IT201700021364A1 - Amplificatore operazionale, circuito, apparecchiatura e procedimento corrispondenti - Google Patents

Amplificatore operazionale, circuito, apparecchiatura e procedimento corrispondenti

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IT201700021364A1
IT201700021364A1 IT102017000021364A IT201700021364A IT201700021364A1 IT 201700021364 A1 IT201700021364 A1 IT 201700021364A1 IT 102017000021364 A IT102017000021364 A IT 102017000021364A IT 201700021364 A IT201700021364 A IT 201700021364A IT 201700021364 A1 IT201700021364 A1 IT 201700021364A1
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output
circuit
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Andrea Gambero
Davide Ugo Ghisu
Sandro Rossi
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St Microelectronics Srl
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Description

“Amplificatore operazionale, circuito, apparecchiatura e procedimento corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione si riferisce agli amplificatori operazionali.
Una o più forme di attuazione possono essere utilizzate, ad esempio, in canali di trasmissione ad ultrasuoni, ad esempio per apparecchiature ecografiche.
Sfondo tecnologico
Gli amplificatori operazionali (op-amp) sono circuiti in grado di amplificare un segnale di ingresso arbitrario di pochi Volt (ad esempio 2V picco-picco) in un segnale di uscita che, negli amplificatori operazionali (op-amp) ad alta tensione (HV), può raggiungere valori di centinaia di Volt (ad esempio 200V picco-picco).
Tali amplificatori si possono presentare sotto forma di amplificatori bipolari, in grado di generare un segnale d'uscita positivo e negativo rispetto ad un potenziale di riferimento (ad esempio un livello di massa GND), con la possibilità, ad esempio, di operare come circuiti di pilotaggio o driver lineari ad alta tensione.
Un campo di applicazione di rilievo può essere quello delle apparecchiature ecografiche, ad esempio dei sistemi di imaging diagnostico in campo medico.
In un tale settore, è possibile utilizzare driver lineari come stadio di potenza per pilotare un attuatore piezoelettrico presente in una sonda ecografica. In sistemi di fascia alta, driver lineari di questa natura possono essere utilizzati al posto di generatori di impulsi (“impulsatori”) digitali per facilitare la generazione di immagini ad alta definizione.
Documenti quali US 6 316 993 B1 o US 8 447 046 B2 sono esemplificativi della tecnica nota.
Scopo e sintesi
Nonostante tale attività, è tuttora avvertita l'esigenza di disporre di soluzioni utilizzabili, ad esempio, per realizzare componenti ad alta tensione (High-Voltage o HV) suscettibili di consentire la gestione di segnali a bassa tensione (Low-Voltage o LV) ricorrendo a tecnologie di varia natura, ad esempio tecnologie BCD (Bipolar CMOS-DMOS).
Una o più forme di attuazione si prefiggono lo scopo di contribuire a rispondere ad una tale esigenza.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere conseguito grazie ad un amplificatore operazionale avente le caratteristiche richiamate nelle rivendicazioni che seguono.
Una o più forme di attuazione possono riguardare anche un corrispondente circuito (ad esempio un canale ad ultrasuoni), una corrispondente apparecchiatura (ad esempio una apparecchiatura ecografica) ed un corrispondente procedimento.
Le rivendicazioni formano parte integrante degli insegnamenti tecnici qui somministrati in relazione alle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono permettere di conseguire uno o più dei seguenti vantaggi:
- riduzione dei segnali spuri generati, ad es. durante i transitori di accensione e spegnimento, da un amplificatore operazionale HV, che può essere a singolo stadio (ad es. con uscita a source-follower);
- possibilità di spegnere in modo pressoché completo l'amplificatore operazionale quando inattivo, con un risparmio di potenza consumata a partire dalle alimentazioni ad alta tensione;
- possibilità, grazie a tale spegnimento, di applicare una o più forme di attuazione anche in canali a pilotaggio multiplo, ossia ove può essere presente anche un impulsatore in parallelo ad un driver lineare, con possibile applicabilità della soluzione anche ad amplificatori lineari con diodi in uscita.
Breve descrizione delle diverse viste dei disegni Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento alle figure annesse, in cui:
- la Figura 1 è uno schema di massima di un amplificatore operazionale,
- la Figura 2 è uno schema circuitale esemplificativo di una o più forme di attuazione,
- le Figure 3, 4 e 5 sono schemi circuitali di maggior dettaglio relativi a possibili caratteristiche di forme di attuazione,
- la Figura 6 è uno schema circuitale esemplificativo di forme di attuazione, e
- le Figure 7 e 8 esemplificano possibili dettagli di implementazione di una o più forme di attuazione.
Descrizione particolareggiata
Nella descrizione che segue sono illustrati vari dettagli specifici allo scopo di fornire una comprensione approfondita di vari esempi di forme di attuazione secondo la descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici, o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, strutture, materiali o operazioni note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo che i vari aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari. Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura o caratteristica descritta in relazione alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in vari punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento esattamente alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
I riferimenti qui utilizzati sono forniti unicamente per comodità e quindi non definiscono l’ambito di protezione o la portata delle forme di attuazione.
La Figura 1 è esemplificativa di una possibile struttura di amplificatore operazionale (op-amp) 10, ad esempio del tipo ad alta tensione (HV).
Un amplificatore 10 così come esemplificato nella Figura 1 può comprendere un terminale di ingresso 12 suscettibile di essere accoppiato ad una sorgente di alimentazione S ed un terminale di uscita 14 utilizzabile per pilotare un carico L.
Ad esempio, la sorgente S può comprendere una sorgente a bassa tensione (ad esempio 2V picco-picco) accoppiata al terminale di ingresso 12 con un condensatore di accoppiamento CS.
Il carico L può essere rappresentato ad esempio da un trasduttore piezoelettrico idealmente rappresentabile come collegamento parallelo di un resistore RL e di un condensatore CL accoppiati al terminale di uscita 14 (talvolta denominato XDCR in applicazioni di trasduttori piezoelettrici, ad esempio per canali ad ultrasuoni) tramite un ulteriore condensatore C1.
Tale rappresentazione sia della sorgente S, sia del carico L è da intendersi in senso puramente esemplificativo, dovendosi altresì notare che tanto la sorgente S quanto il carico L possono di per sé costituire elementi distinti rispetto alle forme di attuazione.
In uno schema così come quello esemplificato nella Figura 1 è possibile distinguere, procedendo dal terminale di ingresso 12 verso il terminale di uscita 14:
- uno stadio di ingresso 16 operante ad es. fra tensioni opposte Vdd e -Vdd;
- un nodo di guadagno 18 (qui idealmente schematizzato come un collegamento in parallelo fra un resistore Rg ed un condensatore Cc), e
- uno stadio di uscita 20 operante ad es. fra tensioni opposte Vddh e -Vddh.
Può poi essere prevista una rete di retroazione 22 che riporta verso lo stadio di ingresso 16 un segnale di retroazione a partire dal terminale di uscita 14.
In soluzioni così come esemplificate nella Figura 1, lo stadio di ingresso 16 può quindi essere configurato come uno stadio differenziale che riceve su un ingresso (ad esempio non-invertente) il segnale presente sul terminale di ingresso 12 e su un secondo ingresso (ad esempio invertente) il segnale di retroazione proveniente dal terminale di uscita 14.
In una o più forme di attuazione, lo stadio di ingresso 16 può essere configurato come stadio in bassa tensione (Low-Voltage - LV) operante fra due tensioni di alimentazione Vdd, -Vdd che si possono assumere essere tensioni “basse” (ad es. Vdd < 5V) rispetto alle tensioni “alte”, ossia le tensioni Vddh, -Vddh fra cui opera (ad esempio con valori di Vddh pari a 200V) lo stadio in uscita in alta tensione (High-Voltage - HV).
Lo stadio di ingresso 16 può avere il compito di misurare la differenza fra il segnale di ingresso presente sul terminale di ingresso 12 ed il segnale di retroazione della rete 22 così da generare una corrente di errore Ierr proporzionale a tale differenza. Tale corrente può sviluppare sul nodo di guadagno 18 un segnale di alta tensione che rappresenta di per sé l'uscita desiderata.
Tale segnale può però non avere una potenza necessaria per pilotare direttamente il carico L. Per questo motivo può essere previsto lo stadio 20 che è in grado di fornire la potenza necessaria. Da questo punto di vista, lo stadio di uscita 20 può essere visto come un blocco a guadagno unitario con un ingresso ad alta impedenza ed un’uscita a bassa impedenza (ad esempio un’impedenza Zout molto minore dell'impedenza corrispondente al collegamento in parallelo del resistore RL e del condensatore CL).
Così come già si è detto, lo stadio di ingresso 16 può essere alimentato a bassa tensione, mentre il nodo di guadagno 18 e lo stadio di uscita 20 possono essere alimentati ad alta tensione essendo realizzati utilizzando ad esempio transistori DMOS di potenza, capaci di sostenere elevate tensioni di rottura e di erogare correnti di una certa intensità (ad esempio dell'ordine di 3A).
Uno schema così come esemplificato nella Figura 1 corrisponde ad uno schema talvolta identificato come amplificatore operazionale HV a singolo stadio, ovvero con un solo nodo di guadagno 18.
In applicazioni quali applicazioni di imaging (ad esempio in ambito medicale) un amplificatore 10 così come esemplificato nella Figura 1 può essere utilizzato come driver e basare il suo funzionamento sull'alternanza di fasi di trasmissione e di ricezione in cui - nelle fasi di trasmissione - il driver trasmette segnali ad alta tensione di eccitazione ad un carico L costituito ad esempio da un trasduttore piezoelettrico, mentre - nelle fasi di ricezione - il driver di potenza è inattivo.
In applicazioni in cui le potenze in gioco hanno valori elevati, la gestione della potenza può assumere un ruolo di rilievo: questo può essere il caso delle implementazioni a livello di circuiti integrati a semiconduttore (ad esempio su silicio).
In tale ambito, è possibile pensare di accendere il driver per il solo tempo necessario alla trasmissione del segnale di eccitazione del trasduttore e di mantenere il driver spento in fase di ricezione. In applicazioni di questa natura il consumo delle alimentazioni ad alta tensione quando il driver è inattivo può essere di un certo rilievo. E' dunque auspicabile che tale consumo risulti quanto più possibile ridotto, e virtualmente nullo.
Ancora, in talune applicazioni si desidera far coesistere su uno stesso canale (ad esempio ad ultrasuoni) un driver lineare così come esemplificato nella Figura 1 insieme ad un impulsatore di tipo digitale: anche in questo caso è auspicabile che il driver lineare possa essere spento (o comunque isolato dall'impulsatore digitale) evitando indesiderate influenze di tipo incrociato.
In sintesi, è auspicabile che driver lineari così come qui considerati possano alternare (brevi) fasi di trasmissione e (lunghe) fasi di ricezione, potendo essere spenti quando essi non sono attivi, principalmente per due motivi:
- ridurre la potenza dissipata, e/o
- evitare di indurre fenomeni di disturbo nei confronti di un impulsatore digitale eventualmente presente in un canale di trasmissione per cui è previsto l'impiego di due tipi di driver (lineare ed impulsivo).
L'alternarsi delle accensioni e degli spegnimenti può generare sull’uscita segnali spuri (glitch). Si tratta di segnali almeno potenzialmente dannosi per l'applicazione in quanto suscettibili, ad esempio, di dare origine a difetti nell'immagine finale di un'apparecchiatura di imaging ecografico.
Si è osservato che tali fenomeni di glitch possono essere ricondotti in via principale al fatto che, una volta spento, il driver può perdere il suo punto di lavoro, per cui, alla successiva riaccensione si possono determinare transitori di assestamento delle tensioni del circuito difficilmente controllabili. Tali transitori sono suscettibili di dare origine in uscita a fenomeni di glitch anche di notevole ampiezza (ad esempio alcuni Volt), considerati dannosi in applicazioni quali le applicazioni ecografiche.
Si è ancora osservato che i transistori di uscita di un amplificatore come l’amplificatore 10 in precedenza esemplificato possono avere rapporti di forma elevati, in quanto dimensionati per portare correnti anche di qualche Ampère. Di conseguenza, transitori incontrollati ai capi di tali transistori durante l’accensione e lo spegnimento possono generare correnti elevate (con tensioni spurie in uscita di vari Volt) con, almeno in talune condizioni, il rischio di portare l'uscita dell'amplificatore alla saturazione verso una alimentazione ad alta tensione (ad esempio Vddh) prima di assestarsi ad un punto di funzionamento desiderato.
Il documento US 6 316 993 B1 già citato in precedenza affronta temi in una certa misura simili in campo audio, dove fenomeni di glitch possono essere alla base di rumori udibili all'accensione. La soluzione descritta in tale documento prevede l'utilizzo di due diverse correnti di polarizzazione: una, più alta, utilizzabile quando l'amplificatore è attivo ed un'altra più bassa utilizzabile quando l'amplificatore non viene impiegato. In questo modo risulta possibile mantenere i nodi del circuito ad un valore prossimo al punto di lavoro effettivo.
Si è osservato che questa soluzione può presentare un consumo statico delle alimentazioni di un certo rilievo, tale da renderla inutilizzabile in applicazioni ad alta tensione (HV).
La Figura 2 è esemplificativa di una o più forme di attuazione che sviluppano lo schema generale della Figura 1 prevedendo la presenza di uno stadio di uscita a source follower e di circuiti (indicati con linee a tratti) aventi lo scopo di controllare e ridurre il glitch prodotto durante l’accensione e lo spegnimento dell'amplificatore 10.
Per immediato riferimento, parti e componenti già descritti in relazione allo schema della Figura 1 sono indicati nella Figura 2 con gli stessi riferimenti: una corrispondente descrizione di dettaglio non sarà pertanto qui ripetuta.
Anche nel caso dello schema della Figura 2, lo stadio di ingresso 16 può essere formato da componenti a bassa tensione (LV) e ricevere una corrente di polarizzazione Ibias (generata in modo di per sé noto) suscettibile di essere specchiata in tutto il circuito, anche nella parte ad alta tensione.
Il riferimento S1 indica un primo switch (ad esempio uno switch allo stato solido quale ad esempio un transistore) che è in grado accoppiare e di disaccoppiare la sorgente Ibias dal circuito 10, con la possibilità - per effetto del suddetto meccanismo a specchio di corrente - di annullare i consumi anche nella parte ad alta tensione.
Nello schema della Figura 2, i riferimenti M1, …, M10 indicano transistori suscettibili di comprendere, ad esempio, transistori DMOS ad alta tensione.
In una o più forme di attuazione, nell'ambito del circuito comprendente tali transistori è possibile distinguere:
- un primo ramo, con i transistori M5, M6 e M7, che formano un (primo) specchio di corrente collegato all'alimentazione ad alta tensione positiva (+Vddh), e
- un secondo ramo, con i transistori M8, M9 e M10, che formano un (secondo) specchio di corrente collegato all'alimentazione ad alta tensione negativa (-Vddh).
In una o più forme di attuazione, in posizione interposta fra i suddetti specchi di corrente (ad esempio in posizione interposta fra i cammini di corrente (sourcedrain, nel caso di transistori ad effetto di campo) dei transistori M6 e M9 - ad esempio in posizione interposta tra i drain DM6 e DM9 - è possibile identificare la presenza di un nodo A cui fanno capo i terminali di controllo (gate, nel caso di transistori ad effetto di campo)) di M1 e M2 identificando così un nodo di guadagno.
I transistori M3 e M4 possono invece realizzare uno stadio di uscita 20 in grado di erogare la potenza necessaria al carico L.
In una o più forme di attuazione, i transistori M3 e M4 dello stadio di uscita possono presentare terminali di generazione di corrente (source, nel caso di transistori ad effetto di campo) in comune e connessi al terminale di uscita 14 così da comportarsi come source follower.
In una o più forme di attuazione, i terminali di controllo (ad esempio gate) dei transistori M3 e M4 possono non essere collegati direttamente al nodo A essendo invece pilotabili a partire dal nodo A tramite un pre-stadio formato ad esempio dai transistori M1 e M7 e dai transistori M2 e M10, anch’essi utilizzati come source follower.
In una o più forme di attuazione è poi possibile prevedere la presenza di un generatore di tensione di prepolarizzazione (pre-bias) 24 con associato un ulteriore switch (ad esempio uno switch elettronico) S2 capace di fissare il nodo di guadagno A ad un potenziale di riferimento quando l'amplificatore operazionale 10 è spento.
In una o più forme di attuazione, ai terminali di controllo (gate) dei transistori M3 e M4 dello stadio di uscita 20 possono essere associati ulteriori switch (ad esempio switch elettronici) S3 e S4 pilotati da un rispettivo circuito 26 così da poter spegnere ed accendere lo stadio di uscita formato dai transistori M3 e M4.
In posizione intermedia fra i transistori di uscita M3 e M4 (in pratica al terminale di uscita 14, qui indicato anche come nodo B) può poi essere associato un ulteriore switch S5 in grado di portare ad un livello di riferimento (ad esempio a massa) il terminale di uscita 14 durante lo spegnimento dell'amplificatore 10.
Saranno ora esemplificate possibili implementazioni dei blocchi 24 e 26 insieme a possibili modalità di coordinarne il funzionamento con quello degli switch S1, S2, S3, S4 e S5.
Per semplicità ciò verrà fatto con riferimento a tabelle in cui “aperto” (Open) e “chiuso” (Closed) indicano rispettivamente lo stato di non-conduzione e di conduzione di un determinato switch elettronico S1, S2, S3, S4 e S5.
Il tutto in modo coordinato con l'indicazione delle tensioni presenti sui punti A (nodo di guadagno) e B (nodo d’uscita) citati in precedenza nonché ai nodi Vg3 e Vg4 corrispondenti rispettivamente alle tensioni sui terminali di controllo (gate) dei transistori M3 e M4.
Nello stato di spegnimento (OFF), gli interruttori sono nel seguente stato:
Stato Op-Amp S1 S2 S3 S4 S5 OFF Open Closed Closed Closed Closed
con i nodi della parte ad alta tensione HV fissati alle seguenti tensioni:
Stato Op-Amp A Vg3 Vg4 B OFF Vref 0 V 0 V 0 V
In questo stato non c’è in pratica consumo di corrente dalle alimentazioni ed i transistori MOSFET di uscita, M3 ed M4, sono mantenuti spenti dagli switch S2, S3 ed S4:
Vgs3= Vg3– VB= 0V Vsg4= VB– Vg4= 0V dove Vgs3e Vgs4indicano le tensioni gate-source dei transistori M3 e M4, Vg3e Vg4sono le rispettive tensioni di gate, VBè la tensione sul nodo B (terminale di uscita 14) e Vref è una tensione generata dal circuito 24 discusso nel seguito. Tale tensione può essere dell’ordine di poche centinaia di mV (|Vref| <300mV), per cui anche M1 ed M2 risultano spenti.
In una o più forme di attuazione, per portare l’amplificatore 10 a partire dallo stato di “OFF” nello stato di “ON”, pronto per la trasmissione, è possibile adottare ad es. una sequenza di fasi come descritta nel seguito.
Tali fasi possono perseguire lo scopo di mantenere i nodi A, Vg3, Vg4 e B sotto controllo in modo da evitare glitch sull’uscita.
In una prima fase viene data corrente al circuito, per cui l’unico interruttore a cambiare stato è S1, che da “Open” (aperto) passa a “Closed” (chiuso). In tal modo comincia a scorrere corrente anche nella parte HV, ma l’uscita non può muoversi sia perché vincolata da S5 a GND, sia perché S3 ed S4 deviano la corrente di polarizzazione mantenendo spenti M1, M2, M3 ed M4. Da qui nasce un vincolo sulla resistenza, nonché sulle dimensioni, dei transistor utilizzati per realizzare gli interruttori S3 ed S4:
RS3.Ibias’ < Vthn RS3.Ibias’ < Vthn dove RS3 e RS4 sono le resistenze di conduzione (Ron) dei transistor M3 e M4, Vthn e Vthp sono le tensioni di soglia dei transistor M3 e M4 e Ibias’ rappresenta la corrente di polarizzazione Ibias così come “specchiata” nella parte ad alta tensione (HV) del a partire dallo stadio di ingresso 16, con la possibilità di essere moltiplicata per un fattore di moltiplicazione.
In questa fase il nodo “A” è sempre mantenuto a Vref tramite lo switch S2 che lo collega al circuito 24.
Successivamente cambiano stato gli interruttori o switch S3 e S4, che vengono spenti attraverso il blocco 26 (discusso nel seguito) che può spegnere questi interruttori lentamente e non in modo brusco.
Anche i transistor M1, M2, M3 e M4 cominciano a portare corrente in modo graduale. Al termine di questa fase non scorrerà più corrente in S3 ed S4 e i transistori M3, M4 saranno polarizzati alla loro corrente operativa: lo stadio di uscita 20 è ora acceso e la retroazione 22 chiusa correttamente (con gli interruttori S2 ed S5 ancora chiusi, dunque con nodo B di uscita che continua ad essere mantenuto a massa).
Con riferimento a questa fase si può osservare che il nodo “A” si sarebbe portato alla tensione Vref anche nell'assenza del circuito 24: con l'inserimento di questo circuito, il nodo “A” può essere pre-polarizzato al valore desiderato evitando un transitorio di tensione incontrollato su questo nodo.
Infine, aprendo S2 e S5, è possibile rilasciare anche i nodi “A” e “B”. A questo punto l’anello di retroazione è’ effettivamente chiuso ed i nodi “A” e “B” possono assestarsi al loro punto di lavoro. Il loro valore finale risentirà dell’offset globale dell’amplificatore, riportato in Figura 2 come un generatore ideale di tensione di valore Vosinagente sull'ingresso non invertente dello stadio 16.
Nelle seguenti tabelle è riassunta una possibile sequenza di azionamento degli switch (Open = aperto, Closed = chiuso) ed i valori di tensione assunti dai nodi principali nel passaggio dallo stato OFF allo stato ON (accensione).
Stato Op-Amp S1 S2 S3 S4 S5
OFF Open Closed Closed Closed Closed Fase 1 off>on Closed Closed Closed Closed Closed Fase 2 off>on Closed Closed Open Open Closed
ON Closed Open Open Open Open
Stato Op-Amp A Vg3 Vg4 B OFF Vref 0 V 0 V 0 V Fase 1off>on Vref ≈ Vthn ≈ Vthp 0 V Fase 2off>on Vref Vgs3 - Vsg4 0 V ON Vref+Vos Vgs3+Vos Vos – Vsg4 Vos
Il valore finale del nodo B sarà Vos, cioè l’offset in ingresso moltiplicato per il guadagno dell’amplificatore.
Inserendo questi blocchi all’interno di un amplificatore e seguendo queste fasi si riesce a portare l’amplificatore dallo stato di OFF (con consumo virtualmente nullo dalle HV) allo stato di ON (con op-amp pronto a trasmettere) minimizzando i segnali spuri prodotti in uscita.
Al fine di evitare di generare glitch (anche) durante lo spegnimento di un driver lineare basato su un amplificatore come qui esemplificato, a partire dallo stato di ON è possibile attivare dapprima S2 accendendolo (ossia rendendolo conduttivo) così da fissare a Vref il nodo “A”, con il nodo “B” che può seguire potendosi portare a GND fissato poi da S5. Con la chiusura di S2 si possono anche accendere S3 ed S4, questi suscettibili di essere controllati dal circuito 26 in modo da non avere uno spegnimento brusco di M3 ed M4.
In una o più forme di attuazione, nell’ultima fase dell'operazione di spegnimento è possibile interrompere la corrente di bias Ibias, ad es. aprendo S1.
Nelle seguenti tabelle è riassunta una possibile sequenza di azionamento degli switch (Open = aperto, Closed = chiuso) ed i valori di tensione assunti dai nodi principali nel passaggio dallo stato ON allo stato OFF (spegnimento).
Stato Op-Amp S1 S2 S3 S4 S5 ON Closed Open Open Open Open Fase 1on>off Closed Closed Closed Closed Closed OFF Open Closed Closed Closed Closed
Stato Op-Amp A Vg3 Vg4 B ON Vref+Vos Vgs3+Vos Vsg4+Vos Vos Fase 1on>off Vref ≈ Vthn ≈ Vthp 0 V OFF Vref 0 V 0 V 0 V
Di seguito verranno descritti i blocchi 24 (generatore di tensione di pre-polarizzazione o pre-bias) e 26 (pilotaggio degli switch S3 e S4).
In una o più forme di attuazione, il blocco 24 può avere la funzione di replicare la tensione di riferimento per il nodo A, rendendola più vicina possibile a quella che tale nodo assumerebbe anche senza questo circuito.
Esaminando nella Figura 2 la maglia formata da M1, M3, M4 ed M2 si può scrivere l'equazione:
Vsg1 - Vgs3 - Vsg4 Vgs2 = 0V
dove Vsg e Vgs indicano le tensioni source-gate o gate-source dei vari transistori coinvolti,
ed ancora
VA Vsg1 - Vgs3 = VB
e
VA - Vgs2 Vsg4 = VB
Durante l’accensione con S5 chiuso, il potenziale del nodo B corrisponde a GND, VB = 0V, da cui
VA = Vgs3 - Vsg1
e
VA = Vgs2 - Vsg4
In una o più forme di attuazione, il circuito 24 può avere il compito di generare VA.
La Figura 3 ne mostra una possibile implementazione, ove i transistori MOS M1’, M2’, M3’ ed M4’ sono una replica, con dimensioni scalate di un fattore N, dei transistor ad alta tensione (HV) M1, M2, M3 ed M4 utilizzati nel driver lineare.
Questo circuito è suscettibile di essere alimentato a bassa tensione (Vdd) e polarizzato con una corrente Ibias scalata anch’essa di un fattore N, lo stesso utilizzato per i transistori MOS. Così facendo, le tensioni gate-source dei MOS “scalati” saranno identiche a quelle dei transistor presenti nell’amplificatore operazionale.
Seguendo la maglia, è possibile verificare che la tensione al nodo A è pari a:
VA = Vgs3 VgsL - VgsL - Vsg1 = Vgs3 - Vsg1
oppure
VA = -Vsg4 - VsgL VsgL Vgs2 = -Vsg4 Vgs2
dove VsgL e VgsL indica la tensione sourge-gate e gate-source dei transistori MOS disposti "esternamente" rispetto ai transistori MOS M1’, M2’, M3’ ed M4’ nei due rami del circuito interposti fra le tensioni Vdd e -Vdd con:
- M1' e M2' con i loro cammini di corrente source-gate in serie fra loro nel primo ramo con lo switch S2 interposto fra loro,
- M3' e M4' con i loro cammini di corrente source-gate in serie fra loro nel secondo ramo ed il punto fra loro intermedio a massa,
- i gate dei suddetti transistori MOS disposti “esternamente” collegati fra loro a coppie rispettivamente sul lato “alto” (+Vdd) e sul lato “basso” (-Vdd) del circuito, e
- tutti i transistori illustrati nella Figura 3, tranne i transistori “esterni” del ramo ove si trovano M1’ e M2’, disposti con il terminale di controllo (gate) collegato a la cammino di corrente (source-drain).
Le Figure 4 e 5 esemplificano possibili esempi di implementazione del circuito 26, in cui gli interruttori S3 ed S4 possono essere realizzati così come esemplificato in 26a (Figura 4) e 26b (Figura 5), ossia con un mosfet LV e con un transistore MOS HV di protezione interposto fra i loro drain e le linee/tensioni Vg3 e Vg4.
Con questa topologia i nodi Vg3 e Vg4 possono essere controllati in tensione: in particolare durante l’accensione e lo spegnimento del driver lineare 10 essi si possono muovere secondo delle rampe, la cui pendenza può essere decisa cambiando i valori delle correnti di IONo di in IOFF.
Questi circuiti e fasi di accensione possono essere applicati anche a driver lineari che presentano dei diodi in serie ai transistori MOS d’uscita, come esemplificato in Figura 6.
Soluzioni così come esemplificate in precedenza possono essere utilizzate anche in driver lineari corrispondenti allo schema esemplificativo della Figura 6 in cui i transistori di uscita M3 e M4 presentino diodi D3, D4 in serie (ossia interposti nei cammini di corrente dei transistori di uscita M3 e M4) con la possibile presenza sui source di M1 e M2 di corrispondenti diodi traslatori di livello D1, D2.
Le Figure 7 e 8 esemplificano possibili modifiche del circuito generatore di pre-polarizzazione (pre-bias) 24 che replica la struttura di uscita con corrispondenti diodi D1’, D2’, D3’, D4’ in serie (ed all'interno) rispetto ai transistori MOS M1’, M2’, M3’, M4’, rispettivamente.
Il confronto fra la Figura 7 e la Figura 8 esemplifica il fatto che l’aggiunta di tali diodi consente, in una o più forme di attuazione, di integrare lo switch S2 all'interno del circuito stesso.
Una o più forme di attuazione possono quindi riguardare un amplificatore (ad es. 10) con un terminale di ingresso (ad es. 12) ed un terminale di uscita (ad es. 14), l'amplificatore comprendendo:
- uno stadio di ingresso (ad es. 16) accoppiato al terminale di ingresso,
- uno stadio di uscita (ad es. 20; M3, M4) accoppiato al terminale di uscita,
- un nodo di guadagno (ad es. A) tra lo stadio di ingresso e lo stadio di uscita,
- una sorgente di corrente di polarizzazione (ad es. Ibias) accoppiabile (ad es. tramite lo switch S1) allo stadio di ingresso per fornire ad esso una corrente di polarizzazione,
- un circuito a specchio di corrente (ad es. M5, M6, M7; M8, M9, M10) che specchia la corrente di polarizzazione fornita allo stadio di ingresso verso il nodo di guadagno e lo stadio di uscita,
- un circuito di commutazione (ad es. S2; S3, S4) comprendente uno switch (ad es. S2) attivabile per portare il nodo di guadagno ad una tensione di pre-polarizzazione (ad es. 24) ed ulteriori mezzi a switch (ad es. S3, S4) accoppiati allo stadio di uscita e commutabili fra un primo stato ed un secondo stato in cui lo stadio di uscita è rispettivamente attivo e non-attivo, e
- un ulteriore circuito di commutazione (ad es. S5) accoppiato al terminale di uscita e commutabile fra un primo stato ed un secondo stato in cui l'uscita dello stadio di uscita è accoppiata, rispettivamente, al terminale di uscita e ad un livello di riferimento.
In una o più forme di attuazione detto stadio di uscita può comprendere uno stadio a source follower).
In una o più forme di attuazione detto stadio di uscita può comprendere lo stadio di uscita può comprendere uno circuito di pilotaggio (ad es. M1, M7; M2, M10) a source follower accoppiato al nodo di guadagno.
Una o più forme di attuazione possono comprendere una rete di retroazione (ad es. 22) a partire dal terminale di uscita verso lo stadio di ingresso.
In una o più forme di attuazione il circuito a specchio di corrente e lo stadio di uscita possono comprendere rami complementari (ad es. M5, M6, M7 e M8, M9, M10 nonché M3 e M4) accoppiati a linee di alimentazione (ad es. Vddh, -Vddh) di polarità opposte con il nodo di guadagno ed il terminale di uscita (ad es. 14, identificato anche con B) disposti tra i rami complementari, rispettivamente, del circuito a specchio di corrente e dello stadio di uscita.
Una o più forme di attuazione possono comprendere:
- prime linee di alimentazione a bassa tensione (ad es. Vdd, -Vdd) per detto stadio di ingresso, e
- seconde linee di alimentazione ad alta tensione (ad es. Vddh, -Vddh) per il circuito a specchio di corrente e lo stadio di uscita.
Una o più forme di attuazione possono comprendere un circuito di pre-polarizzazione (ad es. 24) per fornire detta tensione di pre-polarizzazione, detto circuito di pre-polarizzazione accoppiato di preferenza a dette linee di alimentazione a bassa tensione e polarizzato tramite una versione scalata (ad es. Ibias/N) di detta corrente di bias.
Una o più forme di attuazione possono comprendere detto switch (ad es. S2) incorporato in detto circuito di pre-polarizzazione.
In una o più forme di attuazione detti ulteriori mezzi a switch (ad es. S3, S4) possono comprendere switch commutabili a rampa (vedi ad es. 26; 26a, 26b) fra uno stato di conduzione ed uno stato di non conduzione e comprendono preferibilmente un transistore MOSFET a bassa tensione accoppiato ad un transistore MOSFET ad alta tensione di protezione.
In una o più forme di attuazione, lo stadio di uscita può comprendere transistori con diodi (veder ad es. D3, D4 in Figura 6) disposti in serie ai rispettivi percorsi di corrente.
In una o più forme di attuazione il circuito di prepolarizzazione (ad es. 24 in Figura 7 e Figura 8) può comprendere una rete di scalamento di detta corrente di polarizzazione comprendente transistori (ad es. M1’, M2’, M3’, M4’) con rispettivi diodi (ad es. D1’, D2’, D3’, D4’) in serie con i rispettivi cammini di corrente con detto switch (ad es. S2) comprendente rispettive unità di switch (vedere a es. la Figura 8) agenti fra dette linee di alimentazione a bassa tensione ed i terminali di controllo di almeno alcuni dei transistori di detta rete di scalamento.
In una o più forme di attuazione, un circuito può comprendere:
- un dispositivo di pilotaggio (ad es. S, 10) comprendente un amplificatore secondo una o più forme di attuazione, e
- un carico (ad es. L) accoppiato al terminale di uscita dell'amplificatore, il carico comprendendo opzionalmente un trasduttore ad ultrasuoni pilotato tramite l’amplificatore (10).
In una o più forme di attuazione, un’apparecchiatura ad ultrasuoni può comprendere un circuito secondo una o più forme di attuazione.
Un procedimento di funzionamento di un amplificatore secondo una o più forme di attuazione, può comprendere commutare alternativamente l’amplificatore fra uno stato attivo ed uno stato non-attivo, in cui:
- in detto stato attivo, detta sorgente di corrente di polarizzazione (Ibias) è accoppiata (ad es. tramite lo switch S1) a detto stadio di ingresso e detta corrente di polarizzazione è specchiata verso il nodo di guadagno e lo stadio di uscita dal circuito a specchio di corrente con detto switch (ad es. S2) disattivato e detti ulteriori mezzi a switch (ad es. S3, S4) portati in detto primo stato con lo stadio di uscita attivo e detto ulteriore circuito di commutazione (ad es. S5) nel primo stato con l'uscita dello stadio di uscita accoppiata a detto terminale di uscita, e
- in detto stato non attivo, detta sorgente di corrente di bias è disaccoppiata (ad es. aprendo S1) dallo stadio di ingresso, con detto switch (ad es. S2) attivato per portare il nodo di guadagno a detta tensione di prepolarizzazione (ad es. 24), gli ulteriori mezzi di commutazione (ad es. S3, S4) in detto secondo stato con lo stadio di uscita inattivo e detto ulteriore circuito di commutazione (ad es. S5) nel secondo stato con l'uscita dello stadio di uscita accoppiata a detto livello di riferimento.
In una o più forme di attuazione, un tale procedimento può comprendere:
- a) nella transizione da detto stato non-attivo a detto stato attivo gli atti (ad es. la sequenza) di:
- accoppiare detta sorgente di corrente di polarizzazione con detto stadio di ingresso,
- commutare detti ulteriori mezzi di commutazione da detto secondo stato a detto primo stato,
- disattivare detto switch commutando detto ulteriore circuito di commutazione in detto primo stato, e
- b) nella transizione da detto stato attivo a detto stato non-attivo, gli atti (ad es. la sequenza) di:
- attivare detto switch per portare il nodo di guadagno a detta tensione di pre-polarizzazione portando detti ulteriori mezzi di commutazione in detto secondo stato, e
- portare detto ulteriore circuito di commutazione in detto secondo stato disaccoppiando detta sorgente di corrente di bias da detto stadio di ingresso.
Fermi restando i principi di fondo, i particolari di realizzazione e le forme di attuazione potranno variare, anche in modo significativo, rispetto a quanto qui illustrato a puro titolo di esempio non limitativo, senza per questo uscire dall'ambito di protezione.
Tale ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims (15)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Amplificatore (10) con un terminale di ingresso (12) ed un terminale di uscita (14), l'amplificatore (10) comprendendo: - uno stadio di ingresso (16) accoppiato al terminale di ingresso (12), - uno stadio di uscita (20; M3, M4) accoppiato al terminale di uscita (14), - un nodo di guadagno (A) tra lo stadio di ingresso (16) e lo stadio di uscita (20; M3, M4), - una sorgente di corrente di polarizzazione (Ibias) accoppiabile (S1) allo stadio di ingresso (16) per fornire ad esso una corrente di polarizzazione, - un circuito a specchio di corrente (M5, M6, M7; M8, M9, M10) che specchia la corrente di polarizzazione (Ibias) fornita allo stadio di ingresso (16) verso il nodo di guadagno (A) e lo stadio di uscita (20; M3, M4), - un circuito di commutazione (S2; S3, S4) comprendente uno switch (S2) attivabile per portare il nodo di guadagno (A) ad una tensione di pre-polarizzazione (24) ed ulteriori mezzi a switch (S3, S4) accoppiati allo stadio di uscita (20; M3, M4) e commutabili fra un primo stato ed un secondo stato in cui lo stadio di uscita (20; M3, M4) è rispettivamente attivo e non-attivo, e - un ulteriore circuito di commutazione (S5) accoppiato al terminale di uscita (14) e commutabile fra un primo stato ed un secondo stato in cui l'uscita dello stadio di uscita (20; M3, M4) è accoppiata, rispettivamente, al terminale di uscita (14) e ad un livello di riferimento.
  2. 2. Amplificatore (10) secondo la rivendicazione 1, in cui detto stadio di uscita comprende uno stadio a source follower (M3, M4).
  3. 3. Amplificatore (10) secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui lo stadio di uscita (M3, M4) comprende un circuito di pilotaggio (M1, M7; M2, M10) a source follower accoppiato al nodo di guadagno (A).
  4. 4. Amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, comprendente una rete di retroazione (22) a partire dal terminale di uscita (14) verso lo stadio di ingresso (16).
  5. 5. Amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, in cui il circuito a specchio di corrente (M5, M6, M7; M8, M9, M10) e lo stadio di uscita (M3, M4) comprendono rami complementari accoppiati a linee di alimentazione (+Vddh, -Vddh) di polarità opposte con il nodo di guadagno (A) ed il terminale di uscita (14, B) disposti tra i rami complementari, rispettivamente, del circuito a specchio di corrente (M5, M6, M7; M8, M9, M10) e dello stadio di uscita (M3, M4).
  6. 6. Amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, comprendente: - prime linee di alimentazione a bassa tensione (+Vdd, -Vdd) per detto stadio di ingresso (16), e - seconde linee di alimentazione ad alta tensione (+Vddh, -Vddh) per il circuito a specchio di corrente (M5, M6, M7; M8, M9, M10) e lo stadio di uscita (M3, M4).
  7. 7. Amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, comprendente un circuito di prepolarizzazione (24) per fornire detta tensione di prepolarizzazione, detto circuito di pre-polarizzazione accoppiato di preferenza a dette linee di alimentazione a bassa tensione (+Vdd, -Vdd) e polarizzato tramite una versione scalata (Ibias/N) di detta corrente di bias (Ibias).
  8. 8. Amplificatore (10) secondo la rivendicazione 7, comprendente detto switch (S2) incorporato in detto circuito di pre-polarizzazione (24).
  9. 9. Amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, in cui detti ulteriori mezzi a switch (S3, S4) comprendono switch commutabili a rampa (26; 26a, 26b) fra uno stato di conduzione ed uno stato di non conduzione e comprendono preferibilmente un transistore MOSFET a bassa tensione (S3, S4) accoppiato ad un transistore MOSFET ad alta tensione di protezione.
  10. 10. Amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni in cui lo stadio di uscita (M3, M4) comprende transistori con diodi (D3, D4) disposti in serie ai rispettivi percorsi di corrente.
  11. 11. Amplificatore (10) secondo la rivendicazione 8 e la rivendicazione 10 in cui detto circuito di prepolarizzazione (24) comprende una rete di scalamento di detta corrente di polarizzazione (Ibias) comprendente transistori (M1’, M2’, M3’, M4’) con rispettivi diodi (D1’, D2’, D3’, D4’) in serie con i rispettivi cammini di corrente con detto switch (S2) comprendente rispettive unità di switch agenti fra dette linee di alimentazione a bassa tensione (+Vdd, -Vdd) ed i terminali di controllo di almeno alcuni dei transistori (M1’, M2’) di detta rete di scalamento.
  12. 12. Circuito comprendente: - un dispositivo di pilotaggio (S, 10) comprendente un amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle precedenti rivendicazioni, e - un carico (L) accoppiato al terminale di uscita (14) dell'amplificatore, il carico (L) comprendendo di preferenza un trasduttore ad ultrasuoni pilotato tramite l’amplificatore (10).
  13. 13. Apparecchiatura ad ultrasuoni comprendente un circuito secondo la rivendicazione 12.
  14. 14. Procedimento di funzionamento di un amplificatore (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 a 11, il procedimento comprendendo commutare alternativamente l’amplificatore (10) fra uno stato attivo ed uno stato nonattivo, in cui: - in detto stato attivo, detta sorgente di corrente di polarizzazione (Ibias) è accoppiata a detto stadio di ingresso (16) e detta corrente di polarizzazione è specchiata verso il nodo di guadagno (A) e lo stadio di uscita (20; M3, M4) dal circuito a specchio di corrente (M5, M6, M7; M8, M9, M10) con detto switch (S2) disattivato e detti ulteriori mezzi a switch (S3, S4) portati in detto primo stato con lo stadio di uscita (14) attivo e detto ulteriore circuito di commutazione (S5) nel primo stato con l'uscita dello stadio di uscita (M3, M4) accoppiata a detto terminale di uscita (14), e - in detto stato non attivo, detta sorgente di corrente di bias (Ibias) è disaccoppiata (S1) dallo stadio di ingresso, con detto switch (S2) attivato per portare il nodo di guadagno (A) a detta tensione di pre-polarizzazione (24), gli ulteriori mezzi di commutazione (S3, S4) in detto secondo stato con lo stadio di uscita (M3, M4) inattivo e detto ulteriore circuito di commutazione (S5) nel secondo stato con l'uscita dello stadio di uscita (M3, M4) accoppiata a detto livello di riferimento.
  15. 15. Procedimento secondo la rivendicazione 14, comprendente: - a) nella transizione da detto stato non-attivo a detto stato attivo gli atti di: - accoppiare detta sorgente di corrente di polarizzazione (Ibias) con detto stadio di ingresso (16), - commutare detti ulteriori mezzi di commutazione (S3, S4) da detto secondo stato a detto primo stato, - disattivare detto switch (S2) commutando detto ulteriore circuito di commutazione (S5) in detto primo stato, e - b) nella transizione da detto stato attivo a detto stato non-attivo, gli atti di: - attivare detto switch (S2) per portare il nodo di guadagno (A) a detta tensione di pre-polarizzazione (24) portando detti ulteriori mezzi di commutazione (S3, S4) in detto secondo stato, e - portare detto ulteriore circuito di commutazione (S5) in detto secondo stato disaccoppiando (S1) detta sorgente di corrente di bias (Ibias) da detto stadio di ingresso (16).
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