SE521035C2 - En mottagare och en metod för mobilradio, där mottagaren anpassas för olika radiokommunikationsnät, t ex GSM, AMPS - Google Patents

Description

IS 20 25 30 35 40 521 035 2 Ett problem med denna metod är att de separata mottagarna tar stort utrymme i mobiltelefonen, fler elektroniska komponenter ingår i mobiltelefonen och telefonen blir därför dyrare och väger mer.

Mottagaren i en radiomobiltelefon rekonstruerar modulerings- signalen som hör samman med den inkommande radiofrekvenssignalen i radiomobiltelefonens antenn. Mottagaren förkastar oönskade signaler och förstärker den önskade inkommande radiofrekvenssignalen i en bakgrund av brus som ligger i samma kanalbandbredd. som den inkommande radiofrekvenssignalen. Detta är väl känt för fackmannen.

I en traditionell mottagare översätts den inkommande radio- frekvenssignalen frekvensmässigt till en mellanfrekvens- (IF) eller basbandfrekvenssignal där den relevanta informationen härleds av någon demoduleringsanordning.

Behandlingen av demoduleringssignalen i mottagaren för den inkommande radiofrekvenssignalen sker traditionellt genom analoga kretsar (t.ex. en FM-demodulator) men idag används även digitala kretsar för demodulering, exempelvis i en mottagare med en heterodynstruktur eller homodynstruktur (även benämnd direktomvandlingsstruktur)_ På grund av efterfrågan på väsentliga ökningar i trafikkapaciteten över samma frekvens- spektrum som för närvarande används i cellbaserade nät, krav på lägre driftkostnader, samt ytterligare mobiltjänster, såsom batterisparmöjligheter, sker idag en övergång från analog till digital kommunikation i cellbaserade nät. såsom AMPS, ETACS och NMT är mottagaren i en radiomobiltelefon vanligast implementerad som en För analoga cellbaserade nät, superheterodynstruktur. Superheterodynmottagaren blandar ned en inkommande radiofrekvenssignal till ett mellanfrekvensband och därefter ned till en andra lägre mellanfrekvens. I denna mottagare sker 'valet av kanalbandbredd i mellanfrekvensbanden med. SAW och/eller keramiska bandpassfilter med en fast bandbredd. 15 20 25 30 35 40 521 oss 3 För digitala cellbaserade nät, såsom GSM, GSMl90O and D-AMPS, är mottagaren i, en radiomobiltelefon normalt implementerad på ett där mottagaren i stor utsträckning använder digital Detta beskrivs i korthet annat sätt, behandling av den inkommande signalen. nedan.

Denna mottagare för digitala cellbaserade nät har normalt heterodynstruktur, men skulle även kunna ha homodynstruktur, som uppvisar samma grundläggande principer.

Homodynmottagaren blandar ned en inkommnade radiofrekvenssignal i radiomobiltelefonen omedelbart till två basbandkanaler i kvadratur (I och Q).

Heterodynmottagaren blandar ned den inkommande radiofrekvens- signalen till ett mellanfrekvensband före nedblandning till två blanda inkommande signalen i flera steg före nedblandningen till de två basbandkanaler i kvadratur. Mottagaren kan ned den basbandkanalerna i kvadratur. Kanalbandbreddsvalet skulle kunna ett bandpassfilter vid basband- verkande på de ske på tre olika ställen; i mellanfrekvensen, i lågpassfilter för de analoga signalerna, och i digitala lågpassfilter digitaliserade basbandsignalerna. Digital filtrering är endast möjlig om samplingsförhàllandet är mycket kanalband- naturligtvis högre än Nyquist-samplingsfrekvensen (två gånger bredden).

Den välkända egenskapen hos ett digitalt filter är att det endast har samband med en samplingsfrekvens och inte med vissa ändras kommer frekvensegenskaper. Om samplingsfrekvensen filtrets frekvensegenskaper att minska. i motsvarande grad. Om till sitt skalenligt värde till ändras halva att samplingsfrekvensen bandbredd halva sitt ursprungsvärde. exempelvis digitalfiltrets minska kommer Patentansökningen EP 678,974 beskriver en dubbelfrekvenssändare eller -mottagare i en portabel telefon, i vilken mottagaren innehåller en kretsomkopplare som kopplar om antennen i telefonen mellan två frekvensfrontänddelar beroende pà vilket frekvensnät som används. Sändaren eller mottagaren använder två U 20 25 30 35 521 oss 4 olika oscillatorfrekvenser för att hantera radiosignaler från båda Kanalbandbredden förblir kanalfiltreringen är därför densamma för de olika frekvensnäten. frekvensnäten vid samma mellanfrekvens. densamma för de två verkande frekvensnäten och Patenten US 5,008,925, US 4,972,4S5, US 5,020,093 Och US 5,020,092 beskriver mottagare för dubbel kanalbredd konstruerade (smalbands-AMPS), för tillämpningar i näten AMPS och N-AMPS där kanalbandbredderna är 30 kHz resp. 10 kHz. Det finns två olika keramiska kanalfilter på en andra mellanfrekvens med annan bandbredd. Kanalbandbredden väljs av en omkopplare som kopplar signalen genom ett av dessa filter beroende på vilket nät som skall användas.

Ett problem med denna lösning är att den tillför en mängd analoga komponenter, såsom keramiska filter, vilka är relativt dyra och ej möjliga att integrera i kisel.

Patentet US 5,369,785 beskriver en uppfinning som hänför sig ett cellbaserat nät. Ett till detektering' av en signalton i bandpassfilter används för detekteringen och bandpassfiltrets centrala frekvens inställs till frekvensen. av intresse genom variering av frekvensen hos en extern klocka. Den aktuella bandbredden hos filtret har inget samband med klockfrekvensen.

SAMMANFATTNING AV UPPFINNINGEN Föreliggande uppfinning befattar sig med problemet att konstruera en mottagare i. en flermods mobilradio som använder samma hårdvara för att hantera flera olika kanalbandbredder.

Ett annat av föreliggande uppfinning' hanterat problem är att konstruera en mottagare i en flermods mobilradio som använder samma hårdvara men med viss programmering av en digital del av mottagaren för att hantera flera olika kanalbandbredder.

Ett syfte med. uppfinningen är följaktligen att konstruera en mottagare i en flermods mobilradio som använder samma hårdvara, eller som använder samma hårdvara men med viss programmering av 20 25 30 35 40 521 035 del 5 mottagarens digitala för att hantera flera olika kanalbandbredder.

Problemet löses väsentligen genom att ändra en samplingsfrekvens som styr både analog/digitalomvandlare och en digital filterenhet i mottagarens digitala del. Därigenom kan olika frekvensbandbredder hanteras i samma hårdvara.

Den digitala filterenheten bör för de flesta radiokom- munikationsnät förbli konstant (dvs. samma filterkoefficienter och samma filterstruktur kan användas i den digital filterenheten) på grund av att de specificerade filtreringskraven på närliggande kanaler är i. huvudsak desamma alla kanalbandbredder är radiokommunikationsnät med olika det för nät. Ãven för sålunda specificerade kravet på närliggande kanaler av samma storleksordning.

I vissa fall kan emellertid den digitala filterenheten modifieras till en annan filterfunktion för inställning av kanalbandbredden hos filterenheten, som ett komplement till ändring av samplingsfrekvensen för att uppnå ett mera optimalt uppförande vid förkastande av en närliggande kanal.

Närmare bestämt löses problemet på följande sätt. En analog del av mottagaren i flermods mobilradion hålls oförändrad. Det finns ett undantag där mottagarens frontänddelar (innefattande exempelvis lågbrusförstärkare, bandpassfilter och/eller blandare) är annorlunda, om de olika näten som används av flermods mobilradion arbetar i olika frekvensband.

Kanalbandbreddsvalet sker i den digitala delen av mottagaren genom den digitala filterenheten. Genom ändring av samplingsfrekvensen som styr A/D-omvandlarna och den digitala filterenheten åstadkoms olika kanalbandbredder hos mottagaren. Ändringen av samplingsfrekvensen resulterar i att bandbredden hos den digitala filterenheten ändras skalenligt. Därigenom inställs den önskade kanalbandbredden vid basbandet hos radiokommunikationsnätet som skall användas av flermods mobilradion genom val av en motsvarande samplingsfrekvens.

W U 20 25 30 35 40 521 osg Som ett komplement kan den digitala filterenheten implementeras med en programmerbar filterfunktion, vilken programmerbara filterfunktion innefattar en ändring av parametrar och/eller filterstruktur i den digitala filterenheten. Det vill säga, först ändras samplingsfrekvensen som styr den digitala filterenheten, vilket resulterar i en motsvarande ändring av bandbredden. hos den digitala filterenheten, och därpå används programmerbarheten hos den digitala filterenheten till att fininställa filterenhetens egenskaper. Detta medför att den önskade kanalbandbredden hos nätet som skall användas av flermods mobilradion väljs i den digitala filterenheten.

En fördel med uppfinningen är att samma komponenter i mottagaren förblir mottagaren med undantag för de fasta frontänddelarna om det rör äteranvänds. Den analoga delen exakt densamma i sig om flera radiokommunikationsnät som arbetar i olika frekvensband. Inga modifikationer av dyra analoga komponenter behöver ske i mottagaren. I vissa fall utförs en mindre modifikation av den digitala filterenheten, men detta är billigt och enkelt.

En annan fördel är att uppfinningen är enkel att använda i praktiken eftersom valet av ett av radiokommunikationsnäten sker i mottagarens digitala del. Ännu. en fördel är' att mottagaren. är' kompakt efterson1 digitala komponenter är kompakta.

Ytterligare fördelar är att mottagaren erhåller en låg vikt liksom en lág kostnad. detalj med exemplifierande utföringsformer och även med Uppfinningen kommer nu att beskrivas mera i hänvisning till hänvisning till bifogade ritningar.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Fig. l är en schematisk vy av ett kommunikationsnät innefattande olika cellbaserade nät, enligt uppfinningen.

U 20 25 30 35 40 521 035 7 ÄZÄÉ' ' 2 är ett blockschema som åskådliggör en flerbands Fig. heterodynmottagaranordning enligt uppfinningen.

Fig. 3a, 3b, 3c är blockscheman àskädliggörande en digital filterenhet enligt uppfinningen.

Fig. 4 är ett blockschema som åskådliggör en heterodynmottagaranordning som arbetar i tvà olika cellbaserade nät med olika kanalbandbredder, men i samma band enligt uppfinningen.

DETALJERAD BESKRIVNING AV UTFÖRINGSFORMERNA Fig. 1 visar en schematisk vy av ett kommunikationsnät innefattande cellbaserade två olika även kallade cellbaserade nät. En till ett och en andra basstation BS2 och en tredje basstation radiotelefonkommunikationsnät, första basstation BSl är ansluten cellbaserat nät GSMl900, BS3 är anslutna till ett cellbaserat nät AMPS. även benämnd flermodtelefon, En flermods radiomobiltelefon m, som visas i fig. 1, kan användas för kommunikation i det cellbaserade nätet GSM190O och i det cellbaserade nätet AMPS.

Flermodtelefonen, m är ej begränsad till användning i de två cellbaserade näten GSM190O och AMPS. Andra cellbaserade nät, GsM, NMT, Is-95, om det stöds av telefonen. t.ex. kan även användas av flermodtelefonen m, En utföringsfonn av uppfinningen beskrivs nedan i. samband med fig. 2.

Fig. 2 visar en schematisk framställning av en mottagnings~ anordning l i flermodtelefonen m. inte begränsad till användning i skull olika Uppfinningen är naturligtvis endast två olika cellbaserade nät, men för enkelhetens beskrivs uppfinningen för användning endast i tvä cellbaserade nät i detta exempel.

W U 20 25 30 35 40 521 055 Mottagaranordningen 1 i fig. 2 är konstruerad för att användas i GSM1900. . . . . . v 8 »_ , i i \ 1 Q | = ett första cellbaserat nät, t.ex. Genom användning av en. andra frontänddel för mottagaren och genom ändring av en samplingsfrekvens som styr både analog/digitalomvandlare, även benämnda A/D-omvandlare, samt en digital filterenhet i därpå samma mottagaranordning 1 t.ex. AMPS. mottagaranordningen, kan användas i ett andra cellbaserat nät, Detta beskrivs mer i detalj nedan.

Det antas i detta exempel att det första cellbaserade nätet och det andra cellbaserade nätet har liknande krav på undertryckning av' närliggande kanaler, och att nätet arbetar i olika frekvensband, varför denna beskrivning gäller för en dubbelmods, dubbelbandtelefon.

Mottagaranordningen 1 innefattar två antenner 2, 3 och en mottagare som innefattar en analog del och en digital del.

Mottagaren är av heterodyntyp såsom beskrivits ovan, men uppfinningen är lika verksam för en mottagare av homodyntyp såsom likaledes beskrivits ovan. Antennerna 2 och 3 skulle även för vissa tillämpningar kunna kombineras till en antenn avstämd för dubbelbanddrift.

Den analoga delen av mottagaren innefattar en första frontänddel 5, en frontänddel 7, I/Q- demodulator 11, 19 och två A/D-omvandlare andra en mellanfrekvensdel 9, en två analoga filter 17, 21, 23 såsom visas i fig. 2. andra frontänddelen 7 frontänddelen 5 och den sitt Den första motsvarar var av de cellbaserade näten som används av flermodtelefonen m, eftersom de cellbaserade näten arbetar i olika frekvensband. I detta exempel antas det att den första frontänddelen. 5 hos den analoga delen av' mottagaren xnotsvarar det första cellbaserade nätet GSM19OO och den andra frontändelen 7 motsvarar“ det andra cellbaserade nätet AMPS. Normalt består mottagarens frontänddel av ett bandpassfilter och en lågbrusförstärkare.

Om de första och andra cellbaserade näten arbetar i samma frekvensband kan de dela på samma frontänddel. Den analoga delen U 20 25 30 35 40 521 oss, av mottagaren kommer i detta fall endast att bestå av en frontänddel såsom visas i fig. 4.

Antennerna 2, 3 är anslutna till den första frontänddelen 5 resp. den andra frontänddelen 7. Antennerna skulle även, såsom nämnts tidigare, kunna kombineras till en antenn fràn vilken signalen delas upp i de två frontänddelarna 5, 7.

Beroende på vilket nät som används av flermodtelefonen m mottager en av antennerna 2, 3 en inkommande signal, representerad med S, innehållande olika frekvenser, där åtminstone en del av informationen i signalen S är digital information.

Flermodtelefonen m ändras mellan de olika näten som kan användas av telefonen m antingen manuellt eller också kan det ske automatiskt när flermodtelefonen m är belägen i ett föredraget nät.

Antennerna 2, 3 mottager en inkommande signal representerad av S, innehållande olika frekvenser. Den första frontänddelen 5 och den andra frontänddelen 7 innefattar komponenter som förstärker signaler i det önskade frekvensbandet och blockerar alla frekvenser utanför frekvensbandet som motsvarar det första cellbaserade nätet resp. det andra cellbaserade nätet. Beroende på vilket cellbaserat nät som används av flermodtelefonen m, förstärks signalens S frekvenser i det resp. frekvensbandet och frekvenser utanför det resp. frekvensbandet blockeras.

En signal S1 efter den första frontänddelen 5, eller en signal S2 efter den andra frontänddelen 7, innehåller därför frekvenser i ett första frekvensband motsvarande frekvensbandet hos det cellbaserade nät som används av flermodtelefonen m.

Mellanfrekvensdelen 9 i den analoga delen av nmttagaren innefattar en första blandare 12, en andra blandare 13 och ett mellanbandpassfilter 15; De första och andra frontänddelarna 5, '7 är anslutna till den första blandaren 12 resp. den andra blandaren 13, och blandarna 15 20 25 30 35 521 055 12, 13 är i sin tur anslutna till bandpassfiltret 15 såsom visas i fig. 2.

Den filtrerade signalen S1 , S2 från den frontänddel 5, 7, som svarar mot det cellbaserade nätet som används av flermodtelefonen m, mottages i motsvarande blandare 12, 13, som blandar denna signal med en första lokaloscillatorsignal Scl resp. en andra lokaloscillatorsignal SCL Den första lokaloscillatorsignalen Scl svarande mot den första blandaren 12 har en frekvens Lofl och den andra lokaloscillator- signalen SQ motsvarande den andra blandaren 13 har en frekvens Lofz.

Den första lokaloscillatorsignalen SC1 och den andra lokal- oscillatorsignalen S02 genereras av en spänningsstyroscillatoi VCO det på utgången frán den första blandaren. 12 resp.

(Voltage Control Oscillator) 4 resp. 6. Därigenom uppträder den andra blandaren 13 en signal S3 i ett mellanfrekvensband som har samma frekvens om signalen tas från den första blandaren 12 eller den andra blandaren 13.

Oberoende av frekvensbandet hos den inkommande signalen S till en av antennerna 2, 3, ligger den genererade önskade signalen S3 från den första blandaren 12 eller andra blandaren 13 alltid i huvudsak inom samma mellanfrekvensband. Detta uppnås enligt känd teknik genom att variera VCO-frekvensen Lofl eller Lofz så att signalen S3 genereras av den första blandaren 12 eller den andra blandaren 13 i samma mellanfrekvensband. alla frekvenser i blandaren 12 Mellanbandpassfiltret 15 dämpar oönskade signalen S3 från den första resp. den andra blandaren 13 med undantag av mellanfrekvenserna i ett önskat andra frekvensband. Denna bandbredd hos mellanbandpassfiltret är fast och smalare än det ovan beskrivna första frekvensbandet, tillräckligt bred att rymma största kanalbandbredden hos de mottagna cellbaserade näten. men fortfarande för kunna den 15 20 25 30 35 521 055 H I/Q- i basbandet motsvarande Bandpassfiltret 15 är anslutet till I/Q-demodulatorn, 11. demodulatorn JJ. genererar en. signal I att det cellbaserade nätet används av flermodtelefonen m på en 16a, och en basbandet att det flermodtelefonen m på en andra utgång 16b såsom visas i fig. 2. första utgång signal Q genereras i motsvarande cellbaserade nätet används av Signalerna I och Q är två basbandkanaler i kvadratur. Den ovan beskrivna I/Q-demoduleringen är välkänd för fackmannen.

Var och en av utgàngarna 16a och l6b hos I/Q-demodulatorn 11 är ansluten till vardera ett analogt filter 17 resp. 19, och vart och ett av de analoga filtren är anslutet till vardera en A/D- omvandlare 21 resp. 23, jfr. fig. 2.

Signalerna I och Q fràn I/Q-demoduleringen filtreras vardera i separata analoga filter 17, 19 (anti-aliaising filter) för att undvika A/D~omvandlarens aliaising av signalerna i samplingsprocess, och efter de analoga filtren 17, 19 omvandlas signalerna I och Q till vardera en digital signal i de separata A/D-omvandlarna 21, 23.

Den delen av innefattar en filterenhet 25. digitala mottagaren digital Den digitala delen av mottagaren kan innefatta ytterligare komponenter, men dessa är ej visade i fig. 2.

Var“ och enl av' A/D-omvandlarna 21, 23 i den analoga delen av mottagaren är ansluten till den digitala filterenheten 25 såsom visas i fig. 2.

Den digitala filterenheten 25 och A/D-omvandlarna 21, 23 styrs av en samplingsfrekvens fs. Denna samplingsfrekvens fs genereras vid en utföringsform av en oscillator 24 och en programmerbar delare 26. Samplingsfrekvensen fs skulle även kunna genereras med en referensklocka och en faslàst slingstruktur, men i detta exempel genereras samplingsfrekvensen fs av oscillatorn 24 och den programmerbara delaren 26. Oscillatorn 24 är i det 10 20 25 30 35 521 ossn föreliggande exemplet en vanlig kristalloscillator med fast frekvens.

En styrkrets 28, ansluten till delaren 26, styr samplingsfrekvensen fs genom styrning av delningsfaktorn N i delaren 26.

Som ett alternativ kan två olika oscillatorer med fasta frekvenser* användas, där ändringen. av samplingsfrekvensen (fs) sker genom omkoppling mellan oscillatorerna. Detta beskrivs ej här.

Frekvenskarakteristika hos en digital filterenhet står i relation till samplingsfrekvensen fs, såsom är väl känt inom tekniken. Om samplingsfrekvensen f ändras kommer S filterenheten 25 att bandbredd är filterkarakteristikan hos den digitala ändras skalenligt. Den digitala filterenhetens proportionell mot samplingsfrekvensen fs, så om exempelvis samplingsfrekvensen fs ändras till halva sitt värde, kommer den frekvensbandbredd ändras skalenligt till halva sitt ursprungliga värde. digitala filterenhetens aktuella att Valet av den önskade informationen dvs. radiokanal med en specifik bandbredd i signalen S, som baserar sig på kraven på kanalbandbredden i det cellbaserade nät, som används av flermodtelefonen m, sker i den digitala filterenheten 25 i mottagarens digitala del. Detta sker genom ändring av samplingsfrekvensen fs genom den ovan beskrivna styrkretsen 28, så att den digitala filterenheten 25 erhåller en bandbredd lika med den erfordrade kanalbandbredden. Ändringen av samplingsfrekvensen fs uppnås genom att làta styrkretsen 28 ändra delningsvärde i delaren 26.

Signaler Ia, Qa fràn A/D-omvandlarna 21, 23 passerar genom den digitala filterenheten 25, där de två kanalsignalerna Ib, Qb i kvadratur genereras pä två utgångar 27a, 27b hos den digitala 10 l5 20 25 30 35 521 oss B filterenheten 25. De två kanalsignalerna Ib, Qb innehåller frekvenser från noll upp till en viss frekvens svarande mot den önskade kanalbandbredden ir basbandet för det använda särskilda cellbaserade nätet.

Den relevanta informationen i den av antennen 2, 3 mottagna såsom beskrivits ovan en bandbredd lika med basbandet det och denna bandbredd bestämmer bandbredden signalen S har kanalbandbredden i cellbaserade nätet, för här använda angivna hos den digitala filterenheten 25.

Efter den digitala filterenheten 25, leds de två kanalsignalerna Ib, Qb till en dataåtervinningsenhet 29, där relevant information från kanalsignalerna Ib, Qbrekonstrueras.

Ett exempel i samband med ovan beskrivna utföringsform och fig. 2 ges nedan. cellbaserade nätet det och det I detta exempel motsvarar det första digitala cellbaserade nätet GSM1900 (baserat på GSM) andra cellbaserade nätet motsvarar det analoga cellbaserade nätet AMPS , närliggande kanaler. vilka nät har liknande krav' på undertryckning av GSM1900-mobilmottagaren arbetar i 1900 MHz frekvensbandet mellan 1930 och 1990 MHz och AMPS-mobilmottagaren arbetar i. 800 MHz frekvensbandet mellan 869 och 894 MHz.

Kraven på GSMl900-mobilmottagaren är att ha en 90 kHz bandbredd i basbandet GsM19oo) kHz bandbredd i kHz). (något mindre än halva kanalseparationen 200 kHz hos och kraven på AMPS-mobilmottagaren är att ha en 13,5 basbandet (kanalseparationen hos AMPS är 30 Eftersom näten GSMl900 och AMPS arbetar i olika frekvensband består den analoga delen hos mottagaren av de två olika frontänddelarna 5 och 7, en för varje nät, såsom beskrivits i ovanstående utföringsform.

(A <1! 521 05514 Det antas i detta exempel att nätet GSM1900 kräver en frontänddel såsom den ovan beskrivna första frontänddelen 5, och att nätet AMPS kräver en frontänddel såsom den ovan beskrivna andra frontänddelen 7.

I detta exempel antas det även att mottagaranordningen 1 är konstruerad för att hantera det cellbaserade nätet GSM1900, där samplingsfrekvensen fs som styr den digitala filterenheten 25 i mottagarens digitala del ändras så att bandbredden hos den digitala filterenheten 25 är lika med den erfordrade kanalbandbredden i basbandet hos nätet GSM1900, som är lika med 90 kHz.

Antennen 2 i fig. 2 mottager enligt ovan beskrivna utföringsform den inkommande signalen S, som innehåller relevant information med olika frekvenser, och därpå skär den första frontänddelen 5 av alla frekvenser utanför det frekvensband som motsvarar mottagningsbandet för GSM1900-mobilen, som är 1930-1990 MHz.

Den filtrerade signalen S1 från den första frontänddelen 5 mottages i mellanfrekvensdelen 9 och skickas vidare till den första blandaren 12. Den första blandaren 12 blandar därpå denna signal med den ovan beskrivna första lokaloscillatorsignalen SGD där den första blandaren 12 genererar signalen S3 i ett mellanfrekvensband. I denna mod stängs den till antennen 3 hörande andra frontänddelen 7 av, och signalen S3 härrör enbart från antennen 2.

Bandpassfiltret 15 i mellanfrekvensdelen 9 har en fast filterbandbredd av cirka 200 kHz och skär av alla mellanfrekvenser i signalen S3 från den första blandaren 12 med undantag' av Inellanfrekvensen. i ett önskat andra frekvensband.

Bandpassfiltret 15 reducerar effekten hos signaler utanför kanalen av intresse och utför därigenom viss del av La kanalfiltreringen. Den återstående kanalfiltreringen tas om hand i den digitala filterenheten 25. 10 15 20 25 30 35 521 055 I/Q-demodulatorn ll mottager signalen i det andra frekvensbandet 15 och I/Q-demodulatorn 11 genererar därpå en signal I i basbandet för nätet GSMl9OO pà den första utgången l6a och en signal Q genereras i basbandet för nätet GSMl9OO på den andra utgången 16b.

Varje signal I, Q filtreras i de separata analoga filtren 17, l9. med i detta fall en 13 MHz samplingsklockfrekvens och omvandlas Efter de analoga filtren 17, 19 samplas signalerna I och Q därpå var och en digitalt till signalerna Ia och Qa i de separata 23, såsom visas i fig. 2. 13 MHz samplingsklockfrekvensen genereras med hjälp av en oscillator 24 vid 39 MHz och delning med N = 26.

A/D-omvandlarna 21, 3 i den programmerbara delaren Därpå behandlas signalerna Ia och Qa i den digitala filterenheten 25, där två kanalsignaler Ib och Qb i kvadratur genereras pà två Efter det och Qb utgångar 27a, 27b hos den digitala filterenheten 25. digitala filtret innehåller de två kanalsignalerna Ib frekvenser från noll upp till 90 kHz, som motsvarar den önskade kanalbandbredden i basbandet för nätet GSMl900.

Efter den digitala filterenheten 25 leds de två kanalsignalerna Ib och Qb till dataåtervinningsenheten 29, där relevant information från kanalsignalerna Ib och Qb rekonstrueras.

Låt nu mottagaranordningen l som hänför sig till antennen 3 och den andra frontänddelen 7 i fig. 2 användas i nätet AMPS.

Mottagaranordningen l kopplas till användning fràn nätet GSMl9OO till nätet AMPS genom manuell omkoppling mellan näten eller automatiskt i mottagaranordningen 1 när flermodtelefonen m används i nätet AMPS.

Omkopplingen mellan näten kommer att bringa styrkretsen 28 att ändra samplingsfrekvensen fs som styr den digitala filterenheten 25. I föreliggande fall minskas samplingsfrekvensen. fs med. en W Ü 20 25 30 b) 'Jl 521 035 16 faktor 6 2/3 ~ 6,67. Detta kommer även att ändra bandbredden hos faktor 6,67 såsom Bandbredden lux; den digitala filterenheten 25 den digitala filterenheten 25 med en beskrivits ovan. blir sålunda lika med 90/6,67 kHz = erfordrade kanalbandbredden i nätets AMPS basband. 13,5 kHz som är lika med den Därpå mottager antennen 3 i fig. 2, enligt ovan beskrivna utföringsform, den inkommande signalen S som innehåller olika frekvenser, och den andra frontänddelen 7 skär av alla frekvenser utanför frekvensbandet som svarar mot nätet AMPS, vilket är 869-894 MHz.

Den filtrerade signalen S2 från den andra frontänddelen 7 mottages i mellanfrekvensdelen 9 och leds vidare till den andra blandaren 13. Den andra blandaren 13 blandar därpå denna signal med den andra lokaloscillatorsignalen Scw där den andra blandaren 13 genererar signalen S3 i ett mellanfrekvensband. I denna mod är den till antennen 2 hörande första frontänddelen 5 frånkopplad och signalen S3 härrör enbart från antennen 3.

Bandpassfiltret 15 j. mellanfrekvensdelen. 9 skär av alla mellanfrekvenser i signalen S3 från den andra blandaren 13 med ett 200 kHz brett andra Eftersom bandpassfiltret 15 har en fast bandbredd undantag av mellanfrekvenserna i frekvensband. för den bredare GSM19OO kanalbandbredden, detta fall att liksom som väljs är detta filter inte optimalt för AMPS. det AMPS Dessa ej Det kommer i släppa igenom önskade kanalfrekvensbandet närliggande kanaler i. AMPS. önskvärda kanaler* måste filtreras ut senare i den digitala filterenheten 25. andra I/Q-demodulatorn 11 det frekvensbandet och I/Q-demodulatorn 11 generar därpå en AMPS 16a AMPS utgången Båda Därefter mottager signalen i och en l6b. innehåller även närliggande kanalinterferens basbandsignal I på den första utgången basbandsignal Q på den andra basbandsignalerna som har passerat genom bandpassfiltrets 15 200 kHz bandbredd.

Signalerna I och Q från I/Q-demoduleringen filtreras i separata analoga filter 17, 19 och efter de analoga filtren 17, 19 10 20 25 30 35 521 oss” omvandlas signalerna I och Q vardera digitalt till signalerna Ia och Qa i de separata A/D-omvandlarna 21, 23, såsom visas i fig. 2.

Samplingsfrekvensen fs som styr A/D-samplingstakten och den digitala filterenheten 25 minskas i detta AMPS-fall såsom beskrivits ovan med en faktor 6,67, där samplingsfrekvensen fs i detta fall är lika. med. 13 MHz/6,67 = 1,95 MHz. Detta uppnås genom att låta styrkretsen 28 bringa delaren 26 att dela med N = 20 i stället för N = 3 såsom i GSMl900-fallet.

Detta kommer att såsom beskrivits ovan ändra bandbredden hos den digitala filterenheten 25 med en faktor 6,67. Bandbredden hos den digitala filterenheten 25 är sålunda lika med 90/6,67 kHz ~ 13,5 kHz.

Därpå behandlas signalerna Ia och Qa i den digitala filterenheten 25, där två kanalsignaler Ib och Qb i kvadratur genereras på den digitala filterenhetens 25 två utgångar 27a, 27b. De två kanalsignalerna Ib och. Qb innehåller frekvenser frán. noll upp till 13,5 kHz, som motsvarar den önskade kanalbandbredden vid basbandet för nätet AMPS.

Efter den digitala filterenheten 25 leds de två kanalsignalerna Ib och Qb till dataåtervinningsenheten 29, där relevant information från kanalsignalerna Ib och Qb rekonstrueras.

Den digitala filterenheten 25 i den digitala delen av mottagaren konstrueras för det cellbaserade nät som kräver undertryckning av mest närliggande kanal om kraven är olika för de två cellbaserade näten som används av flermodtelefonen m.

De analoga filtren 17, 19 i den analoga delen av mottagaren konstrueras alltid för tillräcklig anti-aliaising-filtrering vid den lägsta samplingsfrekvensen som skall användas i nmttagaren och med ett tillräckligt stort passband för att ej distordera W Ü 20 25 30 35 521 035 18 signalen med den största kanalbandbredden vid basbandet för de cellbaserade näten som används av flermodtelefonen m. tillbaka ändrar till styrkretsen 28 i flermodtelefonen m går användning av det GSMl900, utföringsform delningsfaktorn N i delaren 26 tillbaka till 3 och När cellbaserade nätet denna ökar sålunda samplingsfrekvensen fs med en faktor 6,67 så att en bandbredd hos den digitala filterenheten 25 av omkring 90 kHz (13,5 kHz 90 kHz) erfordrade kanalbandbredden i nätets GSMl900 basband. x 6,67 z uppnås, vilket är lika med den Den digital filterenheten 25 kan implementeras på många sätt. De valda strukturerna beror på både de ifrågavarande cellbaserade näten och på den valda implementeringsteknologin. Den här beskrivna implementeringen bör ses som ett exempel på grundidén alla den än ett definitivt val för situationer. För en det Snarare fackman är självklart hur angivna lösningen kan generaliseras och varieras. 3a visar ett blockschema av den digitala filterenheten 25. och Qa Fig.

De två signalerna I filtreras i två identiska a filtreringsfinfiïionsblock 30 och 31, som genererar Ib och Qb.

Dessa två block skulle antingen. kunna vara fysiskt separata eller en enda enhet som tidsmultiplexas mellan och Qa. enheter signalerna Ia Den tidsmultiplexade lösningen. reducerar den digitala hårdvaran med en faktor 2 till priset av två gånger så snabb digital signalbehandling. implementering av filtreringsfunktionsblocket 30 3b.

En möjlig demonstreras i fig. Signalen Ia matas till ett första FIR- filter (Finite Impulse Response) 32. Efter filtrering decimeras signalen med en faktor Nl i ett decimeringsblock 33. Signalen leds därpå till ett andra FIR-filter 34 och decimeras slutligen med en faktor N2 i ett decimeringsblock 35.

Fig. 3c innehåller ett exempel på hur det första FIR-filtret 32 kan implementeras. Under antagande av att filtret har en längd L 20 25 30 35 521 oss W finns det L fördröjningselement (rutor markerade med D i figuren) och L+l filterkoefficienter bo, bl, ..., bL. Längden L hos det första FIR-filtret 32 och filterkoefficienterna bo, by bL bestämmer det första FIR-filtrets 32 filterfunktion. Det ~ I både för att finns en mångfald textböcker avseende hur man väljer filterlängden IJ och filterkoefficienterna bo, b1,....bL uppnå en viss filterfunktion, och man kan hänvisa till "Digital av T.W. Parks coh C.S. Burrus, John Wiley & Sons, Filter Design" 1987, som exempel. Det är även möjligt att välja andra FIR-filter. tillhandahåller fler exempel på olika strukturer förutom FIR som Inc., filterstrukturer än Den ovan angivna referensen skulle kunna användas för att implementera filterfunktionen.

De tvâ FIR-filtren 32 och 34 utför tillsammans den för GSMl9OO erfordrade filtreringen. Decimeringsfaktorerna väljs som Nl = 12 och N2 = 4. Den totala decimeringsfaktorn är 12-4 = 48, som reducerar samplingstakten från 13 MHz vid ingången Ia till 270,833 kHz vid utgången Ib. 270,833 kHz är lika med symboltakten i GSMl900 och utgör en lämplig samplingstakt för dataåtervinningsenheten 29 i fig. 2.

En alternativ utföringsform av uppfinningen beskrivs nedan i samband med den tidigare utföringsformen samt fig. 4.

Vid denna utföringsform antas det att två olika cellbaserade nät används av flermodtelefonen m, och de cellbaserade näten har mycket olika krav på kanalbandbredden i basbandet. Uppfinningen enligt denna utföringsform kan naturligtvis även implementeras i en flermodtelefon som arbetar i mer än två cellbaserade nät.

Vid omkoppling mellan de cellbaserade näten som används av flermodtelefonen m, anpassas mottagaranordningen 1 till det nya cellbaserade nätet enligt denna utföringsform genom att ändra samplingsfrekvensen få som styr den digitala filterenheten 25 i mottagarens digitala del, såsom beskrivits för den tidigare utföringsformen. 10 15 20 25 30 35 521 055 Eftersom kraven på kanalbandbredd j. basbandet är nmcket olika skall endast 20 för de två cellbaserade näten som användas av flermodtelefonen m, är det opraktiskt att använda en ändring av samplingsfrekvensen fs för att ändra bandbredden hos den digitala filterenheten 25. Genom att tillåta vissa av filterparametrarna i den digitala filterenheten 25 att ändras, den filterenhetens 25 filterfunktion enklare kan digitala justeras till kraven i olika cellbaserade nät.

Ett exempel i samband med denna utföringsform beskrivs nedan.

Det antas i detta exempel att mottagaren i flermodtelefonen m är en kombinerad mottagare för GSM1900 och IS-95.

Både mobilmottagaren för GSM19OO och mobilmottagaren för IS-95 1900 MHz frekvensbandet mellan 1930 och 1990 MHz.

Kraven. på mobilmottagaren för GSM1900 kHz arbetar i är att ha en 90 kanalbandbredd i basbandet och kraven på mobilmottagaren för IS- 95 är att ha omkring 0,6 MHz kanalbandbredd i basbandet.

Eftersom näten GSM19OO och IS-95 arbetar i samma frekvensband består mottagarens analoga del endast av en frontänddel, såsom visas i fig. 4, t.ex. den ovan beskrivna första frontänddelen 5.

Mottagaren är av heterodyntyp såsom beskrivits ovan, men uppfinningen är likaväl användbar för en mottagare av homodyntyp såsom vid de tidigare utföringsformerna.

I detta exempel antas det att mottagaren är konstruerad att ta hand om det cellbaserade nätet GSM19OO och att för denna mod den digitala filterenheten 25 är implementerad ned. samma struktur som visas i fig. 3a, 3b, 3c.

Samplingsfrekvensen fs är lika med 13 MHz. Kanalfiltreringen i den digitala filterenheten 25 sker med användning av de två FIR- filtren 32, 34 med decimeringar av mellansamplingstakten med faktorer' Nl=l2 och N2=4. Detta sänker samplingstakten till 13 MHz/(12*4) 2 270,833 kHz vid utgången hos den digitala filterenheten 25, såsom beskrivits i tidigare exempel. Den 10 15 20 25 30 35 521 035% totala kanalbandbredden hos den digitala filterenheten 25 i basbandet är 90 kHz såsom beskrivits i det tidigare exemplet.

Mellanbandpassfiltret 15 har, mycket större bandbredd än i det tidigare exemplet. vid denna utföringsform, Det måste passera de 1,23 MHz breda kanalerna hos IS-95. Bandpassfiltret 15 i mellanfrekvensdelen 9 bidrar därför mindre till den totala kanalfiltreringen i mottagaranordningen 1 än i det tidigare exemplet, och mer av filtreringen måste ske i den digitala filterenheten 25.

Samma struktur som i fig. 3a, 3b, 3c kan fortfarande användas, men filterkoefficienterna bo, bl, ..., bL (och möjligen längden L) hos de två FIR-filtren 32, av ett eller båda FIR-filtren 32, 34 34 i den digitala filterenheten 25 måste ändras. till detta beskrivs ej här.

En ändring IIR-filter (Infinite Impulse Respons) kan även ske men Det antas nu att flermodtelefonen m skall användas i det cellbaserade nätet IS-95. Detta visas i fig. 4.

Antennen 2 i fig. 4, enligt ovan beskrivna utföringsform, mottager den inkommande signalen S som innehåller olika frekvenser och den första frontänddelen 5 skär av alla frekvenser utanför det frekvensband som svarar mot IS-95- mobilens mottagningsband, som är 1930-1990 MHz.

Den filtrerade signalen S1 fràn den första frontänddelen 5 mottages i mellanfrekvensdelen 9 och vidareleds till den första blandaren 12. Den första blandaren 12 blandar därpå denna signal med lokaloscillatorsignalen, betecknad SC i fig. 4, där den första blandaren 12 genererar signalen S3 i mellanfrekvensbandet.

Bandpassfiltret 15 i mellanfrekvensdelen 9 skär bort alla mellanfrekvenser i signalen S3 från den första blandaren 12 med undantag av mellanfrekvenserna i ett önskat andra frekvensband. 10 20 25 30 35 521 035 I/Q-demodulatorn 11 frekvensbandet, och I/Q-demodulatorn ll genererar därpå en IS-95 l6a IS-95 22 Därefter mottager signalen i det andra basbandsignal I på den första utgången och en basbandsignal Q på den andra utgången l6b.

Signalerna I och Q från I/Q-demoduleringen filtreras vidare i de separata analoga filtren 17, 19 och efter de analoga filtren 17, 19 omvandlas var och en av signalerna digitalt till signaler Ia och Qa i de separata A/D-omvandlarna 21, 23 vid samplings- frekvensen fs, såsom visas i fig. 4.

Därefter behandlas signalerna Ia och Qa i den digitala filterenheten 25. Ett sätt att hantera den digitala filterenheten 25 skulle kunna vara att ändra samplingsfrekvensen f och skalenligt ändra bandbredden hos den digitala S filterenheten 25 såsom beskrivits i tidigare exempel. Detta skulle kräva en samplingsfrekvens fs lika med 13 MHz * 0,6 MHz/90 kHz = 86,67 MHz. För det första är frekvensen hög och leder till onödigt snabb signalbehandling i Detta val är opraktiskt. den digitala filterenheten 25 och för det andra skulle det vara fördelaktigt att ha en samplingstakt som utgör en nmltipel av chiptakten l,2288 MHz i IS~95.

Istället väljer vi att ändra samplingsfrekvensen fs till att matcha en faktor av IS-95 chiptakten. Samplingsfrekvensen fs ändras från. 13 MHz till 12-1,2288 MHz = l4,7456 MHz i IS-95 moden. I detta exempel genereras samplingsfrekvensen fs genom användning av en faslàst slinga 22. Den faslåsta slingan genererar en utgångsfrekvens baserad på en fast referensfrekvens hos oscillatorn 24. Styrkretsen 28 definierar utgångsfrekvensen hos PLL genom att styra de inre delningsfaktorerna för den faslåsta slingan. Denna struktur är välkänd för fackmannen.

Den digitala filterenheten 25 implementeras med användning av samma grundstruktur som i figurerna 3a, 3b, 3c. Decimerings- faktorerna ändras till N1 = 3 och N2 = 1. Detta leder till en N Ü 20 25 30 521 035 23 utgångssamplingstakt från den digitala filterenheten 25 av vilket är lika med fyra sampel l4,7456 MHz/(3*l) = 4,9l52 MHZ, per chipperiod.

Det FIR-filtret 32 kan behållas oförändrat. Det var konstruerat i GSMl900-fallet att hantera en decimeringsfaktor N1 första = 12 i decimeringsblocket 33 utan att leda signaler som skulle kunna leda till skadlig aliaising, och att ha ett mindre Ny såsom i IS-95 fallet kommer därför inte att utgöra något problem.

I en filterstruktur såsom den i fig. 3a, 3b, 3c visade, är det det andra FIR-filtret 34 som bestämmer den totala bandbredden hos den digitala filterenheten 25. I GSMl900-fallet är denna bandbredd 90 kHz. Ändringen av samplingsfrekvensen fs och decimeringsfaktorn N1 ändrar denna bandbredd till 90 kHz l4,7456/13 12/3 = 408 kHz. Detta är ett för smalt band jämfört med bandbredden 0.6 MHz hos IS-95 i basbandet.

Decimeringsfaktorn N2 påverkar denna signal efter det den passerat FIR-filtren 32, 34 där denna faktor N2 ej ändrar bandbredden hos den digitala filterenheten 25.

Ett alternativt andra FIR-filter 34 behövs därför. Detta kan uppnås ganska lätt genom att tillåta två uppsättningar filterparametrar (dvs. filterkoefficienter bo, bl, ..., bL och möjligen längden IJ i det andra FIR-filtret 34 i. den digitala filterenheten 25. bandbredd som krävs för GSMl900, motsvarar den bandbredd som krävs för IS-95. Ändring mellan de Den första uppsättningen motsvarar den medan den andra uppsättningen två uppsättningarna filterparametrar i det andra FIR-filtret 34 sker på samma gång som flermodtelefonen m kopplar om mellan i detta fall näten GSMl900 och IS-95. för både ändring i Samma grundläggande digitala filterenhet 25 används GSMl900 och IS-95 moden. Den enda skillnaden är en decimeringsfaktorerna N1, N2 i decimeringsblocken 33, 35 hos fig. 3b och växling av filterparametrar i det andra FIR-filtret 34. I 15 20 25 30 35 521 055 båda fallen filtrerar den digitala filterenheten signalerna så att kanalbandbredden i basbandet hos GSMl9OO resp. 24 den erfordrade IS-95 blockeras. frekvenserna utanför I fallet IS-95 genereras därigenom de två kanalsignalerna Ib och Qb i kvadratur på de två utgångarna 27a, 27b hos den digitala filterenheten 25. la två. kanalsignalerna Ib och, Qb innehåller frekvenser från noll upp till 0,6 MHz, vilket motsvarar den önskade kanalbandbredden i basbandet för nätet IS-95.

Efter den digitala filterenheten 25 leds de två kanalsignalerna Ib och Qb till dataåtervinningsenheten 29, där relevant information från kanalsignalerna Ib och Qb rekonstrueras.

Det är möjligt att använda separata oscillatorer för styrning av 23 och den digitala filterenheten 25 i ovan 23 är För enkelhetens A/D-omvandlarna 21, beskrivna utföringsformer så länge som A/D-omvandlarna 21, synkroniserade med. den. digitala filterenheten. skull används samma oscillator 24 för att styra A/D-omvandlarna 21, 23 och den digitala filterenheten 25 i de ovanstående exemplen.

Den digitala filterenheten 25 i de ovan beskrivna utföringsformerna kan antingen implementeras som separata digitala. filter, där var och. en av .A/D-omvandlarna. 21, 23 är anslutna till separata digitala filter, eller som en filterenhet som multiplexas mellan de två signalflödena.

I de ovan angivna utföringsformerna har FIR-filter använts, med Dessa skall endast ses som ett stället inblandade decimeringsenheter. exempel. Det finns många andra filterstrukturer som i skulle ha kunnat användas för att implementera filterfunktionen.

Detta inses av fackmannen, och. en ändring' av filterstrukturen bör betraktas såsom ingående i den totala idén som presenterats OVaH .

De analoga delarna av mottagaren, med undantag för frontänddelarna 5, '7 i de ovan beskrivna utföringsformerna, är W Ü 521 oss 3 till exempel fi» inte begränsade att innefatta de ovan beskrivna komponenterna. Som kan mellanfrekvensdelen 9 göras separat för de olika cellbaserade näten som används av I/Q-demodulatorn ll behöver ej nödvändigtvis vara en Fler telefonen. gemensam komponent för de två olika cellbaserade näten. modifikationer av den analoga delen är möjliga att använda.

Den ovan beskrivna uppfinningen kan utföras i ytterligare andra särskilda former utan att avvika från dess andemening eller väsentliga kännetecken. De föreliggande utföringsformerna bör därför betraktas såsom i alla avseenden illustrativa och ej restriktiva, varvid uppfinningens omfattning anges av de tillhörande patentkraven snarare än av de föregående beskrivningarna, och alla ändringar som hamnar inom innebörden av och området för ekvivalens i kraven är därför avsedda att omfattas.

Claims (21)

15 20 25 30 35 521 05526 PATENTKRAV

1. Radiomottagaranordning för mottagning av signaler (S) i åtminstone ett kanalbandbredder, där del av eller all kanalfiltrering sker i frekvensband motsvarande olika nät med olika vilken mottagaranordning används j. åtminstone två nät, en digital del av mottagaranordningen och den digitala delen innefattar åtminstone en digital filterenhet (25), där indata till den digitala filterenheten (25) samplas med en samplingsfrekvens (fs), vilken frekvens är så relaterad till den digitala filterenhetens (25) bandbredd att mottagaranordningen används i ett första av näten, och när mottagaranordningen kopplas om till att arbeta i ett andra av näten, sker hanteringen av en andra bandbredd i den digitala filterenheten (25) genom att ändra samplingsfrekvensen (fs) med en första faktor.

2. Radiomottagaranordning enligt krav' 1 anordnad så att den andra bandbredden är lika med en erfordrad kanalbandbredd i det andra nätets basband, där den första faktorn. är lika med den kanalbandbredden i basbandet hos det delat med en erfordrad andra kanalbandbredd i basbandet hos det erfordrade andra nätet första nätet.

3. Radiomottagaranordning enligt krav 1, där den digitala filterenheten (25) innefattar åtminstone ett filterfunktionsblock (30, 31), där hanteringen av den andra bandbredden i. den. digitala filterenheten (25) innefattar* både ändring av samplingsfrekvensen (fs) och ändring av åtminstone ett av filterfunktionsblocken (30, 31) när mottagaranordningen arbetar i det andra nätet.

4. Radiomottagaranordning enligt krav 3, där den digitala (25) och ändringen. av filterfunktionsblocken filterenheten innefattar åtminstone ett decimeringsblock (33, 35) (30, 31) mottagaranordningen arbetar i det andra nätet innefattar ändring (Nl, N2) när av en decimeringsfaktor i åtminstone ett decimerings~ block (33, 35). W 20 25 30 35 521 055 2, där den digitala innefattar åtminstone en filterdel (32, 34) (30, 31) mottagaranordningen arbetar i det andra nätet innefattar ändring (32, 34).

5. Radiomottagaranordning enligt krav 3 och 4, filterenheten (25) och ändringen av filterfunktionsblocken när av strukturen hos åtminstone en filterdel (32, filterparametrar

6. Radiomottagaranordning enligt krav 5, där filterdelen vilka (32, 34), struktur innefattar ändring av åtminstone 34) innefattar filterparametrar, bestämmer funktionen hos filterdelen och ändringen av filterdelens (32, 34) en av filterparametrarna.

7. Radiomottagaranordning enligt krav 5 och 6, där filterdelen (32, filterparametrar, 34) innefattar åtminstone två uppsättningar där varje uppsättning motsvarar ett av näten används av varvid som ändringen av mottagaranordningen, filterdelen (32, 34) uppsättningen filterparametrar som motsvarar det andra nätet. hos innefattar strukturen ändring av

8. Radiomottagaranordning enligt krav 6 och 7, där filterdelen (32, 34) är ett FIR-filter längd (L) filterparametrarna i filterdelen (32, 34) innefattar längden (L) (bol bl! "'l med en och och filterkoefficienter hos filterdelen (32, 34) bL) . där ett organ för (26)

9. Radiomottagaranordning enligt krav l, ändring av samplingsfrekvensen (fs) är en delare ansluten till en kristalloscillator (24) med en fast frekvens.

10. Radiomottagaranordning enligt krav l, där ett organ för generering av olika samplingsfrekvenser (fs) är en faslåst slinga (22) fast vilken faslåsta slinga (24) (22) är ansluten innefattande delningsfaktorer, till en med en kristalloscillator frekvens.

11. Radiomottagaranordning enligt krav l, där ett organ för ändring av samplingsfrekvensen (fs) innefattar åtminstone två 15 20 25 30 35 521 035 28 olika oscillatorer med fasta frekvenser, där ändringen av samplingsfrekvensen (fs) sker genom omkoppling mellan oscillatorerna.

12. Mobilradio (m) arbetande i ett nät, där mobilradion (m) använder en mottagaranordning enligt något av kraven 1-11.

13. Sätt att ändra en kanalbandbredd i en radiomottagaranordning som arbetar i åtminstone en frekvensbandbredd svarande mot olika nät, vilken mottagaranordning används i åtminstone två nåt, där del av eller all kanalfiltrering sker i en digital del av mottagaranordningen och den digitala delen innefattar åtminstone (25) där ingångsdata till den digitala (fs), en digital filterenhet filterenheten (25) samplas med en samplingsfrekvens vilken (25) bandbredd att mottagaranordningen används i ett första av näten, frekvens är så relaterad till den digitala filterenhetens där sättet innefattar steget att behandla en andra bandbredd i den digitala filterenheten (25) genom att ändra samplingsfrekvensen (fs) med en första faktor när mottagar- anordningen kopplas om till att arbeta i ett andra av näten.

14. Sätt enligt krav 13, där hanteringen av den andra bandbredden i_ den digitala filterenheten. (25) innefattar' både ändring av samplingsfrekvensen (fs) och ändring av åtminstone ett filterfunktionsblock den (25), (30, när mottagaranordningen arbetar i det andra 31), som ingår i digitala filterenheten nätet.

15. Sätt enligt krav 14, (30, 31) där ändringen av filterfunktionsblocken arbetar i det andra nätet när mottagaranordningen innefattar ändring av en decimeringsfaktor i åtminstone ett decimeringsblock (33, 35) ingående i_ den digitala filter- enheten (25).

16. Sätt enligt krav 14 och 15, där ändringen av filterfunktionsblocken (30, 31) när mottagaranordningen arbetar i det andra nätet innefattar ändring av strukturen hos 10 H 20 25 521 oas” åtminstone en filterdel (32, 34) som ingår i den digitala filterenheten (25).

17. Sätt enligt krav 16, där ändringen av strukturen hos filterdelen (32, 34) innefattar ändring av åtminstone en filterparameter som ingår i filterdelen (32, 34), vilken filterparameter bestämmer funktionen hos filterdelen (32, 34).

18. Sätt enligt krav 16 och 17, där ändringen av filterdelens (32, 34) till en filterparametrar som svarar mot det andra nätet, där filterdelen (32, 34) filterparametrar, struktur innefattar ändring uppsättning innefattar åtminstone två uppsättningar varvid varje uppsättning mottsvarar ett av näten som används av mottagaranordningen. ,5“\ , . 1 u . _

19. Klyß Satt enligt krav 1, dar andringen av samplingsfrekvensen (fQ (26) ansluten till en kristalloscillator (24) med en fast frekvens. sker medelst en delare

20. Sätt enligt krav 1, där genereringen av olika samplingsfrekvenser (fs) sker genom en faslàst slinga (22) innefattande delningsfaktorer, vilken faslåsta slinga (22) är ansluten till en kristalloscillator (24) med en fast frekvens.

21. Sätt enligt krav 1, där ändringen av samplingsfrekvensen (fg sker genom omkoppling mellan åtminstone två olika oscillatorer med fasta frekvenser.