CN1764824A - 检波电路、检波方法以及物理量测定装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种检波电路(30)，包含被同步检波信号的输入部(30a)、向被同步检波信号输入基准信号的输入部(30b)、以及向被同步检波信号施加偏置信号的偏置信号输入部(30c)。所述检波电路将偏置信号叠加于被同步检波信号后，基于基准信号进行同步检波。

Description

检波电路、检波方法以及物理量测定装置

技术领域

本发明涉及一种检波电路、检波方法以及物理量测定装置。

背景技术

本发明申请人对振动型陀螺仪的应用进行了各种研究，包括在汽车车体旋转速度反馈式车辆控制方法中，将振动型陀螺仪用于旋转速度传感器等。在这种系统中，转向轮的方向是依据方向盘的旋转角度检测。与此同时，车体实际旋转的旋转速度使用振动陀螺仪检测。然后，比较转向轮方向与实际车体的旋转速度，计算差值，并依据该差值对车轮转矩、转向角进行校正后，便可以实现稳定的车体控制。本发明申请人于日本专利特开平11-281372号公报中提出了一种主要使用在平面内延伸的振子、适合横向配置的振动型陀螺仪。

振动型陀螺仪在制造时，需使用自激振荡电路，激励例如晶体形成的驱动振动片，产生驱动振动。此外，通过处理由振子上的检测电极所发送的输出电压，获得与旋转角速度相对应的电压值。日本专利特开平11-44540号公报、特开2003-87057号公报中公开了这种电路。

发明内容

以往，自激振荡电路与检测电路由分立元器件构成，制造工序繁多。因此，本发明者考虑通过在单片IC芯片上形成自激振荡电路和检测电路，实现驱动-检测电路的批量生产。

将用于陀螺仪传感器的IC实现单片化时，IC的工艺大致可分为双极型以及CMOS两种。为了测定检测电极中的微弱电流，优选CMOS工艺。但是，在用CMOS工艺生产IC时，噪声很大，尤其是检测电路中1/f噪声变大。

图1是一例检测电路的方框图。设置于振子11上的检测构件12A、12B分别将输出信号输出，各输出信号分别由电荷放大器13A、13B放大，并由差动放大器14将各输出信号之差放大。接着，通过放大器15。另一方面，派生一部分驱动信号，将该派生信号输入到相位检波器30，通过检波电路16对振子1的输出信号进行检波。结果，在检波后的输出信号中，应可除去、或至少可减少不需要的泄漏信号。此检波后的输出信号将通过低通滤波器17、放大器18。图1的S4中的陀螺仪方向振动分量与泄漏方向振动分量如图2的S4所示。对陀螺仪信号分量进行检波后，波形如S5所示。此信号通过低通滤波器17后，可获得如S6所示直流信号。此时，经过检波以及低通滤波器处理后，信号振幅变小。因此，通常会使用放大器18放大直流信号，并施加由偏置调整电路19输出的信号。此放大后的输出信号由输出端子20来测定。

此处，发现例如1/f噪声的问题。1/f噪声是低频噪声，主要由放大器产生。因此，需要降低低通滤波器17的后级的噪声放大倍数。

例如，如图3所示，在低通滤波器17的后级配置了同相放大器21、反相放大器22。放大器包含了反相放大器与同相放大器。此处，以Vn表示放大器的噪声，以A表示放大电路的增益。于是，反相放大器的输出噪声为[(A+1)×Vn]，同相放大器的输出噪声为[A×Vn]。因此，从减小噪声的观点来看，优选使用同相放大器。

然后，图3所示的电路中，使从同相放大器21与偏置调整D/A19的反相放大器22的输入阻抗相同时，1/f噪声成为Vn×A+Vn×(2A+1)＝Vn×(3A+1)。例如A＝4时，图3电路中的低通滤波器之后的1/f噪声为13Vn。因此，最好将具有A放大倍率的放大器尽量移到前级一侧。

因此，如图5所示，本发明申请人尝试将具有A放大倍率的放大器移动到前级一侧。此时，将向放大器23的信号输入偏置信号。此时，如果使从低通滤波器17与偏置调整D/A19的反相放大器23的输入阻抗相同，则1/f噪声成为Vn×(2A+1)+Vn×2＝Vn×(2A+3)。例如A＝4时，1/f噪声为11Vn。此处，同相放大器比反相放大器的噪声小。但是，同相放大器的输入电压范围小。为了进行偏置调整，需要有较大的放大器输入范围，因此，不得不使用噪声大的反相放大器，难以降低检测电路中的1/f噪声。

本发明的目的在于，在放大同步检波后的信号时，降低放大后的信号噪声。

本发明涉及一种检波电路，具体地说，它包含被同步检波信号的输入部、向被同步检波信号输入基准信号的输入部、以及向被同步检波信号施加偏置信号的偏置信号输入部，在偏置信号叠加到被同步检测信号后，基于所述基准信号进行同步检波。

另外，本发明涉及一种检波方法，具体地说，是将偏置信号叠加于被同步检波信号后，基于基准信号进行同步检波。

另外，本发明涉及一种物理量测定装置，具体地说，该物理量测定装置使用振子、激励振子进行驱动振动的驱动电路、以及为了将来自振子的检测信号输出的检测电路，基于检测信号对物理量进行测定，其中检测电路包含检波电路，检波电路具备被同步检波信号的输入部、向被同步检波信号输入基准信号的输入部、以及向被同步检波信号施加偏置信号的偏置信号输入部，在偏置信号叠加到被同步检测信号后，基于基准信号进行同步检波。

本发明申请人发明了向被同步检波信号叠加偏置信号、并通过基准信号进行同步检波的电路。由此，便可以使用输入电压范围小的同相放大器，作为同步检波后进行放大时的放大器。同相放大器与反相放大器相比，由于1/f噪声小，可显著降低噪声。

附图说明

图1是表示以往检测电路的例示电路图。

图2是表示各点S4、S5、S6的各波形图。

图3是表示本发明人研究的比较例中检测电路的电路图。

图4是表示反相放大器以及同相放大器构造例的电路图。

图5是表示本发明人研究的其他比较例中检测电路的电路图。

图6是表示同步检波电路的电路图。

图7是表示图6同步检波电路中各点1～6的各波形的波形图。

图8是表示具有偏置信号输入功能的同步检波电路的电路图。

图9表示图8电路中各点1～7的波形例。

图10是表示组合了同步检波电路30的检测电路的方框图，所述同步检波电路30具有偏置信号输入功能。

图11是自激振荡电路49、以及组合了同步检波电路30的检测电路50的电路图，所述同步检波电路30具有偏置信号输入功能。

具体实施方式

下面对本发明的同步检波电路进行说明。

图6是表示以往同步检波电路16的电路图。图7表示图6电路中各点1～6的各电压波形。向被同步检波信号输入部16a输入被同步检波信号(点1)。点1的波形是例如图7(1)所示的正弦波。被同步检波信号输入部16a实际上由反相放大器构成，包含串联电阻器27、并联电阻器28、以及放大器26。结果发现在点2如图7(2)所示，点1的正弦波发生反相。此输出通过开关1(29A)、开关2(29B)后，与检波电路的输出点6相连。

另一方面，基准信号由基准信号输入部16b输入。点3的信号如图7(3)表示。此信号通过比较器25后，在点4处变为矩形波。在点5处，点4的矩形波波形发生反相。然后，以一定周期将开关1的接通-断开与开关2的接通—断开进行切换。结果可获得点6的输出。

图8是表示本发明一个实施方式所述的具有偏置信号输入功能的检波电路30的电路图，图9表示图8电路中各个点的波形例。

首先，向被同步检波信号输入部30a输入被同步检波信号(点1)。点1的波形是例如图9(1)所示的正弦波。被同步检波信号输入部30a实际上由反相放大器构成，包含串联电阻器27、并联电阻器28、以及放大器26。结果，在点2如图9(2)所示，点1的正弦波发生反相。此输出信号通过开关1(29A)、开关2(29B)后，与检波电路的输出点6相连。

另一方面，基准信号由基准信号输入部30b输入。点3的信号如图9(3)表示。此信号通过比较器25后，在点4处变为矩形波。在点5处，点4的矩形波波形发生反相。

在此，本例中，偏置信号从偏置输入部30c通过电阻器31输入。偏置信号是如图9(7)所示的直流电压信号。偏置信号的大小例如由非旋转时的振子检测电极输出的泄漏信号大小(零点温度漂移)决定。然后，以一定周期将开关1的接通-断开与开关2的接通-断开进行切换。其结果，可获得点6中的输出。此处，在开关1为接通状态的期间内，输入偏置信号，在开关为断开状态的期间内，不输入偏置信号。结果，整个检波电路的输出点6的波形，如图9所示。即，输出波形本身与图7(6)相差不大，但开关1的期间中偏置电压信号叠加，开关2的期间中偏置信号不叠加。

这样，在同步检波电路阶段，通过叠加必要的偏置信号，可获得以下效果。例如图10所示，将具有偏置输入功能的同步检波电路30设置在放大器15的后级。同步检波电路30包含偏置调整部19与同步检波部16，电路30的构造如图8所示。此电路30中，将获得如上叠加了偏置信号的检波后输出信号。此信号通过低通滤波器17、同相放大器21、反相放大器22，输出到端子20。

此处，本例中，在通过低通滤波器之前已输入了偏置信号，向后级放大器21输入信号电压的输入范围狭小(图9中的(6))。因此，作为放大器，可使用输入电压范围狭小的同相放大器21。以A表示同相放大器21的放大倍率，以1表示反相放大器22的放大倍率，那么1/f噪声为Vn×A+Vn×2＝Vn×(A+2)。A＝4时，噪声减至6Vn。

图11是表示本发明中一个实施方式所述的自激振荡电路49及检测电路50的电路图。

对振子11安装有激振构件40，激振构件40与自激振荡电路49连接。自激振荡电路49具备电流/电压放大器(交流放大器)41、高通滤波器42、比较器43、全波整流器44、积分器45、以及电阻器。

起动时，起动电路将噪声输入至自激振荡电路49。此噪声通过振子11的驱动部40接受选频，接着输入至电流/电压转换器41，进行放大后转换为电压值。电流/电压转换器41输出的输出信号中，一部分输入至全波整流器44，并转换为振幅电平(大小)。46是基准电压源。该振幅信号被输入至积分器45。自激振荡装置49没有图示的诊断电路连接，诊断电路的输出通过DIAG端子输出至外部。

在启动后的初始阶段，振子11中大部分噪声被去除，因此全波整流器44的输出较小。所以，需增大积分器45的输出，使振荡回路绕一圈的回路增益大于1。随着时间的增加，整流器44的输出会增大，因此要减小积分器45的输出，使回路增益等于1。

检测电路50中，使用电荷放大器13A、13B，将对振子11设置的检测构件12A、12B所输出的各输出信号放大，并使用差动放大器14将各输出信号之差放大。接着，使其通过放大器15。另一方面，派生一部分驱动信号，将该派生信号输入到具有偏置信号输入功能的相位检波器30，对振子11的输出信号进行检波。使检波后的输出信号通过低通滤波器17、同相放大器21、反相放大器22，并从输出端子22将该输出取出至外部。

本发明中，偏置信号是指被同步检波信号为0时的输出直流电压，是用于在物理量测定装置中物理量为0时进行调整而使得测定值为0的信号。

用于同步检波的基准信号波形没有限定，可例举有正弦波、矩形波、三角波、以及锯齿波。

本发明中，需要测定的物理量并无特别限定。当激励振子进行驱动振动，由于物理量对于驱动振动中振子的影响，而造成振子振动状态改变时，可以依据此振动状态的改变、而通过检测电路进行检测的物理量均可作为对象。施加于振子的加速度、角速度、角加速度特别适合作为这种物理量。此外，检测装置优选惯性传感器。

驱动信号的波形没有限定，但优选正弦波、余弦波或矩形波。振子的构造没有特别限制。构成振子的材质的Q值优选为大于等于3,000，大于等于10,000更好。构成振子的材质可例举镍铬等恒弹性合金、以及强介电性单晶(压电性单晶)。这种单晶可例举水晶、铌酸锂、钽酸锂、铌酸锂-钽酸锂固溶体、硼酸锂以及兰克赛(langasite)。

【实施例】

以下，采用参照图1、图11说明过的比较例的电路，进行了驱动检测试验。振子是使用了日本专利特开平11-281372号公报中公开的振子。此振子包含2根驱动振动片、和与驱动振动片独立振动的2根检测振动片。启动电路产生频率为100～500kHz的噪声，输入到自激振荡电路中，启动自激振荡。驱动振动片的固有谐振频率为45kHz。低通滤波器的截止频率设为200Hz。

从检测电路处获得的检测信号的1/f噪声为10μV/√Hz(1Hz)。

与此不同的是，将图1所示的检测电路中的检波电路变为图8所示。结果发现，与比较例相比，1/f噪声减少了60％。

Claims (4)

1.一种检波电路，其特征在于，包含

被同步检波信号的输入部、

向所述被同步检波信号输入基准信号的输入部、以及

向所述被同步检波信号施加偏置信号的偏置信号输入部，

所述偏置信号叠加到所述被同步检测信号后，基于所述基准信号进行同步检波。

2.一种检波方法，其特征在于，

在偏置信号叠加于被同步检波信号后，基于基准信号进行同步检波。

3.一种物理量测定装置，其特征在于，使用振子、激励振子进行驱动振动的驱动电路、以及用于将来自所述振子的检测信号输出的检测电路，基于所述检测信号对物理量进行测定，

所述检测电路包含检波电路，该检波电路包含被同步检波信号的输入部、向所述被同步检波信号输入基准信号的输入部、以及向所述被同步检波信号施加偏置信号的偏置信号输入部，在所述偏置信号叠加到所述被同步检测信号后，基于所述基准信号进行同步检波。

4.如权利要求3所述的物理量测定装置，其特征在于，

该物理量测定装置是用于测定旋转角速度的装置。

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