der Operationsschaltung zu verringern.
Gemäß der sechzehnten Ausführungsform ist es möglich, die Treiberschaltung zu erhalten, bei der eine Schaltung, die eine Konstantspannung durch einen invertierenden Verstärker erzeugt, der einen Operationsverstärker verwendet, als die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung der vierten Ausführungsform verwendet wird.
Eine siebzehnte Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Eine Ladungspumpschaltung von Fig. 27 kann bei der Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 135 von Fig. 11 verwendet werden. Da die Schaltung selbst der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung der ersten bis dritten Ausführungsform gleicht, entfällt die Erläuterung des konkreten Schaltungsbetriebs.
Nachstehend wird eine achtzehnte Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die die Transistoren 144 und 145 des oberen und unteren Zweigs an der unter Bezugnahme auf die neunte Ausführungsform beschriebenen Endstufe verwendet und in Fig. 28 gezeigt ist, kann bei der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 135 von Fig. 11 angewandt werden. Eine Erläuterung von Fig. 28 entfällt, weil Fig. 28 im einzelnen unter Bezugnahme auf die neunte Ausführungsform beschrieben wird.
Nachstehend wird eine neunzehnte Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Gemäß Fig. 11, die die Schaltung der vierten Ausführungsform zeigt, wird die Versorgungsspannung VB direkt mit der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 gekoppelt, die in der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136 vorgesehen ist. Wenn man die in Fig. 13 der sechsten Ausführungsform gezeigte dreifach verstärkende Ladungspumpschaltung als Beispiel nimmt, muß die Elementstehspannung der verstärkenden Inverter 158 bis 161, des Ladekondensators 16 und der Gleichrichterdiode 153 mindestens VB-Spannung sein, die Elementstehspannung der Gleichrichterdiode 154 und des . Verstärkungskondensators 163 muß mindestens 2 × VB sein, und die Elementstehspannung der Gleichrichterdiode 155 und des Entkopplungskondensators 164 mit verstärktem Ausgang muß mindestens 3 × VB sein. Wenn ein Netzteil wie etwa eine Batterie mit großer Spannungsschwankung als die VB-Energiequelle verwendet wird, muß also die Elementstehspannung unter Berücksichtigung des Maximalwerts der Versorgungsspannung bestimmt werden.
Wenn beispielsweise eine Batteriespannung von VB = 12 V verwendet wird, muß man im vollständig geladenen Zustand von 16 V ausgehen. Die Elementstehspannung der Gleichrichterdiode 155 und des Entkopplungskondensators 164 mit verstärktem Ausgang muß aufgrund der Berechnung mindestens 48 V sein. Die Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134, die den verstärkten Ausgang der VB- Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 als Energieversorgung nutzt, dient als die Gatetreiberspannung des unteren Zweigs. Daher braucht die Unterer-Zweig- Treiber-Konstantspannungsschaltung 134 nur eine Konstantspannung im Bereich von ungefähr einigen V bis 20 V als Ausgangsspannung (VGB) zu erzeugen. Als die Versorgungsspannung ist daher eine Spannung, die bis zu 48 V beträgt, nicht erforderlich. Eine Erhöhung der Elementstehspannung um mehr als erforderlich führt zu einer Erweiterung der Elementgröße, d. h. einer größeren Layoutstruktur bei integrierten Schaltkreisen, und führt zu einer Erhöhung des Komponenteneinheitspreises bei elektrischen Schaltungen, die aus diskreten Komponenten bestehen. In beiden Fällen werden die Herstellungskosten erhöht.
Wenn ferner eine Versorgungsspannung verwendet wird, die höher als notwendig ist, nimmt das Schaltrauschen zu, das während des Schaltungsbetriebs verursacht wird. Schlimmstenfalls besteht die Gefahr eines fehlerhaften Schaltungsbetriebs und eines nachteiligen Einflusses von abgestrahltem Rauschen auf den Betrieb von externen elektrischen Schaltungen.
Bei einer in Fig. 29 gezeigten Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136a ist der Schaltung 136 der vierten Ausführungsform gemäß Fig. 11 eine verstärkte Versorgungsspannungs-Begrenzungsschaltung 548 hinzugefügt. Die verstärkte Versorgungsspannungs-Begrenzungsschaltung 548 verhindert einen Anstieg der Spannung des Ausgangs (VCP) der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132. Durch Einstellen der Spannungsbegrenzung der Begrenzungsschaltung 548 auf einen geeigneten Wert kann die Haltespannung jedes der Elemente, die in der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 und der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 vorgesehen sind, auf einem erforderlichen Minimum gehalten werden. Dadurch wird es möglich, die Probleme zu lösen. Ferner bezeichnet in Fig. 29 das Bezugszeichen 128 einen Anschluß und 129 eine Stromversorgung. Ein Beispiel einer konkreten Schaltung der Begrenzungsschaltung 548 ist in Fig. 31 gezeigt. In Fig. 31 bezeichnet 550 eine Z-Diode. Wenn eine Spannung über die Diode das Z-Potential überschreitet, schaltet die Diode ein, und das Z-Potential wird erzeugt. Ein Widerstand 549 wird zu einem Begrenzungswiderstand, der einen Strom begrenzt, der beim Einschalten der Z-Diode fließt. Entsprechend den Umständen kann der Widerstand 549 eventuell nicht vorgesehen sein.
Bei der neunzehnten Ausführungsform ist es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, bei der der Anstieg der Ausgangsspannung der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung unterdrückt wird und die Haltespannung jedes der Elemente in der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung und der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung auf ein Minimum begrenzt ist, indem zu der Treiberschaltung der vierten Ausführungsform eine verstärkte Versorgungsspannungs-Begrenzungsschaltung hinzugefügt wird.
Nachstehend wird eine zwanzigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Wenn die Schaltung von Fig. 31 bei der verstärkten Versorgungsspannungs- Begrenzungsschaltung 548 der neunzehnten Ausführungsform angewandt wird, schaltet die Z-Diode 550 ein, wenn die Begrenzung durchgeführt wird und ein Strom durch die Begrenzungsschaltung fließt. Zur Verminderung des Haltestroms ist der Begrenzungswiderstand 549 vorgesehen. Durch das Hinzufügen des Begrenzungswiderstands wird jedoch die Änderung der Haltespannung ebenfalls groß. Bei dem System der Begrenzung der Spannung an der Verstärkungsversorgung der neunzehnten Ausführungsform tritt somit das Problem auf, daß der Laststrom zu der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung ansteigt oder die Änderung der Begrenzungsspannung (Haltespannung) ansteigt.
Fig. 30 zeigt eine Schaltung mit einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136b, bei der die Probleme gemildert sind und die eine verstärkte Spannung der Versorgungsspannung (VCP) begrenzt. Eine verstärkte Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung 235 überwacht die verstärkte Spannungsversorgung (VCP). Wenn VCP eine bestimmte Spannung überschreitet, leitet die Spannungsüberwachungsschaltung 235 ein Signal (VLO) an eine CLK- Steuereinheit 236. Bei Empfang des Signals unterbricht die CLK-Steuereinheit 236 die Übertragung eines Taktsignals zur Verstärkung (CLK) an die VB- Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132. Da das Taktsignal (CLKO) nicht empfangen wird, stoppt die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 den Verstärkungsvorgang. Durch Unterdrücken des Anstiegs der verstärkten Spannungsversorgung durch die oben erläuterte Operation werden Auswirkungen ähnlich wie bei der neunzehnten Ausführungsform erzielt. In Fig. 30 stoppt die CLK-Steuereinheit 236 die Übertragung des CLK-Signals nur zu der VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132. Die CLK-Steuereinheit 236 kann jedoch auch die Übertragung des CLK-Signals an die Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 135 stoppen.
Fig. 32 zeigt ein Beispiel der verstärkten Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung 235 und der CLK-Steuereinheit 236. Ein VCP- Spannungsüberwachungswert, der erhalten ist durch Komprimieren der Spannung (VCP) an dem Ausgang 133 für die verstärkte Ausgangsspannung auf eine Spannung, die durch ein Widerstandswertverhältnis der Widerstände 241 und 242 bestimmt ist, wird mit einer Referenzspannung (REF2) verglichen. Wenn der Überwachungswert die Referenzspannung überschreitet, gibt ein Komparator 244 ein Niedrigsignal aus. Bei Empfang des Niedrigsignals stoppt die CLK- Steuereinheit 236, die ein UND-Glied 245 enthält, die Ausgabe des Taktsignals (CLK) und hält ein Niedrigsignal ungeachtet des CLK-Signals. Infolgedessen stoppt die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132, die in die nachfolgende Stufe eingefügt ist, den Verstärkungsvorgang. Ein Widerstand 243 ist ein Eingangswiderstand, der zum Einstellen des Eingangs-Offsets dient. Der Komparator 244 kann einen Differentialkomparator gemäß Fig. 33 haben. Die Schaltung von Fig. 33 umfaßt zwar Bipolartransistoren, selbstverständlich kann die Schaltung aber MOS-Transistoren aufweisen. In Fig. 33 sind die gleichen Bezugszeichen verwendet, die den Transistoren und Anschlüssen in Fig. 25 entsprechen, mit Ausnahme der Energieversorgung 128, eines Anschlusses 237 und eines Widerstands 249.
Wie aus der Betrachtung des konkreten Schaltungsbeispiels von Fig. 32 ersichtlich ist, wird die Spannung der Verstärkungsspannungsversorgung (VCP) tatsächlich nur den VCP-Spannungsüberwachungs-Widerständen 241 und 242 zugeführt. Die übrige Schaltungsversorgung hat die VCC-Spannung, d. h. 5 V oder weniger. In Fig. 32 bezeichnet 128 einen VCC-Versorgungsanschluß und 238 einen Ausgang für ein Taktsignal CLKO. Daher wird der Einfluß der Hinzufügung der Schaltkreise 235 und 236 auf die Herstellungskosten geringer als der Einfluß der Schaltung, bei der der Ausgang der Spannungsverstärkungs- Energieversorgung nicht begrenzt wird, wie unter Bezugnahme auf die neunzehnte Ausführungsform erläutert wurde. Der an die Spannung der Verstärkungs-Energieversorgung (VCP) angelegte Laststrom kann ebenfalls durch Erhöhen der Widerstandswerte der Überwachungswiderstände 241 und 242 verringert werden. Gleichzeitig wird es möglich, die Präzision einer Grenzspannung unter Verwendung des Komparators zu verbessern. Daher kann das Problem der neunzehnten Ausführungsform gemildert werden.
Nach der zwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, bei der gleichartige Auswirkungen wie mit der neunzehnten Ausführungsform erreicht werden und bei der die Belastung der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung verringert und die Präzision einer Begrenzungsspannung hinsichtlich des Anstiegs der Spannungsverstärkung verbessert werden kann, indem die verstärkte Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung und die Taktsignalsteuereinheit zu der Treiberschaltung der vierten Ausführungsform hinzugefügt werden.
Nachstehend wird eine einundzwanzigstes Ausführungsform der Erfindung erläutert. Der Komparator 244 für die verstärkte Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung 235 der zwanzigsten Ausführungsform bildet einen Schaltkreis, der den Verstärkungsvorgang durch Anhalten des Taktsignals anhält, wenn die verstärkte Versorgungsspannung (VCP) über den Spannungsgrenzwert ansteigt, und den Verstärkungsbetrieb wieder aufnimmt, wenn die verstärkte Versorgungsspannung (VCP) den Spannungsgrenzwert unterschreitet. Es wird nunmehr angenommen, daß die VCP-Spannung in der Nähe des Grenzwerts liegt. Wenn die VCP-Spannung den Grenzwert überschreitet, dann beginnt die Spannung begrenzt zu werden, um den Verstärkungsvorgang zu stoppen. Wenn infolgedessen die VCP-Spannung abfällt, wird die Begrenzung der Spannung aufgehoben. Daher besteht die Gefahr, daß die Begrenzung der Spannung und die Aufhebung der Begrenzung innerhalb kurzer Zeit wiederholt werden. Anders ausgedrückt kann eine solche Wiederholung zu einer Schwingung des VCP- Ausgangs führen.
Bei der einundzwanzigsten Ausführungsform ist dem Komparator zur Lösung der Probleme eine Hysteresebreite hinzugefügt. Wenn daher die VCP-Spannung zu einem Grenzwert oder höher wird, gibt der Komparator ein Signal aus, das das Taktsignal stoppt. Wenn die VCP-Spannung auf eine Rückkehrspannung fällt, die den Grenzwert unterschreitet, gibt der Komparator ein Signal aus, das das Anhalten des Taktsignals aufhebt. Anders ausgedrückt wird ein Schwingen des VCP-Ausgangs verhindert durch die Vorgabe der Beziehung (VCP-Rückkehrspannung) = (VCP Grenzspannung) - (Hysteresespannung).
Fig. 34 zeigt ein Beispiel der einundzwanzigsten Ausführungsform. Wenn die VCP-Spannung einen durch eine Referenzspannung (REF2) bestimmten Grenzwert überschreitet, schaltet ein Komparator 244 von einem Niedrigpegel zu einem Hochpegel um, und ein NMOS-Transistor 257 wird eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt fällt die an einem invertierenden Eingang des Komparators 244 eingeführte Referenzspannung auf einen Wert, der durch Widerstände 243 und 256 und den Einschaltwiderstand des NMOS-Transistors 257 bestimmt ist. Bis also die nicht-invertierte Eingangsspannung, die aus der VCP-Spannung bestimmt ist, unter den Referenzwert fällt, der gegenüber der REF2-Spannung verringert ist, kehrt der Ausgang des Komparators 244 nicht auf den Niedrigpegel zurück. Aufgrund des vorstehend erläuterten Betriebs wird die Hysteresecharakteristik des Komparators 244 implementiert. Ferner bezeichnet 255 einen Widerstand und 258 einen Inverter.
Gemäß der einundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die ein Schwingen verhindert, wenn der Ausgang der Verstärkungsenergieversorgung begrenzt ist, indem dem Vergleichsvorgang der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung der zwanzigster Ausführungsform die Hysteresecharakteristik hinzugefügt wird.
Nachstehend wird eine zweiundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Wenn die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, die durch ein Taktsignal aktiviert wird, in einer vorher erläuterten Schaltung der Erfindung vorgesehen ist, wird Schaltrauschen der Taktfrequenz oder ihrer Oberwellenfrequenz erzeugt. Wenn ferner die Endstufe die PDM-Operation ausführt, wird ebenfalls Schaltrauschen der PDM-Frequenz und ihrer Oberwellenfrequenz erzeugt. Somit kann das Schaltrauschen als Netzgerätrauschen und GND-Rauschen auftreten. Beispielsweise gelangt das Rauschen auch auf den Ausgang (VCP-Anschluß) der VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung. Selbst wenn die Hysteresecharakteristik zu der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung wie bei der einundzwanzigsten Ausführungsform hinzugefügt wird, wird ein fehlerhafter Betrieb verursacht, wenn die Rauschamplitude die Hysteresespannungsbreite oder mehr ist. Wenn keine Hysteresecharakteristik der zwanzigsten Ausführungsform vorhanden ist, nimmt die Gefahr eines fehlerhaften Betriebs aufgrund von Rauschen weiter zu.
Fig. 35 zeigt eine Schaltung mit einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136c, der ferner ein Filterschaltkreis 259 hinzugefügt ist, um den durch das Rauschen verursachten fehlerhaften Betrieb zu verhindern. Indem beispielsweise ein Tiefpaßfilter, das mit einem Widerstand 262 und einem Kondensator 263 ausgebildet und in Fig. 36 als Filterschaltkreis 259 zu sehen ist, hinzugefügt wird, wird die Detektierung eines Verstärkungsstoppsignals der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 236, dessen Dauer kürzer als eine bestimmte Zeitdauer ist, verhindert. Der Filterschaltkreis 259 kann mit der Spannungsüberwachungsschaltung 235 und dem verstärkten Spannungsausgang 133 (VCP) verbunden sein.
Mit der zweiundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, bei der der Filterschaltkreis wie etwa ein Tiefpaßfilter zu der Schaltung der zwanzigsten oder einundzwanzigsten Ausführungsform hinzugefügt ist. Dieser Filterschaltkreis ist vorgesehen, um einen fehlerhaften Betrieb der verstärkten Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung zu verhindern, der durch Rauschen im Ausgang der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung bewirkt ist.
Nachstehend wird eine dreiundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung erläutert. Bei der in den Fig. 35 und 36 gezeigten Schaltung der zweiundzwanzigsten Ausführungsform wird an die CLK-Steuereinheit 236 ein Signal VLF übertragen durch Hinzufügen der gleichen Verzögerungsdauer zu dem Ausgang 237 (VLO) der verstärkten Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung 235 auch in einem Fall, in dem entweder der Pegel vom Niedrigpegel zum Hochpegel umschaltet, oder in einem Fall, in dem der Pegel vom Hochpegel zum Niedrigpegel umschaltet. Mit anderen Worten ist die durch den Filterschaltkreis 259 gegebene Signalverzögerungsdauer sowohl zum Zeitpunkt der Begrenzung der VCP-Spannung als auch zum Zeitpunkt ihrer Rückkehr gleich. Daher ist die Schaltung von Fig. 36 nicht geeignet, wenn die Verzögerungsdauer beim Begrenzen der verstärkten Spannung (VCP) und beim Anhalten des Verstärkungsvorgangs von der Verzögerungsdauer verschieden gemacht werden soll, die bei der Wiederaufnahme des Verstärkungsbetriebs gegeben ist.
Beispielsweise entspricht der folgende Fall dem vorstehend erwähnten Fall. Dabei kann es erwünscht sein, eine Verzögerungsdauer vorzusehen, um einen fehlerhaften Betrieb zu verhindern, der durch Rauschen beim Stoppen des Verstärkungsvorgangs infolge einer Begrenzung der VCP-Spannung verursacht wird, aber die Rückkehr mit geringer Verzögerung zu bewirken, wenn nach dem Stoppen des Verstärkungsvorgangs dieser wieder aufgenommen wird.
Ein konkretes Beispiel des Filterschaltkreises ist in Fig. 37 gezeigt. Wenn beispielsweise die Schaltung von Fig. 34 bei der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 235 angewandt wird, gibt der Ausgang 237 (VLO) ein Niedrigpegelsignal aus, wenn die VCP-Spannung über die Grenzspannung angestiegen ist, und gibt ein Hochpegelsignal aus, wenn die VCP-Spannung unter die Rückkehrspannung abgefallen ist. Wenn daher beispielsweise der Verstärkungsvorgang angehalten wird, wird der NMOS- Transistor 265 vom Einschaltzustand in den Ausschaltzustand umgeschaltet. Eine Umschaltverzögerungsdauer des Ausgangs 260 (VLF) ist durch einen Konstantstrom in Abhängigkeit von einer Konstantstromquelle 264 und einer Kapazität eines Kondensators 266 bestimmt. Zum Zeitpunkt der Rückkehr zu dem Verstärkungsbetrieb wird der NMOS-Transistor 265 vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand geschaltet, und die in dem Kondensator 266 gespeicherte elektrische Ladung wird durch den Transistor 265, der eingeschaltet ist, entladen. Somit ist eine Verzögerungsdauer durch den Einschaltwiderstand des NMOS-Transistors 265 und den Kondensator bestimmt. Mit 267 ist ferner ein Inverter bezeichnet. Indem also der Einschaltwiderstand des NMOS-Transistors 265 klein gemacht wird, wird der Vorgang der Bereitstellung einer Verzögerung beim Anhalten des Verstärkungsbetriebs und der Bereitstellung einer geringen Verzögerung zum Zeitpunkt der Rückkehr zum Verstärkungsbetrieb ermöglicht.
Wenn die in Fig. 37 gezeigte Konstantstromquelle durch Verwendung eines einfachen Schaltkreises implementiert ist, kann eine Stromänderung aufgrund des Einflusses einer Änderung der Speisespannungen, einer Änderung der Temperatur oder einer Änderung der Waferbearbeitungsparameter über der Schaltung groß werden. In Fig. 38 wird die Präzision der Verzögerungsdauer dadurch verbessert, daß die Konstantstromquelle 264 durch einen Widerstand 268 ersetzt ist.
Wenn zwischen der Verzögerungsdauer zum Zeitpunkt des Anhaltens des Verstärkungsvorgangs und der Verzögerungsdauer zum Zeitpunkt seiner Wiederaufnahme eine Differenz vorgesehen ist, kann die Einstellung durch Hinzufügen eines Widerstands 269 gemäß Fig. 39 durchgeführt werden.
Gemäß der dreiundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, bei der als der Filterschaltkreis der zweiundzwanzigsten Ausführungsform ein solcher Filterschaltkreis verwendet wird, daß die Verzögerungsdauer zum Zeitpunkt der Begrenzung der Spannungsverstärkung (zum Zeitpunkt des Anhaltens des Verstärkungsbetriebs der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung) so vorgegeben ist, daß sie von der Verzögerungsdauer zum Zeitpunkt der Wiederaufnahme der Spannungsverstärkung (zum Zeitpunkt der Wiederaufnahme des Verstärkungsvorgangs der Verstärkungsversorgungsschaltung) verschieden ist.
Nachstehend wird eine vierundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Bei der vierundzwanzigsten Ausführungsform wird als der Filterschaltkreis ein Digitalfilter verwendet. Da für die Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung ein Taktsignal erforderlich ist, erzeugt ein Logikschaltkreis wie etwa ein Zähler eine Verzögerung auf der Basis des Taktsignals oder eines Signals, das durch Anwendung der Frequenzteilung auf das Taktsignal erhalten ist, und führt den Filtervorgang aus. Schaltungsbeispiele sind in den Fig. 40 und 41 gezeigt.
Die Schaltung von Fig. 40 ist ein Beispiel eines Filterschaltkreises, der durch Anwenden der Schaltung von Fig. 34 bei der verstärkten Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung 235 der zweiundzwanzigsten Ausführungsform von Fig. 35 erhalten ist. Wenn detektiert wird, daß VLO an einem Ausgang 237 der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung von Fig. 35 den Grenzwert überschritten hat, wird an dem verstärkten Spannungsausgang 133 (VCP) ein Niedrigpegelsignal ausgegeben. Infolgedessen wird den Rücksetzeingängen von Datenflipflops (nachstehend als DFF bezeichnet) 271, 272 und 273 von Fig. 40 ein Hochpegelsignal zugeführt. Somit wird das Rücksetzen aufgehoben, und ein Eingangssignal wird akzeptiert. Wenn daher eine Taktfrequenz mit fclk bezeichnet wird, wird in das DFF 273 ein Taktsignal eingeführt, das durch Frequenzteilung mit einem Faktor 4 in einem Zählerschaltkreis aus dem DFF 271 und dem DFF 272 gebildet ist. Anders ausgedrückt wird das Taktsignal um 4/fclk Sekunden später in das DFF 273 eingeführt. Das DFF 273 nutzt das Taktsignal als seinen Trigger, liest die VCC- Spannung, d. h. die hohe Spannung, und gibt an seinem Q-Ausgang ein Hochpegelsignal aus. Ein NAND-Glied 274 empfängt eine hohe Spannung, die der Q-Ausgang des DFF 273 ist, und das hohe Signal, das der Rücksetzeingang des DFF 273 ist, und gibt an einem Ausgang 260 ein Niedrigsignal (VLF) aus. (Im übrigen wird am Ausgang 260 ein Hochsignal ausgegeben.) Bei Empfang des Niedrigsignals stoppt beispielsweise die CLK-Steuereinheit 236 von Fig. 32 die Übertragung des Taktsignals (CLK) an die VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung 132. In Fig. 40 bildet der Vier-Frequenzteiler- Zählerschaltkreis, der aus zwei DFF-Stufen (271 und 272) besteht, eine Verzögerungsschaltung. Die Zahl der DFF-Stufen kann beliebig je nach einer erforderlichen Verzögerungsdauer vorgegeben werden. Das Bezugszeichen 270 bezeichnet ferner einen Inverter.
Fig. 41 zeigt einen Schaltkreis, der ein Signal ausfiltert, das kürzer als eine Taktperiode (1/fclk) ist, und zwar unter Verwendung von DFF 276 und 277 und eines ODER-Glieds 278. Eine hohe Spannung wird einem Rücksetzeingang (RST) 275 zugeführt. Unter Annahme der gleichen Bedingung wie in der vorhergehenden Erläuterung empfängt das DFF 276, wenn der Wert (VCP) an der Verstärkungsenergieversorgung den Grenzwert überschritten hat, das Niedrigsignal des Ausgangs 237 (VLO) der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung und gibt das Niedrigsignal an seinem Q-Ausgang unter Nutzung der Taktfrequenz als Trigger aus. Zum nächsten Triggerzeitpunkt liest das DFF 276 das VLO-Signal zu diesem Zeitpunkt und gibt das Signal am Q- Ausgang aus. Das DFF 277 empfängt das vorhergehende Niedrigsignal und gibt das Niedrigsignal an den Q-Ausgang ab. Nur dann, wenn das VLO-Signal das Niedrigsignal länger als die Taktperiode (1/fclk) hält, gibt also das ODER-Glied 278 das Niedrigsignal an den VLF-Ausgang 260 ab. Es wird daher möglich, ein niedriges VLO-Signal, das kürzer als die Taktsignalperiode ist, auszufiltern. In Fig. 41 wird das Ausfiltern der Taktperiode (1/fclk) durchgeführt. Diese Periode kann durch Erhöhen der Zahl von DFF auf die gleiche Weise eingestellt werden. Es ist außerdem möglich, den Filterschaltkreis zwischen aktiven und nicht-aktiven Zuständen nach Maßgabe des RST-Signals umzuschalten.
Gemäß der vierundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, bei der das Digitalfilter, das das Taktsignal für die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung nutzt, in dem Filterschaltkreis der zweiundzwanzigsten Ausführungsform verwendet wird.
Eine fünfundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Es ist auch möglich, den Filterschaltkreis 259 der zweiundzwanzigsten Ausführungsform (Fig. 35) in die verstärkte Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung 235 einzufügen. Dabei wird ein Signal, das höher als eine bestimmte Frequenz ist, dadurch ausgefiltert, daß das Frequenzband der Komparatorschaltung in der Spannungsüberwachungsschaltung 235 schmaler gemacht wird. Bei der zwanzigsten Ausführungsform von Fig. 33 wurde beispielsweise ein konkretes Beispiel des Komparators erwähnt. Durch Hinzufügen eines Kondensators 279 zu der Schaltung von Fig. 33 wird es möglich, wie Fig. 42 zeigt, ein Signal oberhalb einer bestimmten Frequenz auszufiltern.
Mit der fünfundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, bei der der Filterschaltkreis der zweiundzwanzigsten Ausführungsform in die verstärkte Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung eingefügt ist.
Nachstehend wird eine sechsundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Die Schaltungen der vierten bis fünfundzwanzigsten Ausführungsform können bei Anwendungen verwendet werden, die am Ausgang einen großen Strom verlangen, wie unter Bezugnahme auf die vierte Ausführungsform erläutert wurde. Es wird daher möglich, die Schaltungen der vierten bis fünfundzwanzigsten Ausführungsform sehr vielseitig anzuwenden. Es wird nunmehr angenommen, daß die gleiche Schaltung bei einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt wird. Selbst wenn ihre Leistungsfähigkeit in einer Anwendung gewährleistet ist, die einen maximalen Ausgangsstrom verlangt, kann man nicht sagen, daß es überhaupt keine Probleme bei einer Anwendung gibt, die einen kleineren Ausgangsstrom verlangt.
Als konkreteres Beispiel wird nunmehr davon ausgegangen, daß eine Vor- Treiber-IC hergestellt wurde, die aus der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136c und der Vor-Treiberschaltung 74a gebildet ist, wobei die Endstufentransistoren 144 und 145 des oberen und unteren Zweigs in einer von der vierten bis fünfundzwanzigsten Ausführungsform entfallen. In diesem Fall ist es erforderlich, die Vor-Treiber-Versorgungsschaltung zum Treiben des Gates gemäß einer maximal anzunehmenden Leistungsfähigkeit auszulegen, damit die integrierte Schaltung bei verschiedenen Anwendungen einsetzbar ist. Wenn beispielsweise eine Ladungspumpschaltung bei einer Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung zur Anwendung kommt, muß ein Einschaltwiderstand (Ron) des NMOS-Bauelements des Ladungspumpeninverters so vorgegeben sein, daß er einer mindest erforderlichen Gatetreiberspannung des Endstufentransistors gemäß der Gleichung (11) auf der Basis einer maximalen Gateladungscharakteristik (Cg), die zum Treiben des Endstufentransistors erforderlich ist, einer maximalen Zahl (n) von oberen und unteren Zweigen, die innerhalb einer PDM-Periode einschalten, und einer maximalen PDM-Frequenz (fpwm) entspricht. Wenn die Schaltung dabei gleichzeitig bei einer Anwendung eingesetzt wird, die in bezug auf Cg, n und fpwm kleiner ist, werden keine besonderen Probleme hinsichtlich der Leistungsfähigkeit der Vor-Treiber- Versorgungsschaltung verursacht. Beispielsweise ist jedoch Ron kleiner als ' erforderlich. Wenn Ron klein ist, erfolgt das Laden des Verstärkungskondensators sehr rasch, aber gleichzeitig bedeutet es auch, daß der Ladestrom ansteigt. Das bedeutet, daß Geräusche wie etwa Schaltgeräusche zunehmen, weil der Übergangsstrom ansteigt. Wenn eine Schaltung verwendet wird, deren Leistungsfähigkeit höher als die Leistungsfähigkeit einer von der Anwendung verlangten Vor-Treiber-Versorgungsschaltung vorgegeben ist, besteht die Gefahr, daß erhöhtes Rauschen schlimmstenfalls einen ungünstigen Einfluß auf einen fehlerhaften Betrieb von peripheren Schaltungen verursacht.
Fig. 43 zeigt ein Beispiel einer Schaltung, die eine Selbstdetektierung der erforderlichen Leistungsfähigkeit entsprechend der Anwendung durchführt und zu einer anderen Ausgangsleistung der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung der ersten bis fünfundzwanzigsten Ausführungsform umschaltet, um das Problem zu verbessern. Fig. 43 zeigt jedoch nur ein Beispiel der Schaltung mit einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136d, wobei die Funktion zu dem Schaltungsbeispiel der einundzwanzigsten Ausführungsform gemäß Fig. 35 hinzugefügt ist. Der konkrete Betrieb wird nachstehend erläutert. Als die Last einer variablen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 in Fig. 43 wird ein Laststrom, der zum Treiben der Gates der Endstufentransistoren 144 und 145 erforderlich ist, an die Transistoren wie bereits erläutert angelegt.
Wenn der Laststrom ansteigt, wird eine Ausgangsspannung (VCP) der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung niedriger. Wenn VCP niedriger als die Ausgangskonstantspannung der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 zum Normalzeitpunkt geworden ist, wird es möglich, die Konstantspannung auszugeben. Zu diesem Zeitpunkt wird die Ausgangsspannung (VGB) der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung proportional zu der VCP-Spannung verringert.
Eine Unterer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280, die der in Fig. 43 gezeigten Schaltung neu hinzugefügt ist, detektiert, daß VGB unter eine bestimmte Spannung, beispielsweise die normale Ausgangskonstantspannung der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung 134 gefallen ist, und überträgt ein Signal an einen Eingang 281 (MGB) der veränderlichen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 282. Bei Empfang des Detektiersignals erhöht die veränderliche Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 die Ausgangsleistungsfähigkeit, um zu verhindern, daß die Treiberspannung VGB des unteren Zweigs abfällt. Wenn dabei die Fähigkeit, den Abfall der Spannung VGB zu verhindern, nicht erforderlich ist, wird eine Rauschzunahme dadurch unterdrückt, daß die Ausgangsleistung der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 verringert wird. Nur dann, wenn die Leistungsfähigkeit erforderlich ist, kann die Ausgangsleistungsfähigkeit der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 erhöht werden.
Gemäß der sechsundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberspannung zu erhalten, die eine zusätzliche Selbstdiagnoseschaltung hat, die verhindert, daß Rauschen einen nachteiligen Einfluß auf periphere Schaltungen und die Selbstdiagnoseschaltung hat, indem die Leistungsfähigkeit der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung nur bei Bedarf erhöht wird, wenn die Schaltung in einer von der ersten bis fünfundzwanzigsten Ausführungsform bei einer Vielzahl von Anwendungen verwendet wird.
Nachstehend wird eine siebenundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Wenn eine Ladungspumpschaltung bei der veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform angewandt wird, können ähnliche Auswirkungen wie bei der sechsundzwanzigsten Ausführungsform erzielt werden, indem zu einem anderen Einschaltwiderstand des Verstärkungsinverters umgeschaltet wird.
Ein konkretes Schaltungsbeispiel ist in Fig. 44 gezeigt. Die Operation einer Schaltung mit den Elementen 284 bis 291 als konkretes Beispiel der Unterer- Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280 ist die gleiche wie bei der in Fig. 34 gezeigten einundzwanzigsten Ausführungsform. Daher entfällt die Erläuterung. Es ist zu beachten, daß 283 einen Anschluß einer Referenzspannung REF3, 147 und 148 Gleichrichterdioden und 292 ein UND- Glied bezeichnen.
Wenn gemäß Fig. 44 die VGB-Spannung an dem Anschluß 139 einen bestimmten vorgegebenen Wert unterschreitet, wird der Ausgang 281 (MGB) der Unterer- Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280 von der niedrigen Spannung zu der hohen Spannung umgeschaltet. Bei Empfang dieses Signals wird ein NMOS-Transistor 293 in einer veränderlichen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 von einem Taktsignal (CLKO) aktiviert. Infolgedessen fällt der Einschaltwiderstand eines NMOS-Transistors 151 des Verstärkungsinverters, der in die Schaltung 282 als doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung eingefügt ist, ab, und die Belastbarkeit der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung wird höher.
Als die veränderliche Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 von Fig. 44 ist eine doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung gezeigt. Auf diese Schaltung kann jedoch jede Schaltung der sechsten bis neunten Ausführungsform angewandt werden.
Gemäß der siebenundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die Auswirkungen der sechsundzwanzigsten Ausführungsform dadurch implementiert, daß sie ein Signal der Unterer-Zweig- Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung empfängt und den NMOS-Einschaltwiderstand des Verstärkungsinverters verringert oder erhöht, wenn die Ladungspumpschaltung der fünften bis achten Ausführungsform als die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform verwendet wird.
Eine achtundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Wenn eine Ladungspumpschaltung bei der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform verwendet wird, können die unter Bezugnahme auf die sechsundzwanzigste Ausführungsform erläuterten Auswirkungen erhalten werden, indem zu einer anderen Durchlaßspannung der Gleichrichterdioden umgeschaltet wird.
Fig. 45 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel. Eine Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280 ist gleich der in Fig. 44 gezeigten. Wenn die VGB-Spannung einen bestimmten vorgegebenen Wert unterschreitet, wird der Anschluß 281 (MGB) von einem Niedrigsignal zu einem Hochsignal umgeschaltet. Aufgrund des Hochsignals werden Schalter 294 und 296 eingeschaltet. Infolgedessen werden Gleichrichterdioden 295 bzw. 297 den Gleichrichterdioden 147 bzw. 148 parallelgeschaltet. Infolgedessen wird die Durchlaßspannung verringert und die Ausgangsleistungsfähigkeit der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung gesteigert.
Auf die gleiche Weise wie bei der siebenundzwanzigsten Ausführungsform ist eine doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung als eine veränderliche Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 von Fig. 45 gezeigt. Es kann jedoch die Ladungspumpschaltung von jeder der sechsten bis neunten Ausführungsformen angewandt werden.
Durch Implementieren der vorliegenden Ausführungsform gleichzeitig mit der siebenundzwanzigsten Ausführungsform können ferner auch die Auswirkungen erhalten werden, die unter Bezugnahme auf die sechsundzwanzigste Ausführungsform erläutert wurden.
Gemäß der achtundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die gleichen Auswirkungen wie bei der sechsundzwanzigsten Ausführungsform hat, und zwar auf die folgende Weise, wenn die Ladungspumpschaltung der fünften bis achten Ausführungsform als die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform verwendet wird. Dabei können die gleichen Auswirkungen erhalten werden durch Empfang eines Signals der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung und Verringern oder Erhöhen der Durchlaßspannung der Gleichrichterdioden in der Ladungspumpschaltung. Durch Implementierung der vorliegenden Ausführungsform gleichzeitig mit der siebenundzwanzigsten Ausführungsform kann auch eine Treiberschaltung erhalten werden, die die gleichen Auswirkungen wie die sechsundzwanzigste Ausführungsform aufweist.
Nachstehend wird eine neunundzwanzigste Ausführungsform der Erfindung erläutert. Wenn der Aufwärtswandler der zehnten Ausführungsform bei der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform angewandt wird, können die unter Bezugnahme auf die sechsundzwanzigste Ausführungsform erläuterten Auswirkungen durch Umschalten zu einer anderen Induktivität der Spule erhalten werden.
Fig. 46 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel. Eine Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280 ist die gleiche wie diejenige der Fig. 44 und 45, so daß eine Erläuterung entfällt. Bei Empfang eines Hochsignals an dem Anschluß 281 (MGB), das verursacht wird, wenn die Spannung (VGB) an der Unterer-Zweig-Treiber-Spannungsversorgung abgefallen ist, löst ein Schalter 299 einen Kurzschluß über eine Spule 298 aus und verbindet die Spule 298 in Reihe mit einer Spule 182. Infolgedessen wird die Versorgungsspannung (VCP) verstärkt.
Gemäß der neunundzwanzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die gleichen Auswirkungen wie diejenige der sechsundzwanzigsten Ausführungsform erzielt, und zwar auf die folgende Weise, wenn die Aufwärtswandlerschaltung der zehnten Ausführungsform als die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform verwendet wird. Dabei können die gleichen Auswirkungen erhalten werden durch Empfang eines Signals der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung und durch Erhöhen oder Verringern der Induktivität der Spule in dem Aufwärtswandler.
Nachstehend wird eine dreißigste Ausführungsform der Erfindung erläutert. Wenn der Aufwärtswandler der zehnten Ausführungsform bei der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform auf die gleiche Weise wie bei der neunundzwanzigsten Ausführungsform angewandt wird, können die gleichen Auswirkungen wie bei der sechsundzwanzigsten Ausführungsform durch Umschalten zu einem anderen Einschaltwiderstand des NMOS-Transistors erreicht werden.
Fig. 47 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel. Eine Unterer-Zweig- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280 ist gleich derjenigen der Fig. 44 bis 46. Wenn die Spannung (VGB) an der Spannungsversorgung des Unterer-Zweig-Treibers abfällt, wird ein Hochsignal an den Anschluß 281 (MGB) ausgegeben. Aufgrund der Eingabe des Signals in ein UND-Glied 300 wird ein NMOS-Transistor 301 von einem Taktsignal (CLKO) aktiviert. Infolgedessen wird die Versorgungsspannung verstärkt.
Gemäß der dreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die Auswirkungen der sechsundzwanzigsten Ausführungsform zeigt, indem ein Signal der Unterer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung empfangen und der Einschaltwiderstand des NMOS- Transistors in dem Aufwärtswandler verringert oder erhöht wird, wenn die Aufwärtswandlerschaltung der zehnten Ausführungsform als die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform angewandt wird. Durch Implementierung der vorliegenden Ausführungsform gleichzeitig mit der neunundzwanzigsten Ausführungsform kann ferner auch eine Treiberschaltung erhalten vuerden, die die gleichen Auswirkungen wie die sechsundzwanzigste Ausführungsform hat.
Nachstehend wird eine einunddreißigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Wenn der Aufwärtswandler der zehnten Ausführungsform bei der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform auf die gleiche Weise wie die neunundzwanzigste und dreißigste Ausführungsform angewandt wird, können die gleichen Auswirkungen wie bei der sechsundzwanzigsten Ausführungsform erreicht werden durch Umschalten zu einer anderen Durchlaßspannung einer Gleichrichterdiode.
Fig. 48 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel. Eine Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 280 ist gleich wie die in den Fig. 44 bis 47 gezeigte. Wenn die VGB-Spannung abgefallen ist, wird ein Hochsignal an den Anschluß 281 (MGB) ausgegeben. Bei Empfang des Hochsignals schaltet ein Schalter 302 ein. Da somit eine Gleichrichterdiode 303 mit der Gleichrichterdiode 183 parallelgeschaltet wird, wird der Ausgang (VCP) der Versorgungsspannung verstärkt.
Gemäß der einunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die Auswirkungen der sechsundzwanzigsten Ausführungsform erzielt durch Empfang eines Signals der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung und Verringern oder Erhöhen der Durchlaßspannung einer Gleichrichterdiode in dem Aufwärtswandler, wenn die Aufwärtswandlerschaltung der zehnten Ausführungsform als die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform angewandt wird. Durch Implementierung der vorliegenden Ausführungsform gleichzeitig mit der neunundzwanzigsten oder dreißigsten Ausführungsform kann ferner auch eine Treiberschaltung erhalten werden, die die gleichen Auswirkungen wie die sechsundzwanzigste Ausführungsform aufweist.
Eine zweiunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Wie unter Bezugnahme auf die Auswirkungen der sechsundzwanzigsten Ausführungsform erläutert wurde, detektiert die Unterer- Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung in der sechsundzwanzigsten Ausführungsform gemäß Fig. 43 einen Abfall der Ausgangskonstantspannung (VGB) der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung, bedingt durch einen Abfall des Ausgangs (VCP) der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung, der durch die Gatetreiberlast der Transistoren des oberen und unteren Zweigs bedingt ist. Daher kann anstelle der Überwachung der VGB-Spannung die VCP-Spannung überwacht werden. Die verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung, die die VCP-Spannung überwacht, ist bereits vorgesehen, und es ist daher möglich, den Schaltungsumfang dadurch zu verringern, daß die Funktion zu der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 235 gemäß Fig. 43 hinzugefügt wird.
Eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 304 in einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136e gemäß Fig. 49 wird zu einer Schaltung, der die Funktion hinzugefügt ist. Wenn VCP unter einen bestimmten Vorgabewert gefallen ist, überträgt die Spannungsüberwachungsschaltung 304 ein Signal an den Anschluß 281 (MGB) zur Umschaltung zwischen Leistungsfähigkeiten der veränderlichen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung 282. Die übrigen Operationen sind die gleichen wie bei der sechsundzwanzigsten bis einunddreißigsten Ausführungsform.
Gemäß der zweiunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die gleichen Auswirkungen wie die sechsundzwanzigste bis einunddreißigste Ausführungsform zeigt, während gleichzeitig der Schaltungsumfang verringert wird, indem die Funktion der Detektierung eines Abfalls der verstärkten Versorgungsspannung zu der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung der sechsundzwanzigsten Ausführungsform hinzugefügt wird.
Eine dreiunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Bei der sechsundzwanzigsten Ausführungsform ist die Schaltung gezeigt worden, die die Unterer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannung überwacht und zwischen den Leistungsfähigkeiten der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung umschaltet. Eine gleichartige Vorgehensweise kann auch bei der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung angewandt werden. Dabei ist es möglich, wenn die Leistungsfähigkeit der Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung ungenügend ist, eine Selbstdetektierung des Abfalls der Oberer-Zweig-Gatetreiber- Versorgungsspannung (VGT) durchzuführen und die Leistung der Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung zu erhöhen.
Ein Beispiel einer solchen Schaltung ist in Fig. 50 gezeigt. Diese zeigt ein Schaltungsbeispiel, das erhalten ist durch Hinzufügen der Funktion des Schaltungsbeispiels der einundzwanzigsten Ausführungsform, die in Fig. 35 zu sehen ist. Die Funktion kann jedoch bei jeder Schaltung der ersten bis zweiunddreißigsten Ausführungsform angewandt werden. Eine Oberer-Zweig- Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 305 in einer Vor- Treiber-Versorgungsschaltung 136f überwacht die Ausgangsspannung (VGT) der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 307. Wenn die Last des Treibers des oberen Zweigs ansteigt und VGT unter einen bestimmten Vorgabewert gefallen ist, überträgt die Spannungsüberwachungsschaltung 305 ein Signal an einen Leistungsfähigkeit-Umschalteingang 306 (MGT) der Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung 307. Bei Empfang dieses Signals erhöht die Versorgungsschaltung 307 die Ausgangsleistung und verbessert das durch den Lastanstieg bedingte Abfallen der Treiberspannung des oberen Zweigs. Wenn die Last klein ist, wird eine Rauschzunahme, die verursacht wird, wenn die Ausgangsleistung höher als notwendig ist, durch Verringerung der Leistungsfähigkeit verhindert. Die vorliegende Ausführungsform kann gleichzeitig mit der sechsundzwanzigsten bis zweiunddreißigsten Ausführungsform implementiert werden. Fig. 51 zeigt eine Schaltung mit einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136g, die durch Hinzufügen der Funktion zu der Schaltung der zweiunddreißigsten Ausführungsform gemäß Fig. 49 erhalten ist.
Bei der dreiunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die einen hinzugefügten Selbstdiagnoseschaltkreis hat und einen nachteiligen Einfluß durch Rauschen auf periphere Schaltkreise und auf die Selbstdiagnoseschaltung nur erforderlichenfalls verhindert durch Erhöhen der Leistungsfähigkeit der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung, wenn die Schaltung in einer von der ersten bis zweiunddreißigsten Ausführungsform bei einer Vielzahl von Anwendungen verwendet wird.
Eine vierunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Wenn die Ladungspumpschaltung gemäß der siebzehnten Ausführungsform als die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung der dreiunddreißigsten Ausführungsform verwendet wird, kann der Einschaltwiderstand des Verstärkungsinverters auf einen anderen Wert ebenso wie bei der siebenundzwanzigsten Ausführungsform umgeschaltet werden.
Fig. 52 zeigt ein konkretes Beispiel der Schaltung. Eine Oberer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 305 umfaßt Widerstände 309 bis 312, 314 bis 316, Operationsverstärker 313 und 318, einen NMOS-Transistor 317 und einen Inverter 319. Ferner bezeichnet 308 einen Anschluß einer Referenzspannung REF4. Eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung 307 weist Gleichrichterdioden 229, 230, Kondensatoren 231, 232, Transistoren 233, 234, 321 und ein UND-Glied 320 auf. Ein invertierender Verstärker, der die Widerstände 309 bis 312 und den Operationsverstärker 313 aufweist, komprimiert die Signalamplitude zu einem Signal in bezug auf GND, so daß die VGT-VB-Spannung, die der Gatetreiberspannung des oberen Zweigs entspricht, in einem Komparator angesteuert werden kann, der VCC als seine Energieversorgung hat. Wenn beispielsweise der Widerstandswert der Widerstände 309 und 311 mit R1, der Widerstandswert der Widerstände 310 und 312 mit R2 und ein Ausgang des Verstärkers 313 mit Vo bezeichnet wird, erhält man die Gleichung (29):
Die Gatetreiberspannung (VGT-VB) des oberen Zweigs wird durch eine Verstärkung komprimiert, die durch ein Widerstandsverhältnis zwischen R1 und R2 bestimmt ist, und es wird ein komprimierter Wert ausgegeben. Durch geeignete Vorgabe der Verstärkung können Elemente, die eine VB entsprechende Spannungsfestigkeit haben, nur in den Widerständen 309 bis 312 verwendet werden. Was den Verstärker 313 und Schaltkreise und Elemente, die in darauf folgenden Stufen angeschlossen sind, betrifft, so können alle Elemente verwendet werden, die der VCC-Spannung entsprechen. Dabei wird es möglich, eine Kostensteigerung von Komponenten von Schaltungselementen und eine Vergrößerung von Layoutstrukturen bei der Integration zu vermeiden. Somit wird es möglich, eine Erhöhung der Herstellungskosten zu vermeiden. Die dem invertierenden Verstärker nachgeschaltete Schaltung hat die gleiche Konfiguration wie diejenige von Fig. 44, die das konkrete Beispiel der siebenundzwanzigsten Ausführungsform zeigt. Daher entfällt die Erläuterung des detaillierten Betriebs.
Gemäß der vierunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die gleichen Auswirkungen wie die dreiunddreißigste Ausführungsform auf die folgende Weise hat, wenn die Ladungspumpschaltung als die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung der dreiunddreißigsten Ausführungsform verwendet wird. Dabei können die gleichen Auswirkungen erreicht werden durch Empfang eines Signals der Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs- Überwachungsschaltung und durch Verringern oder Erhöhen des Einschaltwiderstands des NMOS-Transistors des Verstärkungsinverters der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung.
Eine fünfunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Wenn die Ladungspumpschaltung wie bei der siebzehnten Ausführungsform als die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung der dreiunddreißigsten Ausführungsform verwendet wird, können die gleichen Wirkungen wie bei der dreiunddreißigsten Ausführungsform erreicht werden durch Umschalten zu einer anderen Durchlaßspannung einer Gleichrichterdiode, und zwar auf die gleiche Weise wie bei der achtundzwanzigsten Ausführungsform.
Ein konkretes Schaltungsbeispiel ist in Fig. 53 gezeigt. Eine Oberer-Zweig- Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 305 ist die gleiche wie bei der in Fig. 52 gezeigten vierunddreißigsten Ausführungsform. Eine Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschalfiung 307 ist die gleiche wie die der achtundzwanzigsten Ausführungsform von Fig. 45. In Fig. 53 bezeichnen jedoch 322 und 324 Schalter, und 323 und 325 sind Gleichrichterdioden. Daher entfällt die genaue Beschreibung.
Gemäß der fünfunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die gleichen Wirkungen wie die dreiunddreißigste Ausführungsform hat, wenn die Ladungspumpschaltung als die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung der dreiunddreißigsten Ausführungsform verwendet wird. Dabei kann die gleiche Wirkung erreicht werden durch Empfangen eines Signals der Oberer-Zweig- Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung und Vermindern oder Erhöhen der Durchlaßspannung der Gleichrichterdiode in dem Ladungspumpschaltkreis. Durch Implementierung der vorliegenden Ausführungsform gleichzeitig mit der vierunddreißigsten Ausführungsform kann auch eine Treiberschaltung mit den gleichen Auswirkungen wie bei der dreiunddreißigsten Ausführungsform erhalten werden.
Eine sechsunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Bei der sechsundzwanzigsten bis fünfunddreißigsten Ausführungsform sind die Schaltkreise erläutert worden. Dabei hat jede Schaltung die Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung, die einen Abfall der Treiberspannungen des oberen und unteren Zweigs detektiert und die Leistungsfähigkeit der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltungen erhöht, die die oberen und unteren Zweige zum Zeitpunkt des Abfalls treiben. Bei der sechsunddreißigsten Ausführungsform wird eine Schaltung beschrieben. Diese Schaltung bestimmt ein Signal als die Detektierung einer Abnormalität, das ausgegeben wird, wenn jede Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung den Abfall der Gatetreiberspannung detektiert, und stoppt den Betrieb der Vor- Treiberschaltung.
Wie im Abschnitt betreffend den Stand der Technik und unter Bezugnahme auf die erste Ausführungsform beschrieben wird, gibt es die Gefahr, daß die Ausgangsleistung der Endstufentransistoren des oberen und unteren Zweigs abfällt, wenn die Gatetreiberspannung abfällt, und infolgedessen kann der Ausgangsstrom oder der dynamische Ausgangsbereich, der für den Betrieb der Anwendung erforderlich ist, nicht sichergestellt werden. In diesem Fall besteht die Gefahr, daß schlimmstenfalls eine fehlerhafte Operation oder eine Zerstörung einer elektrischen Schaltung auftreten kann. Die sechsunddreißigste Ausführungsform dient dazu, eine Schaltung anzugeben, die die Sicherheit gewährleistet. Diese Schaltung detektiert den Fall, daß die Gatetreiberspannung in jeder von der ersten bis fünfundzwanzigsten Ausführungsform unter einen bestimmten Vorgabewert als abnormale Betriebsweise abfällt, und stoppt die Operation der Endstufentransistor-Ansteuerschaltung.
Fig. 54 zeigt ein Beispiel einer konkreten Schaltung. Eine obere und untere Treiberspannungs-(VGT und VGB)Detektierschaltung in einer Vor- Treiberversorgungsschaltung 136h hat die gleiche Konfiguration wie diejenige von Fig. 51. Beim Detektieren des Abfalls der Spannung der VB-Verstärkungs- Versorgungsschaltung 132 unter eine bestimmte Spannung überträgt die verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 304 ein Abnormalitätsdetektiersignal an einen Eingang (MIB) eines Unterer-Zweig- Treibers 142. Bei Empfang des Signals stoppt der Unterer-Zweig-Treiber 142 das Treiben eines Transistors 145 des unteren Zweigs. Auf die gleiche Weise überträgt bei Detektierung des Abfalls der Oberer-Zweig-Treiberspannung (VGT-VB) eine Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 305 ein Abnormalitätsdetektiersignal an einen Eingang (MIT) eines Oberer- Zweig-Treibers 141. Bei Empfang des Signals stoppt der Treiber 141 des oberen Zweigs die Ansteuerung eines Transistors 144 des oberen Zweigs. Wie erläutert, wird somit die Operation der Vor-Treiberschaltung gestoppt, wenn die Gatetreiberspannung abgefallen ist.
Gemäß der sechsunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die einen abnormalen Betrieb verhindert durch Detektieren des Abfalls der Gatetreiberspannung des Endstufentransistors und Abschalten des Endstufentransistors, und zwar basierend auf den Schaltungen der ersten bis fünfunddreißigsten Ausführungsform.
Eine siebenunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend erläutert. Wie unter Bezugnahme auf die erste Ausführungsform beschrieben wurde, ist es ein Ziel der Erfindung, eine Schaltung anzugeben, die bei einem großen Versorgungsspannungsbereich anwendbar ist, während gleichzeitig ein Anstieg der Herstellungskosten vermieden wird, indem die Zahl von Elementen verringert wird, die direkt mit der Speisespannung (VB) in der Schaltung (der Vor-Treiberschaltung 74a), die die oberen und unteren Zweige der Endstufe treibt, versorgt werden, und verhindert wird, daß die Gatetreiberspannung des Endstufentransistors höher als erforderlich ansteigt. Bei der dritten bis sechsunddreißigsten Ausführungsform sind die Energieversorgung der Endstufe und die Energieversorgung (VB) der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung gemeinsam vorgesehen. Es ist jedoch beispielsweise bei einer Anwendung mit zwei oder mehr Versorgungsspannungen möglich, die Stehspannung von Elementen, die in der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung vorgesehen sind, dadurch zu verringern, daß eine Energieversorgung verwendet wird, die von derjenigen für die Ansteuerung der Ausgangslast verschieden ist und die eine niedrigere Versorgungsspannung als eine Verstärkungsenergieversorgung der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung hat.
Die siebenunddreißigste Ausführungsform bietet eine Verringerung der Herstellungskosten der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung. Es gibt den Fall, daß eine Anwendung zwei oder mehr Energieversorgungen hat, wobei eine Energieversorgung getrennt von einer Lasttreiberversorgung für eine Spule wie etwa einen Motor ist, und diese Energieversorgung hat eine niedrigere Versorgungsspannung als die Lasttreiberversorgung. In diesem Fall wird die Verringerung durch Verwendung der Niedrigspannungsversorgung als Referenzspannung zum Verstärken der Vor-Treiber-Versorgungsschaltung erreicht. Konkret gesagt umfaßt die Anwendung eine in ein Fahrzeug eingebaute 42-V-Anwendung mit zwei Batterien, nämlich einer 42-V-Batterie und einer 12-V-Batterie.
Fig. 55 zeigt ein Beispiel einer konkreten Schaltung. Fig. 55 zeigt ein Schaltungsbeispiel, bei dem das Merkmal auf die zweiundzwanzigste Ausführungsform von Fig. 35 angewandt wird. Eine Energieversorgung 327 (VB1) dient als Energieversorgung einer Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136i. Eine Energieversorgung 329 (VB2) dient als Energieversorgung einer Totem-Pole- Endstufe, die den Transistor 144 des oberen Zweigs und den Transistor 145 des unteren Zweigs und als Erde einen Treiber 141 des oberen Zweigs aufweist. Bei VB2 > VB1 wird eine Verringerung der Schaltungsgröße der Vor-Treiber- Versorgungsschaltung implementiert.
Gemäß der siebenunddreißigsten Ausführungsform wird es in einem Anwendungsfall wie etwa dem in ein Fahrzeug eingebauten 42-V- Anwendungsfall, wobei zwei oder mehr Energieversorgungen vorgesehen sind und eine von der Endstufenversorgung zum Treiben einer Spulenlast wie etwa eines Motors verschiedene Energieversorgung eine niedrigere Versorgungsspannung hat, möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, deren Herstellungskosten verringert sind, indem die Niedrigspannungs- Energieversorgung, die von der Endstufenenergieversorgung verschieden ist, als die Energieversorgung der Vor-Treiber-Versorgungsschaltungen der dritten bis siebenunddreißigsten Ausführungsformen verwendet wird.
Eine achtunddreißigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Typischerweise fließt in der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung ein Stromstoß beim Starten der Energieversorgung. Dies wird nachstehend erläutert, indem beispielsweise auf die doppeltverstärkende Ladungspumpschaltung von Fig. 12 Bezug genommen wird. Wenn die Energieversorgung gestartet und die Speisespannung VB von 0 V auf 12 V erhöht wird, wird der Entkopplungskondensator 152 selbstverständlich nicht aufgeladen. Daher ist die verstärkte Ausgangsspannung 133 (VCP) 0 V. Infolgedessen fließt ein durch die Durchlaßkennlinien der Gleichrichterdioden 147 und 148 bestimmter Strom augenblicklich von VB zu dem Entkopplungskondensator 152. Dies ist der Stromstoß. Der Stromstoß ist von der Schaltungskonfiguration, den Charakteristiken der die Schaltung bildenden Elemente und der Versorgungsspannung abhängig. Wenn keine Gegenmaßnahme ergriffen wird, nimmt der Stromstoß jedoch die Größenordnung von einigen hundert mA bis zu einigen A an. Diese Werte sind groß angesichts der Tatsache, daß die typische Last des Ausgangs der Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung im Bereich von einigen mA bis zu einigen zehn mA liegt. Es besteht somit die Gefahr, daß in manchen Fällen ein Element zerstört werden kann.
Hinsichtlich der Gegenmaßnahme gegen den Stromstoß wird im allgemeinen zwischen einen Energieversorgungsanschluß und eine Energieversorgung ein Begrenzungswiderstand eingefügt. Bei dem Beispiel von Fig. 12 ist der Begrenzungswiderstand zwischen dem Anschluß VB und der 12-V-Versorgung eingefügt. Durch Einfügen des Begrenzungswiderstands steigt jedoch die Impedanz des Verstärkungspfads unter gewöhnlicher Belastung. Daher wird der Ausgangswert der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung verringert. Anders ausgedrückt wird die Ausgangsleistungsfähigkeit der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung mit abnehmenden Stromstoß verringert.
Bei der vorliegenden Ausführungsform ist die Leistungsfähigkeit der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung zu gewöhnlichen Zeiten dadurch gewährleistet, daß nur dann ein Begrenzungswiderstand eingefügt wird, wenn die Energieversorgung gestartet wird, da zu diesem Zeitpunkt der Stromstoß erzeugt wird, und daß der Begrenzungswiderstand zu gewöhnlichen Zeiten entfernt ist. Konkret heißt das, daß der Begrenzungswiderstand nur dann zur Begrenzung des Stromstoßes eingefügt ist, wenn die verstärkte Ausgangsspannung zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung niedrig ist. Fig. 56 zeigt die konkrete Schaltung. Eine verstärkte Ausgangsspannungs- Überwachungsschaltung 336, die einen verstärkten Ausgang Vo einer Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 7 überwacht, deaktiviert einen Schalter 333, wenn Vo eine bestimmte Spannung unterschreitet. Infolgedessen wird der Stromstoß, der von einer Energieversorgung 330 zu der Versorgungsschaltung 7 fließt, durch einen Begrenzungswiderstand 332 begrenzt, der in einen Stromstoßsteuerschalter 334 eingebaut ist. Wenn der Ausgang Vo über eine bestimmte Spannung verstärkt wird, wird der Schalter 333 aktiviert und bewirkt einen Kurzschluß über dem Begrenzungswiderstand 332. Infolgedessen wird verhindert, daß die Ausgangsleistung der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung verringert wird. In Fig. 56 ist 331 ein Anschluß von VDD, 337 ist ein Kondensator, und 338 ist ein Ausgangsanschluß. Fig. 57 zeigt ein Schaltungsbeispiel. Die Versorgungsschaltung 7 kann die VCC-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 69, die VB-Verstärkungs-Versorgungsschaltung 132 oder die variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung 282 sein. In Fig. 57 ist 340 ein Erdungsanschluß, 341 ist ein Widerstand, 342 ist ein Transistor, 343 und 344 sind Gleichrichterdioden, 346 und 347 sind Transistoren, 348 und 349 sind ein Kondensator, 351 ist ein Anschluß der Referenzspannung REF5, 352 bis 356 sind Widerstände, 357 ist ein NMOS-Transistor, und 358 ist ein Verstärker.
Die achtunddreißigste Ausführungsform kann bei der ersten bis siebenunddreißigsten Ausführungsform ebenfalls auf die gleiche Weise angewandt werden. Fig. 58 zeigt ein Schaltungsbeispiel mit einer Vor-Treiber- Versorgungsschaltung 136j, die durch Anwendung der Schaltung von Fig. 56 bei der Schaltung der zweiundzwanzigsten Ausführungsform gemäß Fig. 35 erhalten ist. Beim Anstieg über eine bestimmte Spannung gibt die verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung 304 der zweiundzwanzigsten Ausführungsform ein Signal an VLO aus. Ferner gibt die in Fig. 58 gezeigte Spannungsüberwachungsschaltung 304 ein Signal an VHO aus, wenn VCP eine bestimmte Spannung unterschreitet. Infolgedessen werden die Auswirkungen erhalten.
Gemäß der achtunddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die einen Stromstoß-Begrenzungswiderstand nur dann in die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung einfügt, wenn der Verstärkungsausgang eine Konstantspannung zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung ist, wobei eine Verringerung der Verstärkungsausgangsleistung aufgrund des Begrenzungswiderstands während der normalen Zeit verhindert wird.
Unter Bezugnahme auf Fig. 59 wird nun eine neununddreißigste Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Durch Überwachen des Verstärkungsausgangsstroms und Einfügen eines Begrenzungswiderstands, wenn der Verstärkungsausgangsstrom einen bestimmten Strom überschreitet, um dadurch das Problem hinsichtlich des Stromstoßes auf die gleiche Weise wie bei der achtunddreißigsten Ausführungsform zu lösen, können Auswirkungen erzielt werden, die denen der achtunddreißigsten Ausführungsform gleichen.
Fig. 60 zeigt ein konkretes Schaltungsbeispiel von Fig. 59. Ein Widerstand 362 dient zum Erfassen des Ausgangsstroms. Der Schalter 334 bestimmt den Kurzschluß über einen Begrenzungswiderstand oder die Aufhebung des Kurzschlusses. Die Schaltung schaltet den Schalter 334 unter Verwendung des Widerstands 362 ein und aus. In diesem Fall wird der verstärkte Ausgang um den Spannungsabfall über dem Fühlwiderstand verringert. In Fig. 60 ist ferner 363 ein Widerstand, 364 ist eine Konstantstromquelle, und 365 ist ein Verstärker. Daher ist in Fig. 61 eine Schaltung gezeigt, die so modifiziert ist, daß sie einen Ladungsstrom des Verstärkungsausgangs-Entkopplungskondensators 459 überwacht. In Fig. 61 bezeichnet 350 einen Widerstand.
Die neununddreißigste Ausführungsform kann auch bei der ersten bis siebenunddreißigsten Ausführungsform angewandt werden. Fig. 62 zeigt ein Schaltungsbeispiel mit einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136k, die durch Anwendung der neununddreißigsten Ausführungsform bei der in Fig. 35 gezeigten zweiundzwanzigsten Ausführungsform erhalten ist. In Fig. 62 bezeichnet 366 eine Überwachungsschaltung für den verstärkten Ausgangsstrom.
Gemäß der neununddreißigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die nur dann einen Stromstoß- Begrenzungswiderstand in die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung einfügt, wenn zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung ein Stromstoß auftritt, und die eine Herabsetzung der Verstärkungsausgangsleistung aufgrund des Begrenzungswiderstands im Normalbetrieb verhindert.
Nachstehend wird eine vierzigste Ausführungsform der Erfindung erläutert. In Fig. 63 bezeichnet 367 ein Verzögerungsglied zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung. Dabei wird eine bestimmte festgelegte Verzögerungsdauer nach dem Start der Energieversorgung vorgesehen, und ein Begrenzungswiderstand wird während dieser Periode eingefügt, um das Problem des Stromstoßes auf die gleiche Weise wie bei der achtunddreißigsten Ausführungsform zu mildern. In dieser Schaltung können gleiche Auswirkungen wie bei der achtunddreißigsten Ausführungsform erhalten werden. Ein Beispiel einer konkreten Schaltung ist in Fig. 64 gezeigt. Dort bezeichnet 368 einen Anschluß der Referenzspannung REF6, 369 ist ein Widerstand, 370 ist ein Kondensator und 371 ein Verstärker.
Die vierzigste Ausführungsform kann auch bei der ersten bis siebenunddreißigsten Ausführungsform zur Anwendung kommen. Fig. 65 zeigt ein Schaltungsbeispiel mit einer Vor-Treiber-Versorgungsschaltung 136l, die erhalten ist durch Anwendung der vierzigsten Ausführungsform bei der zweiundzwanzigsten Ausführungsform von Fig. 35. In Fig. 65 bezeichnet 372 ein Verzögerungsglied zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung.
Gemäß der vierzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die in die Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung einen Stromstoß-Begrenzungswiderstand nur für eine festgelegte Zeitdauer nach dem Start der Energieversorgung einfügt und die verhindert, daß im Normalbetrieb die Verstärkungsausgangsleistung infolge des Begrenzungswiderstands verringert wird.
Eine einundvierzigste Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Bei der vierzigsten Ausführungsform ist ein Verzögerungsglied zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung, d. h. die Schaltung, die eine festgelegte Verzögerungsdauer zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung erzeugt, erforderlich. Bei manchen Systemen gibt es jedoch bereits einen Schaltkreis mit der gleichen Funktion wie die eine festgelegte Verzögerung erzeugende Schaltung. Dies wird als Einschaltrücksetzschaltung bezeichnet. Diese Schaltung überwacht die Versorgungsspannung und stoppt den Schaltungsbetrieb für eine festgelegte Periode nach dem Start der Energieversorgung. Bei der einundvierzigsten Ausführungsform werden die gleichen Wirkungen wie bei der vierzigsten Ausführungsform unter Nutzung des Ausgangs der Einschaltrücksetzschaltung erzielt.
Fig. 66 zeigt ein konkretes Beispiel der Schaltung mit einer Vor-Treiber- Versorgungsschaltung 136m auf der Basis der Schaltung der zweiundzwanzigsten Ausführungsform von Fig. 35. Ein MCU 375, der die Vor-Treiberschaltung steuert, verwendet die VCC-Energieversorgung. VCC ist eine Konstantspannung, die von einer Spannungsversorgung 126 (VB) durch eine Regulierschaltung 373 erzeugt wird. Nach dem Starten der Energieversorgung (VB) und der Ausgabe einer normalen Konstantspannung eines Regulierausgangs (VCC) überträgt eine Einschaltrücksetz(POR)schaltung 374 ein Rücksetzsignal an den MCU für einen festgelegten Zeitraum, um das Auftreten eines fehlerhaften Betriebs des MCU zu verhindern. Daher wird unter Nutzung des Rücksetzsignals des POR-Glieds zum Zeitpunkt des Startens der Energieversorgung der Begrenzungswiderstand eingefügt, der den Stromstoß begrenzt, und dadurch können gleiche Auswirkungen wie bei der vierzigsten Ausführungsform erhalten werden.
Gemäß der einundvierzigsten Ausführungsform wird es möglich, eine Treiberschaltung zu erhalten, die die gleichen Auswirkungen wie die vierzigste Ausführungsform hat und gleichzeitig die Schaltungsgröße dadurch verringert, daß das in dem System vorhandene Einschaltrücksetzsignal genutzt wird.
Die vorliegende Erfindung hat die vorstehend erläuterten Konfigurationen. Zusätzlich zu den erläuterten Auswirkungen der einzelnen Ausführungsformen werden alle oder einige der folgenden Auswirkungen insgesamt erreicht.
Auch wenn eine Energieversorgung mit großer Spannungsänderung verwendet wird, verringert sich die Leistungsfähigkeit des Endstufentransistors nicht, wenn die Spannung abfällt.
Auch wenn eine Energieversorgung mit großer Spannungsänderung verwendet wird, können Elemente, deren Stehspannung der Zeitdauer entspricht, in der die Spannung angestiegen ist, auf ein Minimum beschränkt werden.
Auch bei Verwendung einer Energieversorgung mit großer Spannungsänderung kann die Änderung der Ausgangscharakteristik unterdrückt werden.
Die Erfindung wurde zwar unter Bezugnahme auf eine bestimmte Ausführungsform hinsichtlich einer vollständigen und deutlichen Offenbarung beschrieben, die beigefügten Patentansprüche sind jedoch nicht darauf beschränkt und sollen sämtliche Modifikationen und alternativen Ausbildungen umfassen, die für den Fachmann ersichtlich sind und im Rahmen der hier angegebenen Lehre liegen.

Claims

1. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (1);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (11) und einem unteren Zweig (12);
eine Vor-Treiberschaltung (74), die folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (72), der den oberen Zweig treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (73), der den unteren Zweig treibt; und
eine Versorgungsspannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (69), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (67), die den oberen Zweig verstärkt, und
eine Unterer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (68), die die Spannung einer Versorgungsspannungsquelle (66) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (67) eine Spannung ausgibt, die erhalten ist durch Addition einer Spannung der Versorgungsspannungsquelle (66) zu einer Spannung der Treiberschaltungs- Energieversorgung (1).

3. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oberer-Zweig-Treiber (72) folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Steuereingangssignalprozessor (75), der ein Signal ausgibt, das eine Amplitude zwischen der Versorgungsspannungsquelle (66) und Erde (4) hat;
einen Pegelumsetzer (76), der den Pegel des Signals umsetzt und ein Signal erzeugt, das eine Amplitude zwischen einem Ausgang der Oberer-Zweig- Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (67) und einem Ausgang der Treiberschaltungs-Energieversorgung (1) hat;
einen Oberer-Zweig-Ausgangstreiber (77), der das pegelumgesetzte Signal in ein Treibersignal des oberen Zweigs (11) umwandelt; und
eine Vor-Ausgangsschaltung, die einen Ausgang des Oberer-Zweig- Ausgangstreibers (77) empfängt und den oberen Zweig (11) treibt.

4. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (69) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist.

5. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (69) einen Ladungspumpschaltkreis und einen Entkopplungskondensator (91) aufweist.

6. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136), die aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, und
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134).

7. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist.

8. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132) aufweist:
den oberen Zweig;
den unteren Zweig;
eine Gleichrichterdiode (153 bis 155);
einen Verstärkungskondensator (163); und
einen Entkopplungskondensator (164).

9. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132) einen Aufwärtswandler aufweist, der eine Verstärkungsspule (182) aufweist.

10. Treiberschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsspule (182) eine Spule aufweist, die eine mittels PDM zu treibende Last ist.

11. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134) eine Z-Diode (204) und einen NPN-Transistor (205) aufweist.

12. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134) eine Z-Diode (204) und einen NMOS-Transistor (206) aufweist.

13. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134) eine Z-Diode (204), eine Diode (207) und einen NPN-Transistor (205) aufweist.

14. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134) eine Rückführungsschaltung aufweist, die einen Verstärker (210) und einen PNP-Transistor (212) verwendet.

15. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134) einen invertierenden Verstärker aufweist, der einen Operationsverstärker (228) verwendet.

16. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist.

17. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135) aufweist:
den oberen Zweig;
den unteren Zweig;
eine Gleichrichterdiode (87, 88);
einen Verstärkungskondensator (90); und
einen Entkopplungskondensator (91).

18. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (74a), die aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134), und
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Begrenzungsschaltung (548), die verhindert, daß die Spannung an einem Ausgang der Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung ansteigt.

19. Treiberschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkte Versorgungsspannungs-Begrenzungsschaltung (548) eine Z-Diode (550) und ein Widerstandselement (549) aufweist.

20. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136b), die aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung überwacht, und
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung steuert.

21. Treiberschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235) einen Komparator (244) aufweist, der einen VCP-Spannungsüberwachungswert, der durch Kompression eines verstärkten Versorgungsspannungswerts erhalten ist, mit einem Referenz-Spannungswert vergleicht.

22. Treiberschaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (244) in einem Ausgangssignal eine Hysteresecharakteristik hat.

23. Treiberschaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (244) imstande ist, ein Signal auszufiltern, dessen Frequenz oberhalb einer festgelegten Frequenz liegt.

24. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Arm (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136b), die aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) überwacht, und
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung (135) zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals der verstärkten Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235) steuert.

25. Treiberschaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235) einen Komparator (244) aufweist, der einen VCP-Spannungsüberwachungswert, der durch Kompression eines verstärkten Versorgungsspannungswerts erhalten ist, mit einem Referenz-Spannungswert vergleicht.

26. Treiberschaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (244) in einem Ausgangssignal eine Hysteresecharakteristik hat.

27. Treiberschaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (244) imstande ist, ein Signal auszufiltern, dessen Frequenz oberhalb einer festgelegten Frequenz liegt.

28. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136c), die aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) überwacht,
eine Filterschaltung (259) und
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) zuzuführendes Signal nach Maßgabe eines Ausgangssignals der Filterschaltung (259) steuert.

29. Treiberschaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (259) ein Tiefpaß ist.

30. Treiberschaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (259) ein Signal ausgibt, nachdem dieses verzögert wurde, wenn der Verstärkungsbetrieb der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) angehalten ist.

31. Treiberschaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (259) ein Digitalfilter ist.

32. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Versorgungsschaltung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt; und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136d), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Versorgungsschaltung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt und die einen Umschaltanschluß (281) hat,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine Unterer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (280), die ein Signal nach Maßgabe eines Ausgangs der Unterer-Zweig-Treiber- Konstantspannungsschaltung (134) an den Umschaltanschluß (281) ausgibt, um eine Ausgangsleistung der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) zu ändern,
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) überwacht,
einen Filterschaltkreis (259), und
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises (259) steuert.

33. Treiberschaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist, der ein Signal der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (280) empfängt und eine Ausgangsleistung durch Ändern des Einschaltwiderstands eines Verstärkungsinverters (291) ändert.

34. Treiberschaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist, der ein Signal der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsschaltungs-Überwachungsschaltung (280) empfängt und eine Ausgangsleistung durch Ändern der Durchlaßspannung einer Gleichrichterdiode (183) ändert.

35. Treiberschaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282) einen Aufwärtswandler aufweist, der ein Signal der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsschaltungs-Überwachungsschaltung (280) empfängt und die Ausgangsleistung durch Ändern der Induktivität einer Spule (298) ändert.

36. Treiberschaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282) einen Aufwärtswandler aufweist, der ein Signal der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (280) empfängt und eine Ausgangsleistung durch Ändern des Einschaltwiderstands eines NMOS- Transistors (282) ändert.

37. Treiberschaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282) einen Aufwärtswandler aufweist, der ein Signal der Unterer-Zweig-Treiber- Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (280) empfängt und eine Ausgangsleistung durch Ändern der Durchlaßspannung einer Gleichrichterdiode (183) ändert.

38. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136e), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt;
eine variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt und einen Umschaltanschluß (281) hat,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (304), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) überwacht und ein Signal entsprechend einem Ausgang der Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (280) an den Umschaltanschluß (281) ausgibt, um eine Ausgangsleistung der variablen Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282) zu ändern,
einen Filterschaltkreis (259), und
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises (259) steuert.

39. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136f), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (307), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134), eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (235), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) überwacht,
einen Filterschaltkreis (259),
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises (259) steuert, und
eine Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (305), die einen Ausgang der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung (135) empfängt und eine Ausgangsleistung der Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135) ändert.

40. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136g), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (307), die den oberen Zweig verstärkt,
eine variable Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (282), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Versorgungsschaltung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt und einen Umschaltanschluß (281) hat,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (304), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) überwacht und an den Umschaltanschluß (281) ein Signal ausgibt, um eine Ausgangsleistung der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) zu ändern,
einen Filterschaltkreis (259),
eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der variablen Spannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (282) zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises (259) steuert, und
eine Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (305), die einen Ausgang der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung (307) empfängt und eine Ausgangsleistung der Oberer- Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (307) ändert.

41. Treiberschaltung nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (307) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist, der eine Ausgangsleistung durch Ändern des Einschaltwiderstands eines Verstärkungsinverters (319) ändert.

42. Treiberschaltung nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (307) einen Ladungspumpschaltkreis aufweist, der eine Ausgangsleistung durch Ändern der Durchlaßspannung einer Gleichrichterdiode (229, 230) ändert.

43. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (136h), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (307), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der Treiberschaltungs-Energieversorgung (126) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt,
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134),
eine verstärkte Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (304), die einen Spannungsanstieg eines Ausgangs der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) überwacht,
einen Filterschaltkreis (255), eine CLK-Steuereinheit (236), die ein der Batteriespannungsverstärkungs- Versorgungsschaltung (132) zuzuführendes Taktsignal nach Maßgabe eines Ausgangssignals des Filterschaltkreises (255) steuert, und
eine Oberer-Zweig-Treiber-Versorgungsspannungs-Überwachungsschaltung (305), die einen Ausgang der Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs- Versorgungsschaltung (307) empfängt und eine Ausgangsleistung des Oberer- Zweig-Treibers (141) ändert.

44. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine erste Treiberschaltungs-Energieversorgung (327);
eine zweite Treiberschaltungs-Energieversorgung (329); eine Totem-Pole-Endstufe mit einem oberen Zweig (144) und einem unteren Zweig (145);
eine Vor-Treiberschaltung (74a), die folgendes aufweist:
einen Oberer-Zweig-Treiber (141), der den oberen Zweig (144) treibt, und
einen Unterer-Zweig-Treiber (142), der den unteren Zweig (145) treibt; und
eine Vor-Treiber-Versorgungsschaltung (1361), die folgendes aufweist:
eine Oberer-Zweig-Treiberverstärkungs-Versorgungsschaltung (135), die den oberen Zweig verstärkt,
eine Batteriespannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132), die eine Spannung der ersten Treiberschaltungs-Energieversorgung (327) verstärkt und eine verstärkte Spannung ausgibt, und
eine Unterer-Zweig-Treiber-Konstantspannungsschaltung (134), wobei die zweite Treiberschaltungs-Energieversorgung (329) mit der Vor- Treiberschaltung verbunden ist.

45. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (330);
eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7);
einen Stromstoßsteuerschalter (333), der zwischen der Treiberschaltungs- Energieversorgung (330) und der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) vorgesehen ist; und
eine verstärkte Ausgangsspannungs-Überwachungsschaltung (336), die einen Ausgang der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) überwacht und ein Signal an den Stromstoßsteuerschalter (333) ausgibt, wenn der Ausgang der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) eine festgelegte Spannung unterschreitet.

46. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (330);
eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7);
einen Stoßstromsteuerschalter (333), der zwischen der Treiberschaltungs- Energieversorgung (330) und der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) vorgesehen ist; und
eine verstärkte Ausgangsstrom-Überwachungsschaltung (361), die einen Ausgangsstrom der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) überwacht und an den Stoßstromsteuerschalter (333) ein Signal ausgibt, wenn der Ausgangsstrom der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) einen festgelegten Strom überschreitet.

47. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (330);
eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7);
einen Stoßstromsteuerschalter (333), der zwischen der Treiberschaltungs- Energieversorgung (330) und der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (7) vorgesehen ist; und
einen Verzögerungsschaltkreis (367), der ein Signal an den Stoßstromsteuerschalter (333) ausgibt, wenn die Energieversorgung gestartet wird.

48. Treiberschaltung, gekennzeichnet durch
eine Treiberschaltungs-Energieversorgung (126);
eine Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132);
einen Stoßstromsteuerschalter (333), der zwischen der Treiberschaltungs- Energieversorgung (126) und der Spannungsverstärkungs-Versorgungsschaltung (132) vorgesehen ist; und
einen Einschaltrücksetzschaltkreis (374), der außerhalb der Treiberschaltung vorgesehen ist und ein Signal ausgibt, wobei der Stoßstromsteuerschalter (333) auf der Basis des Signals gesteuert wird, das von dem Einschaltrücksetzschaltkreis (374) beim Starten der Energieversorgung ausgegeben wird.