CN1959583B

CN1959583B - 电源装置

Info

Publication number: CN1959583B
Application number: CN2006101276601A
Authority: CN
Inventors: 田口泰贵; 一木敏; 金原弘幸
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2005-11-04
Filing date: 2006-09-05
Publication date: 2012-07-18
Anticipated expiration: 2026-09-05
Also published as: JP2007129849A; TW200719111A; TWI336028B; AU2006230705B2; ES2325751A1; FR2893199B1; ES2325751B2; CN1959583A; AU2006230705A1; FR2893199A1; JP4992225B2; US20070103947A1; US7580272B2

Abstract

本发明的课题是提供一种电源装置，其在大电流领域内也不增加电抗器电感即可去除电源高次谐波限制。在将输入电源(1)变换为直流电压，由升压斩波电路(3)获得负载(4)的电压时，开关升压斩波电路(3)的开关元件(3c)，经由电抗器(升压扼流圈)(3a)短路来改善功率因数。这时，控制该电源装置的控制部(13)利用交流电源半周期中的前半部分的区间中，由输入电流检测部(10)得到的检测输入电流、和从电流波形中减少了规定次数的高次谐波成分的模型化波形的电流指令值的比较结果，开关该开关元件(3c)。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及将商用电源变换为家用电器等的电源的电源电路的控制技术，更详细地说，涉及具有升压斩波型的功率因数改善功能及高次谐波电流抑制功能的电源装置。

背景技术

作为这种电源装置，本发明申请人在专利文献1中，提出了具有升压斩波型的功率因数改善及高次谐波电流抑制功能的电源装置。该文献的电源装置中，在将输入电源变换为直流电压而利用升压斩波电路获得负载的电压时，对升压斩波电路的开关元件进行开关，经由电抗器(升压扼流圈)使短路电流流过，以改善功率因数。控制电源装置的控制部利用由输入电流检测部的检测输入电流和正弦波状的输入电流基准信号之间的比较结果，接通、断开控制该开关元件，同时，在每个交流电源半周期，从由电源相位检测电路的零交叉点检测起以规定次数开关该开关元件，其后则禁止该开关，使每个交流电源的半周期内的开关次数不变。

该文献的电源装置仅在交流电源半周期的前半部实施开关，通过改善功率因数来抑制高次谐波电流。该文献的电源装置具有下述效果：(1)因为开关次数少，因而对IGBT及逆止二极管等开关元件的热负荷少，可以缩小尺寸；(2)由于开关频带低，因而产生噪声少，可以减少抗噪声部件；以及(3)由于高次谐波电流少，因而电抗器铁芯可以使用廉价材料。

图14表示该文献的电源装置(下文称之为“现有方式”)中的输入电流波形的形状和开关区间的瞬间平均值。由于电源高次谐波规格规定为40次以下(电源50Hz时为2kHz以下，电源60Hz时为2.4kHz以下)的高次谐波电流，因而在将开关区间的开关基本频率设定得高于此的情况下，开关区间的电流作为瞬间平均值处理，成为该图中的虚线。

这样，在以瞬间平均值考虑的情况下，如果表示输入电流16Arms时的实测值，则其电流波形如图15所示。此外，由图15所示的电流波形得到的高次谐波电流值的实测值如图16所示。

在图16中，横轴表示高次谐波的次数n，纵轴表示高次谐波电流值，是将电抗器电感设定为20mH左右，将输入电流设定为16Arms左右测定的值。此外，在该图中，条形图是高次谐波电流的测定结果，弯折线是电源高次谐波规格IEC6100-3-2的表1的值。

如果用IE61000-3-2表1所示的限定值将图16中所示的高次谐波电流的2次～40次以下规格化，则如图17所示。在该图中，横轴表示高次谐波的次数n，纵轴表示规格化电流值即n次高次谐波评价指数Yn。

如图17所示，现有方式中，在16Arms左右的大电流区域内，部分开关PFC特有的5次高次谐波增大，n次高次谐波指数Yn超过1，存在未消除电源高次谐波规格的问题。此外，由于现有方式中，在12～15Arms左右的电流区域内，为了消除电源高次谐波规格需要大的电抗器电感，因而存在电源装置的成本升高的问题。

专利文献1：特开2001-349059号公报

发明内容

本发明正是鉴于上述课题而提出来的，其目的在于提供一种电源装置，其即使在大电流区域内，也不增大电抗器电感，可以去除电源高次谐波限制。

为了解决上述课题，实现本发明的目的，本发明是一种电源装置，其在将交流电源变换为直流电压来作为负载电压时，经由电抗器短路前述交流电源来改善功率因数，其特征在于，具有：功率因数改善单元，其包含前述电抗器及开关元件，将其输出电压作为负载电压；电流指令振幅值生成单元，其根据目标电压值和输出电压之间的偏差生成电流指令振幅值；电流指令值生成单元，其生成从电流波形中减少了规定次数的高次谐波成分的模型化波形作为电流指令值；以及开关控制单元，其在交流电源半周期中的前半部分区间，根据输入电流和前述电流指令值的比较结果，接通/断开控制前述开关元件，前述电流指令值生成单元包含积分单元，其对与所述电流指令振幅值相对应的直流电流值进行积分，生成前述交流电源半周期的前半部分成为直线的电流指令值。此外，根据本发明的优选方式，前述模型化波形在交流电源半周期或交流电源全周期的区间内生成，具有大致三角波、大致梯形波或大致矩形波的形状。

此外，根据本发明的优选方式，优选在使Y为模型化波形(电流指令值)、使t为从零交叉点起的经过时间或相位、使a为任意常数(斜率)、使b为任意常数(偏差)的情况下，前述模型化波形以电源电压零交叉点为基准，由Y＝a×t+b的函数规定。

此外，根据本发明的优选方式，优选前述电流指令值生成单元包含积分单元，其对与目标电压值和输出电压之间的偏差相对应的直流电流值进行积分，生成前述交流电源半周期的前半部分成为直线的电流指令值。

此外，根据本发明的优选方式，优选为了将输入电流波形整形为前述模型化波形，前述交流电源半周期的前半部分进行前述开关元件的开关动作，使前述输入电流波形追随前述电流指令值，且前述交流电源半周期的后半部分调整输出电压的大小。

此外，根据本发明的优选方式，优选为了将前述输入电流波形整形为前述大致三角波形状，前述交流电源半周期的前半部分进行前述开关元件的开关动作，使前述输入电流波形追随前述电流指令值，且前述交流电源半周期的后半部分利用被动动作控制电流流动。

此外，根据本发明的优选方式，优选为了将前述输入电流波形整形为前述大致梯形波形状，前述交流电源半周期的前半部分进行前述开关元件的开关动作，使前述输入电流波形追随前述电流指令值，且前述交流电源半周期的后半部分利用被动动作控制电流流动，同时通过控制前述输出电压，控制前述输入电流波形的梯形波上底区间的长度。

此外，根据本发明的优选方式，优选根据输入电流的有效值变更前述模型化波形的斜率以及开关动作完成的目标时间，由此使前述输入电流波形变化为前述大致梯形波形状和前述大致三角波形状。

此外，根据本发明的优选方式，优选前述规定次数的高次谐波成分是5次高次谐波成分。

发明的效果

根据本发明，由于在将交流电源变换为直流电压作为负载电压时，经由电抗器短路前述交流电源来改善功率因数的电源装置中，功率因数改善单元包含前述电抗器及开关元件，将其输出电压作为负载电压；电流指令值生成单元将从电流波形中减少了规定次数的高次谐波成分的模型化波形作为电流指令值生成；开关控制单元在交流电源半周期中的前半部分区间，根据输入电流和前述电流指令值的比较结果，通断控制前述开关元件因而不必增加电抗器电感即可降低规定的高次谐波成分，所以，本发明的电源装置即使在大电流区域内，不增加电抗器电感即可消除电源高次谐波限制。

附图说明

图1是表示本实施例涉及的电源装置的简要框图。

图2是表示图1的控制部的简要框图。

图3是图2的控制部的动作说明用的简要波形图及时序图。

图4是表示将使5次高次谐波为现有比率50％时的1～50次的高次谐波成分在时间轴上展开的电流波形。

图5是表示将使5次高次谐波为现有比率0％时的1～50次的高次谐波成分在时间轴上展开的电流波形。

图6是表示开关动作区间时间Ton和高次谐波评价指数Ymax的关系的图。

图7表示对于每个输入电流有效值，对应于图6所示的U字曲线，将开关动作完成时间变更为最佳值时的电流波形。

图8是表示图7的12Arms时的高次谐波特性的图。

图9是表示图7的16Arms时的高次谐波特性的图。

图10是表示生成电流指令值的模型化波形的过程的流程图。

图11是表示图2的电流指令值生成部的简要结构的图。

图12是表示电流指令值生成部的时序图的一个例子的图。

图13是将电源装置设定为软件构成时的框图。

图14表示现有方式中的输入电流波形的形状和开关区间的瞬间平均值。

图15表示现有方式中的输入电流16Arms时的实测值。

图16表示现有方式中的由电流波形得到的高次谐波电流值的实测值。

图17是将图16的高次谐波电流值规格化的图。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明涉及的电源装置的最佳实施方式。此外，本发明并不限于本实施方式，并且，实施方式中说明的所有特征性组合并非发明的解决手段中必须具有的。此外，下述实施方式中的构成要素中，包括本领域技术人员容易想到的或本质上相同的内容。在下述实施方式中，对降低5次高次谐波成分的情况进行说明，但本发明并不限于此，在降低其它次数的高次谐波成分的情况下，也同样适用。

实施例

(电源装置的结构)

图1是本实施例涉及的电源装置的简要框图。本实施例涉及的电源装置与本发明申请人的特开2005-253284号公报涉及的电源装置同样地，在将交流电源变换为直流电压而作为负载电压时，使该变换后的电压至少经由电抗器(升压扼流圈)而流过短路电流，由此改善功率因数。此外，在本实施方式涉及的电源装置中，进行与该公报涉及的电源装置相同的开关次数控制及母线电压比率控制。

如图1所示，本实施方式涉及的电源装置具有：交流电源1；整流电路2；升压斩波电路3；负载4；电源相位检测电路(零交叉点(zero-cross)检测单元)5，其检测交流电源1的零交叉点；电流传感器6，其用于检测升压斩波电路3的输入电流Ii；驱动部7，其根据这些检测值以及来自于控制部13的信号，驱动开关元件3c；输入电流检测部10，其根据来自于电流传感器(例如CT)6的检测信号，检测升压斩波电路3的输入电流Ii；输入电压检测部11，其用于检测升压斩波电路3的输入电压Vi；输出电压检测部12，其用于检测升压斩波电路3的输出电压(母线电压)Vo；以及由微型计算机等构成的控制部13，其根据这些检测值以及由电源相位检测电路5得到的交流电源的零交叉点检测等，向驱动部7输出接通、断开升压斩波电路3的开关元件3c的信号。

升压斩波电路3具有：电抗器(升压扼流圈)3a，其串联连接在整流电路2的正端子侧；逆止二极管3b，其串联连接在电抗器(升压扼流圈)3a上；开关元件(例如IGBT；绝缘栅型晶体管)3c，其在该电抗器(升压扼流圈)3a和逆止二极管3b之间，与整流电路2的负端子侧连接；以及平滑电容器3d，其使输出电压平滑化。

该升压斩波电路3的动作为，通过经由电抗器(升压扼流圈)3a开关开关元件3c而短路，强制性流过电流，另一方面，将开关的电流从逆止二极管3b提供给平滑电容器3d。此外，作为负载4，在例如使用于空调机的压缩机电动机的情况下，可以设想为变换器电路及电动机。

控制部13根据输入电流和电流指令值的比较结果，接通、断开升压斩波电路3的开关元件3c，使该升压斩波电路3的输出电压Vo成为负载4的电压。

图2是图1的控制部13的简要框图。图3是用于说明图2的控制部的动作的简要波形图以及时序图。控制器13如图2所示，具有开关次数控制部100、电流指令值生成部150、母线电压比率控制部200、运算单元300、电流比较器400、逻辑电路500等。

上述母线电压比率控制部200根据下述计算式(1)，生成输出电压指令值(母线电压指令值)。

Vo*(t)＝Vimean(t)/Vimean(O)×A×Vo(O)…(1)

Vimean(t)：输入电压平均值的检测值

Vimean(O)：Vimean(t)的无负载时电压

Vo*(t)：输出电压指令值(母线电压指令值)

Vo(t)：母线电压的检测值

Vo(O)：Vo(t)的无负载时电压

A：输出母线电压比率指令值

上述开关次数控制部100用于确定开关次数，输出开关许可信号，以使得开关动作在任意期间内完成，其具有：计时器101，其测定开关动作区间时间Ton；Ton上限值/下限值计算单元102，其输出使n次高次谐波评价指数成为Ymax≤1的开关动作区间时间Ton的值(上限值/下限值)；开关次数计算单元103，其计算开关次数；低通滤波器(LPF)104；Ton*计算部105，其计算适当的开关动作区间时间；以及脉冲计数器106，其计数开关次数。

首先，利用运算单元300，计算出由母线电压比率控制器200计算出的输出电压指令值(负载电压指令值)Vo*和利用输出电压检测部12检测出的输出直流检测电压(母线电压)Vo之间的电压偏差。电流指令值生成部150根据该电压偏差，生成用于降低5次高次谐波成分的模型化波形的电流指令值(参照图3(a))。电流指令值生成部150的详细结构及动作后述。

利用电流比较器400，比较电流指令值和由输入电流检测部10检测出的输入电流Ii，根据该比较结果，生成开关元件3c的开关信号。利用该开关信号，经由栅极驱动电路7控制升压斩波电路3，以电流指令值为基准开关开关元件3c，获得输入电流波形(参照图3(a))。

脉冲计数器106计数开关元件3c的开关次数(参照该图(e))，但该脉冲计数器106的输出在复位的时刻成为H电平，在该计数值达到由开关次数计算单元103设定的规定值(脉冲设定值)时成为L电平(参照图3(f))。

该情况下，利用零交叉点的检测，接通开关元件3c(参照图3(b)、(c))，之后输入电流Ii上升，如果因达到上限值而开关元件3c断开(参照图3(a)、(c))，则脉冲计数器106递加(参照图3(d)、(e))。这样，通过接通、断开开关元件3c，输入电流Ii成为追随电流指令值的电流波形(参照图3(a))。

在这里，详细说明开关次数控制部100的动作。Ton上限值/下限值计算单元102输出使得Ymax≤1的开关动作区间时间Ton的值(Ton上限值/下限值)。在本例中，以将Ton上限值设为3.10ms，将Ton下限值设为2.75ms进行说明。如后所述，开关动作区间时间Ton的Ton上限值/下限值，也可根据输入电流的大小等条件而变化，在此情况下，Ton上限值/下限值计算单元102根据其输入电流的大小等条件，计算出最佳的Ton上限值/下限值。

利用由电源零交叉点检测单元5得到的检测电源相位信号(零交叉点)的复位信号，脉冲计数器106及计时器101复位。这样，计时器101开始计数开关动作区间时间Ton。脉冲计数器106计数开关元件3c的开关次数，在该计数值达到预先设定的规定值(脉冲设定值，在本例中为5次)时，脉冲计数器106的输出(图3的(f))成为L电平，这样，由计时器101进行的开关动作区间时间Ton的测定停止。因此，从计时器101中输出开关次数为5次时的开关动作区间时间Ton。在本例中，使此时的开关动作区间时间Ton为例如2.7ms。

另一方面，从Ton上限值/下限值计算单元102向开关次数计算单元103输出上述的Ton上限值/下限值的值(上限值3.10ms、下限值2.75ms)。在开关次数计算单元103中，比较开关动作区间时间Ton和Ton上限值/下限值，在这里，由于开关动作区间时间Ton低于Ton下限值，因而使脉冲计数器106中设定的脉冲设定值增加1次(本例中为6次)。这样，从下一周期(零交叉点)，开关动作区间Ton延长脉冲计数器值而成为6次，开关动作区间Ton向高于下限值的方向控制。在这里，由于脉冲计数值的大脉冲的脉冲宽度相对较小，因而通过增减这种脉冲来调整开关动作区间时间Ton，可以纳入Ton上限值/下限值的范围内。

另一方面，与上例相反地，在开关次数计算单元103中，比较开关动作区间时间Ton和Ton上限值/下限值的结果，是开关动作区间时间Ton超过Ton上限值的情况下，使脉冲计数器106中设定的脉冲设定值减少1次(本例中为4次)。这样，从下一周期(零交叉点)，开关动作区间时间Ton缩短脉冲计数器值而成为4次，开关动作区间时间Ton向低于Ton上限值的方向控制。

如上所述，在开关次数计算单元103中，比较开关动作区间时间Ton和Ton上限值/下限值，根据该比较结果，使脉冲计数器106中设定的脉冲设定值增加或减少1次，由此，其后将开关动作区间Ton纳入Ton上限值和Ton下限值的范围内。这样，按照图7的结果，只要将开关动作区间时间Ton控制在Ymax≤1这样的范围内，则即使存在上述部件波动，仍可以满足电源高次谐波限制值。

如上所述，将成为与由计时器101检测出的脉冲计数器106的输出相对应的开关许可信号宽度的开关动作区间时间Ton、和由Ton上限值/下限值计算单元102计算出的Ton上限值/下限值，利用开关次数计算单元103进行比较，根据其比较结果，设定脉冲计数器106的计数数据。并且，开关元件3c(参照图1)进行脉冲计数器106中设定的规定次数的开关。

在上述中，由于开关次数的变更会使输入电流波形中产生过渡状态，因而优选使变更周期低于电源周期几秒左右，同时使用低通滤波器104进行开关动作区间时间Ton的滤波处理(开关动作区间时间Ton的波动的平均化、噪声去除等)。

此外，也可以使开关动作区间时间Ton的Ton上限值/下限值因输入电流的大小而变化(可以使上限值为小于3.05ms～3.10ms的值，使Ton下限值为大于2.8ms左右的值)，通过使之因输入电流的大小而变化，可以在从轻负载到重负载的范围内保持高功率因数。例如，在轻负载的情况下，将Ton上限值设定为小于3.05～3.10ms的值例如2.9ms，减少开关元件3c的开关次数，由此可以减少开关损耗。另一方面，在重负载的情况下，将Ton下限值设定为大于2.8ms左右的值例如2.9ms，由此可以改善功率因数。

(输入电流波形的整形)

参照图4～图9，说明上述电流指令值生成部150生成的电流指令值及输入电流波形的整形。本发明申请人为了降低5次高次谐波成分，用以下方法导出了电流指令值的模型式。

从上述图15所示的现有方式的电流波形降低5次高次谐波成分时的假想波形如图4及图5所示。图4表示将使5次高次谐波为现有比率50％时的1～50次的高次谐波成分在时间轴上展开的电流波形，图5是将使5次高次谐波为现有比率0％时的1～50次的高次谐波成分在时间轴上展开的电流波形。在该图中，横轴为相位(deg)，纵轴为电流(A)、电压(V)。

如图4及图5所示可以看出，如果使5次高次谐波减少，则电流波形的开关区间(例如相位θ＝45～90deg)的峰钝化，接近三角波(直线)。因此，通过控制使开关区间的电流不是电源电压波形状(正弦波)，而是直线状，可以降低5次高次谐波。

下面，使用实测值进行说明。图6是表示用于消除高次谐波规格的、开关动作区间时间Ton和最大高次谐波评价指数Ymax(Yn中的最大值)的关系的图。在该图中，U字曲线表示安全范围。U字曲线因电抗器电感、输入电流有效值以及输出电压等而变化。具体地说，U字曲线例如：(1)随着电抗器电感的增加，U字曲线自身朝下方向移动；(2)随着输入电流的增加，U字曲线自身朝右上方向移动；(3)随着输出电压的增加，U字曲线的曲率变大，Tmin～Tmax之间的宽度变窄。

因此，如果将电抗器电感设定得大，且将输出电压设定得低(例如电源电压波形振幅的94％左右)，则容易消除高次谐波规格。但是，如果电抗器电感过大，则线圈尺寸增大，导致成本增加。此外，如果将输出电压设定得过低，则在负载4例如是无电刷DC电动机的情况下，有可能产生最大转速下降、尤其是在用于空调机的情况下，导致最大能力下降等问题。

也就是说，在要求降低电抗器电感，且要求电动机高输出的高负载输出时，将输出电压设定得大，尤其是在空调的情况下理想。可知该情况下，必须使与高次谐波规格相对的开关完成目标时间通过图6所示的U字的安全范围狭窄的区间，且利用输入电流有效值使之向右移动。

下面，考虑通过了输入电流的整体的电流波形的整形。

(1)进行开关动作的区间(主动区间)的电流波形

在该区间内，如上述图3(a)所示，由于输入电流追随电流指令值，因而大体直线增加。

(2)未进行开关动作区间(被动区间)的电流波形

在该区间内，在使输入电流的全波电流(绝对值)为Iac(A)，使输入电压的全波电压(绝对值)为Vac(V)，使输出电压为Vdc(V)，使电抗器(升压扼流圈)3a的电感为L(H)的情况下，开关元件3c断开状态的情况下的输入电流Iac可以用下式(2)表示。

Iac＝1/L×∫(Vac-Vdc)dt…(2)

因此，在输入电压大于输出电压的区间内电流增加，在输入电压与输出电压基本相等的区间内电流恒定，在输入电压小于输出电压的区间内电流减少。如果将被动区间内的输入电压和输出电压的关系控制为“输入电压＜输出电压”，则电流波形整体上为三角波。此外，如果从

这样的区间开始，则由于其后通过“输入电压＜输出电压”的区间，因而如果从输入电流波形整体考虑，则成为梯形波。

图7表示为了满足电源高次谐波规格，对于每个输入电流有效值(8、10、12、14、16Arms)，对应于图6所示的U字曲线，将开关动作区间时间Ton变更为最佳值的情况下的电流波形。该图的输出电压条件是使输出电压的设定为电源电压振幅的大约98％左右。

如该图所示，在输入电流低到8Arms时，显示出梯形波的波形，与之相对，在输入电流为12Arms时，梯形波的上底区间变短，在输入电流大到16Arms时，成为三角波这样的波形。开关动作区间时间Ton在12Arms的情况下为5.0ms，在16Arms的情况下为5.5ms。该图的12Arms的情况下的高次谐波特性示于图8，16Arms时的特性示于图9。从图8及图9可知，5次高次谐波成分降低，满足电源高次谐波限制。如上所述，随着输入电流的增加，如果使开关动作区间时间Ton对应于输入电流有效值而变化，则可满足电源高次谐波限制。这样，作为可以将电流指令值控制为直线状的波形，可以举出斜率平缓的三角波，斜率大的矩形波。这些波形的高次谐波成分具有以下特征(仅奇数次)。

(1)三角波的情况

随着次数升高，高次谐波成分与该次数的平方分之1成比例，n次高次谐波的电流值In为In∝1/n²

(2)矩形波的情况

随着次数的升高，高次谐波成分与其次数成反比，n次高次谐波的电流值In为In∝1/n。

另一方面，高次谐波规格极限值大体处于这二者之间，各自的高次谐波包络线的斜率的关系为三角波＞高次谐波规格极限值＞矩形波。

该关系意味着在进行三角波模型化时低次成分难以处理，此外，在进行梯形波模型化时高次成分难以处理。因此，通过使成为三角波及梯形波(三角波与矩形波的中间)这样的波形作为电流指令值，或者生成分开使用三角波及梯形波的电流指令值，容易消除高次谐波规格极限值。

图10是表示生成电流指令值的模型化波形的顺序的流程。按照以下流程的顺序可以由个人计算机等执行。在图9中，首先，在作为对象的电源装置中，进行初期控制电流状态下的电流波形(时间领域)检测(步骤S1)。然后，进行检测出的电流波形的高次谐波解析(时间领域→频率领域)(步骤S2)。

判断各高次谐波成分是否满足高次谐波规格值(步骤S3)，在所有高次谐波成分均满足高次谐波规格值的情况下(步骤S3的“是”)结束。

另一方面，在存在未满足高次谐波规格值的高次谐波成分的情况下(步骤S3的“否”)，生成使未满足高次谐波规格值的成分降低的假想高次谐波数据(步骤S4)。并且，将假想高次谐波数据变换为假想时间轴数据(模型化波形)(步骤S5)，将假想时间轴数据作为电流指令值(步骤S6)。

这样，在本实施例中，计算用于降低规定的高次谐波成分的模型化波形(电流波形(三角波、梯形波、矩形波等)的拟合曲线)，将其在电源电压半周期或电源电压全周期中作为电流指令值。由于该模型化波形的形状因所使用的电源装置的电抗器电感、输入电流有效值以及输出电压等而改变，因而使用最适于所用的电源装置的。

如上所述，可以用以下方式，进行用于降低5次高次谐波成分的电流指令值的生成及输入电流波形的整形。

(1)在使Y为模型化波形(电流指令值)，使t为从零交叉点起的经过时间或相位，使a为任意常数(斜率)，使b为任意常数(偏移)的情况下，模型化波形可以以电源电压零交叉点为基准，由Y＝a×t+b的函数进行规定。

(2)在将输入电流波形整形为模型化波形的情况下，交流电源半周期的前半部分进行开关动作，使输入电流波形追随电流指令值，且交流电源半周期的后半部分调整输出电压的大小。

(3)在将输入电流波形整形为三角波形状的情况下，交流电源半周期的前半部分执行开关动作，使输入电流波形追随电流指令值，且交流电源半周期的后半部分利用被动动作执行使电流流过的控制。

(4)在将输入电流波形整形为大致梯形波形状的情况下，交流电源半周期的前半部分进行开关动作，使输入电流波形追随电流指令值，且交流电源半周期的后半部分以被动动作使电流流过，同时通过控制输出电压，控制输入电流波形的梯形波上底区间的长度。

(5)在输入电流有效值的变动大的系统中，根据输入电流有效值，变更电流指令值的斜率及作为开关动作完成的目标时间的开关动作区间时间Ton，使输入电流波形以梯形波形状和三角波形状变化。

(电流指令值生成部的构成)

参照图11及图12，说明图2的电流指令值生成部150的构成及动作的一个例子。图11是表示上述图2的电流指令值生成部150的简要构成。图12是表示电流指令值生成部150的时序图的一个例子。图12表示电流指令值为三角波的情况。

电流指令值生成部150具有：PI控制器151，其根据由运算单元300提供的电压偏差(控制量)，计算比例项P以及积分项I，根据这些比例项P及积分项I计算电流指令振幅值；PMW变换器(D/A变换器)152，其将电流指令振幅值变换为PWM信号，输出给LPF153；LPF(低通滤波器)153，其将PWM信号平滑化后输出DCV电压；电压/电流变换电路154，其将DCV值变换为直流电流值(斜率指令值)DCI；以及积分单元155，其将积分直流电流值DCI后获得的模型化波形经放大器156，作为电流指令值输出。

说明具有上述构成的电流指令值生成部150的动作。首先，PI控制器151根据由运算单元300提供的电压偏差(控制量)，计算比例项P以及积分项I，根据这些比例项P及积分项I计算电流指令振幅值后输出给PWM变换器152。PWM变换器152将电流指令振幅值变换为PWM信号(参照图12(a))，输出给LPF 153。LPF 153将PWM信号平滑化后，将DCV电压(参照图12(b))输出给电压/电流变换电路154。

电压/电流变换电路154输出与DCV成正比的直流电流值DCI。在这里，如果将比例常数设为Ki，则直流电流值DCI可以用下式(3)表示。

DCI＝Ki×DCV…(3)

该直流电流值DCI流入积分单元155的电容器C1或连接在电容器C1两端的晶体管Tr中，晶体管Tr1断开时，电容器C1的两端电压Vc可yi用下式(4)表示。

Vc＝1/C×∫DCI·dt…(4)

在这里，C是电容器容量

电容器C1的两端电压Vc与直流电流值DCI成正比，线性地增加。在电源电压零交叉点信号输入的同时，使开关许可信号(参照图12(c))为Enable(高输出)状态，将由变换器157使开关许可信号反转后的信号输入晶体管Tr1的栅极，使晶体管Tr1处于断开状态。这样，电荷在电容器C1中积蓄，电容器C1的两端电压Vc与直流电流值DCI成正比，线性地增加。

此外，开关动作完成的同时，使开关许可信号(参照图12(c)为Disble(低输出)状态，在晶体管Tr1的栅极上将由变换器157使开关许可信号反转后的信号输入晶体管Tr1的栅极，使晶体管Tr1处于接通状态。这样，电容器C1的两端被短路，积蓄在电容器C1中的电荷产生放电，两端电压Vc向0V方向减少。

这样，在积分单元155中，检测电源电压零交叉点，同时通过积分直流电流值DCI获得直线部，并且，在开关动作完成的同时，进行积分值的复位，以生成开关区间为直线的模型化波形(三角波)的电流指令值(参照图12(d))。这样，可以在积分单元155中生成与电源周期同步的模型化波形的电流指令值，调整其斜率。

如上所述，根据上述实施例，由于生成由电流波形使规定的高次谐波成分减少后的模型化波形作为电流指令值，在交流电源半周期中的前半部分的区间，根据输入电流和电流指令值的比较结果，接通/断开控制开关元件，因而不加大电抗器电感就可以降低规定的高次谐波成分，即使在大电流领域内，也不加大电抗器电感就可以消除电源高次谐波限制。此外，在使用与现有方式相同的电流领域的情况下，由于可以减少电抗器电感，因而可以降低成本。

(软件构成)

如果由软件构成上述的开关元件3c的开关控制，则例如通过设定为图13的变换器框图，即可以实现本发明的PFC的全球化。软件构成20可以通过图1的控制部13的微型计算机实现。在这里，由软件构成无需进行电压控制等高速控制的环路。

电流控制器22表示了图2所示的电流比较器400、逻辑电路500、栅极驱动电路7以及开关元件(IGBT)3c等的由功率类主电路构成的开关动作控制部。

母线电压比例控制部200具有：负载电压比率指令部201，其输出用于抑制输出电压的波动的输出母线电压比率指令值(比率值)A；无负载状态判定部202，其用于将输出电压Vdc(t)以及输入电源电压的全波电压Vac(t)切换为无负载时和有负载时；缓冲器203，其存储无负载时的输出电压Vdc(0)；缓冲器204，其存储无负载时的输入电源电压的全波电压Vac(0)；运算部205，其计算Y＝Vac(t)/Vac(0)×Vo(0)；以及乘法器206，其运算母线电压指令值(负载电压指令值)Vo*(t)＝A×Y，进行输出。

说明图13所示的电源装置的动作概况。首先，由运算单元300，计算与电源环境及使用设备等对应的负载电压指令值和输出电压检测值的偏差。使用该偏差在PI(比例积分)151中计算比例项P，同时计算其积分项I，利用这些比例项P及积分项I计算电流指令振幅值。

该电流指令振幅值在PWM变换器152中变换为PWM信号后，经由LPF 153，将由积分单元155积分后获得的电流指令值输出给运算单元21，以电流指令值为基础进行电流控制。

在该电流控制中，由运算单元21计算电流指令值和输入电流的偏差，将其输入电流控制器22，进行上述动作。脉冲计数器106利用来自于电源相位检测电路(零交叉点)5的复位信号开始计数动作。

在电流控制器22中，以使得输入电流纳入上限值和下限值的范围的方式接通、断开开关元件3c，同时将该开关次数信息输出给脉冲计数器106。

如果脉冲计数器106的计数值达到规定值，则将用于禁止开关元件3c开关的开关许可信号设为L电平。利用该L电平的开关许可信号，在电流控制器22中停止开关元件3c的接通、断开动作。

另一方面，由上述电流控制器22的动作获得的输入电流(全波)反馈给运算单元21。该输入电流(全波)在乘以开关状态后成为输出电流。利用运算单元25将由干扰引起的负载电流加入到该输出电流中，利用积分部26将其积分后成为输出电压。

其输出电压设定为负载4的电源电压，同时由LPF 27去除噪声，反馈给上述软件构成20。该反馈后的输出电压由A/D变换单元设定为上述运算单元300的输出电压检测值。

这样，根据上述软件构成，通过使用与各种状态等对应的参数，可以适当进行开关元件3c的开关控制，并且无需增加电源装置(软件)的成本。

此外，由于上述实施例是使用升压斩波型功率因数改善电路的装置，因而不仅可用于图1所示的代表电路，可以应用于经由电抗器的全部电源短路电路中。

工业实用性

根据本发明，由于可使电源装置中的电流控制稳定化，更容易应对电源高次谐波限制，因而不仅可以用于空调机及冰箱的压缩机，还可以适用于全部家用电器，同时也可以适用于工业设备。

Claims

1.一种电源装置，其在将交流电源变换为直流电压来作为负载电压时，经由电抗器短路前述交流电源来改善功率因数，其特征在于，具有：

功率因数改善单元，其包含前述电抗器及开关元件，将其输出电压作为负载电压；

电流指令振幅值生成单元，其根据目标电压值和输出电压之间的偏差生成电流指令振幅值；

电流指令值生成单元，其生成从电流波形中减少了规定次数的高次谐波成分的模型化波形作为电流指令值；以及

开关控制单元，其在交流电源半周期中的前半部分区间，根据输入电流和前述电流指令值的比较结果，接通/断开控制前述开关元件，

前述电流指令值生成单元包含积分单元，其对与所述电流指令振幅值相对应的直流电流值进行积分，生成前述交流电源半周期的前半部分成为直线的电流指令值。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，

前述模型化波形在交流电源半周期或交流电源全周期的区间内生成，具有大致三角波、大致梯形波或大致矩形波的形状。

3.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，

在设Y为电流指令值、t为从零交叉点起的经过时间或相位、a为斜率、b为偏差的情况下，前述模型化波形以电源电压零交叉点为基准，由Y＝a×t+b的函数规定。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的电源装置，其特征在于，

为了将输入电流波形整形为前述模型化波形，前述交流电源半周期的前半部分进行前述开关元件的开关动作，使前述输入电流波形追随前述电流指令值，且前述交流电源半周期的后半部分调整输出电压的大小。

5.根据权利要求4所述的电源装置，其特征在于，

为了将前述输入电流波形整形为前述大致三角波形状，前述交流电源半周期的前半部分进行前述开关元件的开关动作，使前述输入电流波形追随前述电流指令值，且前述交流电源半周期的后半部分利用被动动作控制电流流动。

6.根据权利要求4所述的电源装置，其特征在于，

为了将前述输入电流波形整形为前述大致梯形波形状，前述交流电源半周期的前半部分进行前述开关元件的开关动作，使前述输入电流波形追随前述电流指令值，且前述交流电源半周期的后半部分利用被动动作使电流流动，同时通过控制前述输出电压，控制前述输入电流波形的梯形波上底区间的长度。

7.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，

根据输入电流的有效值变更前述模型化波形的斜率以及开关动作完成的目标时间，由此使前述输入电流波形变化为前述大致梯形波形状和前述大致三角波形状。

8.根据权利要求1至3、5至7中任一项所述的电源装置，其特征在于，

前述规定次数的高次谐波成分是5次高次谐波成分。