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Die Erfindung betrifft allgemein integrierte Hochspannungsschaltungen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf integrierte Hochspannungsschaltungen zur Verwendung in Verbindung mit einer Anordnung aus Elementen. Solche Anordnungen schließen insbesondere Matrixfelder aus Ultraschallmesswertumformern, Pixelfelder für Flüssigkristallanzeigen usw. ein, sind aber nicht darauf beschränkt.
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Zur Veranschaulichung werden verschiedene Ausführungsformen der Erfindung mit Bezugnahme auf Matrixfelder aus Ultraschallmesswertumformern beispielsweise den sogenannten „ringförmigen Mosaikfeldern” zur Verwendung für die Ultraschallabbildung beschrieben. Ein ringförmiges Mosaikfeld beruht auf der Idee, die aktive Apertur eines Ultraschallmesswertumformers in ein Mosaik aus sehr kleinen Unterelementen einzuteilen und dann ringförmige Elemente aus diesen Unterelementen zu bilden, indem sie mit elektronischen Schaltern verbunden werden. Jedoch ist die Geometrie der Matrixelemente nicht auf ringförmige Gestalten beschränkt. Diese „Matrixelemente” können elektronisch entlang der Oberfläche des Mosaikfelds „bewegt” werden, um durch Veränderung der Schalteranordnung Abtasten durchzuführen. Andere Elementanordnungen erlauben das Strahlbündeln, was es ermöglicht, volumetrische Datensätze zu erfassen. Eine Anordnung mehrerer konzentrischer ringförmiger Elemente sorgt für eine optimale akustische Bildqualität, indem die Elementformen an die akustischen Phasenfronten angepaßt werden. Die erfindungsgemäßen Schalter sind nicht auf die Verwendung in Mosaikfeldern beschränkt.
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Aus dem Stand der Technik bekannte Ultraschallabbildungssysteme weisen ein Matrixfeld aus Ultraschallmesswertumformern auf, die verwendet werden, um einen Ultraschallstrahl auszusenden und den von dem Untersuchungsobjekt reflektierten Strahl zu empfangen. Ein derartiges Abtasten umfaßt eine Reihe von Messungen, in denen die fokussierte Ultraschallwelle ausgesendet wird, das System nach einem kurzen Zeitintervall in den Empfangsmodus umschaltet und die reflektierte Ultraschallwelle empfangen, strahlgebündelt und für die Anzeige verarbeitet wird. Typischerweise wird das Aussenden und der Empfang während jeder Messung in die gleiche Richtung fokussiert, um Daten aus einer Reihe von Punkten entlang eines akustischen Strahls oder einer Abtastlinie zu erfassen. Der Empfänger wird für eine Folge von Bereichen entlang der Abtastlinie dynamisch fokussiert, während die reflektierten Ultraschallwellen empfangen werden.
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Für die Ultraschallabbildung hat das Matrixfeld typischerweise mehrere Messwertumformer, die in einer oder zwei Spalten angeordnet sind und von getrennte Spannungen getrieben werden. Durch Auswählen der Zeitverzögerung (oder Phase) und Amplitude der angelegten Spannungen, können einzelne Messwertumformer in einer bestimmten Spalte so gesteuert werden, daß sie Ultraschallwellen erzeugen, die sich so kombinieren, daß sie eine Gesamtultraschallwelle bilden, die sich entlang einer bevorzugten Vektorrichtung fortpflanzt und in einer ausgewählten Zone a fokussiert ist.
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Die gleichen Prinzipien sind anwendbar, wenn der Messwertumformerprüfkopf verwendet wird, um den reflektierten Schall in einem Empfangsmodus zu empfangen. Die Spannungen, die bei den Empfangsmesswertumformern erzeugt werden, werden summiert, so daß das Gesamtsignal bezeichnend für den Ultraschall ist, der von einer einzelnen Fokuszone des Objekts reflektiert wird. Wie im Aussendemodus wird dieser fokussierte Empfang der Ultraschallenergie durch Verwendung von getrennten Zeitverzögerungen (und/der Phasenverschiebungen) und Verstärkung des Signals von jedem Empfangsmesswertumformer erreicht. Die zeitlichen Verzögerungen werden mit zunehmender Tiefe des zurückgegebenen Signals so angepaßt, daß beim Empfang für dynamische Fokussierung gesorgt wird.
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Die Auflösungsqualität des entstandenen Bilds ist teilweise eine Funktion der Anzahl der Messwertumformer, aus denen jeweils die Aussende- und Empfangsapertur der Messwertumformermatrix besteht. Demgemäß ist eine große Anzahl von Messwertumformern sowohl für die zweidimensionale als auch für die dreidimensionale Abbildung wünschenswert, um eine hohe Bildqualität zu erreichen. Die Ultraschallmesswertumformer befinden sich typischerweise in einem von einer Hand gehaltenen Messwertumformerprüfkopf, der über ein biegsame Kabel mit einer elektronischen Einheit verbunden ist, die die Messwertumformersignale verarbeitet und Ultraschallbilder erzeugt. Auf dem Messwertumformerprüfkopf kann sich sowohl die Ultraschallsendeschaltung als auch die Ultraschallempfangsschaltung befinden.
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Die Verwendung von Hochspannungskomponenten in der Aussendeschaltung, um die einzelnen Ultraschallmesswertumformer zu treiben, ist bekannt, während digitale Logikschaltungen mit niedriger Spannung und hoher Dichte verwendet werden, um die Aussendesignale bei den Hochspannungstreibern bereitzustellen. Die Hochspannungstreiber werden typischerweise mit Spannungen von bis zu ungefähr 100 Volt betrieben, während die Logikschaltung mit niedriger Spannung eine Betriebsspannung in der Größenordnung von 5 Volt für TTL-Logik hat. Die Hochspannungstreiber können aus diskreten Komponenten oder integrierten Schaltungen bestehen, während die Logikschaltung mit niedriger Spannung aus einer getrennten integrierten Schaltung bestehen kann oder mit der Hochspannungsschaltung auf einem einzigen Chip integriert sein kann. Zusätzlich zu der Aussendeschaltung mit den Hochspanungstreibern und der Logikschaltung mit niedriger Spannung kann der Messwertumformerprüfkopf analoge Empfangsschaltungen mit niedrigem Rauschen und niedriger Spannung umfassen. Die Empfangsschaltung mit niedriger Spannung hat ebenso wie die Aussendelogikschaltung eine Betriebsspannung in der Größenordnung von 5 Volt und kann eine getrennte integrierte Schaltung sein oder zusammen mit der Aussendelogikschaltung mit niedriger Spannung als eine monolithische integrierte Schaltung hergestellt sein.
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Um die Anzahl der Messwertsumformer zu maximieren und somit eine hohe Qualität der Ultraschallbilder zu erreichen, ist es wünschenswert, so viele Schaltungen wie möglich in einem kleinen Volumen zu integrieren und die Größe und Komplexität der Schaltungen zu verringern, ob die Schaltungen sich innerhalb des Messwertumformerprüfkopfs oder einer getrennten elektronischen Einheit befinden. Einige Anwendungen wie beispielsweise die Ultraschallabbildung mit sehr hoher Frequenz erfordern es zusätzlich, daß sich die Aussendeschaltung so nah wie möglich bei den Messwertumformern befindet, um die Signalübertragung über ein langes Kabel zu vermeiden.
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Zusätzlich muß die intergrierte Schaltung Schalter aufweisen, um die ausgewählten Ultraschallmesswertumformer des Matrixfeldes mit den zugehörigen Hochspannungstreibern während des Aussendens und mit den zugehörigen Empfängern während des Empfangs zu koppeln. Ein vorgeschlagenes Matrixfeld aus Ultraschallmesswertumformern, das integrierte Hochspannungstreiberschaltungen verwendet, ist ein sogenanntes „ringförmiges Mosaikfeld”. In einem Ultraschallprüfkopf mit einem ringförmigen Mosaikfeld besteht die Notwendigkeit, daß sowohl die Matrix- als auch die Zugriffsschalter hohen Spannungen widerstehen können, die beim Aussenden verwendet werden. Da das Matrixfeld mehr als 40.000 Schalter aufweist, ist gleichzeitig der Betrieb mit niedriger Leistung eine wichtige Erwägung. Zusätzlich muß es möglich sein, viele solcher Schalter in Reihe zu schalten und ihren Widerstand im angeschaltetem Zustand selektiv zu programmieren, um Verarbeitungsabweichungen zu korrigieren. Außerdem muß der Schalter die Fähigkeit haben, seinen Zustand unabhängig von zusätzlicher Logik beizubehalten, wodurch die erforderliche digitale Schaltung vereinfacht wird und auch die Verwendung von unterschiedlichen Aussende- und Empfangsaperturen ermöglicht wird.
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Gegenwärtig verwenden Ultraschallmaschinen kommerziell erhältliche integrierte Hochspannungsschaltungen, die im allgemeinen in Gruppen von 8 Schaltern pro Bauteil gepackt sind. Ein repräsentatives Patent für diese Technologie ist
US 4 595 847 A . Im allgemeinen verwendet dieses Bauteil Hochspannungs-DMOS-Schalter, die Rücken an Rücken integriert sind. Dies ist aus dem Stand der Technik als ein Erfordernis aufgrund der parasitären Dioden, welche die Bauelemente aufweisen, bekannt. [Siehe beispielsweise „Using the Power MOSFET's Integral Reverse Rectifier”, Fragale et al., Proc. PowerCon 7: Seventh National Solid-State Power Conversion Conference, San Diego, California March 1980.] Ein wichtiges Merkmal dieses Bauteils ist die Fähigkeit, hohe Spannungen an beiden Signalanschlüssen auszuhalten, während der Steueranschluss relativ zu dieser Spannung schwebt. Ein Pegelverschieber wird verwendet, um zu ermöglichen, daß der Schalter auf diese Art betrieben wird.
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Eine ähnliche Anwendung wie der vorliegenden Erfindung ist das Treiben einer Flüssigkristallanzeige (LCD). Die LCD erfordert hohe Spannungen (100 V), erfordert aber keinen hohen Strom. Eine Lösung des LCD-Treiberproblems wird in einer Schrift von Doutreloigne et al. mit dem Titel „A Versatile Micropower High-Voltage Flat-Panel Display Driver etc.” und auch in der veröffentlichen
Europäischen Patentanmeldung Nr. 1089433 offenbart. Dieses Bauteil verwendet auch Hochspannung-DMOS-Schalter; jedoch verwendet es einen dynamisch vorgepolten Pegelverschieber. Der Vorteil der Verwendung eines dynamisch vorgepolten Pegelverschiebers ist, daß er keine dynamische Leistung verbraucht. Die Technik der dynamischen Speicherung von Steuerungsspannung ist aus dem Stand der Technik bekannt und wird am häufigsten bei dynamischen Schieberegister und dynamischen RAM angetroffen, die in der kommerziellen Elektronik vorherrschen. Insbesondere offenbart
US 5 212 474 A einen Hochspannungspegelverschieber, der die dynamische Speicherung der Spannung verwendet, um ein Bauteil mit niedriger Leistung und kleinem Faktor zu realisieren.
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In
US 6 288 603 A offenbaren Zanuccoli et al. einen doppelt gerichteten Hochspannungsschalter, der auf ähnliche Art betrieben wird wie derjenige, der von Doutreloigne et al. offenbart ist, mit einer verbesserten Fähigkeit unabhängig von Versorgungsspannungen bei Schalteranschlüssen betrieben zu werden. Dieses Bauteil verwendet auch einen dynamischen Pegelverschieber, der eine Steuerungsspannung bei dem Steuerungsanschluss des FET-Schalters speichert. Das Bauteil ist für den Betrieb mit einem einzigen NMOS-Bauteil ausgelegt und geht sehr weit, um dies zu ermöglichen.
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In einem Matrixfeld aus Ultraschallmesswertumformern besteht sowohl Bedarf an Matrix- als auch an Zugriffsschaltern, die die hohen Spannungen aushalten können, die während des Aussendens verwendet werden und gleichzeitig wenig Leistung verbrauchen. Es muß möglich sein, viele solche Schalter in Reihe zu schalten. Sie müssen individuell programmierbare Widerstände für den angeschalteten Zustand haben. Außerdem müssen die Schalter ihren Zustand unabhängig von zusätzlicher Logik beibehalten können und die Änderung des Widerstands für den angeschalteten Zustand steuerbar sein.
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US 2002/0135415 A1 offenbart eine Schaltung zum Steuern eines dynamischen, bidirektionalen analogen Hochspannungsschalters. Die Schaltung weist einen Anschluss für einen angeschalteten Zustand und einen Anschluss für einen ausgeschalteten Zustand auf. Nicht offenbart sind, dass eine Senke eines Steuerelektrodenklemmtransistors mit einem gemeinsamen Steuerelektrodenanschluss eines Schalters verbunden ist und dass eine Quelle des Steuerelektrodenklemmtransistors mit einer Verbindung der Quellen von DMOS-Transistoren verbunden ist.
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JP 2000-353 944 A und
JP 63-227 215 A offenbaren vergleichbare Schaltungen.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine weiter verbesserte integrierte Hochspannungsschaltung bereitzustellen.
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Diese Aufgabe wird durch eine integrierte Hochspannungsschaltung nach Anspruch 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind Gegenstand der rückbezogenen Unteransprüche.
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Obwohl die in der vorliegenden Anmeldung offenbarten Ausführungsformen zur Verwendung in Matrixfeldern aus Ultraschallmesswertumformern geeignet sind, sind die Hochspannungsschaltungen, die hier offenbart werden, nicht auf die Ultraschallabbildung beschränkt.
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Erfindungsgemäß wird eine integrierte Hochspannungsschaltung geschaffen mit: einem Schalter mit einem angeschalteten und einem ausgeschalteten Zustand, der eine parasitäre Steuerelektrodenkapazität aufweist, wobei der Schalter ein Paar DMOS-Transistoren aufweist, die Rücken zu Rücken integriert sind und einen gemeinsamen Steuerelektrodenanschluss aufweisen, wobei die Senken der DMOS-Transistoren mit dem Eingangsanschluss bzw. dem Ausgangsanschluss des Schalters verbunden sind; und einer Anschaltschaltung mit einem PMOS-Transistor, dessen Senke mit dem gemeinsamen Steuerelektrodenanschluss des Schalters über eine Diode verbunden ist, dessen Quelle mit einem ersten allgemeinen Vorspannungsanschluss verbunden ist, von welchem der PMOS-Transistor Strom entnimmt, und dessen Steuerelektrode elektrisch mit einem Steueranschluss gekoppelt ist, der ein erstes Steuerspannungssignal für eine Schaltersteuerelektrode. Der Schalter geht von dem ausgeschalteten Zustand in den angeschalteten Zustand als Reaktion auf einen ersten Übergang des ersten Steuerspannungssignals über, welches den PMOS-Transistor veranlasst sich anzuschalten, wobei der Schalter als Reaktion auf einen zweiten Übergang des ersten Steuerspannungssignals, welches den PMOS-Transistor veranlasst sich abzuschalten, in dem angeschalteten Zustand bleibt.
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Die integrierte Hochspannungsschaltung weist außerdem eine Anschaltschaltung auf mit: einem Steuerelektrodenklemmtransistor, dessen Senke mit dem gemeinsamen Steuerelektrodenanschluss des Schalters verbunden ist und dessen Quelle mit einer Verbindung der Quellen der DMOS-Transistoren verbunden ist, wobei der Schalter von dem angeschalteten in den ausgeschalteten Zustand als Reaktion auf einen ersten Übergang eines zweiten Steuerspannungssignals übergeht, der den Steuerelektrodenklemmtransistor veranlasst sich anzuschalten, und wobei der Schalter als Reaktion auf einen zweiten Übergang des zweiten Steuerspannungssignals, der den ersten Steuerelektrodenklemmtransistor veranlasst sich abzuschalten, in dem ausgeschalteten Zustand verbleibt, Ein weiterer Gesichtspunkt betrifft einen Messwertumformerprüfkopf mit: mehreren Ultraschallmesswertumformern; einer Treiberschaltung für Ultraschallmesswertumformer; und mehreren Hochspannungsschaltungen, die jeweils mit mehreren Ultraschallmesswertumformern verbunden sind, wobei jede Schaltung einen entsprechenden Schalter, der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse hat, und eine entsprechende Schaltersteuerungsschaltung zum Steuern des Zustands des entsprechenden Schalters aufweist, wobei die Schalter mit den Ausgangsanschlüssen von jedem Schalter (außer dem letzten Schalter) in Reihe verbunden sind, die mit dem Eingangsanschluss des nächsten Schalters verbunden sind, wobei jeder Ultraschallmesswertumformer mit einem entsprechenden Ausgangsanschluss eines entsprechenden Schalters gekoppelt ist, wobei jede Schaltersteuerungsschaltung eine entsprechende Anschaltschaltung aufweist, die Steuerelektrodenspannungssignale empfängt, und wobei die Treiberschaltung mit dem Eingangsanschluss eines ersten der Schalter gekoppelt ist. Jeder Schalter geht von einem ausgeschalteten Zustand zu einem angeschalteten Zustand als Reaktion auf einen ersten Übergang des Steuerelektrodenspannungssignals der entsprechenden Anschaltsteuerung über, der die Anschaltschaltung veranlasst sich anzuschalten, und jeder Schalter bleibt in dem angeschalteten Zustand als Reaktion auf einen zweiten Übergang des Steuerelektrodenspannungssignals der entsprechenden Anschaltschaltung, welcher die Anschaltschaltung veranlasst sich auszuschalten.
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Ein weiterer Gesichtspunkt betrifft ein Bauteil, das eine integrierte Hochspannungsschaltung und eine Schaltung zur Schalterprogrammierung aufweist, wobei: die integrierte Hochspannuungsschaltung mehrere Schalter, die in Reihe verbunden sind, und mehrere Schaltersteuerungsschaltungen aufweist, wobei jede der Schaltersteuerungsschaltungen den Zustand eines entsprechenden von mehreren Schaltern steuert und eine entsprechende Anschaltschaltung aufweist, welche die Steuerelektrodenspannungssignale bei einem entsprechenden Anschluss für Steuerelektrodenspannungssignale empfängt und eine allgemeine Vorspannung für Schaltersteuerelektroden bei einem entsprechenden allgemeinen Vorspannungsanschluss für Schaltersteuerelektroden empfängt, wobei jeder Schalter als Reaktion auf einen ersten Übergang des Steuerelektrodenspannungssignals der Anschaltschaltung, welches die Anschaltschaltung veranlasst sich anzuschalten, von einem ausgeschalteten Zustand zu einem angeschalteten Zustand übergeht, und wobei jeder Schalter als Reaktion auf eine zweiten Übergang des Steuerelektrodenspannungssignals der Anschaltschaltung, welches die Anschaltschaltung veranlasst sich auszuschalten, in dem angeschalteten Zustand bleibt, wobei die allgemeinen Vorspannungsanschlüsse für Schaltersteuerelektroden mit einem gemeinsamen Bus verbunden sind; und wobei die Programme zur Schaltungsprogrammierung jeden Schalter mit ihrer eigenen Spannung zum Anschalten der Schaltersteuerelektrode als eine Funktion der entsprechenden allgemeinen Vorspannungen für Schaltersteuerelektroden, die über den Bus angelegt sind, programmieren.
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Schließlich betrifft ein weiterer Gesichtspunkt ein Verfahren zum Programmieren mehrere Hochspannungsschaltungen mit den folgenden Schritten: (a) Anlegen eines ersten Vorspannungsniveaus für Schaltersteuerelektroden an einen ersten Bus, der mit jeder der Hochspannungsschaltungen verbunden ist; (b) Auswählen einer ersten von mehreren Hochspannungsschaltungen über einen zweiten Bus; (c) Anlegen eines ersten Steuerspannungsniveaus für Schalterelektroden an die erste Schaltung, die einen ersten Transistor anschaltet, der das erste Vorspannungsniveau für Schaltersteuerelektroden an einen gemeinsamen Steueranschluss eines ersten Paars FET-Schalter anlegt, die Rücken zu Rücken integriert sind, wobei der gemeinsame Steueranschluss eine parasitäre Steuerelektrodenkapazität hat; (d) Anlegen eines zweiten Steuerspannungsniveaus für Schaltersteuerelektroden an die erste Schaltung, das den ersten Transistor ausschaltet, während die parasitäre Steuerelektrodenkapazität des ersten Paars FET-Schalter das erste Vorspannungsniveau für Schaltersteuerelektroden beibehält, wobei das erste Vorspannungsniveau für Steuerelektroden ausreichend ist, um das erste Paar FET-Schalter anzuschalten; (e) Anlegen eines zweiten Vorspannungsniveaus für Schaltersteuerelektroden an den ersten Bus, wobei das erste und das zweite Vorspannungsniveau für Schaltersteuerelektroden unterschiedlich sind; (f) Auswählen einer zweiten aus mehreren Hochspannungsschaltungen über den zweiten Bus (g); Anlegen eines ersten Steuerspannungsniveaus für Schaltersteuerelektroden an die zweite Schaltung, die einen zweiten Transistor anschaltet, der das zweite Vorspannungsniveau für Schaltersteuerelektroden an eine gemeinsame Steuerelektrode eines zweiten Paars FET-Schalter anlegt, die Rücken zu Rücken integriert sind, wobei die gemeinsamen Steuerelektrode eine parasitäre Steuerelektrodenkapazität hat; und (h) Anlegen eines zweiten Steuerspannungsniveaus für Schalterelektroden an die zweite Schaltung, die den zweiten Transistor ausschaltet, während die parasitäre Steuerelektrodenkapazität des zweiten Paars FET-Schalter das zweite Vorspannungsniveau für Schaltersteuerelektroden beibehält, wobei das zweite Vorspannungsniveau für Schaltersteuerelektroden ausreichend ist, um das zweite Paar FET-Schalter anzuschalten.
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Andere Aspekte der Erfindung werden offenbart und beansprucht.
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Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung mit Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
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1 ein Diagramm einer Hochspannungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
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2 ein Diagramm einer Hochspannungsschaltung mit erweiteter Steuerspannungsfähigkeit für Steuerelektroden gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
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3 ein Diagramm einer Hochspannungsschaltung mit integriertem Vorspannungswiderstand gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
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4 ein Diagramm einer Hochspannungsschaltung mit schwebender PMOS-Klemmschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
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5 ein Diagramm einer Kaskade aus Hochspannungsschaltungen, um selektiv Ultraschallmesswertumformer eines Matrixfeldes zu treiben.
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Zu Beginn sollte bemerkt werden, daß die Verbindung zur Erdung, die in den Zeichnungen gezeigt sind, vereinfacht dargestellt sind. In jeder der hier offenbarten Ausführungsformen ist der Erdungsanschluss in der Regel mit einer negativen Spannung verbunden, die oft Vss genannt wird. Während es am einfachsten ist, diese als Erdpotential zu zeigen, wird in bestimmten Fällen tatsächlich ein Erdpotential verwendet. Dies ist so zu verstehen, daß das Erdpotential lediglich eine Referenzspannung ist und daß abhängig von der Anwendung andere Spannungen sowohl positive als auch negative (mit Bezug auf das Erdpotential) verwendet werden könnten.
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Die Erfindung betrifft Schaltungen, welche die bereits erwähnten Probleme lösen. Eine große Anzahl von Schaltern kann direkt in einem Hochspannungs-CMOS-Prozeß integriert werden, so daß sie die Ultraschallaussendespannungspulse aushalten. Die Steuerelektrodenspannung kann für jeden Schalter einzeln programmiert sein. Diese Erfindung sorgt für Betrieb mit niedriger Leistung und erlaubt es, die Schalter in Reihe zu schalten, so daß im wesentlichen kein Verluststrom auftritt, wenn der Schalter an ist. Die Erfindung schafft auch Schalter, die ihren eigenen lokalen Speicher haben, d. h. die Schalter haben die Fähigkeit, sich einen Schaltungszustand zu merken. Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung werden nun mit Bezugnahme auf die Zeichnungen zur Veranschaulichung beschrieben werden.
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1 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung. Die Transistoren MD1 und MD2 sind DMOSFETs, die Rücken zu Rücken (die Quellknoten sind kurzgeschlossen) miteinander verbunden sind, um eine bipolaren Betrieb zu ermöglichen. Diese Verbindung ist aufgrund von parasitären Dioden (wie in dem Schema gezeigt) nötig, die ansonsten einen Leitungsweg von der Senke zur Quelle von jedem Bauteil während der positiven oder negativen Phase des Ultraschallaussendepulses aufweisen würden.
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In der Ausführungsform, die in 1 gezeigt ist, fließt der Strom durch die Schalteranschlüsse S1 und S2, wenn sowohl MD1 als auch MD2 angeschaltet sind. Um den Schalter anzuschalten, muß die Steuerelektrodenspannung dieser Bauteile um eine Schwellenspannung größer als ihre Quellenspannung sein. Über dieser Schwellenspannung verändert sich der Widerstand im angeschalteten Zustand umgekehrt zu der Steuerelektrodenspannung. Da die Quellenspannung ähnlich zu der Senkenspannung (für einen niedrigen Widerstand im angeschalteten Zustand und einen niedrigen Strom) sein wird, wird die Quellenspannung dem Ultraschallaussendespannungspuls folgen. Damit die Spannung zwischen Steuerelektrode und Quelle konstant bleibt, muß die Steuerelektrodenspannung auch dem Aussendespannungspuls folgen. Dies kann durch die Isolierung der Quelle und der Steuerelektrode von der Schaltersteuerungsschaltung und Vorsehung eines festen Potentials an der Steuerelektrode mit Bezug auf die Quelle erreicht werden. Wie oben beschrieben wird dies im Stand der Technik für Ultraschall erreicht, indem statische Pegelverschieber verwendet werden. In der Ausführungsform, die in 1 gezeigt wird, wird ein dynamischer Pegelversschieber verwendet. Dieser Pegelverschieber funktioniert wie folgt:
der Transistor M4 ist ein Hochspannungs-PMOS-Transistor, der die maximale Spannung (beispielsweise 100 V) zwischen seinem Senken- und seinem Quellenanschluss aushalten kann. Die Quelle des Transistors M4 ist mit der allgemeinen Vorspannung Vg0 für Schaltersteuerelektroden (nominell 5 V) wie gezeigt vorgepolt. Um den Schalter anzuschalten, geht die Steuerelektrodenspannung VP des Transistors M4 von hoch (5 V) zu niedrig (0 V) über, was dazu führt, daß die allgemeine Vorspannung Vg0 über den Transistor M4 an den gemeinsamen Steuerelektrodenanschluss der FETs MD1 und MD2 angelegt wird. Die Diode D1 ist vorgesehen, um zu verhindern, daß die Transistoren M4 angeschaltet werden, wenn sich die DMOS-Schaltersteuerelektrodenspannung über Vg0 befindet. Sobald die Schaltersteuerelektrodenspannung Vg0 erreicht hat, wird die parasitäre Steuerelektrodenkapazität der FETs MD1 und MD2 diese Spannung beibehalten. Sobald sich die Steuerelektrodenspannung stabilisiert hat, kann der Transistor M4 aus diesem Grund ausgeschaltet werden, um Strom zu sparen. Verluststrom bei der Senke des Transistors M4 wird schließlich die Vorspannung bei der Schaltersteuerelektrode verbrauchen, aber diese Spannung kann periodisch neu programmiert werden, falls nötig. Die Tatsache, daß der eingeschaltete Zustand wirkungsvoll bei der Schaltersteuerelektrodenkapazität gespeichert wird, bedeutet, daß der Schalter ein eigenes Gedächtnis hat, da es nicht notwendig ist, zusätzliche Flip-Flops zu diesem Zweck vorzusehen.
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Im angeschalteten Zustand kann der Schalter unter Verwendung des NMOS-Steuerelektrodenklemmtransistors M1 ausgeschaltet werden. Dies wird getan, indem eine Anschaltspannung an die Steuerelektrode des Transistors M1 unter Verwendung des Pegelverschiebers angelegt wird, der aus dem Transistoren M2, M3, M5 und M6 besteht. Wenn dieser Transistor angeschaltet ist, zwingt er die Schaltersteuerelektrodenspannung der Schalterquellenspannung gleich zu sein, was die Schalter MD1 und MD2 in den ausgeschalteten Zustand bringt. Der Vorgang, diese Spannungen anzugleichen, verbraucht wirkungsvoll die Ladung, die sich nach der oben beschriebenen Anschaltoperation auf der Steuerelektrodenkapazität befindet. Sobald die Ladung entfernt ist, muß der Transistor M1 nicht angelassen werden. Dies bedeutet, daß die Steuerungspegelverschieberschaltung für dieses Bauteil ausgeschaltet werden kann, sobald sich der Schalter stabilisiert hat, und dies wird Strom sparen. Wiederum kann der ausgeschaltete Zustand für eine ausgedehnte Zeitdauer gespeichert werden und, wenn nötig, neu programmiert werden.
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Die Schaltung, die in 1 gezeigt ist, hat die folgenden Vorteile: (1) niedrige Leistung, da es keinen statischen Stromverlust gibt, um das Bauteil in dem angeschalteten oder ausgeschalteten Zustand beizubehalten; Leistung wird nur während des Übergangs von einem Zustand in den nächsten verbraucht; (2) Zustandsgedächtnis, da der Schalterzustand wirkungsvoll auf der Schaltersteuerelektrodenkapazität gespeichert wird; (3) in Reihe schaltbare Schalter aufgrund des nicht Vorhandenseins eines statischen Vorspannungsstroms und eines Spannungsabfalls im angeschalteten Zustand; und (4) programmierbarer Widerstand im angeschalteten Zustand, da Vg0 individuell gesteuert werden kann.
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Die Schaltung, die in 1 gezeigt ist (wie auch jede der Schaltungen, die in den 2–4 gezeigt sind), können als Teil einer Reihe von Schaltern, wie in 5 gezeigt, verwendet werden. Die beispielhafte Reihe, die in 5 gezeigt ist, weist drei Schalter X1, X2 und X3 auf, die in Reihe verbunden sind, obwohl dies so zu verstehen ist, daß mehr als drei Schalter auf die gezeigte Art in Reihe geschaltet werden können. Die Zustände der Schalter X1 bis X3 werden von entsprechenden Schaltersteuerungsschaltungen C1 bis C3 gesteuert. Beispielsweise kann jede der Schaltersteuerungsschaltungen C1 bis C3 die Transistoren M1 bis M6 aufweisen, die wie in 1 veranschaulicht verbunden sind. Andere beispielhafte Anordnungen der Steuerschaltungen C1 bis C3 in 5 werden später mit Bezugnahme auf die 2–4 jeweils beschrieben.
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Eine digitale Schaltung (nicht gezeigt) steuert VN und VP in 1. In einer Ausführungsform hat diese digitale Schaltung einen lokalen Speicher für den Zustand des Schalters. Ein externes Steuerungssystem (Programmierschaltung 12 in 5) programmiert alle Schalterspeicher unter Verwendung einer Datenleitung 18, so daß sie entweder im eingeschalteten, ausgeschalteten oder unveränderten Zustand sind. Dann wird eine globale Auswahlleitung 14 (siehe 5) verwendet, um den Zustand der gegenwärtigen Schaltersteuerungsschaltung anzulegen. Bis die Auswahlleitung betätigt wird, sind somit sowohl VN als auch VP null. Für diesen Zustand behält der Schalter seinen letzten Zustand bei. Wenn die globale Auswahlleitung 14 betätigt wird, wird der gespeicherte Schalterzustand zu dem Schalter selbst übertragen, indem entweder VN hoch (Ausschalten des Schalters), VP niedrig (Anschalten des Schalters) oder VN niedrig und VP hoch (keine Veränderung des Schalterzustands) gemacht wird. Die allgemeinen Vorspannungsanschlüsse für Schaltersteuerelektroden eines jeden Schalters X1 bis X3 in 5 sind mit einem Bus 16 verbunden. Die globale Auswahlleitung 14 erlaubt es in Verbindung mit dem allgemeinen Vorspannungsbus 16 für Schaltersteuerelektroden, die Anschaltspannung von jedem Schalter X1 bis X3 unabhängig zu programmieren. Genauer kann für jeden Schalter eine eigene einmalige Steuerelektrodeneinschaltspannung programmiert werden, die verwendet werden kann, um die Widerstände in eingeschaltetem Zustand für alle Schalter in dem Matrixfeld einzustellen, um eine Variation aufgrund der Verarbeitung zu korrigieren. In einem Matrixfeld kann dieser Vorgang dadurch ausgeführt werden, indem zuerst alle Schaltersteuerungsschaltungen nicht gewählt werden (das heißt VN wird für alle Schaltungen unter Verwendung der globalen Auswahlleitung niedrig und VP hoch gemacht) und dann die Steuerelektrodenspannung für einen ersten Schalter an den allgemeinen Vorspannungsbus 16 für Steuerelektroden angelegt wird. Der (erste) Schalter, der diese Spannung erhalten wird, wird dann in den angeschalteten Zustand „programmiert”, d. h. der Schalter wird so aktiviert, daß sein Widerstand aus dem MOhm-Bereich auf ein paar hundert Ohm abfallt und ein Strom zwischen der Quelle und der Senke des Bauteils zu fließen beginnt). Sobald sich die Spannung stabilisiert hat, wird die Programmierschaltung 12 ausgeschaltet. Dann wird die Steuerelektrodenspannung für einen zweiten Schalter an den allgemeinen Steuerspannungsbus 16 angelegt. Der (zweite) Schalter, der diese Spannung empfängt, wird dann in den angeschalteten Zustand programmiert. Diese Sequenz kann wiederholt werden, bis jeder Schalter in dem Matrixfeld seine eigene Anschaltspannung empfängt. Auch können Gruppen aus Schaltern, die ähnliche Anschaltspannungen haben, gleichzeitig vorgepolt werden, in dem die allgemeine Steuerelektrodenspannung nicht verändert wird, bevor jeder Schalter in der Gruppe eingeschaltet wird. Schließlich könnten in einem Matrixfeld getrennte Steuerelektrodenspannungsbusse 16 für jeden Spalte von Schaltern verwendet werden, um die Programmiergeschwindigkeit zu erhöhen.
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Weiterhin mit Bezugnahme auf 5 kann ein erstes Unterelement U1 für Ultraschallmesswertwandler von dem Ultraschalltreiber 10 getrieben werden, wenn ein Aussende/Em-pfangs-(T/R)-Schalter 20 in dem Aussendeschalterzustand ist und Schalter X1 angeschaltet ist; ein zweites Unterelement U2 für Ultraschallmesswertwandler kann von einem Ultraschalltreiber getrieben werden, wenn der T/R-Schalter 20 in seinem Aussendeschalterzustand ist und sowohl Schalter X1 als auch X2 angeschaltet sind; und eine drittes Unterelement U3 für Ultraschallmesswertumformer kann von einem Ultraschalltreiber 10 getrieben werden, wenn der T/R-Schalter in seinem Aussendeschalterzustand ist und die Schalter X1, X2 und X3 alle angeschaltet sind. Um einen Gleichstromweg während der Programmierung zu schaffen, muß in diesem Fall eine Anschaltsequenz befolgt werden. Für drei Schalter heißt das beispielsweise: von X1, X2 und X3, die von links nach rechts in Reihe geschaltet sind, wobei der Schalter X1 mit dem Ultraschalltreiber verbunden sind, muß zuerst X1 angeschaltet werden. Dies wird den gemeinsamen Anschluss von X1 und X2 mit dem Ultraschalltreiber über X1 verbinden. Als nächstes kann X2 angeschaltet werden, was zur Verbindung des gemeinsamen Anschlusses von X2 und X3 mit dem Treiber führt. Schließlich kann X3 auch angeschaltet werden. In dem Empfangsmodus werden die zurückgegebenen Signale, die von den entsprechenden Elementen für Ultraschallmesswertumformer erfaßt werden, von einem Empfänger 22 über die entsprechenden Schalter und den T/R-Schalter 20 empfangen, der in den Empfangsschalterzustand geschaltet ist.
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Die Schaltung aus 1 kann wie in 2 gezeigt verbessert werden. Hier wurden die Transistoren M7 und M8 hinzugefügt, um einen Pegelverschieber für das Eingangssteuerungssignal VP zu schaffen. Diese Schaltung ermöglicht es, eine Steuerungsschaltung zu verwenden, die unabhängig von der Schaltersteuerungsspannung Vg0 ist. Beispielsweise könnte VP vorteilhafterweise von 0 bis 3,3 V oder 0–1,5 V für den Betrieb mit niedriger Leistung reichen, während die Steuerungsspannung Vg0 für die Schaltersteuerelektrode zwischen 5 und 10 V abhängig von den Typen der verwendeten DMOSFETs gesetzt wäre.
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Eine weitere Verbesserung der Schaltung aus 1 ist in 3 gezeigt. Das Hinzufügen des Vorspannungswiderstands R1 erlaubt es, einen Anschluss (d. h. S2) des Schalters bei einem konstanten Potential Vtb beizubehalten. Diese Spannung wird verwendet, um den Ultraschallmesswertumformer vorzuspannen, der gewöhnlich mit diesem Anschluss verbunden wäre und wirkt auch als „Ablasswiderstand”, um den Messwertumformer schnell auf seinen stationären Zustand zurückzubringen. Das Hinzufügen von R1 ermöglicht es auch, die Schalter in Reihe zu schalten, ohne daß eine Anschaltsequenz wie oben beschrieben notwendig ist. Ohne den zusätzlichen Weg zum Erdpotential kann es nicht möglich sein, einen Schalter anzuschalten, der zwischen zwei anderen ausgeschalteten Schaltern isoliert ist, da die schwebenden Anschlüsse kein bekanntes Potential sind. Da die Quellenspannung nicht wirkungsvoll gesteuert wird, wird das Auslassen des Vorspannungswiderstands eine unvorhersehbare Spannung verursachen, die an den DMOS-Steuerelektroden und Quellenanschlüssen verbleibt. Diese Spannung kann zu niedrig sein, um den Schalter anzuschalten, kann ihn mit dem falschen Widerstand im angeschalteten Zustand anschalten oder kann so groß sein, daß sie das Bauteil beschädigt.
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Eine Verbesserung der Schaltung aus 2 ist in 4 gezeigt. Die Schaltung funktioniert auf ähnliche Weise wie die Schaltung in 2, wobei der Unterschied darin besteht, daß das schwebende Paar NMOS-Transistoren (M1 und M2), das die DMOS-Transistorsteuerelektrodenspannungen klemmt, durch einen schwebenden PMOS-Transistoren ersetzt wurde. Der Unterschied ist erheblich, da schwebende NMOS-Transistoren für einige CMOS-Prozesse nicht machbar sind, und die Transistoren schweben müssen, damit die Schaltung richtig funktioniert. Diese Änderung vereinfacht die Schaltung auch etwas, indem die Anzahl der erforderlichen Pegelverschiebertransistoren verringert wird (d. h. die Transistoren M3 und M5 in der Schaltung aus 2 wurden weggelassen).
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Bevor die Schalter programmiert werden können, um Verarbeitungsvariationen zu korrigieren, muß eine Kalibrierung durchgeführt werden. Abhängig von der erforderlichen Genauigkeit kann die Kalibrierung für eine oder zwei repräsentative Schalter durchgeführt werden (z. B. an jedem Ende des Matrixfeldes aus Schaltern), und im letzten Fall wird ein Mittelwert verwendet. Die Kalibrierung könnte auch ein einziges Mal (z. B. während der Herstellung) durchgeführt werden und dann während des Betriebs verwendet werden. Die Kalibrierung könnte auch wiederholt während des Betriebs durchgeführt werden, um die Verschiebung der Parameter aufgrund von Temperaturveränderungen zu variieren.
