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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Eingangspufferschaltung
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, insbesondere für ein Halbleiterbauelement.
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Ein
Taktsignal ist ein Signal unter Signalen, die extern in ein Halbleiterbauelement
eingegeben werden, das die höchste
Betriebsfrequenz besitzt, und die Betriebsfrequenz des Taktsignals
wird mit wachsender Betriebsgeschwindigkeit eines Systems höher. Somit
erfordern Halbleiterbauelemente eine schnelle Eingangspufferschaltung,
um in der Lage zu sein, ein Taktsignal mit einer hohen Betriebsfrequenz
zu empfangen.
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1 ist
ein Schaltbild einer herkömmlichen
gattungsgemäßen Eingangspufferschaltung,
die ein Taktsignal empfängt.
Wie daraus ersichtlich, beinhaltet die herkömmliche Eingangspufferschaltung
einen Differenzverstärker 11 und
einen Puffer 13. Der Differenzverstärker 11 erzeugt ein
Ausgangssignal OUTB, das eine Phase besitzt, die der Phase eines
extern eingegebenen Taktsignals CLK entgegengesetzt ist, und gibt
das Ausgangssignal OUTB an einen Ausgangsknoten A in Reaktion auf
eine Referenzspannung VREF und das Taktsignal CLK ab. Der Puffer 13 puffert
das Ausgangssignal OUTB des Differenzverstärkers 11 und ändert den
Pegel des Ausgangssignals OUTB, um ein Signal DCLKB mit CMOS-Pegel
abzugeben.
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Um
die herkömmliche
Eingangspufferschaltung bei einer hohen Frequenz zu betreiben, muss
ein Gleichstrom erhöht
werden, indem der Wert eines Widerstands (R) vermindert wird, der
die Stromquelle des Differenzverstärkers 11 ist. Wenn
jedoch der Gleichstrom zunimmt, erhöht sich der Energieverbrauch.
Außerdem
ist die Transkonduktanz eines Transistors mit kurzem Kanal unabhängig vom
Strompegel und proportional zu der Breite eines Kanals, so dass
die Betriebsgeschwindigkeit über
einem bestimmten kritischen Punkt nicht weiter ansteigt, selbst
wenn der Wert des Widerstands (R) der herkömmlichen Eingangspufferschaltung weiter
abnimmt.
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Die
Patentschrift
US 5.410.189 offenbart
eine CMOS-Eingangspufferschaltung
mit einem eingangsseitigen Inverter und einer an diesen gekoppelten
Pull-up-Schaltung, die zwei serielle Transistoren zwischen einer
Versorgungsspannung und einem Ausgang des Inverters sowie zwei Inverter
beinhaltet, die einem Gateanschluss eines der beiden Transistoren
seriell vorgeschaltet sind, um das Ausgangssignal an diesen Gateanschluss
rückzukoppeln.
Verschiedene weitere herkömmliche
Eingangspufferschaltungen, die Differenzverstärker anstelle von Invertern
als Eingangsstufe verwenden, sind in den Patentschriften
US 5.710.516 ,
US 5.736.871 und
US 5.847.581 offenbart.
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Der
Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer
Eingangspufferschaltung der eingangs genannten Art zugrunde, die
vergleichsweise schnell und mit geringem Stromverbrauch betreibbar
ist.
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Die
Erfindung löst
dieses Problem durch die Bereitstellung einer Eingangspufferschaltung
mit den Merkmalen des Anspruchs 1.
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Bei
der erfindungsgemäßen Schaltung
kann der Differenzverstärker
ein Signal mit einer gegenüber derjenigen
eines Eingangssignals umgekehrten Phase an den Ausgangsknoten abgeben.
Ein stromziehendes Mittel und optional ein stromlieferndes Mittel
ermöglichen
es, die Zeitdauer zu verkürzen,
während
welcher der Pegel des Differenzverstärker-Ausgangssignals ansteigt bzw. abfällt. Dazu
führt das
optionale stromliefernde Mittel dem Ausgangsknoten für eine vorgegebene
kurze Zeitspanne seit der abfallenden Flanke des Eingangssignals
einen Strom zu, während
das stromziehende Mittel für
eine vorgegebene kurze Zeitspanne seit der Anstiegsflanke des Eingangssignals
einen Strom von einem Ende bzw. vom Ausgangsknoten des Differenzverstärkers abführt.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Vorteilhafte,
nachfolgend beschriebene Ausführungsformen
der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben beschriebene herkömmliche
Ausführungsbeispiel
sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zeigen:
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1 ein
Schaltbild einer herkömmlichen
Eingangspufferschaltung, die ein Taktsignal empfängt,
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2 ein
Schaltbild einer erfindungsgemäßen Eingangspufferschaltung,
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3 ein
Zeitverlaufsdiagramm zur Erläuterung
der Betriebsweise der in 2 gezeigten Eingangspufferschaltung,
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4A bis 4C Signalverlaufsdarstellungen,
welche die Ergebnisse einer Simulation bezüglich der in 1 gezeigten
herkömmlichen
Eingangspufferschaltung und der Eingangspufferschaltung gemäß der in 2 gezeigten
Ausführungsform
der Erfindung darstellen, und
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5 eine
graphische Darstellung, die eine Variation der Verzögerungszeit
in Abhängigkeit
von einer Variation der Versorgungsspannung VDD in der in 1 gezeigten
herkömmlichen
Eingangspufferschaltung und der in 2 gezeigten
Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung
zeigt.
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Im
Folgenden werden Ausführungsformen
der Erfindung detailliert unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, ohne die Erfindung darauf zu beschränken. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche
Bezugszeichen jeweils funktionell äquivalente Elemente.
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2 zeigt
eine Eingangspufferschaltung gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung. Sie weist einen Differenzverstärker 21 und einen
Puffer 27 auf. Des weiteren beinhaltet die Eingangspufferschaltung
ein stromlieferndes Mittel 23 zur Reduzierung der Anstiegszeit
des Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21, das heißt der Zeitdauer,
die für
einen Übergang
des Pegels des Ausgangssignals OUTB von einem ”niedrigen” Logikpegel auf einen ”hohen” Logikpegel
benötigt
wird, sowie ein stromziehendes Mittel 25 zur Reduzierung
der Abfallzeit des Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21,
das heißt
der Zeitdauer, die für
einen Übergang
von dem ”hohen” Logikpegel
zu dem ”niedrigen” Logikpegel
benötigt
wird.
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2 zeigt
einen Fall, bei dem sowohl das stromliefernde Mittel 23 als
auch das stromziehende Mittel 25 enthalten sind, es ist
jedoch je nach Anwendungsfall alternativ möglich, nur das stromliefernde
Mittel 23 oder nur das stromziehende Mittel 25 vorzusehen.
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Der
Differenzverstärker 21 erzeugt
das Ausgangssignal OUTB mit einer Phase, die jener des Taktsignals
CLK entgegengesetzt ist, und gibt das Ausgangssignal OUTB in Reaktion
auf eine Referenzspannung VREF und das extern eingegebene Takt signal
CLK an einen Ausgangsknoten C ab. Der Differenzverstärker 21,
ein typischer Differenzverstärker,
beinhaltet eine Differenzverstärkungseinheit,
die aus PMOS-Transistoren P21
und P22 sowie NMOS-Transistoren N21 und N22 aufgebaut ist, sowie
eine Stromquelle, die aus Widerständen R1 und R2 aufgebaut ist.
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Speziell
wird eine Versorgungsspannung VDD an die Source-Elektrode des PMOS-Transistors P21 angelegt,
und die Gate- Elektrode
und die Drain-Elektrode desselben sind miteinander verbunden. Die
Versorgungsspannung VDD wird an die Source-Elektrode des PMOS-Transistors P22 angelegt,
dessen Gate-Elektrode
mit der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors P21 verbunden ist und
dessen Drain-Elektrode mit dem Ausgangsknoten C verbunden ist.
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Die
Drain-Elektrode des NMOS-Transistors N21 ist mit jener des PMOS-Transistors
P21 verbunden, und die Referenzspannung VREF wird an die Gate-Elektrode
des NMOS-Transistors N21 angelegt. Die Drain-Elektrode des NMOS-Transistors
N22 ist mit dem Ausgangsknoten C verbunden, und das Taktsignal CLK
wird an die Gate-Elektrode desselben angelegt. Die Source-Elektroden
der NMOS-Transistoren N21 und N22 sind gemeinsam mit einem Knoten
D verbunden.
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Die
Widerstände
R1 und R2 sind zwischen dem Knoten D und einer Massespannung VSS
seriell miteinander verbunden.
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Der
Differenzverstärker 21 kann
in verschiedenen Formen konfiguriert sein, was für den Fachmann offensichtlich
ist.
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Der
Puffer 27 verzögert
und puffert das Ausgangssignal OUTB des Differenzverstärkers 21 und ändert den
Pegel des Ausgangssignals OUTB, um ein Signal DCLKB mit CMOS-Pegel
abzugeben. Hierbei beinhaltet der Puffer 27 zwei Inverter 11 und 12,
die seriell miteinander verbunden sind, es ist jedoch klar, dass
der Puffer 27 auch aus anderen Logikgattern einschließlich eines
Schmitt-Triggers aufgebaut sein kann.
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Wie
vorstehend beschrieben, führt
das stromliefernde Mittel 23 zur Reduzierung der Zeitdauer,
die benötigt
wird, um den Pegel des Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21 von
dem ”niedrigen” Logikpegel
in den ”hohen” Logikpegel
zu überführen, dem
Ausgangsknoten C des Differenzverstärkers 21 in Reaktion
auf das Taktsignal CLK und das Ausgangssignal DCLKB des Puffers 27 einen
Strom zu. Das stromliefernde Mit tel 23 beinhaltet einen
ersten und einen zweiten PMOS-Transistor
P23 und P24, die zwischen der Versorgungsspannung VDD und dem Ausgangsknoten
C des Differenzverstärkers
seriell miteinander verbunden sind. Das Ausgangssignal DCLKB des
Puffers 27 wird an die Gate-Elektrode des ersten PMOS-Transistors P23 angelegt,
und das Taktsignal CLK wird an die Gate-Elektrode des zweiten PMOS-Transistors
P24 angelegt.
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Außerdem führt das
stromziehende Mittel 25 zur Reduzierung der Zeitdauer,
die benötigt
wird, um den Pegel des Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21 von
dem ”hohen” Logikpegel
in den ”niedrigen” Logikpegel überzuführen, einen
Strom von dem Knoten D des Differenzverstärkers 21 in Reaktion
auf das Taktsignal CLK und das Ausgangssignal DCLKB des Puffers 27 ab.
Das stromziehende Mittel 25 beinhaltet einen ersten und
einen zweiten NMOS-Transistor N23 und N24, die zwischen dem Knoten
D und der Massespannung VSS seriell miteinander verbunden sind.
Das Taktsignal CLK wird an die Gate-Elektrode des ersten NMOS-Transistors
N23 angelegt, und das Ausgangssignal DCLKB des Puffers 27 wird
an die Gate-Elektrode des zweiten NMOS-Transistors N24 angelegt.
Die Transistoren des stromziehenden Mittels 25 können seriell zwischen
die Verbindung der Widerstände
R1 und R2 und die Massespannung VSS eingeschleift sein.
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3 ist
ein Zeitverlaufsdiagramm zur Erläuterung
der Betriebsweise der Eingangspufferschaltung gemäß der in 2 gezeigten
Ausführungsform
der Erfindung. Wie in 3 gezeigt, ist die Phase des
Taktsignals CLK stets entgegengesetzt zu jener des Ausgangssignals
DCLKB des Puffers, und es existiert eine Phasendifferenz mit einem
vorgegebenen Zeitintervall (t) zwischen den zwei Signalen CLK und
DCLKB.
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Wie
aus 3 zu erkennen, liegt während des Betriebs der Eingangspufferschaltung
gemäß der in 2 gezeigten
Ausführungsform
der Erfindung das Ausgangssignal DCLKB des Puffers zuerst, wenn
sich das Taktsignal CLK in dem ”nied rigen” Logikzustand
befindet, das heißt
in einem Bereich S1, auf dem ”hohen” Logikpegel,
so dass der zweite NMOS-Transistor
N24 des stromziehenden Mittels 25 eingeschaltet ist. Der erste
NMOS-Transistor 23 des stromziehenden Mittels 25 ist
jedoch ausgeschaltet, so dass kein Strom über das stromziehende Mittel 25 fließt. Außerdem ist
der zweite PMOS-Transistor
P24 des stromliefernden Mittels 23 eingeschaltet, der erste
PMOS-Transistor P23 des stromliefernden Mittels 23 ist
jedoch ausgeschaltet, so dass kein Strom über das stromliefernde Mittel 23 fließt. Das
heißt,
in dem Bereich S1 fließt
kein Strom über das
stromliefernde Mittel 23 und das stromziehende Mittel 25.
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Als
nächstes
wird der erste NMOS-Transistor N23 des stromziehenden Mittels 25 ab
der Anstiegsflanke des Taktsignals CLK eingeschaltet, das heißt von dem
Moment an, in dem der Pegel des Taktsignals CLK von dem ”niedrigen” Logikpegel
in den ”hohen” Logikpegel
(im Bereich S2) übergeführt wird,
so dass über
das stromziehende Mittel 25 ein Strom fließt. Das
heißt,
ein Strom in dem Knoten D des Differenzverstärkers 21 wird über das
stromziehende Mittel 25 zur Masse VSS abgeführt. Demgemäß fällt der
Spannungspegel des Ausgangsknotens C des Differenzverstärkers 21 schnell
ab, was die Zeitdauer reduziert, die für einen Übergang des Pegels des Ausgangssignals
OUTB des Differenzverstärkers 21 von
dem ”hohen” Logikpegel
in den ”niedrigen” Logikpegel
benötigt
wird. Im Bereich S2, das heißt
während
sich das Taktsignal CLK auf dem ”hohen” Logikpegel befindet und sich
das Ausgangssignal DCLKB des Puffers auf dem ”hohen” Logikpegel befindet, sind
der erste und der zweite PMOS-Transistor P23 und P24 des stromliefernden
Mittels 23 beide ausgeschaltet, so dass kein Strom über das
stromliefernde Mittel 23 fließt.
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Dann
liegt nach der Verzögerungszeit
des Puffers 27, das heißt nach einem vorgegebenen
Zeitintervall t (im Bereich S3) das Ausgangssignal DCLKB des Puffers
auf dem ”niedrigen” Logikpegel,
so dass der zweite NMOS-Transistor N24 des strom ziehenden Mittels 25 ausgeschaltet
ist. Somit fließt
wiederum kein Strom über
das stromziehende Mittel 25. Außerdem ist in dem Bereich S3,
das heißt
während
das Taktsignal CLK auf dem ”hohen” Logikpegel
liegt und das Ausgangssignal DCLKB des Puffers auf dem ”niedrigen” Logikpegel
liegt, der erste PMOS-Transistor
P23 des stromliefernden Mittels 23 eingeschaltet, der zweite PMOS-Transistor
P24 des stromliefernden Mittels 23 ist jedoch ausgeschaltet,
so dass auch über
das stromliefernde Mittel 23 kein Strom fließt. Das
heißt,
im Bereich S3 fließt
kein Strom über
das stromziehende Mittel 25 und das stromliefernde Mittel 23.
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Als
nächstes
ist der zweite PMOS-Transistor P24 des stromliefernden Mittels 23 ab
der abfallenden Flanke des Taktsignals CLK ausgeschaltet, das heißt von dem
Moment an, in dem der Pegel des Taktsignals CLK von dem ”hohen” Logikpegel
in den ”niedrigen” Logikpegel übergeht
(im Bereich S4), so dass ein Strom über das stromliefernde Mittel 23 fließt. Das
heißt,
dem Ausgangsknoten C des Differenzverstärkers 21 wird ein
Strom von der Versorgungsspannung VDD über das stromliefernde Mittel 23 zugeführt. Demgemäß wächst der
Spannungspegel des Ausgangsknotens C des Differenzverstärkers 21 schnell
an, was die Zeitdauer reduziert, die für einen Übergang des Pegels des Ausgangssignals
OUTB des Differenzverstärkers 21 von
dem ”niedrigen” Logikpegel
auf den ”hohen” Logikpegel
benötigt
wird.
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Dann
liegt nach der Verzögerungszeit
des Puffers 27, das heißt nach dem vorgegebenen Zeitintervall t
(im Bereich S5) das Ausgangssignal DCLKB des Puffers auf einem ”hohen” Logikpegel,
so dass der erste PMOS-Transistor P23 des stromliefernden Mittels 23 ausgeschaltet
ist. Somit fließt
wiederum kein Strom über das
stromliefernde Mittel 23. Außerdem ist im Bereich S5, das
heißt
während
das Taktsignal CLK auf dem ”niedrigen” Logikpegel
liegt und das Ausgangssignal DCLKB des Puffers auf dem ”hohen” Logikpegel
liegt, der zweite NMOS-Transistor
N24 des stromziehenden Mittels 25 eingeschaltet, der erste
NMOS-Transistor N23 des stromziehenden Mittels 25 ist jedoch
ausgeschaltet, so dass auch über
das stromziehende Mittel 25 kein Strom fließt. Das
heißt,
im Bereich S5 fließt
kein Strom über
das stromziehende Mittel 25 und das stromliefernde Mittel 23.
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Demzufolge
wird in der Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung ein Strom schnell
aus dem Knoten D des Differenzverstärkers 21 zu der Massespannung
VSS über
das stromziehende Mittel 25 während des kurzen Zeitintervalls
t von der Anstiegsflanke des Taktsignals CLK an abgeführt, das
heißt
von dem Moment an, in dem der Pegel des Taktsignals CLK von dem ”niedrigen” Logikpegel
auf den ”hohen” Logikpegel übergeht.
Somit wird die Zeitdauer reduziert, während welcher der Pegel des
Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21 von dem ”hohen” Logikpegel
auf den ”niedrigen” Logikpegel übergeht.
Außerdem
wird dem Ausgangsknoten C des Differenzverstärkers 21 über das
stromliefernde Mittel 23 während des kurzen Zeitintervalls
t von der abfallenden Flanke des Taktsignals CLK an schnell ein
Strom von der Versorgungsspannung VDD zugeführt, das heißt von dem
Moment an, wenn der Pegel des Taktsignals CLK von dem ”hohen” Logikpegel
auf den ”niedrigen” Logikpegel übergeht.
Somit wird die Zeitdauer reduziert, während welcher der Pegel des
Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21 von dem ”niedrigen” Logikpegel
auf den ”hohen” Logikpegel übergeht.
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Das
stromliefernde Mittel und das stromziehende Mittel können von
einem üblichen
Eingangspuffer und einem internen Schaltkreis verwendet werden,
die für
einen Betrieb bei hohen Geschwindigkeiten erforderlich sind, ebenso
wie von dem Differenzverstärkungseingangspuffer
wie bei der gezeigten Ausführungsform
der Erfindung.
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Die 4A bis 4C sind
Signalverlaufsdarstellungen, welche die Ergebnisse einer Simulation
bezüglich
der in 1 gezeigten herkömmlichen Eingangspufferschaltung
und der Ein gangspufferschaltung gemäß der in 2 gezeigten
Ausführungsform
der Erfindung darstellen. 4A ist
eine Signalverlaufsdarstellung eines Taktsignals CLK, 4B ist
eine Signalverlaufsdarstellung des Ausgangssignals OUTB des Differenzverstärkers 21,
und 4C ist eine Signalverlaufsdarstellung eines Endausgangssignals,
das heißt
des Ausgangssignals DCLKB des Puffers 27.
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Die
experimentellen Bedingungen waren wie folgt: eine Versorgungsspannung
VDD von 2,4 V, eine Referenzspannung VREF von 1,4 V, ein Widerstand
R1 von 1,5 kΩ,
ein Widerstand R2 von 3,5 kΩ und
ein Pegel eines Taktsignals LCK im Bereich zwischen 0,7 V und 2,1
V. Außerdem
betrugen die Kanallängen
der NMOS-Transistoren N21 bis N24 0,7 μm, die Kanallängen der
PMOS-Transistoren P21 bis P24 betrugen 0,8 μm, und die Breite des Kanals
jedes Transistors ist in Tabelle 1 gezeigt. [Tabelle 1]
Transistor | Kanalbreite
(μm) | Transistor | Kanalbreite
(μm) |
N21 | 12 | P21 | 4 |
N22 | 18 | P22 | 6 |
N23 | 3 | P23 | 6 |
N24 | 3 | P24 | 6 |
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Bezugnehmend
auf 4B ist ersichtlich, dass die Zeitdauer, während der
das Ausgangssignal OUTB des Differenzverstärkers von dem ”hohen” Logikpegel
auf den ”niedrigen” Logikpegel übergeht,
in der vorliegenden Erfindung (B1) kurz im Vergleich zum Stand der
Technik (B2) ist, und dass die Zeitdauer, während der das Ausgangssignal
OUTB des Differenzverstärkers
von dem ”niedrigen” Logikpegel
auf den ”hohen” Logikpegel übergeht,
in der vorliegenden Erfindung (B1) kurz im Vergleich zum Stand der
Technik (B2) ist. Bezugnehmend auf 4C ist
ersichtlich, dass die Zeitdauer, während der das Ausgangssignal
DCLKB des Puffers von dem ”hohen” Logikpegel
auf den ”niedrigen” Logikpegel übergeht,
in der vorliegenden Erfindung (C1) kurz im Vergleich zum Stand der
Technik (C2) ist, und dass die Zeitdauer, während der das Ausgangssignal
DCLKB des Puffers von dem ”niedrigen” Logikpegel
auf den ”hohen” Logikpegel übergeht,
in der vorliegenden Erfindung (C1) kurz im Vergleich zum Stand der
Technik (C2) ist. Das heißt,
es ist ersichtlich, dass die Eingangspufferschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung schnell im Vergleich zu der herkömmlichen Eingangspufferschaltung
arbeitet.
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5 ist
eine graphische Darstellung, die eine Variation der Versorgungsspannung
VDD in Abhängigkeit
von einer Variation der Verzögerungszeit
in der in 1 gezeigten herkömmlichen
Eingangspufferschaltung und der in 2 gezeigten
Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung
zeigt. Hierbei bezeichnet D1 das Zeitintervall von der Anstiegsflanke
des Taktsignals CLK bis zu der abfallenden Flanke des Ausgangssignals
DCLKB des Puffers in der herkömmlichen
Eingangspufferschaltung. D2 bezeichnet das Zeitintervall von der
Anstiegsflanke des Taktsignals CLK bis zu der abfallenden Flanke
des Ausgangssignals DCLKB des Puffers in der Eingangspufferschaltung
gemäß der Erfindung.
D3 bezeichnet das Zeitintervall von der abfallenden Flanke des Taktsignals
CLK bis zu der Anstiegsflanke des Ausgangssignals DCLKB des Puffers
in der herkömmlichen
Eingangspufferschaltung. D4 bezeichnet das Zeitintervall von der
abfallenden Flanke des Taktsignals CLK bis zu der Anstiegsflanke
des Ausgangssignals DCLKB des Puffers in der Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 5 ist ersichtlich, dass das Zeitintervall der
Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung
kurz im Vergleich zu der herkömmlichen
Eingangspufferschaltung ist. Das heißt, es ist ersichtlich, dass
die Eingangspufferschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung schnell im Vergleich zu der herkömmlichen Eingangspufferschaltung
arbeitet.
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Wie
vorstehend beschrieben, wird in der Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung
ein Strom über
das stromziehende Mittel während
einer kurzen Zeitdauer von der Anstiegsflanke des Taktsignals CLK
an schnell zu der Massespannung VSS abgeführt, was die Zeitdauer reduziert,
während
welcher der Pegel des Ausgangssignals OUTB von dem ”hohen” Logikpegel
auf den ”niedrigen” Logikpegel übergeht.
Außerdem
wird ein Strom von der Versorgungsspannung VDD über das stromliefernde Mittel
während
einer kurzen Zeitdauer von der abfallenden Flanke des Taktsignals
CLK an zugeführt,
was die Zeitdauer reduziert, während
welcher der Pegel des Ausgangssignals OUTB von dem ”niedrigen” Logikpegel
auf den ”hohen” Logikpegel übergeht. Das
heißt,
die Betriebsgeschwindigkeit der Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung
wird durch das stromziehende Mittel und das stromliefernde Mittel
erhöht.
Außerdem
verbraucht die Eingangspufferschaltung gemäß der Erfindung im Vergleich
zu der herkömmlichen
Eingangspufferschaltung bei der gleichen Betriebsgeschwindigkeit
wie jener der herkömmlichen
Eingangspufferschaltung eine geringe Energiemenge, da das stromziehende
Mittel und das stromliefernde Mittel keinen Gleichstrom führen.