DE10114779A1

DE10114779A1 - Sende-und Empfangseinheit

Info

Publication number: DE10114779A1
Application number: DE10114779A
Authority: DE
Inventors: Claus Muschallik; Robert Sedlmaier; Bernd Pflaum
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-03-26
Filing date: 2001-03-26
Publication date: 2002-10-24
Also published as: DE50203203D1; WO2002078200A2; US20040087279A1; EP1374428A2; US7203466B2; JP2004532551A; WO2002078200A3; EP1374428B1

Abstract

Es ist eine Sende- und Empfangseinheit angegeben mit einem Empfangszweig (1) und einem Sendezweig (2), welche jeweils zur Führung komplexer Signale (I, Q) ausgebildet sind, mit einer Steuereinrichtung (26), die einen Schalter (8) ansteuert, mit dem entweder eine Phasenregelschleife (30) auf sende- und empfangsseitig vorgesehene Frequenzumsetzer (11 bis 14) durchgeschaltet ist zum Bereitstellen einer gemeinsamen Trägerfrequenz oder je eine unabhängig arbeitende PLL (30, 40) für Sende- und Empfangszweig (1, 2) vorgesehen ist. Hierdurch ist es möglich, daß beispielsweise der Sender mit Direktumsetzung arbeitet, während der Empfänger beispielsweise mit Low-IF-Prinzip arbeiten kann. Die Erfindung ist für OFDM-Mehrträgersysteme geeignet.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Sende- und Empfangs einheit.

Sende- und Empfangseinheiten, welche insbesondere im Mobil funk anwendbar sind, werden auch als Transceiver bezeichnet. Derartige Sender-Empfänger umfassen üblicherweise einen Sen derpfad, in dem ein Basisbandsignal in ein Hochfrequenz- Signal umgesetzt wird, und einen Empfängerpfad, in dem ein beispielsweise an einer Antenne einkoppelndes Hochfrequenz- Signal in ein Basisbandsignal umgesetzt wird.

Im Folgenden ist als Basisbandsignal sowohl ein Tiefpaß- Signal verstanden, jedoch auch ein bandbegrenztes Signal um eine geringe Zwischenfrequenz (Low-IF, Low Intermediate Fre quency).

Zum Umsetzen des Hochfrequenz-Signals in das Basisbandsignal sind im Empfängerpfad verschiedene Verfahren und dadurch be dingte Empfangsarchitekturen bekannt. Beispielsweise bei der direkten Umsetzung, Direct Conversion, DC, wird das Hochfre quenz-Signal mittels eines Oszillatorsignals in ein komple xes, in eine I- und eine Q-Komponente zerlegtes Signal herun tergemischt.

Die I-Komponente ist dabei die Inphase- und die Q-Komponente die hierzu um 90 Grad phasenverschobene Quadraturkomponente des komplexen Basisbandsignals.

Eine weitere Möglichkeit des Umsetzens des Hochfrequenz- Signals in ein Basisbandsignal im Empfänger ist das sogenann te Low-IF, bei dem der lokale Oszillator im Empfänger nicht mit der Trägerfrequenz des Hochfrequenz-Signals, sondern mit einer um eine Zwischenfrequenz verschobenen Frequenz schwingt. Bei dieser Frequenzsynthese entsteht ein Spiegel band, welches mit dem Nutzbereich zusammenfallen würde und demnach zu unterdrücken ist. Das entstehende Basisbandsignal ist rein reell.

Eine dritte, bekannte Möglichkeit der Frequenzsynthese im Empfangszweig ist unter dem Namen spiegelunterdrückende Mi schung, Image Rejection, IR, bekannt. Dabei schwingt der Emp fangsoszillator wie bei der Low-IF-Frequenzsynthese auf einer um die Zwischenfrequenz vom Träger abweichenden Lokaloszilla torfrequenz. Das erhaltene Basisbandsignal besteht aus einer I- und einer Q-Komponente, es wird jedoch eine zusätzliche Phasendrehung der Q-Komponente und eine anschließende Summa tion der I- und Q-Signale durchgeführt.

Im Senderzweig, bei dem das Basisbandsignal in ein Hochfre quenzsignal umgesetzt wird, sind ebenfalls die drei beschrie benen Verfahren, nämlich spiegelunterdrückende Mischung, Di rektumsetzung und Low-IF-Umsetzung in analoger Weise möglich.

In Abhängigkeit von der gestellten Aufgabe, beispielsweise dem erforderlichen Modulationsverfahren, dem gewünschten Vielfachzugriffsverfahren, einem erforderlichen Duplexab stand, sowie den erforderlichen einzuhaltenden Spezifikatio nen bezüglich Rauschen, Genauigkeit der Kanaleinstellung et cetera ist es üblich, eines der genannten Verfahren in eine Sende- und Empfangsarchitektur zu implementieren und dessen Eigenschaften an die gestellte Aufgabe anzupassen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Sende- und Empfangseinheit anzugeben, welche für eine Vielzahl unter schiedlicher Übertragungsarten geeignet und damit universell einsetzbar und zudem kostengünstig herstellbar ist.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst mit einer Sende- und Empfangseinheit, aufweisend

- einen Empfangszweig mit einer Inphase- und einer Quadratur komponente und mit einem ersten Frequenzumsetzer, der mit einem ersten Frequenzgenerator gekoppelt ist,
- einen Sendezweig mit einer Inphase- und einer Quadraturkom ponente und mit einem zweiten Frequenzumsetzer, der über einen ersten Schalter umschaltbar mit dem ersten oder einem zweiten Frequenzgenerator gekoppelt ist und
- eine Steuereinrichtung, die mit dem ersten Schalter zum Auswählen einer Sende- und Empfangsbetriebsart gekoppelt ist.

Die Sende- und Empfangseinheit weist für Empfangszweig und für Sendezweig jeweils einen eigenen und getrennt voneinander arbeitenden Frequenzgenerator auf, wobei die beiden Frequenz generatoren jedoch eine gemeinsame Bezugsfrequenzquelle haben können.

Hierdurch sind die Lokaloszillator-Frequenzen der Frequenzge neratoren getrennt voneinander einstellbar. Dies wiederum er möglicht sende- und empfangsseitig den Einsatz unterschiedli cher Frequenzsyntheseverfahren. Beispielsweise kann sendesei tig eine Direktumsetzung und empfangsseitig eine spiegelun terdrückende Mischung oder eine Low-IF-Mischung zum Einsatz kommen. Auch alle anderen denkbaren Kombinationen der ein gangs beschriebenen Frequenz-Syntheseverfahren sind mit der beschriebenen Sende- und Empfangseinheit möglich. Weiterhin ist hierdurch ein Abgleich von I/Q-Impairments in Sender und Empfänger möglich.

Je nach Schalterstellung des ersten Schalters können, bei gleicher Sende- und Empfangsbetriebsart, beispielsweise zum Erzielen geringerer Stromaufnahme, Sende- und Empfangs- Frequenzumsetzer mit einem gemeinsamen Frequenzgenerator an gesteuert sein.

Empfangsseitig wird ein an einem Hochfrequenzeingang der Sen de- und Empfangseinheit einkoppelndes Hochfrequenzsignal in ein komplexes oder reelles Tiefpaß- oder Bandpaß- Basisbandsignal mittels des ersten Frequenzumsetzers herun tergemischt, der von einer vom ersten Frequenzgenerator be reitgestellten Trägerfrequenz angesteuert wird. Sendeseitig wird mit beschriebenem Transceiver ein komplexes oder reelles Tiefpaß- oder Bandpaß-Basisbandsignal in einer ersten Schal terstellung des ersten Schalters mit der vom zweiten Fre quenzgenerator bereitgestellten Trägerfrequenz in dem zweiten Frequenzumsetzer in ein Hochfrequenzsignal umgewandelt. Er ster und zweiter Frequenzgenerator können dabei, wie bereits erwähnt, eine unterschiedliche Trägerfrequenz bereitstellen.

Der erste Schalter ist bevorzugt so ausgeführt, daß in einer ersten Schalterstellung der erste Frequenzgenerator mit dem ersten Frequenzumsetzer und der zweite Frequenzgenerator mit dem zweiten Frequenzumsetzer gekoppelt ist, während in der zweiten Schalterstellung der erste Frequenzgenerator mit dem ersten und dem zweiten Frequenzumsetzer gekoppelt ist. Der erste Frequenzgenerator ist dabei bevorzugt fest mit dem er sten Frequenzumsetzer gekoppelt.

Da Sende- und Empfangsfrequenzsynthese jeweils eine IQ- Modulation beziehungsweise IQ-Demodulation vorsehen, sind er ster und zweiter Frequenzumsetzer bevorzugt als IQ-Mischer ausgeführt. Der empfangsseitige, erste Frequenzumsetzer um faßt dabei einen im I-Zweig vorgesehenen I-Mischer, dem das vom ersten Frequenzumsetzer bereitgestellte Lokaloszillator signal unverändert, und einen Q-Mischer, dem das vom ersten Frequenzgenerator bereitgestellte Trägersignal mit einer Pha sendrehung von 90° zugeführt wird.

Entsprechend umfaßt der Sendezweig bevorzugt ebenfalls einen IQ-Mischer, mit einem I-Mischer, der ein eingangsseitig be reitgestelltes Inphase-Signal mit einer unverändert von, ab hängig von der Schalterstellung, erstem oder zweitem Fre quenzgenerator bereitgestellten Signal mischt und einen Q- Mischer, der ein abhängig von der Schalterstellung vom ersten oder zweiten Frequenzgenerator bereitgestelltes und um 90° phasenverschobenes Signal mit der Q-Komponente eines von ei ner digitalen Signalverarbeitungseinrichtung bereitgestellten Signals mischt. Ausgangsseitig sind I- und Q-Mischer des zweiten Frequenzumsetzers mit einem Addierer verbunden und mit einem Hochfrequenzausgang der Schaltung gekoppelt. Umge kehrt sind die Signaleingänge der I- und Q-Mischer des ersten Frequenzumsetzers miteinander und mit einem Hochfrequenz- Eingang der Sende- und Empfangseinheit gekoppelt.

Das beschriebene universelle Transceiversystem ist für Funk standards mit oder ohne Duplexabstand, das heißt Abstand der Trägerfrequenzen von Sende- und Empfangssignal voneinander, geeignet.

Die Steuereinrichtung ist bevorzugt so mit erstem und zweitem Frequenzgenerator gekoppelt, daß zum Bereitstellen einer di rekten Frequenzumsetzung am ersten beziehungsweise zweiten Frequenzumsetzer jeweils die Trägerfrequenz des empfangenen beziehungsweise zu sendenden Hochfrequenzsignals bereitsteht und daß zum Empfangen beziehungsweise Senden in einer Low-IF- Frequenzsynthese oder in einem spiegelunterdrückenden Verfah ren jeweils eine von der Trägerfrequenz des Hochfrequenzsi gnals um die Zwischenfrequenz abweichendes, nach oben oder nach unten abweichendes Lokaloszillatorsignal am ersten be ziehungsweise zweiten Frequenzumsetzer bereitgestellt ist. Wie bereits erläutert, können mit beschriebener Anordnung im Sende- und Empfangszweig verschiedene Frequenzsyntheseverfah ren zum Einsatz kommen und damit auch verschiedene Lokalos zillatorfrequenzen eingangsseitig an den Frequenzumsetzern bereitgestellt sein.

In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung ist zur Kopplung von Sende- und Empfangszweig ein zwei ter Schalter vorgesehen zum schalterstellungsabhängigen Durchschalten eines vom Sendezweig bereitgestellten Hochfrequenz-Signals auf einem Hochfrequenzeingang des Empfangszwei ges.

Sendeseitig ist der zweite Schalter fest mit dem Ausgang des zweiten Frequenzumsetzers, beispielsweise dem Summierknoten, verbunden. Empfangsseitig ist, abhängig von der Schalterstel lung, der zweite Schalter mit dem Signaleingang des ersten Frequenzumsetzers verbunden. Weiterhin ist der zweite Schal ter hochfrequenzseitig, je nach Schalterstellung, beispiels weise über ein Filter, an einem in einer Senderichtung be treibbaren Funkschnittstellenpfad angeschlossen. Ein weiterer Funkschnittstellenpfad ist bevorzugt über ein weiteres Band paßfilter fest mit dem HF-Signaleingang des Empfangspfades, nämlich mit dem Signaleingang des ersten Frequenzumsetzers verbunden. Der weitere Funkschnittstellenpfad kann bei ge trenntem Senden und Empfangen lediglich als Empfangspfad, und bei Senden und Empfangen auf einem gemeinsamen Funkschnitt stellenpfad für beide Übertragungsrichtungen ausgebildet sein.

In einer ersten Schalterstellung des zweiten Schalters erfol gen demnach Senden und Empfangen in vollständig voneinander getrennten Signalpfaden zur Bereitstellung eines echten Voll duplex-Betriebes des Transceivers. In der zweiten Schalter stellung hingegen sind hochfrequenzseitig Sende- und Emp fangspfad miteinander zur Bildung eines gemeinsamen Hochfre quenz-Signalpfades, bevorzugt mit gemeinsamem Bandpaßfilter, in Sende- und Empfangsrichtung verbunden. Mit dem zweiten, hochfrequenzseitig vorgesehenen Schalter ergibt sich eine weitere vorteilhafte Wirkung des beschriebenen Transceivers dadurch, daß in einfacher Weise ein IQ-Abgleichmodus ausführ bar ist, welcher vor einem Senden oder Empfangen einen Ab gleich sogenannter IQ-Impairments ermöglicht, was insbesonde re bei höheren Modulationsverfahren, wie 64-QAM (Quadratur- Amplituden-Modulation) und Mehrträgerverfahren, wie OFDM (Or thogonally Frequency Division Multiplexing) von großer Bedeu tung ist.

Der zweite Schalter ist zu seiner Ansteuerung mit der Steuer einrichtung gekoppelt.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung ist im Sende- und Empfangszweig hochfrequenz seitig je ein Bandpaß-Filter vorgesehen. Das im Sendezweig zwischen zweitem Schalter und Funkschnittstelle vorgesehene erste Bandpaß-Filter ist bevorzugt mit einer Mittenfrequenz und mit einer Bandbreite ausgeführt, welche auf Nur-Senden hin optimiert sind.

Das im Empfangs- beziehungsweise Sende- und Empfangszweig vorgesehene zweite Bandpaß-Filter, welches zwischen dem zwei ten Schalter und der Funkschnittstelle vorgesehen ist, weist bevorzugt eine Mittenfrequenz und eine Bandbreite auf, welche für Empfangen und Senden optimiert sind.

Die beiden Bandpaß-Filter können, je nach Anwendung, gleiche oder verschiedene Filtercharakteristiken haben.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung sind die Bandpaß-Filter Oberflächenwellenfil ter, englisch Surface Acoustic Wave, SAW.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung ist im Sende- und Empfangszweig jeweils zumin dest ein Tiefpaß-Filter mit jeweils umschaltbarer Grenzfre quenz zwischengeschaltet, welches zu seiner Ansteuerung mit der Steuereinrichtung verbunden ist.

Da Sende- und Empfangszweig als komplexe IQ-Pfade mit jeweils einem I-Zweig und einem Q-Zweig ausgeführt sind, kann ent sprechend jeweils ein Tiefpaß-Filter für jeden Zweig vorgese hen sein, so daß insgesamt je ein Anti-Alias-Filter im I- Zweig und ein Anti-Alias-Filter im Q-Zweig, jeweils sende- und empfangsseitig, vorgesehen sind.

Bevorzugt sind die Tiefpaß-Filter umschaltbar zwischen einer ersten Grenzfrequenz, die der halben Bandbreite des Nutzsi gnals, erhöht um einen Sicherheitsfaktor, entspricht und ei ner zweiten Grenzfrequenz, die der halben Bandbreite plus der Zwischenfrequenz, ebenfalls erhöht um einen Sicherheitsfak tor, entspricht. Die beschriebene Umschaltung ermöglicht ein wirksames Bereitstellen einer Anti-Aliasing-Filterung, je nach Frequenzsyntheseverfahren. Während für Direktumsetzung die geringe Grenzfrequenz einzustellen ist, ist für Low-IF- Umsetzung die um die Zwischenfrequenz erhöhte, höhere Grenz frequenz einzustellen. Werden sende- und empfangsseitig un terschiedliche Frequenzsyntheseverfahren eingesetzt, so sind selbstverständlich sende- und empfangsseitig verschiedene Tiefpaß-Filter-Grenzfrequenzen durch die Steuereinrichtung auszuwählen.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung ist dem Sendezweig vor- und dem Empfangszweig nachgeschaltet eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung vorgesehen, welche sende- und empfangsseitig je ein Tiefpaß- Filter mit umschaltbaren Filterkoeffizienten umfaßt.

Analog- und Digitaleinheit können entweder in zwei getrennten integrierten Schaltkreisen oder in einem gemeinsamen Schalt kreis integriert sein.

Sendeseitig ist die digitale Signalverarbeitungseinrichtung bevorzugt den Anti-Aliasing-Tiefpaßfiltern vorgeschaltet, welche wiederum dem zweiten Frequenzumsetzer vorgeschaltet sind. Empfangsseitig hingegen ist die digitale Signalverar beitungseinrichtung bevorzugt den Anti-Aliasing-Filtern nach geschaltet, welche wiederum bevorzugt dem ersten Frequenzum setzer nachgeschaltet sind.

In der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung ist mit den Tiefpaß-Filtern mit umschaltbaren Filterkoeffizienten, welche bevorzugt Filter höherer Ordnung sind, eine Korrektur von be schriebenen IQ-Impairments möglich. Zur Kopplung des bereits beschriebenen, üblicherweise analog ausgeführten Hochfre quenz-Frontends des beschriebenen Transceivers mit der digi talen Signalverarbeitungseinrichtung ist bevorzugt ein Ana log/Digital- beziehungsweise Digital/Analog-Konverter vorge sehen. Empfangsseitig und sendeseitig angeschlossene digitale Signalverarbeitungseinrichtungen können als eine gemeinsame oder als zwei getrennte digitale Signalprozessoren ausgebil det sein.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung umfaßt die digitale Signalverarbeitungseinrich tung je ein Phasenfehler-Kompensationsnetzwerk.

Das Phasenfehler-Kompensationsnetzwerk dient zum Wiederher stellen einer exakten, 90° betragenden Phasenverschiebung zwischen I- und Q-Pfad sowohl sende- als auch empfangsseitig.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung ist die Steuereinrichtung mit den Phasenfehler- Kompensationsnetzwerken und den Tiefpaß-Filtern der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung zu deren Ansteuerung verbun den. Alternativ hierzu kann zur Ansteuerung der Phasenfehler- Kompensationsnetzwerke und der Tiefpaß-Filter der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung auch eine weitere Steuerein richtung vorgesehen sein, die mit der ersten Steuereinrich tung gekoppelt sein kann.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Erfindung sind erster und zweiter Frequenzgenerator an eine gemeinsame Bezugsfrequenzquelle, beispielsweise eine Quarzreferenzquelle, angeschlossen.

Hierdurch ist ein besonders flächen- und stromsparender Auf bau des beschriebenen Transceivers möglich.

In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen den Anordnung sind erster und zweiter Frequenzgenerator je weils als Phasenregelschleife ausgebildet, mit durch Teiler verhältnisse unabhängig voneinander einstellbarer Lokaloszil lator-Frequenz.

Die digitalen Signalverarbeitungseinrichtungen können sende- und/oder empfangsseitig Mittel zur Spiegelfrequenzunterdrüc kung aufweisen, die zu Ihrer Aktivierung mit der Ansteuerein richtung gekoppelt sein können.

Die Sende- und Empfangseinheit mit Sende- und Empfangszweig kann zur Kompensation von I/Q- und DC-Offset-Fehlern mit ei nem OFDM- oder sonstigem Demodulator angesteuert sein.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Un teransprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand mehrerer Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausfüh rungsbeispiels der vorliegenden Erfin dung,

Fig. 2 eine sendeseitig dem Blockschaltbild von Fig. 1 vorgeschaltete digitale Signal verarbeitungseinrichtung,

Fig. 3 eine empfängerseitig dem Blockschaltbild von Figur nachgeschaltete digitale Si gnalverarbeitungseinrichtung,

Fig. 4 die Frequenzverhältnisse bei einem Emp fänger mit Direktumsetzung,

Fig. 5 die Frequenzverhältnisse bei einem Emp fänger mit Low-IF-Frequenzsynthese, mit lediglicher Verwendung der Inphase- Komponente,

Fig. 6 die Frequenzverhältnisse bei einem Emp fänger mit spiegelunterdrückender Mi schung,

Fig. 7 die Frequenzverhältnisse bei einem Sender mit niedriger Zwischenfrequenz, und aus schließlicher Weiterverarbeitung der I- Komponente,

Fig. 8 die Frequenzverhältnisse an einem Sender mit frequenzunterdrückender Mischung,

Fig. 9a-9c die Abschätzung von Sende- und Empfangs- I/Q-Impairmentfehlern und deren Korrek turmöglichkeit mit der Schaltung gemäß Fig. 1,

Fig. 10a-10d Schaubilder zur weiteren Erläuterung der IQ-Impairment-Korrektur,

Fig. 11a-11c die Korrektur der IQ-Impairments nach de ren Abschätzung im Sendezweig,

Fig. 12a-12c die Möglichkeit der Korrektur von uner wünschten Signalanteilen, welche durch IQ-Impairments verursacht sind, an einem ersten Modulationsbeispiel,

Fig. 13a-13c die IQ-Impairment-Korrektur an einem wei teren Modulationsbeispiel

Fig. 14 die Anordnung von Trägern und Nullen für die IQ-Impairment-Kompensation an einem Schaubild,

Fig. 15a-15c die Korrekturmöglichkeiten von DC- Offsets,

Fig. 16 eine Weiterbildung des Gegenstands gemäß Fig. 1 bis 3 ausgelegt zur Korrektur von DC-Offsets gemäß dem Prinzip be schrieben in Fig. 15a bis 15c,

Fig. 17a, b die Korrektur von DC-Offsets mittels OFDM-Testsignalen,

Fig. 18a-18c Schaubilder zur Erläuterung der getrenn ten Erfaßbarkeit von Sende- und Emfänger seitig auftretenden IQ-Impairments sowie DC-Offsets mit vorliegendem Gegenstand durch geeignete OFDM-Testsignale und

Fig. 19 ein Ausfürungsbeispiel des Schalters 5 von Fig. 1.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Sende- und Empfangs einheit mit einem Empfangszweig 1 und einem Sendezweig 2.

Sende- und Empfangszweig 2, 1 verbinden jeweils eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung 3, 4 mit einem Schalter 5. Der Schalter 5 ist über HF-Sende- und Empfangspfade (9) mit einer Luftschnittstelle 6, 7 gekoppelt.

Der Empfangszweig 1 weist einen ersten Frequenzumsetzer 11, 12 auf, der zwei mit um 90° phasenverschobenen Signalen ange steuerte Mischer 11, 12 umfaßt, welche ein über Schalter 5 einkoppelndes Hochfrequenz-Signal auf ein komplexes Basis bandsignal heruntermischen. Ausgangsseitig an den ersten Frequenzumsetzern 11, 12 ist dabei demnach je ein I- und Q-Pfad für eine Inphase- und eine Quadraturkomponente des Basisband signals gebildet.

Der Sendezweig 2 umfaßt einen zweiten Frequenzumsetzer 13, 14, der ein an durch zwei um 90° phasenverschobene Loka loszillatorsignale angesteuerten Mischern am Eingang bereit gestelltes IQ-Signal eines Basisbandes zu einem Hochfrequenz signal heraufmischt, wobei die Signalausgänge der Mischer 13, 14 des zweiten Frequenzumsetzers miteinander in einem Ad dierknoten 15 verbunden sind, der ausgangsseitig mit dem Schalter 5 gekoppelt ist. Die Aufwärtsmischer 13, 14 weisen dabei an ihren Eingängen einen Inphase-Pfad I beziehungsweise einen Quadratur-Pfad Q auf.

Zur Bereitstellung von Lokaloszillator- beziehungsweise Trä gerfrequenzen zur Ansteuerung des ersten und zweiten Fre quenz-Umsetzers 11 bis 14 sind zwei unabhängig voneinander arbeitende Frequenzgeneratoren 30, 40 vorgesehen. Diese sind jeweils als Phasenregelschleifen ausgebildet. Im einzelnen umfassen die Phasenregelschleifen 30, 40 jeweils einen span nungsgesteuerten Oszillator 31, 41, dessen Ausgangssignal in einem nachgeschalteten Frequenzteiler 32, 42 frequenzmäßig heruntergeteilt und anschließend einem dem Frequenzteiler 32, 42 nachgeschalteten Phasendetektor 33, 43 zugeführt wird. Dieser vergleicht das frequenzgeteilte Ausgangssignal des VCO 41, 31 mit einem von einer gemeinsamen Bezugsfrequenzquelle 50 bereitgestellten und ebenfalls in Frequenzteilern 34, 44 heruntergeteilten Referenzsignals. Den Phasendetektoren 33, 43 ist zur Gewährleistung der Stabilität des Regelkreises je ein Schleifenfilter 35, 45 nachgeschaltet, welches ausgangs seitig jeweils mit dem Abstimmeingang der VCO 31, 41 verbun den ist. Während der Ausgang der ersten PLL 30 unmittelbar über einen Phasenverschiebungsbaustein 16 mit den Mischer- Eingängen 11, 12 verbunden ist, und zusätzlich einem um schaltbaren Eingang des Schalters 8 zuführbar ist, mit dem das Ausgangssignal der PLL 30 über einen an einen Ausgang des Schalters 8 angeschlossenen, weiteren Phasenverschiebungsbau stein 17 den Lokaloszillator-Eingängen der Mischer 13, 14 zu führbar ist, ist der Ausgang der zweiten PLL 40 an einen wei teren, umschaltbaren Eingang des Schalters 8 angeschlossen, über den die zweite PLL 40 umschaltbar mit dem Phasenver schiebungsbaustein 17 an dessen Eingang verbunden ist. Die Phasenverschiebungsbausteine 16, 17 sind zur Bereitstellung einer Phasenkompensation im analogen Schaltungsteil mit der Steuereinrichtung 26 verbunden.

In einer ersten Schalterstellung des Schalters 8 ist der Aus gang der ersten PLL 30 mit dem Frequenzumsetzer 11, 12 und zugleich mit dem Frequenzumsetzer 13, 14 zur Bereitstellung einer Trägerfrequenz verbunden. In einer zweiten Schalter stellung hingegen ist der Ausgang der ersten PLL 30 mit dem ersten Frequenzumsetzer 11, 12, und der Ausgang der zweiten PLL 40 mit dem sendeseitigen Frequenzumsetzer 13, 14 verbun den.

Der zweite Schalter 5 ist so ausgebildet und angeschlossen, daß in einer ersten Schalterstellung, bei der Sende- und Emp fangszweige vollständig voneinander getrennt geführt sind, der Ausgang des Sendezweiges 2 über ein SAW-Filter 9 mit ei ner ersten Luftschnittstelle 6 gekoppelt ist, und der Eingang des Empfangszweiges 1, ebenfalls über ein Oberflächenwellen- Filter 9 mit einer zweiten Luftschnittstelle 7 verbunden ist. Dabei liegt eine vollständige Trennung der sende- und emp fangsseitigen Signalpfade vor. In einer zweiten Schalterstel lung des Schalters 5 hingegen sind Ausgang des Sendezweiges 2 und Eingang des Empfangszweiges 1 unmittelbar miteinander und mit der zweiten Luftschnittstelle 7 über das Oberflächenwel lenfilter 9 verbunden.

Die dem sendeseitigen Frequenzumsetzer 13, 14 vorgeschalte ten, als Antialiasing-Filter wirkenden Tiefpaß-Filter 20, 21 sowie die ebenfalls in I- und Q-Zweig des Empfängers vorgese henen und dem Frequenzumsetzer des Empfängers 11, 12 über Verstärker nachgeschalteten Antialiasing-Tiefpaß-Filter 22, 23 weisen je eine umschaltbare Grenzfrequenz auf. Die emp fangsseitigen Tiefpaß-Filter 22, 23 sind dabei über rauschar me Verstärker 24, 25 an die Signalausgänge der Abwärtsmischer 11, 12 angeschlossen. Je nach eingesetztem Frequenzsynthese verfahren, wie Direct Conversion, Low-IF oder spiegelfrequen zunterdrückender Mischung kann zwischen zumindest zwei Grenz frequenzen umgeschaltet werden. Der durch die Grenzfrequenz bestimmte Durchlaßbereich der Tiefpaß-Filter 20 bis 23 ist dabei umschaltbar zwischen einem ersten Bereich, der zumin dest gleich der halben Bandbreite des Nutzsignals ist, und einem zweiten Durchlaßbereich, der zumindest der Summe aus halber Bandbreite und der Low-IF-Zwischenfrequenz entspricht.

Zur Ansteuerung der Antialiasing-Filter 20 bis 23 sowie der Umschaltung der Schalter 5, 8 und schließlich zur Vorgabe der Kanäle beziehungsweise Trägerfrequenzen der PLLs 30, 40 durch Einstellen von Teilerverhältnissen ist eine Steuereinrich tung 26 mit jeweiligen Steuereingängen der genannten Bauteile verbunden.

Für die einzustellenden Kanäle gilt:

Bei direkter Umsetzung im Sender beziehungsweise Empfänger gilt für die Lokaloszillatorfrequenz, daß diese gleich der Mittenfrequenz des Hochfrequenz-Signals ist. Das erhaltene Basisbandsignal besteht aus einer I- und einer Q-Komponente, ist ein komplexes Signal und kann daher unsymmetrisch bezüg lich der Null-Hertz-Achse sein. Das nützliche Basisbandsignal hat die physikalische Bandbreite BW/2, die Nachbarkanäle fal len außerhalb des Nutzbereiches. Der Nutzbereich liegt dabei zwischen 0 Hertz und BW/2, die Nachbarkanäle größer BW/2. Das Antialiasing-Filter 20 bis 23 ist ein Tiefpaß-Filter der Eck frequenz BW/2 und filtert zugleich Nachbarkanäle aus dem Ba sisbandsignal, unter der Voraussetzung, daß die IQ- Demodulation ideal erfolgt und keine IQ-Impairments aufweist. In diesem Fall kann die Demodulation des Basisbandsignals nach einer in Fig. 1 nicht dargestellten Analog/Digital- Wandlung mit einer digitalen Signalverarbeitung 4, 3 problem los erfolgen.

Sendeseitig liegt das Basisbandsignal bei der Direktumsetzung als Tiefpaßsignal in I- und Q-Komponente vor, jeweils mit der Bandbreite BW/2. Die Frequenzsynthese des Sendezweiges wird so eingestellt, daß der Sendeoszillator 40 beziehungsweise 30 auf der Mittenfrequenz des zu sendenden Signals schwingt. Nach der IQ-Modulation erhält man ein Hochfrequenz-Signal der Mittenfrequenz, die gleich der Trägerfrequenz ist. Unter der Voraussetzung, daß die IQ-Modulation ideal erfolgt und keine IQ-Impairments aufweist, erfolgt keine Degradation des Si gnals. Eine nicht-ideale IQ-Modulation bringt hingegen ein unerwünschtes Übersprechen der I- in die Q-Komponente mit sich und ist, wie später erläutert, mit vorliegender Anord nung vermeidbar.

Bei der Low-IF-Frequenzsynthese im Empfänger schwingt der Empfangsoszillator 30 auf der Mittenfrequenz des Hochfre quenzsignals plus oder minus der Zwischenfrequenz. Das Hoch frequenz-Signal wird mit diesem Oszillatorsignal auf die Zwi schenfrequenz heruntergemischt. Das sogenannte Spiegelband, das heißt, die Spiegelfrequenz, welche im Hochfrequenz- Bereich an der Stelle der Lokaloszillatorfrequenz plus oder minus Zwischenfrequenz vorhanden ist, würde mit dem Nutzbe reich zusammenfallen, wenn sie nicht unterdrückt ist. So muß hier eine Spiegelunterdrückung vor der Hochfrequenz- Demodulation erfolgen, beispielsweise in diesem Fall im Ober flächenwellenfilter 9. Das nach der Mischung erhaltene Basis band-Signal besteht aus einer I- und einer Q-Komponente, wo bei aber nur eine der beiden Komponenten weiterverarbeitet wird. Das Basisband-Signal ist somit ein rein reelles, kein komplexes Signal und das Spektrum ist symmetrisch um die 0 Hz- Frequenzachse. Das nützliche Basisband-Signal hat die Band breite BW, sein Nutzbereich reicht von der um die halbe Band breite verminderten bis zur um die halbe Bandbreite erhöhten Zwischenfrequenz. Das Anti-Aliasing-Tiefpaß-Filter 22, 23 im Empfänger hat die Bandbreite BW/2. Diese Methode erfordert nur einen Analog/Digital-Wandler.

Umgekehrt, das heißt bei Low-IF-Senden liegt das Basisband- Signal als Bandpaß-Signal um die Zwischenfrequenz vor, wobei nur I- oder Q-Komponente zur Nutzsignalübertragung eingesetzt ist. Das nützliche Basisband-Signal hat dabei wiederum die Bandbreite BW im bereits beschriebenen Bereich. Der Sendeos zillator 30 oder 40, je nach Schalterstellung 8, schwingt auf einer Trägerfrequenz, welche gleich der Mittenfrequenz des gewünschten Hochfrequenzsignals, vermindert oder erhöht um die Zwischenfrequenz ist. Nach der Modulation erhält man das gewünschte Hochfrequenz-Signal im Frequenzband, welches von der um die halbe Bandbreite verminderten bis zur um die halbe Bandbreite erhöhten Mittenfrequenz des Hochfrequenz-Signals reicht. Falls der Modulator nichtideal ist, ist ein Oszilla torsignal mit der Oszillatorfrequenz vorhanden, welches aber in der Regel gegenüber dem Nutzsignal stark unterdrückt ist. Es entsteht aber aufgrund der Mischung ein Spiegelband, wel ches die gleiche Amplitude wie das Hochfrequenz-Nutzsignal hat, das, falls es störend wirkt, mittels Oberflächenwellen filter 9 unterdrückt werden kann.

Bei der spiegelunterdrückenden Frequenzsynthese schließlich wird der Sende- beziehungsweise Empfangsoszillator 30, 40 ebenfalls auf einer Trägerfrequenz betrieben, welche der ge wünschten beziehungsweise bestehenden Mittenfrequenz des Hochfrequenzsignals verringert oder erhöht um die Zwischen frequenz des bandpaßbegrenzten Basisband-Signals entspricht.

Je nach Schalterstellung des Schalters 8 können eine oder beide Oszillator-Regelkreise 30, 40 in Betrieb sein.

Insgesamt sind bei der Lokaloszillatorfrequenz-Erzeugung fol gende Fälle zu unterscheiden:
Falls im Sende- und Empfangszweig jeweils eine Direktumset zung erfolgen soll, genügt der Betrieb der PLL 30.

Falls im Sende- und Empfangszweig ein Verfahren mit geringer Zwischenfrequenz, das heißt eine Low-IF-Frequenzsynthese oder eine spiegelunterdrückende Mischung gewünscht ist, genügt ebenfalls der Betrieb der PLL 30.

Falls im Sendezweig eine Direktumsetzung und im Empfangszweig ein Betrieb mit niedriger Zwischenfrequenz gewünscht ist, ist der Betrieb beider PLL 30, 40 mit verschiedener Lokaloszilla torfrequenz erforderlich.

Falls im Empfangszweig eine Direktumsetzung und im Sendezweig eine Frequenzsynthese mit Low-IF gewünscht ist, sind zwei verschiedene Oszillatoren mit unterschiedlicher Trägerfre quenz und daher der Betrieb beider PLL 30, 40 erforderlich.

Falls ein Abgleich von IQ-Impairments durchzuführen ist, sind beide PLL 30, 40 zur Bereitstellung zweier Lokaloszillatorsi gnale verschiedener Trägerfrequenz erforderlich.

Mit der Ansteuerschaltung 26 ist der Schalter 8, wie oben be schrieben, in Abhängigkeit von den gewünschten Frequenzsyn theseverfahren im Sender und im Empfänger einstellbar.

Wie bereits erläutert, ist mit der Steuerschaltung 26 die Grenzfrequenz der Tiefpaß-Filter 20 bis 23 so einstellbar, daß bei Wahl eines Direktumsetzungsverfahrens die kleinere der beiden Grenzfrequenzen und bei Auswahl eines Frequenzsyn theseverfahrens mit Low-IF die größere einstellbare Grenzfre quenz eingestellt ist. Dies gilt sowohl für Sende- als auch für Empfangszweig je nach einzustellender Frequenzsynthese- Betriebsart.

Vorliegender Transceiver bietet somit bei einfachem Aufbau eine große Flexibilität und universelle Einsetzbarkeit und ist insbesondere für Mehrträgerverfahren geeignet.

Fig. 2 zeigt den sendeseitigen digitalen Signalprozessor 4, der mit I- und Q-Pfad aufgebaut ist, mit Digital/Analog- Wandlern 51, 52, welche den Tiefpaß-Filtern 20, 21 des Ana logteils des Sendezweiges vorgeschaltet sind. Diesen Digi tal/Analog-Wandlern wiederum sind digitale Filter 53, 54 mit einstellbaren Filterkoeffizienten vorgeschaltet, welche von der Ansteuerschaltung 26 gesteuert sind. Den einstellbaren Filtern 53, 54, von denen je einer im I- beziehungsweise Q- Pfad vorgesehen ist, wiederum ist ein Phasenfehler- Kompensationsnetzwerk 55, 56, 57, 58 vorgeschaltet, wobei im Quadratur-Pfad Q ein Bauelement 58, welches keine Phasenkor rektur durchführt, sowie ein nachgeschalteter Verstärker 56 vorgesehen sind, im Inphase-Pfad I hingegen ist ein Bauele ment zur Bildung einer einstellbaren Phasendrehung 57 mit nachgeschaltetem, einstellbarem Verstärker 55 zur Amplituden korrekur vorgesehen. Das Phasenfehler-Kompensationsnetzwerk 55 bis 58 ist ebenfalls von der Ansteuerschaltung 26 zu sei ner Ansteuerung gekoppelt. Dem Phasenfehler-Kompensations netzwerk 55 bis 58 ist eine Schaltung zur Spiegelunterdrüc kung 47 und dieser ein komplexer OFDM-Modulator 68 vorge schaltet.

Die digitalen Signalverarbeitungseinrichtungen gemäß Fig. 2 und 3 stellen das analoge Basisband-Signal aus einem komplexen Modulator 68 bereit beziehungsweise führen das ana loge Basisband-Signal einem komplexen Demodulator 66 zu. Wei terhin sind digitale Filter, IQ-Impairmentkorrektur, Spiege lunterdrückung sowie Modulation und Demodulation des Signals vorgesehen. Zudem sind jeweils DC(Direct Current)-Offset- Kompensationseinrichtungen 71, 72, 73 vorgesehen.

Fig. 3 zeigt im einzelnen die empfängerseitige digitale Si gnalverarbeitungseinrichtung 3 mit je einem I- und Q-Pfad.

Dabei sind eingangsseitig Analog/Digital-Wandler 69, 70 vor gesehen, welche mit ihrem Eingang über I- und Q-Pfad an die Tiefpaß-Filter 22, 23 des Empfangszweigs angeschlossen sind. Diesen sind digitale Filter 59, 60 mit einstellbaren Filter koeffizienten nachgeschaltet, welche mit der Ansteuerschal tung 26 verbunden sind. Diesen wiederum sind in I- und Q-Pfad jeweils einstellbare Verstärker 61, 62 zur Amplitudenkorrek tur sowie eine Phasenfehlerkompensation 63, 64 zur Korrektur von Abweichungen vom idealen Phasenunterschied von 90° zwi schen I- und Q-Pfad nachgeschaltet. Die Kompensationsbauele mente zum Abgleich von IQ-Impairments 61 bis 64 sind eben falls mit der Steuerschaltung 26 gekoppelt. Zur Kopplung kann ein Effektivwertdetektor vorgesehen sein, der in einer Rück kopplung in I- und Q-Pfad oder in einer Kreuzkopplung betrie ben sein kann.

An die Phasenfehler-Kompensation 61 bis 64 schließt sich schaltungstechnisch eine Spiegelunterdrückungsschaltung 65 und daran ein komplexer Demodulator 66 an.

Fig. 4 erläutert die sender- und empfängerseitige Direktum setzung eines Nutzsignals mit der Mittenfrequenz f_RF, welches mit A bezeichnet ist, mittels einer Trägerfrequenz f_C, welche gleich der Mittenfrequenz f_RF ist. Hierdurch ergibt sich ein komplexes Basisband-Signal B, welches unsymmetrisch bezüglich der 0 Hertz-Achse sein kann. Empfängerseitige Tiefpaß-Filter 22, 23 haben eine geringe Grenzfrequenz eingestellt, so daß sich die Filtercharakteristik C ergibt. Nachbarkanäle fallen außerhalb dieses Nutzbereiches, der von -BW/2 bis +BW/2 reicht.

Fig. 5 erläutert die mit der Schaltung von Fig. 1 erfolgen de Low-IF-Frequenzsynthese im Empfänger 1. Der Empfangsoszil lator schwingt auf der Trägerfrequenz f_C = f_RF - f_LIF, mit f_LIF gleich Zwischenfrequenz. Das hochfrequente Nutzsignal A der Mittenfrequenz f_RF wird mit diesem Oszillatorsignal f_C herun tergemischt. Das sogenannte Spiegelband im Bereich an der Stelle f_C - f_LIF würde, wenn sie nicht unterdrückt wäre, mit dem Nutzbereich zusammenfallen. Das erhaltene Basisband- Signal B besteht aus einer I- und einer Q-Komponente, von de nen aber nur eine Komponente weiterverarbeitet wird. Somit ist das Basisband-Signal B rein reell, sein Spektrum ist sym metrisch um die 0 Hertz-Achse. Die Tiefpaß-Filter 22, 23 ha ben eine höhere Grenzfrequenz und damit eine breitere Durch laßcharakteristik D. Störsignale E führen zu dreieckförmigen Signalanteilen E im Nutzsignal A, B.

Fig. 6 erläutert die mit der Anordnung von Fig. 1 empfangs seitig mögliche Frequenzsynthese durch spiegelunterdrückende Mischung, bei der die Verhältnisse von Oszillatorfrequenz f_C und Nutzsignal A mit der Mittenfrequenz f_RF denen von Fig. 5 entsprechen. Im Unterschied zu Fig. 5 besteht bei Fig. 6 jedoch das Basisband-Signal B als komplexes Basisband-Signal, von dem I- und Q-Komponente weiterverarbeitet werden. Weiter hin fällt bei der spiegelunterdrückenden Mischung das nützli che Basisband-Signal der Bandbreite BW mit dem Spiegelband zusammen. Demnach ist eine IQ-Spiegelunterdrückung erforder lich, vergleiche die hierzu vorgesehene Einrichtung 65 von Fig. 3.

Fig. 7 beschreibt die Verhältnisse bei Senden mit geringer Zwischenfrequenz, Low-IF, bei der das Basisband-Signal B als Bandpaß-Signal der Bandbreite BW vorliegt. Das hochfrequente Nutzsignal ist mit A bezeichnet. Durch Mischen mit einer Trä gerfrequenz f_C entsteht das Nutzsignal A mit der Mittenfre quenz f_RF, mit einem Spiegelband F. Die Tiefpaß-Filter 20, 21 haben wiederum die hohe Grenzfrequenz und damit die Fil tercharakteristik D eingestellt.

Fig. 8 erläutert die Verhältnisse bei spiegelunterdrückender Mischung im Sendezweig, dabei liegt das Basisband-Signal B als Bandpaß-Signal in I- und Q-Komponente vor, ist komplex und muß demnach nicht symmetrisch sein. Das Nutzsignal der Bandbreite BW um die Zwischenfrequenz f_LIF ist mit B bezeichnet. Durch Mischen mit der Trägerfrequenz f_C erhält man das erwünschte Hochfrequenzsignal A um die Mittenfrequenz f_RF und mit der Bandbreite BW. In einem nicht idealen Modulator wird ein Lecksignal an der Trägerfrequenz f_C vorhanden sein, wel ches normalerweise gegenüber dem Nutzsignal stark unterdrückt ist. Andererseits entsteht aufgrund von IQ-Impairments ein Spiegelband im Frequenzband f_RF - 2.f_LIF - BW/2 bis f_RF - 2.f_LIF + BW/2. Das Spiegelband ist mit F bezeichnet. Die Unterdrüc kung des Spiegelbandes gegenüber dem HF-Nutzsignal hängt von dem Ausmaß der IQ-Impairments ab. Die Qualität des nützlichen HF-Signals A selbst ist von den IQ-Impairments nicht betrof fen.

Fig. 9a bis 9c erläutern die Abschätzung der IQ- Impairments im Zeitbereich mittels eines komplexen, sinusför migen Testsignals mit der Trägerfrequenz f_C. Das Testsignal ist mit T bezeichnet. Bedingt durch IQ-Impairments bildet sich im Sendepfad unsymmetrisch zum Nutzträger N ein Spiegel träger S, wie in Fig. 9b gezeigt. Die Amplitude dieses Spie gelträgers S ist ein direktes Maß für die Phasen- und Ampli tudenfehler im IQ-Modulator, das heißt im Modulator des Sen dezweiges. Fig. 9c zeigt die Verhältnisse im unmittelbar an den Sendezweig 2 zur IQ-Impairmentkorrektur über Schalter 5 angeschlossenen Empfangszweig 1, bei dem das Hochfrequenzsi gnal so IQ-demoduliert wird, daß nach analoger und digitaler Filterung ausschließlich der gesendete Nutzträger N erhalten wird. Wiederum erhält man einen Spiegelträger zum Nutzträger, welcher mit Bezugszeichen T versehen ist, und ein direktes Maß für Amplituden- und Phasenfehler im IQ-Demodulator, das heißt im Empfangszweig 1, ist. Mit Kenntnis der sende- und empfangsseitig getrennt voneinander ermittelten IQ- Impairments ist im Anschluß an die Abschätzung im Zeitbereich mit dem erfindungsgemäßen Transceiver eine Kompensation der Impairments möglich.

Fig. 10a bis 10d erläutern in weiteren Schaubildern in kom plexer Darstellung über der Frequenz die auftretenden IQ- Impairments anhand verschiedener Diagramme. Fig. 10a zeigt eine normierte Cosinus-Schwingung cos sowie eine sowohl in Amplitude als auch Phase verfälschte Sinus-Schwingung sin, welche zum einen eine größere Amplitude als ihre Soll- Amplitude hat und welche zum anderen nicht ideal 90° phasen verschoben ist, aufgetragen über der Zeit. Fig. 10b zeigt das komplexe Signal von Fig. 10a, jedoch in einer komplexe nen Ebene dargestellt. Die beschriebenen Amplituden- und Pha senabweichungen äußern sich in Fig. 10b durch Abweichungen vom idealen Kreis, das verfälschte Signal hat in komplexer Darstellung eine Ellipsenform.

Fig. 10c beschreibt das Ergebnis der Multiplikation von Realteil und Imaginärteil der komplexen Signale von Fig. 10a und 10b, bei denen ein DC-Offset vorhanden ist, der vom Pha senfehler abhängt. Fig. 10d schließlich zeigt das Signal ge mäß Fig. 10c integriert, und ist ein Maß für den Phasenfeh ler.

Nach dieser Abschätzung der IQ-Impairments getrennt nach Sen der und Empfänger kann nun eine Korrektur zunächst der sen derseitigen IQ-Impairments erfolgen. Dies ist in Fig. 11a und 11b erläutert, dort enthält das digitale Signal, welches eingangsseitig am Sendezweig zugeführt wird, einen Korrek turanteil K, derart mittels der Digitalen Signalverarbei tungseinrichtung 4 eingestellt, daß nach der IQ-Modulation im Sendezweig 2 der Spiegelanteil in Fig. 11b gerade verschwin det. Nach der IQ-Demodulation im Empfangszweig wird wieder eine komplexe Schwingung erhalten, die eine Stellgröße für den Korrekturanteil K im Sender ist.

Alternativ kann die Frequenz des Nutzträgers auch variiert werden, um einen frequenzabhängigen Amplitudenfehler zu kor rigieren. In diesem Fall erfolgt die IQ-Impairmentkorrektur mit Hilfe der digitalen Filter von Fig. 2 und 3, das heißt mittels der digitalen Signalverarbeitungseinrichtungen 3, 4. Diese Filter 53, 54, 59, 60 arbeiten dann als Frequenzgangentzerrer, sogenannte Equalizer, deren Koeffizienten so ein gestellt sind, daß der Fehler in Abhängigkeit von der gewähl ten Frequenz verschwindet oder möglichst gering ist.

Fig. 12a bis 12c erläutern eine Möglichkeit der Abschät zung von IQ-Impairments und damit eine mögliche Korrektur dieser IQ-Impairments bei Mehrträger-Signalmodulierung, soge nannter OFDM-Modulation, Orthogonally Frequency Division Mul tiplexing. Dieses Verfahren findet bereits Anwendung im Rund funksystem DAB, Digital Audio Broadcast, ebenso bei den Ver fahren gemäß Hiperlan2 und IEEE 802.11b und gilt als vielver sprechend für die Übertragung digitaler Fernsehsignale.

Fig. 12a zeigt ein Mehrträger-Testsignal, dabei besteht ein Referenzsymbol aus insgesamt N-Trägern, von denen nur die "rechte" Hälfte, moduliert ist. Das linke Halbband ist mit Nullen moduliert. Nach der IQ-Modulation mit einem Oszilla torsignal T der Trägerfrequenz f_C entsteht ein Spektrum TM', wie in Fig. 12b gezeigt, bei dem die jeweils der 0-Frequenz- Achse zugewandte Hälfte des Spektrums ein Maß für die vom Sender verursachten IQ-Impairments sind. Wird das Signal an schließend wieder demoduliert, mit einem Oszillatorsignal, welches der Differenz eines Trägers und einer Zwischenfre quenz f_C - f_LIF entspricht, so entsteht wiederum ein komplexes Basisband-Signal TM", wie in Fig. 12c gezeigt. Die IQ- Impairments im Empfangszweig verursachen nun unerwünschte Signalanteile TM''' spiegelsymmetrisch zu der 0-Hertz- Frequenzlinie, die ein Maß der empfangsseitigen IQ- Impairments sind. Somit ist auch hier eine getrennte Erfas sung der Auswirkungen der Impairments von Sende- und Emp fangszweig möglich, so daß auch eine getrennte Korrektur die ser Impairments im Sender und Empfänger ermöglicht ist. Jeder der Träger des Mehrträgersystems und der zugehörige uner wünschte Spiegelträger befinden sich bei verschiedenen Fre quenzen. Somit ist es möglich, mit nur einem Mehrträger- Testsignal TM den frequenzabhängigen Fehler abzuschätzen. Die Korrektur erfolgt wie anhand Fig. 2 und 3 beschrieben.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Referenzsymbols TN ei nes Mehrträger-OFDM-Verfahrens zur Verwendung als Testsignal zeigen Fig. 13a bis 13c. Dabei wird lückenweise nur jeder zweite beziehungsweise jeder vierte Träger moduliert, die restlichen Träger werden mit Nullen moduliert. Durch die IQ- Modulation mit einem Oszillatorsignal T der Frequenz f_C er gibt sich ein Spektrum TN', welches in Fig. 13b gezeigt ist. Die IQ-Impairments im Sendezweig 2 von Fig. 1 verursachen, daß an der Stelle der modulierten Nullen unerwünschte Signalanteile entstehen, welche ein Maß für die sendeseitigen IQ-Impairment sind. Anschließend wird das Signal mit einem Oszillatorsignal f_C - f_LIF IQ-demoduliert, so daß ein komple xes Basisband-Signal TN" entsteht, welches in Fig. 13c ge zeigt ist. Die IQ-Impairment im Empfangszweig 1 von Fig. 1 verursachen unerwünschte Signalanteile TN''' spiegelsymme trisch zur 0-Frequenzlinie, so daß die Auswirkung der IQ- Impairments im Sender und Empfänger getrennt voneinander er faßbar und demnach im Empfänger einzeln korrigierbar ist. Die Korrektur im Empfänger erfolgt gemäß der digitalen Signalver arbeitungsschaltungen von Fig. 2 und 3. Mit dem Testsignal von Fig. 13a können demnach die frequenzabhängigen Fehler in einfacher Weise abgeschätzt werden.

Fig. 14 erläutert noch einmal die Modulation des Referenz symbols mit N-Trägern bei einem Mehrträgermodulationsverfah ren, bei denen lückenweise jeder vierte Träger moduliert wird, dazwischen werden Nullen auf die Trägerfrequenzen auf moduliert, am Beispiels eines OFDM-Modulationsverfahrens.

Fig. 15a bis 15c erläutern die mit dem erfindungsgemäßen Gegenstand mögliche Erfassung sende- und empfangsseitiger DC- Offsets und deren getrennt mögliche Korrigierbarkeit in Sen der- und Empfängerzweig. Neben den bereits inklusive Korrek turmöglichkeiten beschriebenen I/Q-Amplitudenfehlern und I/Q- Phasenfehlern ist bei I/Q-Modulation und -Demodulation das Auftreten eines DC-Offsets unerwünscht. Ohne DC-Offset wird der Träger nach der (De-)Modulation vollständig unterdrückt. Ein DC-Offset hingegen bewirkt, daß der Träger nicht voll ständig unterdrückt wird. Bei dem vorliegenden Gegenstand sind die DC-Offsets von Sende- und Empfangszweig unabhängig voneinander erfaßbar und kompensierbar. Hierfür wird, wie in den Fig. 15a bis 15c beschrieben, ein Testsignal erzeugt. Der Schalter 5 von Fig. 1 wird so gestellt, daß der Sende zweig mit dem Empfangszweig verbunden ist. Im vorliegenden Beispiel wird von einer Direktumsetzung sende- und empfangs seitig ausgegangen, alle bereits beschriebenen anderen Kombi nationen sind jedoch ebenso möglich.

Das Testsignal gemäß Fig. 15a wird als harmonische Schwin gung erzeugt und auf eine Trägerfrequenz hochgemischt. Das Trägersignal des Lokaloszillators wird dabei aufgrund von sendeseitigen Offsets nicht vollständig unterdrückt. Im Emp fängerpfad wird der Empfangsoszillator mit einem Frequen zoffset bezüglich dem sendeseitigen Oszillator betrieben. Fig. 15c zeigt das heruntergemischte Signal. Ein in der digi talen Signalverarbeitungseinrichtung vorgesehenes Tiefpaßfil ter unterdrückt die Komponenten Nutzträger und Spiegelproduk te. Die DC-Offsetanteile des Empfangszweigs haben die Fre quenz Null und können mit einem weiteren Tiefpaß von den DC- Offset-Anteilen des Sendezweigs getrennt werden. Letztere können mit einer Hochpaßfilterung gewonnen werden.

Fig. 16 zeigt eine Schaltung zur Gewinnung einer Stellgröße aus den getrennt erfaßten DC-Offsets zu deren Korrektur. Da bei ist empfangs- und sendeseitig je ein Addierknoten 71, 72 auf der digitalen Seite der A/D- bzw. D/A-Wandler angeschlos sen. Mit den Addierknoten 71, 72 ist ein DC-Offset-Detektor 73 verbunden, der mit der Steuerschaltung 26 gekoppelt ist und die beschriebenen, zur Stellgrößengewinnnung und - Korrektur erforderlichen Hoch- und Tiefpaßfilter aufweist.

Fig. 17a und 17b zeigen spezielle OFDM-Testsignale zur DC- Offsetkorrektur für OFDM-Signale ebenfalls am Beispiel einer Direktumsetzung in Sende- und Empfangszweig. Dabei werden ei nige der Trägerfrequenzen im Mehrträgersignal gezielt nicht moduliert (Nullen). Die Anordnung der modulierten und nicht modulierten Träger wird so gewählt, daß die Spiegelträger, verursacht durch IQ-Impairments, des Sendezweigs eindeutig getrennt von den Spiegelträgern verursacht im Empfangszweig bleiben. Entsprechend verschachtelte Träger sind in den Fig. 17a, 17b gezeigt.

Fig. 18a bis 18c zeigen die Erfassung der Störgrößen eines I/Q-Modulators und I/Q-Demodulators für ein OFDM-Signal mit direkter Frequenzumsetzung in Sender und Empfänger. Im Sende zweig wird das OFDM-Testsignal, siehe Fig. 18a, mit der Trä gerfrequenz des Sende-Oszillators, siehe Fig. 18a, hochge mischt in ein HF-Signal, siehe Fig. 18b. Im Empfangszweig wird wiederum ein Frequenzabstand des Lokaloszillators zum sendeseitigen Oszillator gewählt, der beispielsweise einem Trägerabstand oder einem Vielfachen entspricht. Durch die ge schickt gewählte Kombination der Träger und der Nullen über lappen sich die einzelnen Anteile, das heißt I/Q-Impairments im Sendezweig, I/Q-Impairments im Empfangszweig, DC-Offset im Sendezweig, DC-Offset im Empfangszweig) nicht, so daß im Emp fänger eine eindeutige Auftrennung möglich ist. Die Störkom ponenten können folglich zur Gewinnung entsprechender Stell größen getrennt von einander erfaßt und kompensiert werden.

Fig. 19 schließlich zeigt ein Ausfürungsbeispiel des Schal ters 5 von Fig. 1. In Schalterstellung a sind Sende- und Empfangszweig unmittelbar miteinander verbunden. Schalter stellungen b und c sind für den Normalbetrieb vorgesehen, wo bei in Schalterstellung b ein gemeinsamer Sende- und Emp fangszweig 7 angesteuert ist und in Schalterstellung c eine vollständige Trennung von Senden und Empfangen 6, 7 sicherge stellt ist.

Bezugszeichenliste

1

Empfangszweig

2

Sendezweig

3

digitale Signalverarbeitung

4

digitale Signalverarbeitung

5

Schalter

6

Luftschnittstelle

7

Luftschnittstelle

8

Schalter

9

Oberflächenwellenfilter

11

Frequenzumsetzer

12

Frequenzumsetzer

13

Frequenzumsetzer

14

Frequenzumsetzer

15

Addierknoten

16

Phasenverschiebungsbaustein

17

Phasenverschiebungsbaustein

20

Tiefpaß

21

Tiefpaß

22

Tiefpaß

23

Tiefpaß

24

LNA

25

LNA

26

Ansteuerschaltung

30

Frequenzgenerator

31

VCO

32

Teiler

33

Phasendetektor

34

Teiler

35

Schleifenfilter

40

Frequenzgenerator

41

VCO

42

Teiler

43

Phasendetektor

44

Teiler

45

Schleifenfilter

50

Referenzoszillator

51

DAC

52

DAC

53

Tiefpaßfilter

54

Tiefpaßfilter

55

PA

56

PA

57

Phasenfehlerkompensation

58

Phasenfehlerkompensation

59

Tiefpaß

60

Tiefpaß

61

LNA

62

LNA

63

Phasenverschiebungsbaustein

64

Phasenverschiebungsbaustein

65

Spiegelunterdrückung

66

Mehrträger-Demodulator

67

Spiegelunterdrückung

68

Mehrträger-Modulator

69

ADC

70

ADC

71

Addierknoten

72

Addierknoten

73

DC-Offset-Detektor
A Nutzsignal
B Basisband-Signal
BW Bandbreite
C Filtercharakteristik
D Filtercharakteristik
E Fehlersignal
F Spiegelsignal
K Korrekturanteil
N Nutzträger
TM Mehrträger-Testsignal
TN Mehrträger-Testsignal
f_C

Trägerfrequenz
f_RF

Lokaloszillator-Frequenz
f_LIF

Zwischenfrequenz

Claims

1. Sende- und Empfangseinheit, aufweisend
einen Empfangszweig (1) mit einer Inphase- (I) und einer Quadraturkomponente (Q) und mit einem ersten Frequenzumset zer (11, 12), der mit einem ersten Frequenzgenerator (30) gekoppelt ist,
einen Sendezweig (2) mit einer Inphase- (I) und einer Qua draturkomponente (Q) und mit einem zweiten Frequenzumsetzer (13, 14), der über einen ersten Schalter (8) umschaltbar mit dem ersten oder einem zweiten Frequenzgenerator (30, 40) gekoppelt ist, und
eine Steuereinrichtung (26), die mit dem ersten Schal ter (8) zum Auswählen einer Sende- und Empfangsbetriebsart gekoppelt ist.

2. Sende- und Empfangseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kopplung von Sende- und Empfangszweig (2, 1) ein zweiter Schalter (5) vorgesehen ist zum schalterstellungsabhängigen Durchschalten eines vom Sendezweig (2) bereitgestellten HF- Signals auf einen HF-Eingang des Empfangszweiges (1), wobei der zweite Schalter (5) zu seiner Ansteuerung mit der Steuer einrichtung (26) gekoppelt ist.

3. Sende- und Empfangseinheit nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß an Sende- und Empfangszweig (2, 1) hochfrequenzseitig je ein Bandpaß-Filter (9) angekoppelt ist.

4. Sende- und Empfangseinheit nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandpaß-Filter (9) Oberflächenwellenfilter sind.

5. Sende- und Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß Sende- und Empfangszweig (2, 1) je zumindest ein Tiefpaß- Filter (20 bis 23) mit jeweils umschaltbarer Grenzfrequenz umfassen, welches zu einer Ansteuerung mit der Steuereinrich tung (26) verbunden ist.

6. Sende- und Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Sendezweig (2) vor- und dem Empfangszweig (1) nachge schaltet eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung (4, 3) vorgesehen ist, welche sende- und empfangsseitig je ein Tief paß Filter (53, 54, 59, 60) mit umschaltbaren Filterkoeffizi enten umfaßt.

7. Sende- und Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Signalverarbeitungseinrichtung (3, 4) je ein Phasenfehler-Kompensationsnetzwerk (57, 58, 63, 64) umfaßt.

8. Sende- und Empfangseinheit nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (26) mit den Phasenfehler- Kompensationsnetzwerken (57, 58, 63, 64) und den Tiefpaß- Filtern (53, 54, 59, 60) der digitalen Signalverarbeitungs einrichtung (3, 4) zu deren Ansteuerung verbunden ist.

9. Sende- und Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß erster und zweiter Frequenzgenerator (30, 40) an eine gemein same Bezugsfrequenzquelle (50) angeschlossen sind.

10. Sende- und Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß erster und zweiter Frequenzgenerator (30, 40) jeweils als Phasenregelschleife ausgeführt sind, mit durch Teilerverhält nisse unabhängig voneinander einstellbarer Lokaloszillator- Frequenz.