JP2011130445A

JP2011130445A - 離散時間受信機

Info

Publication number: JP2011130445A
Application number: JP2010281790A
Authority: JP
Inventors: Young Jae Lee; 永宰李
Original assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Current assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Priority date: 2009-12-18
Filing date: 2010-12-17
Publication date: 2011-06-30
Anticipated expiration: 2030-12-17
Also published as: JP5270652B2; US20110150142A1

Abstract

【課題】本発明は離散時間受信機に関する。
【解決手段】本発明の離散時間受信機は、サンプリングクロックに応じて入力信号をサンプリングするサンプリングミキサと、制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて上記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、上記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、上記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、を含み、広帯域の入力信号に対して出力信号のダイナミック範囲を向上させることができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、広帯域をカバーできるＲＦ用離散時間受信機に関する。

従来はアナログ型の連続時間受信機が広く適用されていたが、近年では離散時間受信機が開発され、様々な製品に適用されている傾向にある。しかし、近年の離散時間受信機は、動作帯域が狭帯域であり、その応用分野が限定されざるを得ないという問題がある。

離散時間受信機の構造は、ＳＤＲ（ｓｏｆｔｗａｒｅｄｅｆｉｎｅｄｒａｄｉｏ）のような要素が広帯域動作を支援するため、広帯域の信号処理における問題はないが、核心的な構成要素であるＡＤＣの場合には動作速度及び変換性能などから広帯域を十分に支援できないという問題がある。

離散時間受信機において使用されるフィルタは、ＲＦ領域フィルタと基底領域フィルタに分けられる。ＲＦ領域フィルタは、サンプリングミキサと直接連結されて高いサンプリング周波数で動作するフィルタであり、基底（ＢａｓｅＢａｎｄ）領域フィルタは、アナログミキサと連結されて周波数を低くした信号をフィルタリングするフィルタである。基底領域フィルタの場合、低周波数で動作し、サンプリング周波数が固定されており、優れた性能を有する。これに対し、ＲＦ領域フィルタの場合は、高周波数で動作し、広帯域でも一定の性能を備えるために、特別な設計が必要である。

図１は、従来の離散時間受信機の構成を示す構成図である。

図１を参照すると、従来の離散時間受信機１０は、ＬＮＴＡ１６、サンプリングミキサ１１、第１のＩＩＲフィルタ１２、ＦＩＲフィルタ１３、第２のＩＩＲフィルタ１４及び可変増幅器１５で構成される。

ＬＮＴＡ１６は、ＬＮＡとＴＡ（Ｔｒａｎｓ−ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）の機能を一つにまとめたもので、アンテナを介して受信された信号を増幅し、電圧信号を電流信号に変換させる役割をする。

サンプリングミキサでは、受信された高周波数の信号をサンプリング周波数帯域の信号に変換しながらアナログ信号をデジタル信号に変換する。

第１のＩＩＲフィルタ１２、ＦＩＲフィルタ１３及び第２のＩＩＲフィルタ１４は、サンプリングされた信号を受信してデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）フィルタリングを行う。特に、ＦＩＲフィルタ１３では、入力されるフィルタリング制御信号に応じて様々なデシメーション比を持ちながらフィルタリングし、かつエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）も制御する。また、第１及び第２のＩＩＲフィルタ１２、１４では、所望の信号帯域付近に存在する干渉信号などを除去する。さらに、第２のＩＩＲフィルタ１４は、カットオフ周波数（ｃｕｔｏｆｆｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の調節のためにキャパシタバンクをスイッチに連結し、スイッチの動作に応じてキャパシタの容量を変えてカットオフ周波数を調節する。

第２のＩＩＲフィルタ１４を通過した信号は、可変増幅器１５により増幅されてＡＤＣに入力される。特に、第２のＩＩＲフィルタ１４を通過した信号のスイング幅が小さい場合、ＡＤＣが検出できる信号の範囲が狭くなり、受信機全体のＳＮＲ性能が劣化される虞があるため、可変増幅器を用いてスイング幅を確保する。

図２は、従来のＲＦ受信機の構成を示す構成図である。

図２に示したＲＦ受信機２０は、図１の受信機２０とは異なる動作特性を有する。

図２に示したＲＦ受信機２０は、広帯域の入力信号を処理することができる。ＬＮＡにより入力信号を増幅させ、ミキサ２１は、従来のアナログ受信機と類似しており、周波数合成器２２から入力されるＩ／Ｑクロックを用いて入力信号の周波数を低くする。アナログフィルタ２３、２４、２５は受信機の周波数マスクを作っている。

サンプリングミキサ２８はｆｓの固定されたサンプリング周波数で動作する。そのため、サンプリングミキサ２８以後のブロックでは、サンプリング周波数ｆｓの信号をＡＤＣの動作周波数を有する信号へと周波数を低くしなければならない。そこで、デシメーションフィルタ２６、２７は設定されたデシメーション比によって入力信号をフィルタリングする。図２に示した受信機２０でのデシメーション比は、それぞれ１／４、１／３である。デシメーションフィルタ２６、２７の動作に使用されるクロックはクロック発生器２９から提供される。

図２に示したＲＦ受信機２０は、デシメーション用のＦＩＲフィルタ以外の全体的な性能及び回路設計の側面において図１の離散時間受信機１０に比べて優れた性能を有するが、従来のアナログ構造と多くの部分が類似しており、多くのブロックが使用されるという短所がある。

即ち、離散時間受信機においては離散時間フィルタの段数を減らすことが性能の向上に効果的であるため、フィルタ数を減らし、ＡＤＣのサンプリング周波数を高めることが好ましい。

使用されたフィルタの次数の場合は、図１に示した離散時間受信機１０で１次のｓｉｎｃフィルタ１３を使用したときに、図２に示したＲＦ受信機２０では２次のｓｉｎｃフィルタ２６、２７を使用してエイリアシングを除去するためのヌル（ｎｕｌｌ）幅を広げ、深さを深くした。

近年の離散時間受信機は、狭帯域でバンド幅の狭い応用分野に適用されている。しかし、最近、ＬＴＥやＤＶＢ−Ｈのような広帯域の広いバンド幅を有する応用分野の浮上に伴い、広帯域信号を処理できるような離散時間受信機の構造の設計が必要となった。

米国特許第７６０５７５７号明細書

本発明の目的は、離散時間受信機はＲＦ領域でサンプリングを行い、サンプリング周波数に応じてデシメーション比を調節して出力信号の周波数がＡＤＣのサンプリング周波数になるように低くし、ＡＤＣが高い解像度を有するようにする離散時間受信機を提案することにある。

上記した課題を解決するための本発明の一実施例による離散時間受信機は、サンプリングクロックに応じて入力信号をサンプリングするサンプリングミキサと、制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて上記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、上記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、上記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、を含む。

上記した課題を解決するための本発明の他の実施例による離散時間受信機は、入力電圧信号を増幅するための低騒音増幅器及び上記低騒音増幅器の出力信号のダイナミック範囲を増加させる電圧増幅器を含む増幅部と、上記増幅部の出力信号を電流信号に変換する電圧電流変換部と、サンプリングクロックに応じて上記電流信号をサンプリングするサンプリングミキサと、制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて上記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、上記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、上記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、を含む。

上記した課題を解決するための本発明のさらに他の実施例による離散時間受信機は、入力電圧信号を電流信号に変換する電圧電流変換部と、サンプリングクロックに応じて上記電流信号をサンプリングするサンプリングミキサと、制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて上記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、上記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、上記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、上記入力信号を増幅して上記電圧電流変換部に供給する低騒音増幅器、及び上記サンプリングミキサの出力信号のダイナミック範囲を増加させて離散時間フィルタに供給する電流増幅器を含む増幅部と、を含む。

上記解決手段による本発明の離散時間受信機によれば、広帯域の周波数を有する入力信号に対応できる効率的で広いダイナミック範囲を有する。

また、上記解決手段による本発明の離散時間受信機によれば、電流で動作し、消費電力が少なく、ハードウェア構成が簡単なうえ、スイッチによる調整が可能である。

従来の離散時間受信機の構成を示す構成図である。従来のＲＦ受信機の構成を示す構成図である。本発明の一実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。本発明の他の実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。本発明のさらに他の実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。本発明のさらに他の実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。

以下、添付された図面を参照して本発明が属する技術分野において通常の知識を有する者が本発明を容易に実施することができるように好ましい実施例を詳しく説明する。但し、本発明を説明するに当たって、関連する公知機能または構成についての具体的な説明が本発明の旨を不明確にする虞があると判断される場合はその詳細な説明を省略する。

図面で本発明を明確に説明するために説明と関係ない部分は省略した。明細書全体を通じて類似した部分については同一な図面符号で示すものとする。

なお、ある構成要素を「含む」というのは、反対の意味を有する記載が特に無い限り、他の構成要素を除くものではなく、他の構成要素をさらに含むことができるということを意味する。

本発明の離散時間受信機は、離散時間フィルタを用いて様々な応用分野で使用できる受信機の構造を提案する。デシメーション比と使用されるフィルタのヌルの幅と深さによって様々な離散フィルタを並列に並べた後、応用分野のスペックに応じて選択できるようにした。また、本発明の離散時間受信機は、デシメーションフィルタ以後の信号の周波数がＡＤＣのサンプリング周波数と合致させるためにデシメーションフィルタのデシメーション比の調節が可能な構造である。そして、本発明の離散時間受信機は、広いダイナミック範囲を有するために、可変増幅器をミキサの前段または後段にそれぞれ設け、ＡＤＣで処理できる信号レベルを確保できるようにする。

図３は、本発明の一実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。図３に示した離散時間受信機１００は、広帯域に適用できるサンプリングミキサ１１０及び離散時間フィルタ１４０の連係動作を説明するために簡略化したものである。図３を参照し、離散時間受信機の動作を説明する。

離散時間受信機１００に入力される電圧信号は、ＬＮＴＡ１６０で増幅され、電流信号に変換される。

サンプリングミキサ１１０は、サンプリング周波数に応じて入力される電流信号をサンプリングすることで、入力信号の周波数を基底帯域へと低くし、離散信号に変換する。２つのサンプリングミキサ１１０は、同じ周波数を有すると共に、１８０度の位相差をサンプリングクロックに応じて動作する。

離散時間フィルタ１４０は、並列に様々なデシメーション比（ｍ、ｎ、ｐ、ｑ）を有する１次及び２次デシメーションフィルタを連結した構造で具現される。離散時間フィルタ１４０の入出力に連結されているスイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６）の開閉を制御することによって信号のフィルタリング及びデシメーション比を調節することができる。即ち、入力信号の周波数に応じてデシメーション比を決定し、スイッチの開閉を制御することで所望のデシメーション比が具現されるように上記１次及び２次デシメーションフィルタを組み合わせる。もし、Ｓ１のみが選択されると、１次フィルタのデシメーション比がｎであるフィルタが選択され、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６が選択されると、１次フィルタと２次フィルタが直列に連結され、デシメーション比が（ｍ×ｐ）であるフィルタが作られる。

サンプリングミキサ１１０に使用されるクロック及び離散時間フィルタ１４０で使用されるクロックは、周波数合成器１２０とクロック生成器１３０により作られる。クロック生成器１３０ではサンプリングクロックを生成し、これを分周して離散時間フィルタ１４０の１次及び２次デシメーションフィルタに供給されるクロックを生成する。周波数合成器１２０は、クロック生成器１３０で生成したクロックにおいて同じ周波数を有すると共に、１８０度の位相差を有する２つのクロックを作る。クロック発生器１３０は、デシメーションフィルタと連動して動作する。

最終出力はＡＤＣ１５０に供給されるので、ＡＤＣのサンプリング周波数とクロック生成器１３０で生成するクロックは同期が一致しなければならない。

上述のように、本発明の離散時間受信機１００は、広帯域の入力信号に対応すると共に、ＡＤＣ１５０に入力される周波数の帯域が一定の範囲になるように設計され、実際の通信環境で動作されることができる。

入力信号の強度が十分な場合は、図３に示した受信機の構成からもダイナミック範囲を十分に確保できる。しかし、無線通信チャンネルなどでは、入力される信号の強度が非常に低いことがあり、ＡＤＣ１５０に入力される信号はダイナミック範囲を十分に確保できないことがある。したがって、離散時間受信機１００にダイナミック範囲を確保できる構成を追加する必要がある。

図４は、本発明の他の実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。

図４を参照すると、本発明の離散時間受信機２００は、増幅器２１０、電圧電流変換器２２０、サンプリングミキサ２３０、及び離散時間フィルタ２４０を含んで構成されることができる。

増幅器２１０は、ダイナミック範囲を向上させるために、図４に示したように、ＬＮＡ２１１（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）と電圧増幅器２１２を含んで構成されることができる。ところが、上記ＬＮＡ２１１及び電圧増幅器２１２で構成された増幅器２１０の場合は、動作周波数が１ＧＨｚ以下ではダイナミック範囲を満たして動作できるが、１ＧＨｚ以上ではダイナミック範囲が狭くなる。

電圧電流変換器２２０は、電圧信号を電流信号に変換することができ、入力される信号をサンプリングミキサ２３０及び離散時間フィルタ２４０で処理できる信号に変換する。

サンプリングミキサ２３０及び離散時間フィルタ２４０の動作は、図３に示したサンプリングミキサ１１０及び離散時間フィルタ１４０の動作と同一であり、その説明は省略する。

本発明の離散時間受信機２００が広いダイナミック範囲を得るために増幅器２１０のＬＮＡ２１１と電圧増幅器２１２の利得可変範囲が広くなるように設計することが好ましい。即ち、増幅器２１０において十分な増幅を行うことで、電圧電流変換器２２０、サンプリングミキサ２３０及び離散時間フィルタ２４０で動作損失が発生しても、ＡＤＣ２５０に入力されるときには十分なダイナミック範囲を有する信号になるようにする。

但し、図４に示した離散時間受信機２００は、入力信号の周波数が高くなると、ＬＮＡ２１１またはＶＧＡ２１２の周波数特性により利得範囲が狭くなり電流消耗が増加してしまい、高周波数では所望のダイナミック範囲を得ることが困難である。

図５は、本発明のさらに他の実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。

図５を参照すると、本発明の離散時間受信機３００は、増幅器３１０、電圧電流変換器３２０、サンプリングミキサ３３０、及び離散時間フィルタ３４０を含んで構成されることができる。図５の離散時間受信機３００は、高周波数においてダイナミック範囲が広くないという図４の離散時間受信機２００の短所を解決することができる。

電圧電流変換器３２０、サンプリングミキサ３３０及び離散時間フィルタ３４０に対する説明は、図２及び図３と同一であるため省略する。

図４に示した増幅器２１０は、電圧電流変換器２２０の前段にのみ配置されて増幅を行うが、図５に示した増幅器３１０は、電圧電流変換器２２０の前段のみならず、サンプリングミキサによりサンプリングされた後にも増幅を行う。

本発明の離散時間受信機３００に適用される増幅器３１０は、ＬＮＡ３１１及び電流増幅器３１２を含んで構成されることができる。高周波数帯域では、高周波特性の良いＬＮＡ３１１のみを用いて増幅を行い、サンプリングミキサ３３０により基底帯域へと周波数が低くなった電流信号に対し電流増幅器３１２を使用して増幅することができる。したがって、ＬＮＡ３１１で増幅された電圧信号は、電流電圧変換器３２０で電流信号に変換され、サンプリングミキサ３３０で周波数変換及び離散信号に変換される。サンプリングミキサ３３０の電流出力が直接離散時間フィルタ３４０に移動する既存の構造とは異なり、電流を増幅できる電流増幅器３１２を用いて利得を可変することができる。

即ち、高周波数において低周波数のような増幅特性を得るためには、より多くの電流を使用しなければならないため、このような増幅特性が悪くなる問題を、増幅過程を分離し、後次の増幅過程を基底帯域に移動させ周波数帯域を低くし、小さい電流で解決することができる。

図４に示した増幅器２１０のように図５に示した増幅器３１０のダイナミック範囲は、ＬＮＡ３１１と電流増幅器３１２で全てカバーできるように構成する。電流増幅器３１２は、低周波数で動作するため、少ない電流を使用しながら広い可変利得範囲を有するように設計されることができる。

増幅された電流信号は、離散時間フィルタ３３０を経てＡＤＣ３５０に伝達される。既存のアナログ方式の受信機である場合、中間周波数ＩＦ領域で電圧増幅器を用いてダイナミック範囲を向上させた。離散時間受信機においても、図１に示したように、離散時間フィルタ１２、１３、１４以後の可変増幅器１５を用いてダイナミック範囲を広げる。しかし、図５で提案した構造では、離散時間フィルタ３３０以前に電流増幅器３１２を用いてダイナミック範囲を向上させる。

図６は、本発明のさらに他の実施例による離散時間受信機の機能ブロックを示す機能ブロック図である。

図６を参照すると、図４に示した離散時間受信機２００及び図５に示した離散時間受信機３００を並列に連結した離散時間受信機である。このような並列連結構造を有する離散時間受信機４００は、広範囲の多様な入力信号に対してダイナミック範囲を十分に有すると共に、全てのバンドに対して動作することができる。

２つの信号パスにそれぞれ信号を供給するバンド１及びバンド２は、受信された信号を分配器などを用いて分配した信号のうち１つであることができる。

受信された信号が１ＧＨｚ以下である場合には、バンド１に受信された信号を入力する。入力信号は第１のＬＮＡ４１１と電圧増幅器４１２で構成された第１の増幅器４１０においてダイナミック範囲が向上される。その後、入力信号は第１の電圧電流変換器４２０と第１のサンプリングミキサ４３０を通過してサンプリングされた電流信号となり、バンド選択器４４０により離散時間フィルタ４８０に伝達される。

受信された信号が１ＧＨｚ以上である場合には、バンド２に受信された信号を入力する。入力信号は、第１のＬＮＡ４５１により増幅された後、第２の電圧電流変換器４６０と第２のサンプリングミキサ４７０を通過してサンプリングされた電流信号となる。電流信号は、電流増幅器４５２によりダイナミック範囲が向上された後、バンド選択器４４０により離散時間フィルタ４８０に伝達される。

離散時間フィルタ４４０の場合、広帯域の信号を処理するために図３で提案した構造で離散時間フィルタ１４０に該当する部分を適用すると、後段のＡＤＣ４９０にサンプリング周波数を一定の範囲内で動作するように調節できる。

本発明は、上述の実施例及び添付された図面によって限定されるものではない。本発明が属する技術分野において通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想を外れない範囲内で本発明による構成要素を置換、変形及び変更が可能であるということが自明である。

Claims

サンプリングクロックに応じて入力信号をサンプリングするサンプリングミキサと、
制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて前記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、
前記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、前記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、を含む離散時間受信機。
前記離散時間フィルタは、
互いに異なるデシメーション比を有し、前記フィルタクロックを用いてフィルタリングを行う複数のデシメーションフィルタと、
前記制御信号に応じて前記複数のデシメーションフィルタのうち一部または全部を選択して信号伝達経路を形成する経路形成器と、を含む請求項１に記載の離散時間受信機。
前記クロック生成器は、
前記サンプリングクロック及び前記フィルタクロックを同期化させて生成することを特徴とする請求項１に記載の離散時間受信機。
前記離散時間受信機は、
前記入力信号を増幅して前記サンプリングミキサに供給する低騒音増幅器をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の離散時間受信機。
入力電圧信号を増幅するための低騒音増幅器及び前記低騒音増幅器の出力信号のダイナミック範囲を増加させる電圧増幅器を含む増幅部と、
前記増幅部の出力信号を電流信号に変換する電圧電流変換部と、
サンプリングクロックに応じて前記電流信号をサンプリングするサンプリングミキサと、
制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて前記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、
前記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、前記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、を含む離散時間受信機。
前記増幅部は、
前記離散時間フィルタの出力信号のダイナミック範囲が予め設定された範囲内となるように増幅率を可変することができる請求項５に記載の離散時間受信機。
前記離散時間フィルタは、
互いに異なるデシメーション比を有し、前記フィルタクロックを用いてフィルタリングを行う複数のデシメーションフィルタと、
前記制御信号に応じて前記複数のデシメーションフィルタのうち一部または全部を選択して信号伝達経路を形成する経路形成器と、を含む請求項５に記載の離散時間受信機。
前記クロック生成器は、
前記サンプリングクロック及び前記フィルタクロックを同期化させて生成することを特徴とする請求項５に記載の離散時間受信機。
入力電圧信号を電流信号に変換する電圧電流変換部と、
サンプリングクロックに応じて前記電流信号をサンプリングするサンプリングミキサと、
制御信号を用いてデシメーション比を調節し、フィルタクロックを用いて前記サンプリングされた信号をフィルタリングする離散時間フィルタと、
前記サンプリングミキサに供給されるサンプリングクロックを生成し、前記サンプリングクロックの周波数と予め設定された出力周波数とを比較して制御信号及びフィルタクロックを生成するクロック生成器と、
前記入力信号を増幅して前記電圧電流変換部に供給する低騒音増幅器、及び前記サンプリングミキサの出力信号のダイナミック範囲を増加させて離散時間フィルタに供給する電流増幅器を含む増幅部と、を含む離散時間受信機。
前記増幅部は、
前記離散時間フィルタの出力信号のダイナミック範囲が予め設定された範囲内となるように増幅率を可変することができる請求項９に記載の離散時間受信機。
前記離散時間フィルタは、
互いに異なるデシメーション比を有し、前記フィルタクロックを用いてフィルタリングを行う複数のデシメーションフィルタと、
前記制御信号に応じて前記複数のデシメーションフィルタのうち一部または全部を選択して信号伝達経路を形成する経路形成器と、を含む請求項９に記載の離散時間受信機。