JP2008085653A - 帯域通過型フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、帯域通過型フィルタに関し、簡素な構成で周波数や帯域幅を連続的に変更することにある。
【解決手段】入力信号を２分配する分配器２４と、分配器２４により分配された一方の信号をカットオフ周波数ｆ１で低域通過させる第１の低域通過フィルタ２８と、第１の低域通過フィルタ２８から出力される信号を位相が１８０°ずれるように変換する位相器３０と、分配器２４により分配された他方の信号と位相器３０から出力される信号とを合成する混合器３２と、混合器３２から出力される信号を、第１の低域通過フィルタ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高いカットオフ周波数ｆ２にて低域通過させる第２の低域通過フィルタ３４と、を備える。また、第１及び第２の低域通過フィルタ２８，３４をそれぞれ、独立してカットオフ周波数の変更が可能な低域通過フィルタとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、帯域通過型フィルタに係り、特に、周波数や帯域幅を連続的に可変するうえで好適な帯域通過型フィルタに関する。

従来、カットオフ周波数の調整が可能な帯域通過型フィルタが知られている（例えば、特許文献１参照）。この帯域通過型フィルタには、複数の電流源が設けられている。このフィルタにおいては、電流源の電流値が変更されることにより、そのカットオフ周波数が調整されるようになっている。
特開平１−１６９７０４号公報

しかし、上記従来の帯域通過型フィルタでは、カットオフ周波数の調整を行うために、電流値を変更可能な電流源を設けることが必要となるため、そのフィルタ自体の構成が複雑化しかつ大型化してしまう不都合が生ずる。

本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、簡素な構成で周波数や帯域幅の連続的な変更が可能な帯域通過型フィルタを提供することを目的とする。

上記の目的は、入力信号を２分配する分配手段と、前記分配手段により分配された一方の信号を低域通過させる第１の低域通過フィルタと、前記分配手段により分配された他方の信号と前記第１の低域通過フィルタから出力される信号とを逆相にて合成する混合器と、前記混合器から出力される信号を、前記第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数にて低域通過させる第２の低域通過フィルタと、を備える帯域通過型フィルタにより達成される。

この態様の発明において、第１の低域通過フィルタから出力される低域通過した信号と分配手段により分配された他方の信号とが混合器において逆相にて合成されると、両信号は打ち消しあうため、合成後の信号レベルは、第１の低域通過フィルタを通過した周波数帯においては微小となる一方、その周波数帯以外の周波数帯においては維持される。第２の低域通過フィルタは、第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数を有するため、上記した混合器の合成後かつ第２の低域通過フィルタの通過後の信号は、第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数から第２の低域通過フィルタのカットオフ周波数までの周波数範囲の信号成分のみとなる。従って、第１及び第２の低域通過フィルタのカットオフ周波数がそれぞれ独立して変更可能であれば、簡素な構成で帯域通過型フィルタの周波数や帯域幅の連続的な変更を実現することができる。

また、上記の目的は、入力信号を低域通過させる第１の低域通過フィルタと、前記第１の低域通過フィルタから出力される信号をディジタル信号に量子化する第１のＡ／Ｄ変換器と、入力信号を前記第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数にて低域通過させる第２の低域通過フィルタと、前記第２の低域通過フィルタから出力される信号をディジタル信号に量子化する第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力から前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力を減算する減算手段と、を備える帯域通過型フィルタにより達成される。

この態様の発明において、第１の低域通過フィルタから出力される低域通過した信号を第１のＡ／Ｄ変換器により量子化したディジタル信号が、第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数を有する第２の低域通過フィルタから出力される低域通過した信号を第２のＡ／Ｄ変換器により量子化したディジタル信号から減算されると、第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数から第２の低域通過フィルタのカットオフ周波数までの周波数範囲以外の周波数のサンプリング要素は打ち消され、減算手段による減算後の信号は上記した周波数範囲の信号成分のみとなる。従って、第１及び第２の低域通過フィルタのカットオフ周波数がそれぞれ独立して変更可能であれば、簡素な構成で帯域通過型フィルタの周波数や帯域幅の連続的な変更を実現することができる。

この場合、上記した帯域通過型フィルタにおいて、前記第１及び第２の低域通過フィルタはそれぞれ、独立してカットオフ周波数の変更が可能な低域通過フィルタであることとすればよい。

更に、上記の目的は、２つの低域通過フィルタを備え、該２つの低域通過フィルタのカットオフ周波数を通過周波数の下限値及び上限値として用いた帯域通過型フィルタであって、前記２つの低域通過フィルタのカットオフ周波数をそれぞれ独立して変更可能とした帯域通過型フィルタにより達成される。

この態様の発明において、カットオフ周波数を帯域通過型フィルタの通過周波数の下限値及び上限値とする２つの低域通過フィルタのカットオフ周波数は、それぞれ独立して変更可能とされている。このため、簡素な構成で帯域通過型フィルタの周波数や帯域幅の連続的な変更を実現することができる。

本発明によれば、簡素な構成で帯域通過型フィルタの周波数や帯域幅を連続的に変更することができる。

以下、図面を用いて、本発明の具体的な実施の形態について説明する。

図１は、本発明の第１実施例である帯域通過型フィルタ１０の構成図を示す。また、図２は、本実施例の帯域通過型フィルタ１０を備える受信機１２の構成図を示す。本実施例の帯域通過型フィルタ（以下、ＢＰＦと称す）１０は、例えば車両などに搭載される受信機１２に設けられている。

受信機１２は、受信アンテナ１４と、受信アンテナ１４に接続するアンプ１６と、ローカル発振器１８と、アンプ１６及びローカル発振器１８に接続するミキサ２０と、ミキサ２０に接続するＢＰＦ１０と、ＢＰＦ１０に接続するＡ／Ｄ変換器２２と、を備えている。アンプ１６は、受信アンテナ１４に受信される信号を増幅してミキサ２０に供給する。ローカル発振器１８は、所望の受信周波数よりも所定の周波数（例えば１０．７ＭＨｚ）だけ高い局部発振信号を生成しミキサ２０に供給する。ミキサ２０は、アンプ１６で増幅された信号をローカル発振器１８による局部発振信号を用いて中間周波数の信号に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換器２２は、ＢＰＦ１０を通過した周波数の信号を所定のサンプリングクロックでディジタル信号に変換する。

ＢＰＦ１０は、ミキサ２０の出力に接続する分配器２４を備えている。分配器２４は、ミキサ２０から入力される入力信号を２つの系統２６ａ，２６ｂに分配する。一方の系統２６ａ上には、第１の低域通過フィルタ（以下、第１のＬＰＦと称す）２８及び位相器３０が直列に設けられている。第１のＬＰＦ２８は、後述の如く所定のカットオフ周波数ｆ１を有しており、分配器２４から系統２６ａに流れた入力信号についてかかるカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数を通過させる。位相器３０は、第１のＬＰＦ２８を通過した信号を位相が１８０°ずれるように変換する。

系統２６ａ側の位相器３０には、混合器３２が接続されている。混合器３２は、また、系統２６ｂ側の分配器２４にも直接に接続されている。混合器３２には、位相器３０からの信号、及び、分配器２４に入力されたミキサ２０からの信号が入力される。混合器３２は、入力された両信号を合成する。混合器３２には、第２の低域通過フィルタ（以下、第２のＬＰＦと称す）３４が接続されている。第２のＬＰＦ３４は、後述の如く所定のカットオフ周波数ｆ２を有しており、混合器３２から入力された入力信号についてかかるカットオフ周波数ｆ２よりも低い周波数を通過させる。尚、このカットオフ周波数ｆ２は、常に、上記した第１のＬＰＦ２８の有するカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数になるように設定されている。

第２のＬＰＦ３４には、上記したＡ／Ｄ変換器２２が接続されている。Ａ／Ｄ変換器２２は、第２のＬＰＦ３４を通過した信号すなわちＢＰＦ１０を通過した信号を所定のサンプリングクロックでアナログ信号からディジタル信号に変換して量子化する。Ａ／Ｄ変換器２２による量子化により得られた信号は、以後の受信処理に用いられる。

図３（Ａ）は本実施例のＢＰＦ１０が備える第１及び第２のＬＰＦ２８，３４の具体的な構成を、また、図３（Ｂ）はその特性を、それぞれ示す。本実施例において、第１及び第２のＬＰＦ２８，３４はそれぞれ、図３（Ａ）に示す如く、入力と出力との間に直列的に接続する抵抗３６と、出力とアースとの間に接続するコンデンサ３８と、により構成されている。

抵抗３６は、トリマ抵抗やピンダイオードなどの抵抗値を可変できる抵抗である。第１のＬＰＦ２８の抵抗３６と第２のＬＰＦ３４の抵抗３６とは、互いに独立してその抵抗値を可変できるようになっている。また、コンデンサ３８は、トリマコンデンサやバリキャップなどのコンデンサ容量を可変できるコンデンサである。第１のＬＰＦ２８のコンデンサ３８と第２のＬＰＦ３４のコンデンサ３８とは、互いに独立してそのコンデンサ容量を可変できるようになっている。ＬＰＦ２８，３４の抵抗３６及びコンデンサ３８の各パラメータが変更されると、図３（Ｂ）に示す如く、ＬＰＦ２８，３４におけるカットオフ周波数が変更され、ＬＰＦとしての特性が可変される。

尚、第１及び第２のＬＰＦ２８，３４の抵抗３６及びコンデンサ３８の各パラメータは、カットオフ周波数ｆ１，ｆ２がそれぞれ予め定められた所定範囲内の周波数になるように設定されると共に、上記の如く第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２が常に第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数になるように設定される。

次に、図４を参照して、本実施例のＢＰＦ１０の作用について説明する。図４は、本実施例のＢＰＦ１０の各部位における周波数−利得特性を表した図を示す。本実施例において、受信機１２の受信アンテナ１４に受信された信号は、ミキサ２０で周波数変換された後、ＢＰＦ１０の分配器２４に入力される。

本実施例のＢＰＦ１０において、分配器２４に入力された信号は、一方の系統２６ａと他方の系統２６ｂとに分配される。分配器２４から一方の系統２６ａに流通した信号は、第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数のときは、その第１のＬＰＦ２８に遮断される。一方、第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数のときは、その第１のＬＰＦ２８を通過し位相器３０に供給される。位相器３０に供給された信号は、位相が１８０°ずれるように位相変換される。

位相器３０で位相変換された信号、及び、分配器２４から他方の系統２６ｂに流通した信号は、それぞれ混合器３２に供給され合成される。混合器３２に合成される両信号は、その混合器３２において互いに逆相で合成される。かかる合成が行われると、第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数においては混合器３２での合成後の信号のレベルが微小となる一方、第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数においては混合器３２での合成後の信号のレベルが大きい状態に維持される。

混合器３２の出力信号は、第２のＬＰＦ３４に供給される。第２のＬＰＦ３４に供給された信号は、第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２よりも高い周波数のときは、その第２のＬＰＦ３４に遮断される一方、第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２よりも低い周波数のときは、その第２のＬＰＦ３４を通過する。

第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２は、常に第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高くなるように設定されている。このため、ＢＰＦ１０に入力した信号は、第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数及び第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２よりも高い周波数においてはそのレベルが微小となってＢＰＦ１０に遮断される一方、第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高くかつ第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２よりも低い周波数においてはそのレベルが維持されてＢＰＦ１０を通過することとなる。

従って、本実施例のＢＰＦ１０によれば、分配器２４、第１のＬＰＦ２８、位相器３０、混合器３２、及び第２のＬＰＦ３４を用いることにより、第１のＬＰＦ２８の有するカットオフ周波数ｆ１から第２のＬＰＦ３４の有するカットオフ周波数ｆ２までの範囲の周波数の信号成分のみを通過させて出力することが可能となっている。ＢＰＦ１０から出力された信号は、Ａ／Ｄ変換器２２によりディジタル信号に変換されて量子化され、受信処理される。

また、本実施例において、上記した第１のＬＰＦ２８及び第２のＬＰＦ３４は、そのカットオフ周波数ｆ１，ｆ２がそれぞれ予め定められた所定範囲内の周波数になり、かつ、第２のＬＰＦ３４のカットオフ周波数ｆ２が常に第１のＬＰＦ２８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数になるように設定されるが、それぞれ独立して、抵抗３６やコンデンサ３８の各パラメータとしての抵抗値やコンデンサ容量が可変されることが可能となっており、カットオフ周波数ｆ１，ｆ２が可変されるようになっている。

このように、本実施例においては、第１及び第２のＬＰＦ２８，３４のカットオフ周波数ｆ１，ｆ２をそれぞれ独立して可変にすることで、周波数ｆ１〜ｆ２及び帯域幅を連続可変可能なＢＰＦ１０を実現することが可能となっており、簡素な構成でＢＰＦ１０の周波数や帯域幅を連続的に変更することが可能となっている。

尚、上記の第１実施例においては、分配器２４が特許請求の範囲に記載した「分配手段」に、第１のＬＰＦ２８が特許請求の範囲に記載した「第１の低域通過フィルタ」及び「低域通過フィルタ」に、混合器３２が特許請求の範囲に記載した「混合器」に、第２のＬＰＦ３４が特許請求の範囲に記載した「第２の低域通過フィルタ」及び「低域通過フィルタ」に、それぞれ相当している。

図５は、本発明の第２実施例である帯域通過型フィルタ（以下、ＢＰＦと称す）１００の構成図を示す。尚、以下、本実施例において、上記した第１実施例の図１乃至図３に示す構成と同一の構成部分については、同一の符号を付してその説明を省略又は簡略する。本実施例のＢＰＦ１００は、例えば車両などに搭載される受信機１０２に設けられている。

受信機１０２は、受信アンテナ１４と、アンプ１６と、ローカル発振器１８と、ミキサ２０と、を備えている。ＢＰＦ１００は、ミキサ２０の出力に接続する分配器１０４を備えている。分配器１０４は、ミキサ２０から入力される入力信号を２つの系統１０６ａ，１０６ｂに分配する。

一方の系統１０６ａ上には、第１の低域通過フィルタ（以下、第１のＬＰＦと称す）１０８が設けられている。第１のＬＰＦ１０８は、後述の如く所定のカットオフ周波数ｆ１を有しており、分配器１０４から系統１０６ａに流れた入力信号についてかかるカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数を通過させる。また、他方の系統１０６ｂ上には、第２の低域通過フィルタ（以下、第２のＬＰＦと称す）１１０が設けられている。第２のＬＰＦ１１０は、後述の如く所定のカットオフ周波数ｆ２を有しており、分配器１０４から系統１０６ｂに流れた入力信号についてかかるカットオフ周波数ｆ２よりも低い周波数を通過させる。尚、このカットオフ周波数ｆ２は、常に、上記した第１のＬＰＦ１０８の有するカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数になるように設定されている。

第１のＬＰＦ１０８には、第１のＡ／Ｄ変換器１１２が接続されている。第１のＡ／Ｄ変換器１１２は、第１のＬＰＦ１０８を通過した周波数の信号を所定のサンプリングクロックでアナログ信号からディジタル信号に変換して量子化する。また、第２のＬＰＦ１１０には、第２のＡ／Ｄ変換器１１４が接続されている。第２のＡ／Ｄ変換器１１４は、第２のＬＰＦ１１０を通過した周波数の信号を所定のサンプリングクロックでアナログ信号からディジタル信号に変換して量子化する。

第１のＡ／Ｄ変換器１１２及び第２のＡ／Ｄ変換器１１４には、減算器１１６が接続されている。減算器１１６は、第２のＡ／Ｄ変換器１１４の出力であるディジタル信号を第１のＡ／Ｄ変換器１１２の出力であるディジタル信号から減算する処理を行う。減算器１１６による減算により得られた信号は、以後の受信処理に用いられる。

本実施例において、第１及び第２のＬＰＦ１０８，１１０はそれぞれ、入力と出力との間に直列的に接続する抵抗３６と、出力とアースとの間に接続するコンデンサ３８と、により構成されている。抵抗３６は、トリマ抵抗やピンダイオードなどの抵抗値を可変できる抵抗である。第１のＬＰＦ１０８の抵抗３６と第２のＬＰＦ１１０の抵抗３６とは、互いに独立してその抵抗値を可変できるようになっている。また、コンデンサ３８は、トリマコンデンサやバリキャップなどのコンデンサ容量を可変できるコンデンサである。第１のＬＰＦ１０８のコンデンサ３８と第２のＬＰＦ１１０のコンデンサ３８とは、互いに独立してそのコンデンサ容量を可変できるようになっている。ＬＰＦ１０８，１１０の抵抗３６及びコンデンサ３８の各パラメータが変更されると、ＬＰＦ１０８，１１０におけるカットオフ周波数が変更され、ＬＰＦとしての特性が可変される。

尚、第１及び第２のＬＰＦ１０８，１１０の抵抗３６及びコンデンサ３８の各パラメータは、カットオフ周波数ｆ１，ｆ２がそれぞれ予め定められた所定範囲内の周波数になるように設定されると共に、上記の如く第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２が常に第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数になるように設定される。

次に、図６を参照して、本実施例のＢＰＦ１００の作用について説明する。図６は、本実施例のＢＰＦ１００の作用を説明するための図を示す。本実施例において、受信機１２の受信アンテナ１４に受信される信号は、ミキサ２０で周波数変換された後、ＢＰＦ１００の分配器１０４に入力される。

本実施例のＢＰＦ１００において、分配器１０４に入力された信号は、一方の系統１０６ａと他方の系統１０６ｂとに分配される。分配器１０４から一方の系統１０６ａに流通した信号は、第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数のときは、その第１のＬＰＦ１０８に遮断され、一方、第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数のときは、その第１のＬＰＦ１０８を通過し第１のＡ／Ｄ変換器１１２に供給される。第１のＡ／Ｄ変換器１１２に供給された信号は、第１のＡ／Ｄ変換器１１２によりディジタル信号に変換されて量子化される。

また、分配器１０４から他方の系統１０６ｂに流通した信号は、第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２よりも高い周波数のときは、その第２のＬＰＦ１１０に遮断され、一方、第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２よりも低い周波数のときは、その第２のＬＰＦ１１０を通過し第２のＡ／Ｄ変換器１１４に供給される。第２のＬＰＦ１１０に供給された信号は、第２のＡ／Ｄ変換器１１４によりディジタル信号に変換されて量子化される。

第１のＡ／Ｄ変換器１１２で量子化されたディジタル信号、及び、第２のＡ／Ｄ変換器１１４で量子化されたディジタル信号は、それぞれ減算器１１６に供給される。減算器１１６による減算は、第１のＡ／Ｄ変換器１１２の出力であるディジタル信号から第２のＡ／Ｄ変換器１１４の出力であるディジタル信号を減算することにより実現される。

第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２は、常に第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも高くなるように設定されている。このため、ＢＰＦ１００に入力した信号は、第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも低い周波数及び第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２よりも高い周波数においてはその信号成分が打ち消されて、ＢＰＦ１００に遮断される一方、第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも高くかつ第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２よりも低い周波数においてはその信号成分が維持されてＢＰＦ１００を通過することとなる（図６参照）。

従って、本実施例のＢＰＦ１００によれば、第１のＬＰＦ１０８、第２のＬＰＦ１１０、第１のＡ／Ｄ変換器１１２、第２のＡ／Ｄ変換器１１４、及び減算器１１６を用いることにより、第１のＬＰＦ１０８の有するカットオフ周波数ｆ１から第２のＬＰＦ１１０の有するカットオフ周波数ｆ２までの範囲の周波数の信号成分のみを通過させて抽出することが可能となっている。ＢＰＦ１００から抽出された量子化後の信号は、受信処理される。

また、本実施例において、上記した第１のＬＰＦ１０８及び第２のＬＰＦ１１０は、そのカットオフ周波数ｆ１，ｆ２がそれぞれ予め定められた所定範囲内の周波数になり、かつ、第２のＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆ２が常に第１のＬＰＦ１０８のカットオフ周波数ｆ１よりも高い周波数になるように設定されるが、それぞれ独立して、抵抗３６やコンデンサ３８の各パラメータとしての抵抗値やコンデンサ容量が可変されることが可能となっており、カットオフ周波数ｆ１，ｆ２が可変されるようになっている。

このように、本実施例においては、第１及び第２のＬＰＦ１０８，１１０のカットオフ周波数ｆ１，ｆ２をそれぞれ独立して可変にすることで、周波数ｆ１〜ｆ２及び帯域幅を連続可変可能なＢＰＦ１００を実現することが可能となっており、簡素な構成でＢＰＦ１００の周波数や帯域幅を連続的に変更することが可能となっている。

更に、本実施例においては、周波数ｆ１〜ｆ２及び帯域幅を連続可変可能なＢＰＦ１００を実現するのに、２つのＡ／Ｄ変換器１１２，１１４を設けることが必要であるが、一方、上記した第１実施例の如く第１のＬＰＦ２８を通過した信号について位相を１８０°ずらす位相器３０を設けることは不要であり、ディジタル信号の演算（減算器１１６による減算）で十分である。このため、本実施例によれば、ＢＰＦひいては受信機の小型化・簡素化を図ることが可能となっている。

尚、上記の第２実施例においては、第１のＬＰＦ１０８が特許請求の範囲に記載した「第１の低域通過フィルタ」及び「低域通過フィルタ」に、第１のＡ／Ｄ変換器１１２が特許請求の範囲に記載した「第１のＡ／Ｄ変換器」に、第２のＬＰＦ１１０が特許請求の範囲に記載した「第２の低域通過フィルタ」及び「低域通過フィルタ」に、第２のＡ／Ｄ変換器１１４が特許請求の範囲に記載した「第２のＡ／Ｄ変換器」に、減算器１１６が特許請求の範囲に記載した「減算手段」に、それぞれ相当している。

本発明の第１実施例である帯域通過型フィルタの構成図である。 本実施例の帯域通過型フィルタを備える受信機の構成図である。 本実施例の帯域通過型フィルタが備える第１及び第２の低域通過フィルタの具体的な構成及びその特性である。 本実施例の帯域通過型フィルタの各部位における周波数−利得特性を表した図である。 本発明の第２実施例である帯域通過型フィルタの構成図である。 本実施例の帯域通過型フィルタの作用を説明するための図である。

符号の説明

１０，１００ 帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）
１２，１０２ 受信機
２４，１０４ 分配器
２８，１０８ 第１の低域通過フィルタ（第１のＬＰＦ）
３０ 位相器
３２ 混合器
３４，１１０ 第２の低域通過フィルタ（第２のＬＰＦ）
１１２ 第１のＡ／Ｄ変換器
１１４ 第２のＡ／Ｄ変換器
１１６ 減算器

Claims (4)

1. 入力信号を２分配する分配手段と、
   前記分配手段により分配された一方の信号を低域通過させる第１の低域通過フィルタと、
   前記分配手段により分配された他方の信号と前記第１の低域通過フィルタから出力される信号とを逆相にて合成する混合器と、
   前記混合器から出力される信号を、前記第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数にて低域通過させる第２の低域通過フィルタと、
   を備えることを特徴とする帯域通過型フィルタ。
2. 入力信号を低域通過させる第１の低域通過フィルタと、
   前記第１の低域通過フィルタから出力される信号をディジタル信号に量子化する第１のＡ／Ｄ変換器と、
   入力信号を前記第１の低域通過フィルタのカットオフ周波数よりも高いカットオフ周波数にて低域通過させる第２の低域通過フィルタと、
   前記第２の低域通過フィルタから出力される信号をディジタル信号に量子化する第２のＡ／Ｄ変換器と、
   前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力から前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力を減算する減算手段と、
   を備えることを特徴とする帯域通過型フィルタ。
3. 前記第１及び第２の低域通過フィルタはそれぞれ、独立してカットオフ周波数の変更が可能な低域通過フィルタであることを特徴とする請求項１又は２記載の帯域通過型フィルタ。
4. ２つの低域通過フィルタを備え、該２つの低域通過フィルタのカットオフ周波数を通過周波数の下限値及び上限値として用いた帯域通過型フィルタであって、
   前記２つの低域通過フィルタのカットオフ周波数をそれぞれ独立して変更可能としたことを特徴とする帯域通過型フィルタ。

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